TWI527373B - 具過載保護與節能機制的電源傳輸裝置 - Google Patents

具過載保護與節能機制的電源傳輸裝置 Download PDF

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TWI527373B TW104105018A TW104105018A TWI527373B TW I527373 B TWI527373 B TW I527373B TW 104105018 A TW104105018 A TW 104105018A TW 104105018 A TW104105018 A TW 104105018A TW I527373 B TWI527373 B TW I527373B
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Description

具過載保護與節能機制的電源傳輸裝置
本發明是有關於一種電源傳輸技術，且特別是有關於一種具過載保護與節能機制的電源傳輸裝置。
在現代生活中，電器的使用已經相當地普及，而人們對於電器的需求也日益增加。許多家庭或辦公場所為了增加電器的使用而添購電源延長線，更有些人會為了兼顧省電與用電安全而選擇智慧型電源延長線。智慧型電源延長線通常具有智慧開關。智慧開關可以在用電過度或負載過大時自動關閉或接受控制而進行導通切換。
以目前的技術而言，智慧開關的作動元件基本上是由繼電器所組成，而常見的繼電器包括電磁式繼電器(Electromagnetic Relay,EMR)及固態繼電器(Solid state Relay,SSR)。其中，電磁式繼電器可承載較大的電流，且溫度變化對電磁式繼電器的影響也較小。電磁式繼電器驅動時所消耗的功率依電流額定值(rated current value)不同而有差異但多為定值。例如：交流工作電壓250VAC、電流額定值15A的電磁式繼電器於驅動時所消耗的功率約0.5W。但電磁式繼電器在輕載的情況下所消耗的功率相較於固態繼電器為高，電磁式繼電器甚至在待機(即空載)時也將持續地消耗電力。另一方面，固態繼電器所消耗的功率則與負載電流成正比。因此在待機(即空載，負載電流約為0A)或當負載電流小於0.5A(即輕載)時，固態繼電器具有不耗能或消耗功率較小的特性，故能夠有效地減少電力消耗，且切換速度也較快。因此，在某些低耗能(節能)的應用中，可用固態繼電器來取代電磁式繼電器(例一)，或是以固態繼電器搭配電磁式繼電器來使用(例二)。然而，固態繼電器雖具有低耗能與切換速度快速的特點，但在例二以固態繼電器搭配電磁式繼電器來實現智慧開關的應用中，倘若沒有任何適當的保護措施，一旦固態繼電器為導通狀態且瞬間發生過載時，來自市電的瞬間大電流，特別容易對固態繼電器造成損害。
因此，如何在採用例二(即以固態繼電器搭配電磁式繼電器)來做為電源延長線的開關裝置以進行高功率與節能的最佳化應用的同時，避免電源延長線在節能模式(即固態繼電器導通)下，因瞬間負載功耗增加使得固態繼電器過載而損壞，乃是本領域技術人員所面臨的重要課題之一。
本發明提供一種具過載保護與節能機制的電源傳輸裝 置，藉以解決先前技術所述及的問題。
本發明的電源傳輸裝置包括開關模組。開關模組包括第一開關電路、第二開關電路以及保護電路。第一開關電路耦接於電源輸入模組與電源供應埠之間以自電源輸入模組接收由市電系統所提供的交流電源。第一開關電路受控於第一控制信號以傳送交流電源至電源供應埠。第二開關電路耦接到電源輸入模組以接收交流電源。保護電路耦接於第二開關電路與電源供應埠之間。其中，第二開關電路受控於第二控制信號且透過保護電路以傳送交流電源至電源供應埠。其中，保護電路受控於第二控制信號以於第二開關電路導通時檢測電源供應埠的負載功率值。當負載功率值的瞬間變化大於預設過載臨界值時，則保護電路產生第一控制信號以致能第一開關電路，從而對在導通狀態下的第二開關電路進行保護。
在本發明的一實施例中，上述的電源傳輸裝置更包括控制模組。控制模組耦接到第一開關電路、第二開關電路與保護電路以控制第一開關電路、第二開關電路與保護電路的啟閉且接收第一控制信號。其中，當控制模組根據第一控制信號而判斷第一開關電路導通後，控制模組控制第一開關電路維持在導通狀態，且控制模組產生第二控制信號以禁能第二開關電路與保護電路。
在本發明的一實施例中，上述的電源傳輸裝置更包括檢測模組。檢測模組耦接於電源輸入模組的另一端與電源供應埠的另一端之間以檢測電源供應埠的負載功率值。其中，控制模組耦 接到檢測模組以接收負載功率值。控制模組根據檢測模組所檢測的負載功率值以控制第一開關電路、第二開關電路與保護電路的啟閉。
在本發明的一實施例中，當第一開關電路導通，第二開關電路不導通，且檢測模組所檢測的負載功率值在預設時間中持續小於節能臨界值時，控制模組致能第二開關電路與保護電路且禁能第一開關電路。其中，節能臨界值小於預設過載臨界值。
在本發明的一實施例中，當第二開關電路導通，第一開關電路不導通，且檢測模組所檢測的負載功率值在預設時間中持續大於節能臨界值且小於預設過載臨界值時，控制模組致能第一開關電路且禁能第二開關電路與保護電路。
在本發明的一實施例中，上述的保護電路包括感測電路以及過載防護電路。感測電路耦接於第二開關電路與電源供應埠之間以檢測電源供應埠的負載功率值，並產生觸發信號。過載防護電路耦接於感測電路以接收觸發信號，且於第二開關電路導通時反應於觸發信號而產生第一控制信號。
在本發明的一實施例中，上述的感測電路包括電阻以及光耦合器。電阻耦接於第二開關電路與電源供應埠之間。光耦合器耦接於電阻的兩端，且反應於電阻的兩端的電壓差而產生觸發信號。
在本發明的一實施例中，上述的過載防護電路包括反及閘、D型正反器以及電晶體。反及閘的第一輸入端耦接到感測電 路以接收觸發信號。D型正反器的重置端耦接到控制模組以接收第二控制信號。D型正反器的反相資料輸出端耦接到D型正反器的資料輸入端並耦接到反及閘的第二輸入端。D型正反器的時脈輸入端耦接到反及閘的輸出端。電晶體的控制端耦接到D型正反器的正相資料輸出端。電晶體的第一端耦接到接地端。電晶體的第二端用以輸出第一控制信號。
在本發明的一實施例中，上述的過載防護電路包括處理器以及電晶體。處理器耦接到感測電路以接收觸發信號。處理器耦接到控制模組以接收第二控制信號，並據以產生開關信號。電晶體的控制端耦接到處理器以接收開關信號。電晶體的第一端耦接到接地端。電晶體的第二端用以輸出第一控制信號。其中，當處理器根據第二控制信號而判斷第二開關電路導通時，處理器反應於觸發信號而控制電晶體的啟閉。當處理器根據第二控制信號而判斷第二開關電路不導通時，處理器關斷電晶體。
在本發明的一實施例中，上述的過載防護電路包括單擊觸發電路。單擊觸發電路耦接到感測電路以接收觸發信號。單擊觸發電路耦接到控制模組以接收第二控制信號。單擊觸發電路反應於第二控制信號與觸發信號而產生脈波，並輸出脈波以做為第一控制信號。其中，自保護電路致能第一開關電路至控制模組判斷第一開關電路導通的時間區間為判斷延遲時間，且單擊觸發電路所產生的脈波的寬度大於判斷延遲時間。
在本發明的一實施例中，上述的第一開關電路包括電磁 式繼電器，且第二開關電路包括固態式繼電器。
基於上述，本發明的電源傳輸裝置可檢測電源供應埠的負載功率值，並依據所檢測的負載功率值來對開關模組中的第一開關電路與第二開關電路進行切換。當保護電路檢測負載功率值大於預設過載臨界值時，保護電路可產生第一控制信號以將第一開關電路導通，以降低流過第二開關電路的電流，從而對第二開關電路進行過載保護。控制模組根據第一控制信號而判斷第一開關電路已被保護電路導通之後，控制模組可控制第一開關電路維持在導通狀態並產生第二控制信號以禁能第二開關電路與保護電路。如此一來，可降低第二開關電路因過載而損毀的風險性。
為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。
100‧‧‧電源傳輸裝置
110‧‧‧電源輸入模組
120‧‧‧電源供應埠
140‧‧‧檢測模組
160‧‧‧開關模組
162‧‧‧第一開關電路
162_1‧‧‧電磁式繼電器
162_2‧‧‧開關
164‧‧‧第二開關電路
164_1‧‧‧光耦合器
164_2‧‧‧三端雙向可控矽開關
166‧‧‧保護電路
166_1‧‧‧感測電路
166_2、166_3、166_4‧‧‧過載防護電路
166_21‧‧‧D型正反器
166_31‧‧‧處理器
166_41‧‧‧單擊觸發電路
180‧‧‧控制模組
ArmPS‧‧‧觸發信號
CLK‧‧‧時脈輸入端
CLR‧‧‧重置端
D‧‧‧資料輸入端
DDT‧‧‧判斷延遲時間
DS‧‧‧檢測信號
DT‧‧‧預設時間
GND‧‧‧接地端
I‧‧‧電流
L‧‧‧線圈
NA1‧‧‧反及閘
OC‧‧‧光耦合器
OFF_DT‧‧‧關閉延遲時間
ON_DT‧‧‧開啟延遲時間
ON_CBT‧‧‧導通跳轉時間
Q‧‧‧正相資料輸出端
/Q‧‧‧反相資料輸出端
QS‧‧‧開關信號
QT‧‧‧電晶體
R‧‧‧電阻
RP‧‧‧限流電阻
SW1‧‧‧觸點電極開關
SW_EMR‧‧‧第一控制信號
SW_SSR‧‧‧第二控制信號
T0、T1、T2、T10、T11、T12、T13、T20、T21、T22、T23、T24‧‧‧時間
TH1‧‧‧預設過載臨界值
TH2‧‧‧節能臨界值
VAC‧‧‧交流電源
Vcc‧‧‧直流工作電壓
vd‧‧‧電壓差
WAC‧‧‧負載功率值
下面的所附圖式是本發明的說明書的一部分，繪示了本發明的示例實施例，所附圖式與說明書的描述一起說明本發明的原理。
圖1是依照本發明一實施例所繪示的具過載保護與節能機制的電源傳輸裝置的方塊示意圖。
圖2是圖1的電源傳輸裝置的開關模組的電路方塊示意圖。
圖3是圖1的電源傳輸裝置的開關模組的電路架構示意圖。
圖4是圖1的電源傳輸裝置的一時序示意圖。
圖5是圖1的電源傳輸裝置的另一時序示意圖。
圖6是圖1的電源傳輸裝置的又一時序示意圖。
圖7是圖1的電源傳輸裝置的開關模組的另一電路架構示意圖。
圖8是圖1的電源傳輸裝置的開關模組的又一電路架構示意圖。
為了使本揭露之內容可以被更容易明瞭，以下特舉實施例做為本揭露確實能夠據以實施的範例。另外，凡可能之處，在圖式及實施方式中使用相同標號的元件/構件/步驟，係代表相同或類似部件。
以下請參照圖1，圖1是依照本發明一實施例所繪示的具過載保護與節能機制的電源傳輸裝置100的方塊示意圖。如圖所示，電源傳輸裝置100可例如是電源延長線。電源傳輸裝置100可包括電源輸入模組110、電源供應埠120、檢測模組140、開關模組160以及控制模組180。
電源輸入模組110可以是電源傳輸裝置100的插頭(例如電源延長線的插頭)。電源輸入模組110可耦接到市電供應系統(未繪示)以接收並提供交流電源VAC至電源傳輸裝置100中的開關模組160。
開關模組160耦接於電源輸入模組110的一端與電源供 應埠120的一端之間。開關模組160自電源輸入模組110接收交流電源VAC，且受控於第一控制信號SW_EMR與第二控制信號SW_SSR以傳送交流電源VAC至電源供應埠120。
電源供應埠120可以是電源傳輸裝置100的插座(例如是電源延長線的插座)。電源傳輸裝置100可藉由電源供應埠120將交流電源VAC提供給外部的交流電器裝置(例如電腦、電視、吹風機、加熱壺或電冰箱等電器)。
檢測模組140耦接在電源輸入模組110的另一端與電源供應埠120的另一端之間以檢測電源供應埠120的負載狀態並據以產生檢測信號DS。舉例來說，當使用者將電器的插頭插入(Plug-in)電源供應埠120時，檢測模組140可檢測到電源供應埠120的負載需求，並檢測此電器所需之功率。檢測模組140可依檢測結果而取得電器的負載功率值並據以提供檢測信號DS給控制模組180。其中，負載功率值可包括電壓值、電流值以及電功率值，但並不限制於此。在本發明的一實施例中，檢測模組140可採用電流感測器來實現，但本發明不限於此。
控制模組180耦接到檢測模組140以接收檢測信號DS。控制模組180根據檢測信號DS中所指示的負載功率值而產生第一控制信號SW_EMR與第二控制信號SW_SSR。控制模組180可根據第一控制信號SW_EMR與第二控制信號SW_SSR來切換開關模組160的狀態。在本發明的一實施例中，控制模組180可以採用微處理器(micro-processor)、特殊功能積體電路(ASIC)或可程 式化邏輯閘陣列(FPGA)來實現。以下將針對開關模組160的內部架構及開關模組160與控制模組180之間協同運作的方式進行詳細的說明。
請同時參照圖1與圖2，圖2是圖1的電源傳輸裝置100的開關模組160的電路方塊示意圖。開關模組160包括第一開關電路162、第二開關電路164以及保護電路166。在本發明的一實施例中，第一開關電路162可包括電磁式繼電器，而第二開關電路164可包括固態式繼電器，但本發明並不以此為限。在本發明的其他實施例中，第一開關電路162可例如是可承載較大電流且受溫度變化影響較低的開關電路，而第二開關電路164可例如是功率消耗低且切換速度快的開關電路。
第一開關電路162耦接於電源輸入模組110與電源供應埠120之間以自電源輸入模組110接收交流電源VAC。第一開關電路162受控於第一控制信號SW_EMR以傳送交流電源VAC至電源供應埠120。其中，第一控制信號SW_EMR可由控制模組180或是由保護電路166所產生。換句話說，第一開關電路162可受控於控制模組180或是受控於保護電路166。第一開關電路162由何者控制端視電源供應埠120的負載狀態而論。稍後將會進行更詳細的說明。
第二開關電路164耦接到電源輸入模組110以接收交流電源VAC。保護電路166耦接於第二開關電路164與電源供應埠120之間。如圖2所示，第二開關電路164與保護電路166串 聯連接，且第二開關電路164及保護電路166是與第一開關電路162並聯連接。其中，第二開關電路164受控於第二控制信號SW_SSR並透過保護電路166以傳送交流電源VAC至電源供應埠120。保護電路166受控於第二控制信號SW_SSR以於第二開關電路164導通時檢測電源供應埠120的負載功率值。其中，第二控制信號SW_SSR由控制模組180所產生。換句說說，控制模組180可根據第二控制信號SW_SSR來同時控制第二開關電路164與保護電路166的啟閉。
可以理解的是，開關模組160具有兩條輸電通道，一條是透過第一開關電路162而自電源輸入模組110接收交流電源VAC並傳輸交流電源VAC至電源供應埠120。另一條則是藉由第二開關電路164與保護電路166而自電源輸入模組110接收交流電源VAC並傳輸交流電源VAC至電源供應埠120，也就是說，可以藉由控制第一開關電路162及第二開關電路164的導通與否來改變開關模組160的導通狀態。
除此之外，保護電路166可根據所檢測的負載功率值來產生第一控制信號SW_EMR以致能第一開關電路162，從而對第二開關電路164進行保護。如此一來，可避免電源供應埠120過載時，來自市電系統的巨大電流對第二開關電路164造成損壞。其中，保護電路166所檢測的負載功率值可包括電壓值、電流值以及電功率值。
另一方面，控制模組180可根據檢測信號DS中所指示 的負載功率值而產生第一控制信號SW_EMR與第二控制信號SW_SSR。控制模組180可以藉由第一控制信號SW_EMR與第二控制信號SW_SSR來分別控制第一開關電路162與第二開關電路164的導通切換，讓開關模組160得以在高功率模式與低耗能模式之間進行切換，以達到高效率與低耗能互相搭配切換的效果。
以下請同時參照圖1~圖3，圖3是圖1的電源傳輸裝置100的開關模組160的電路架構示意圖。於圖3所示的實施例中，第一開關電路162包括電磁式繼電器162_1以及開關162_2。電磁式繼電器162_1具有啟動狀態與跳轉狀態。
當控制模組180或保護電路166透過導通開關162_2而致能(enable)第一開關電路162時，電磁式繼電器162_1必須經過開啟延遲時間(Relay ON-delay time)之後才能進入跳轉狀態並完成導通。因此於開啟延遲時間中，電磁式繼電器162_1處於啟動狀態，並在開啟延遲時間結束後進入跳轉狀態。待導通跳轉時間(Relay ON Contact Bouncing time)結束後，電磁式繼電器162_1才進入穩定的導通狀態。換句話說，待電磁式繼電器162_1的導通跳轉時間結束後，第一開關電路162才進入穩定的導通狀態。
另外，當控制模組180或保護電路166透過斷開開關162_2而禁能(disable)電磁式繼電器162_1時，也必須經過關閉延遲時間(Relay OFF-delay time)之後才能使電磁式繼電器162_1不導通。當然，上述開啟延遲時間、導通跳轉時間與關閉延遲時 間的長短皆會因不同的電磁式繼電器而有所差異。因此，控制模組180可預先儲存系統中的電磁式繼電器162_1的開啟延遲時間、導通跳轉時間與關閉延遲時間，以使控制模組180可計算電磁式繼電器162_1真正導通或不導通的時間點。
於圖3所示的實施例中，第二開關電路164包括操作在直流工作電壓Vcc下的光耦合器(optical coupler)164_1以及三端雙向可控矽開關(TRIAC)164_2，但本發明並不以此為限。當控制模組180透過第二控制信號SW_SSR致能光耦合器164_1時，三端雙向可控矽開關164_2可以在光耦合器164_1被致能的同時完成導通。事實上，第二開關電路164實質上可視為一固態式繼電器。固態式繼電器具有快速反應速度的特性，可快速的導通與關斷。
於圖3所示的實施例中，保護電路166包括感測電路166_1以及過載防護電路166_2。感測電路166_1耦接於第二開關電路164與電源供應埠120之間以檢測電源供應埠120的負載功率值，並產生觸發信號ArmPS。過載防護電路166_2耦接於感測電路166_1以接收觸發信號ArmPS，且受控於第二控制信號SW_SSR以在第二開關電路164導通時反應於觸發信號ArmPS而產生第一控制信號SW_EMR。
一般來說，當第一開關電路162中的開關162_2導通時，電磁式繼電器162_1中的線圈L因電流流過而產生電磁效應，使得電磁式繼電器162_1中的觸點電極開關SW1吸合，從 而使第一開關電路162導通。此時，電磁式繼電器162_1中的線圈L將會產生功率消耗(例如0.5瓦，但不限於此)。
另一方面，當第二開關電路164中的三端雙向可控矽開關164-2導通且有電流流過時，三端雙向可控矽開關164_2的兩個主電極之間將產生電壓降。也就是說，若電源供應埠120上的負載(例如電器)有用電需求時，來自市電系統的電流I將流過三端雙向可控矽開關164_2，並在三端雙向可控矽開關164_2的兩個主電極之間產生電壓降，使得三端雙向可控矽開關164_2產生功率消耗。當電源供應埠120的負載的用電需求增加時，流經三端雙向可控矽開關164_2的電流I勢必隨之增加，使得三端雙向可控矽開關164_2的功率消耗上升，如此將導致三端雙向可控矽開關164_2的溫度上升。
由於三端雙向可控矽開關164_2對溫度變化十分敏感，使得第二開關電路164無法穩定地提供大功率的電力輸出。除此之外，當流經三端雙向可控矽開關164_2的電流I愈大時，三端雙向可控矽開關164_2的功率消耗亦隨之增加。故在本發明的一實施例中，可在第二開關電路164的三端雙向可控矽開關164_2的功率消耗大於第一開關電路162的電磁式繼電器162_1的線圈L的功率消耗時，將電源傳輸裝置100的輸電通道由第二開關電路164切換到第一開關電路162以進行節能。但本發明並不以此為限，電源傳輸裝置100的輸電通道的切換條件可視實際應用或設計需求而定。
舉例來說，假設電源供應埠120所供應的交流電源VAC的電壓為110伏；第一開關電路162導通時，電磁式繼電器162_1中的線圈L所產生功率消耗為0.5瓦；而第二開關電路164中的三端雙向可控矽開關164_2導通時，三端雙向可控矽開關164_2的兩個主電極之間的電壓降為1.2伏，且電流I流經保護電路166時所產生的功率消耗可忽略不計。於此情況下，當電流I小於0.417安培(即0.5瓦除以1.2伏)時，第二開關電路164導通時所產生的功率消耗將小於第一開關電路162導通時所產生的功率消耗。也就是說，當電源供應埠120的負載功率值小於46瓦(即0.417安培乘以110伏)時，以第二開關電路164做為電源傳輸裝置100的輸電通道所產生的功率消耗較低。
以下請同時參照圖1~圖4，圖4是圖1的電源傳輸裝置100的一時序示意圖。如圖4所示，於時間T0時，第一開關電路162導通，第二開關電路164不導通，且檢測模組140所檢測的電源供應埠120的負載功率值WAC開始小於節能臨界值TH2(例如上述範例的46瓦)。於時間T1時，檢測模組140所檢測的電源供應埠120的負載功率值WAC已持續小於節能臨界值TH2(例如上述範例的46瓦)達預設時間DT，故控制模組180可致能第二開關電路164與保護電路166並禁能第一開關電路162，以使電源傳輸裝置100操作於低耗能模式。
在此值得一提的是，第二開關電路164與保護電路166於時間T1被導通，然而第一開關電路162必須經過關閉延遲時 間OFF_DT之後才能使電磁式繼電器162_1不導通。故於時間T1與T2之間，第一開關電路162與第二開關電路164是同時導通的，然而本發明並不以此為限。在本發明的其他實施例中，控制模組180可在時間T1與T2之間(即關閉延遲時間OFF_DT結束之前)致能第二開關電路164與保護電路166。除此之外，在本發明的一實施例中，時間T0至T2的時間區間為10~30秒，但本發明不限於此。也就是說，從控制模組180判斷負載功率值WAC開始小於節能臨界值TH2到控制模組180完成對開關模組160的切換動作的時間為10~30秒，但本發明並不以此為限。
相對地，於上述範例中，當電流I大於0.417安培時，第二開關電路164所產生的功率消耗將大於第一開關電路162。也就是說，當電源供應埠120的負載功率值大於46瓦，以第一開關電路162做為電源傳輸裝置100的輸電通道所產生的功率消耗較低。
以下請同時參照圖1~圖3及圖5，圖5是圖1的電源傳輸裝置100的另一時序示意圖。如圖5所示，於時間T10時，第一開關電路162不導通，第二開關電路164導通，且檢測模組140所檢測的電源供應埠120的負載功率值WAC開始大於節能臨界值TH2(例如上述範例的46瓦)但小於預設過載臨界值TH1。於時間T11時，控制模組180透過檢測模組140所檢測的電源供應埠120的負載功率值WAC已持續大於節能臨界值TH2(例如上述範例的46瓦)但小於預設過載臨界值TH1達預設 時間DT，故控制模組180可致能第一開關電路162並禁能第二開關電路164與保護電路166，以使電源傳輸裝置100操作於高功率模式。
在此值得一提的是，雖然第一開關電路162於時間T11接收到致能狀態(例如邏輯低位準)的第一控制信號SW_EMR，但是電磁式繼電器162_1必須在開啟延遲時間ON_DT與導通跳轉時間ON_CBT之後才能進入穩定導通的狀態(即時間T12之後)。因此，控制模組180可在時間T12之後透過第二控制信號SW_SSR而禁能第二開關電路164與保護電路166，如圖5所示的時間T13。故於時間T12與T13之間，第一開關電路162與第二開關電路164是同時導通的，然而本發明並不以此為限。除此之外，在本發明的一實施例中，時間T10至T13的時間區間為10~30秒。也就是說，從控制模組180判斷負載功率值WAC大於節能臨界值TH2到控制模組180完成對開關模組160的切換動作的時間為10~30秒，但本發明並不以此為限。
在此需特別說明的是，上述範例僅為例示之用，並非用以限制本發明。故上述節能臨界值的選擇，可根據實際應用或設計需求而定。
一般來說，當使用者在使用完電器之後，通常僅會將電器的插頭從電源傳輸裝置100(例如電源延長線)的電源供應埠120(例如電源延長線的插座)拔除，並不會隨手將電源傳輸裝置100的電源輸入模組110(例如電源延長線的插頭)自市電系統的 插座拔除。如此一來，電源傳輸裝置100將持續地自市電系統接收並提供交流電源VAC給電源供應埠120。此時，由於電源供應埠120並未連接到電器(即負載)，故檢測模組140所檢測的電源供應埠120的負載功率值WAC為0瓦。待控制模組180判斷電源供應埠120的負載功率值WAC持續小於節能臨界值TH2(例如上述範例的46瓦)達預設時間DT後，控制模組180可致能第二開關電路164與保護電路166並禁能第一開關電路162，以使電源傳輸裝置100操作於低耗能模式。
在此情況下，倘若使用者突然將高功率的電器(例如冰箱、烤箱或未關閉開關的吹風機)插入電源供應埠120，則將會有極大的電流自市電系統經由電源輸入模組110、開關模組160而流向耦接在電源供應埠120的電器。由於此時的電源傳輸裝置100操作於低耗能模式，即第二開關電路164為導通狀態且第一開關電路162為不導通狀態，若上述的極大電流超過第二開關電路164的三端雙向可控矽開關164_2的額定電流值(即第二開關電路164過載)，極有可能會損毀三端雙向可控矽開關164_2。除此之外，當第二開關電路164過載時，控制模組180通常無法在極短時間(例如毫秒級)之內完成對開關模組160的切換動作。如此一來，更大大地增加三端雙向可控矽開關164_2損毀的風險性。為了避免上述情況發生，本發明圖1~圖3所示的保護電路166可用來對第二開關電路164進行過載保護。
更進一步來說，假設第二開關電路164中的三端雙向可 控矽開關164_2的額定電流為4安培，且電源傳輸裝置100所接收及供應的交流電源VAC的電壓為110伏。因此，當保護電路166檢測到電源供應埠120的負載功率值WAC大於440瓦(即4安培乘以110伏)時，保護電路166可立即產生第一控制信號SW_EMR以導通第一開關電路162。
由於第二開關電路164與第一開關電路162為並聯連接，且第一開關電路162可承載較大電流，因此第一開關電路162可在第二開關電路164發生過載(例如圖6的時間T20所示，負載功率值WAC大於預設過載臨界值TH1)時對第二開關電路164產生過載電流分流的效果，以對第二開關電路164進行過載保護。在本範例中，預設過載臨界值TH1為440瓦僅為例示之用，並非用以限制本發明。事實上，預設過載臨界值TH1的選擇可視實際應用或設計需求而定，且節能臨界值TH2通常小於預設過載臨界值TH1。
除此之外，保護電路166還可透過第一控制信號SW_EMR來通知控制模組180。當控制模組180根據第一控制信號SW_EMR而判斷第一開關電路162已被保護電路166導通之後，控制模組180可產生第二控制信號SW_SSR以禁能第二開關電路164與保護電路166並控制第一開關電路162維持在導通狀態。
以下將針對保護電路166進行說明。請再同時參照圖1~3。如圖3所示，保護電路166包括感測電路166_1與過載防 護電路166_2。感測電路166_1可包括電阻R以及光耦合器OC。電阻R耦接於第二開關電路164與電源供應埠120之間。當電流I流經電阻R時，可在電阻R的兩端產生電壓差vd。光耦合器OC耦接於電阻R的兩端，且反應於電阻R的兩端的電壓差vd而產生觸發信號ArmPS。詳言之，當電阻R的兩端的電壓差vd大於光耦合器OC的導通電壓值時，光耦合器OC可被導通並據以產生觸發信號ArmPS。如圖3所示，光耦合器OC的一輸入端可透過限流電阻RP而耦接於電阻R的一端，但不限於此。在本發明的其他實施例中，也可以採用其他隔離式的開關來取代光耦合器OC。
過載防護電路166_2包括反及閘NA1、D型正反器166_21以及電晶體QT。反及閘NA1的第一輸入端耦接到感測電路166_1以接收觸發信號ArmPS。D型正反器166_21的重置端CLR耦接到控制模組180以接收第二控制信號SW_SSR。D型正反器166_21的反相資料輸出端/Q耦接到資料輸入端D並耦接到反及閘NA1的第二輸入端。D型正反器166_21的時脈輸入端CLK耦接到反及閘NA1的輸出端。電晶體QT的控制端耦接到D型正反器166_21的正相資料輸出端Q。電晶體QT的第一端耦接到接地端GND。電晶體QT的第二端用以輸出第一控制信號SW_EMR。其中，電晶體QT可採用雙載子接面電晶體(BJT)來實現，但本發明不限於此。在本發明的其他實施例中，電晶體QT也可採用金氧半場效電晶體(MOSFET)來實現。
舉例來說，假設第二開關電路164中的三端雙向可控矽開關164_2的額定電流為交流電流4安培，電阻R為0.2歐姆，且光耦合器OC的導通電壓值為1伏。當第二開關電路164過載時，亦即4安培的交流電流I經由三端雙向可控矽開關164_2與電阻R而流向電源供應埠120時，4安培的交流電流I將在電阻R的兩端產生0.8伏的交流電壓差vd。由於0.8伏的交流電壓差的瞬時峰值(peak)相當於1.13伏(即0.8伏乘以1.414)，大於光耦合器OC的導通電壓值1伏，故光耦合器OC可被導通並據以產生觸發信號ArmPS。由此可以理解的是，感測電路166_1可透過檢測電流I的電流值而檢測出電源供應埠120的負載功率值WAC是否大於預設過載臨界值TH1(例如440瓦)，並據以產生觸發信號ArmPS。
當電源供應埠120的負載功率值WAC大於預設過載臨界值TH1時，感測電路166_1所產生的觸發信號ArmPS可驅動D型正反器166_21。D型正反器166_21將輸出開關信號QS以致能電晶體QT，從而輸出第一控制信號SW_EMR至控制模組180與第一開關電路162。如此一來，保護電路166可迅速地致能第一開關電路162，並讓控制模組180得知第一開關電路162已經被致能。然而，為了確保第一開關電路162確實已進入穩定導通的狀態才禁能第二開關電路164與保護電路166，控制模組180可等待開啟延遲時間ON_DT與導通跳轉時間ON_CBT之後才禁能第二開關電路164與保護電路166。
以下請同時參照圖1~3及圖6，圖6是圖1的電源傳輸裝置100的又一時序示意圖。如圖6所示，在時間T20以前，第一開關電路162不導通，第二開關電路164導通，且控制模組180透過檢測模組140而判斷電源供應埠120的負載功率值WAC小於節能臨界值TH1。於時間T20時，檢測模組140檢測電源供應埠120的負載功率值WAC開始大於節能臨界值TH2(例如上述範例的46瓦)，故控制模組180將開始對開關模組160進行切換。
於時間T21時，控制模組180尚未完成對對開關模組160進行切換，然而，此時保護電路166的感測電路166_1已檢測出電源供應埠120的負載功率值WAC開始大於預設過載臨界值TH1(例如上述範例的440瓦)。因此，感測電路166_1於時間T21時反應於負載功率值WAC大於預設過載臨界值TH1而產生觸發信號ArmPS(例如由邏輯高位準轉換至邏輯低位準)。過載防護電路166_2中的反及閘AN1反應於觸發信號ArmPS的第一次狀態變化而觸發D型正反器166_21，從而改變D型正反器166_21的正相資料輸出端Q所輸出的開關信號QS的狀態(例如由邏輯低位準轉換至邏輯高位準)。如此一來，電晶體QT將被導通以致能第一控制信號SW_EMR(例如由邏輯高位準轉換至邏輯低位準)。在此值得一提的是，過載防護電路166_2中的反及閘AN1與D型正反器166_21的電路架構可僅反應於觸發信號ArmPS的第一次狀態變化(即時間T21時的狀態變化)，並避免觸發信號ArmPS的後續狀態變化對過載防護電路166_2的影響，直到保護 電路166被控制模組180禁能後再重新致能為止。
雖然第一開關電路162於時間T21接收到致能狀態(例如邏輯低位準)的第一控制信號SW_EMR，但是電磁式繼電器162_1必須在開啟延遲時間ON_DT與導通跳轉時間ON_CBT之後才能進入穩定導通的狀態(即時間T22之後)。在本發明的一實施例中，電磁式繼電器162_1的開啟延遲時間ON_DT與導通跳轉時間ON_CBT之和為10到15毫秒(ms)，但不限於此。因此，從保護電路166的感測電路166_1於時間T21檢測出電源供應埠120的負載功率值WAC開始大於預設過載臨界值TH1到第一開關電路162的電磁式繼電器162_1於時間T22進入穩定導通的狀態為10到15毫秒。由此可知，保護電路166可在第二開關電路164過載時快速地(毫秒等級)導通第一開關電路162，從而對第二開關電路164進行過載保護。
更清楚來說，在電源供應埠120的負載功率值WAC大於預設過載臨界值TH1的情況下，單單僅有第二開關電路164導通的時間區間僅為10到15毫秒，如此可大符降低第二開關電路164因過載而損毀的風險性。
接著，於時間T23時，控制模組180根據第一控制信號SW_EMR而判斷第一開關電路162已被保護電路166導通，故控制模組180可控制第一開關電路162維持在導通狀態(例如維持第一控制信號SW_EMR於邏輯低位準)。控制模組180可等待開啟延遲時間ON_DT與導通跳轉時間ON_CBT之後(即時間T24， 但不限於此)才產生第二控制信號SW_SSR(例如由邏輯低位準轉換至邏輯高位準)以禁能第二開關電路164與保護電路166，從而使電源傳輸裝置100操作於高功率模式。在本發明的一實施例中，時間T21至時間T23的時間區間為3至5秒，但本發明並不限於此。
以下請同時參照圖1~圖2及圖7，圖7是圖1的電源傳輸裝置100的開關模組160的另一電路架構示意圖。圖7的第一開關電路162、第二開關電路164以及保護電路166的感測電路166_1與圖3類似。故圖7的第一開關電路162、第二開關電路164以及保護電路166的感測電路166_1的運作可參考上述相關說明，在此不再贅述。
有別於圖3示範性實施例，圖7繪示了本發明另一示範性實施例的過載防護電路166_3的實施示意圖。過載防護電路166_3包括處理器166_31及電晶體QT。處理器166_31耦接到感測電路166_1以接收觸發信號ArmPS。處理器166_31耦接到控制模組180以接收第二控制信號SW_SSR，並據以產生開關信號QS。電晶體QT的控制端耦接到處理器166_31以接收開關信號QS。電晶體QT的第一端耦接到接地端GND。電晶體QT的第二端用以輸出第一控制信號SW_EMR。當處理器166_31根據第二控制信號SW_SSR而判斷第二開關電路164導通時，處理器166_31反應於觸發信號ArmPS而控制電晶體QT的啟閉。當處理器166_31根據第二控制信號SW_SSR而判斷第二開關電路 164不導通時，處理器166_31關斷電晶體QT。處理器166_31與電晶體QT的運作方式類似於圖6所示的工作時序，故其運作方式可參考圖6的相關說明，在此不再贅述。
以下請同時參照圖1~圖2及圖8，圖8是圖1的電源傳輸裝置100的開關模組160的又一電路架構示意圖。圖8的第一開關電路162、第二開關電路164以及保護電路166的感測電路166_1與圖3類似。故圖8的第一開關電路162、第二開關電路164以及保護電路166的感測電路166_1的運作可參考上述相關說明，在此不再贅述。
有別於圖3示範性實施例，圖8繪示了本發明另一示範性實施例的過載防護電路166_4的實施示意圖。過載防護電路166_4包括單擊觸發電路(one-shot circuit)166_41。單擊觸發電路166_41耦接到感測電路166_1以接收觸發信號ArmPS，且耦接到控制模組180以接收第二控制信號SW_SSR。單擊觸發電路166_41根據第二控制信號SW_SSR與觸發信號ArmPS而產生一脈波PLS，並輸出脈波PLS以做為第一控制信號SW_EMR。其中，自保護電路166致能第一開關電路162至控制模組180判斷第一開關電路162導通的時間區間為判斷延遲時間DDT(即圖6所示的時間T21到時間T23的時間區間)，且單擊觸發電路166_41所產生的脈波PLS的寬度大於判斷延遲時間DDT。同樣地，單擊觸發電路166_41的運作方式類似於圖6所示的工作時序，故其運作方式可參考圖6的相關說明，在此不再贅述。
在本發明的一實施例中，單擊觸發電路166_41可採用市面上常見的555計時器(timer)來實現，但本發明並不以此為限。其中，可將555計時器配置為單穩態模式。關於採用555計時器來實現單擊觸發電路為本領域具通常知識者所熟知的技術，在此不多贅述。
上述各實施例中的過載防護電路166_2、166_3、166_4僅為例示之用，並非用以限制本發明。可理解的是，本領域技術人員可根據圖6所示之時序示意圖及其相關說明而對過載防護電路166_2、166_3、166_4進行修改與潤飾。
在本發明的一實施例中，上述的開關模組160與控制模組180也可整合為單一模組。但本發明並不以此為限。
綜上所述，本發明實施例的電源傳輸裝置可檢測電源供應埠的負載功率值，並依據所檢測的電源供應埠的負載功率值來對開關模組中的第一開關電路與第二開關電路進行切換。當保護電路檢測負載功率值大於預設過載臨界值時，保護電路可產生第一控制信號以將第一開關電路導通，以降低流過第二開關電路的電流，從而對第二開關電路進行過載保護。控制模組根據第一控制信號而判斷第一開關電路已被保護電路導通之後，控制模組可控制第一開關電路維持在導通狀態並產生第二控制信號以禁能第二開關電路與保護電路。如此一來，可降低第二開關電路因過載而損毀的風險性。
雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本 發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。
100‧‧‧電源傳輸裝置
110‧‧‧電源輸入模組
120‧‧‧電源供應埠
140‧‧‧檢測模組
160‧‧‧開關模組
180‧‧‧控制模組
DS‧‧‧檢測信號
SW_EMR‧‧‧第一控制信號
SW_SSR‧‧‧第二控制信號
VAC‧‧‧交流電源
WAC‧‧‧負載功率值

Claims (11)

  1. 一種具過載保護與節能機制的電源傳輸裝置，包括：一開關模組，包括：一第一開關電路，耦接於一電源輸入模組與一電源供應埠之間以自該電源輸入模組接收由一市電系統所提供的一交流電源，且受控於一第一控制信號以傳送該交流電源至該電源供應埠；一第二開關電路，耦接到該電源輸入模組以接收該交流電源；以及一保護電路，耦接於該第二開關電路與該電源供應埠之間，其中，該第二開關電路受控於一第二控制信號且透過該保護電路以傳送該交流電源至該電源供應埠，其中，該保護電路受控於該第二控制信號以於該第二開關電路導通時檢測該電源供應埠的一負載功率值，當該負載功率值的瞬間變化大於一預設過載臨界值時，則該保護電路產生該第一控制信號以致能該第一開關電路，從而對在導通狀態下的該第二開關電路進行保護。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的電源傳輸裝置，更包括：一控制模組，耦接到該第一開關電路、該第二開關電路與該保護電路以控制該第一開關電路、該第二開關電路與該保護電路的啟閉且接收該第一控制信號， 其中，當該控制模組根據該第一控制信號而判斷該第一開關電路導通後，該控制模組控制該第一開關電路維持在導通狀態，且該控制模組產生該第二控制信號以禁能該第二開關電路與該保護電路。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的電源傳輸裝置，更包括：一檢測模組，耦接於該電源輸入模組的另一端與該電源供應埠的另一端之間以檢測該電源供應埠的該負載功率值，其中，該控制模組耦接到該檢測模組以接收該負載功率值，且根據該檢測模組所檢測的該負載功率值以控制該第一開關電路、該第二開關電路與該保護電路的啟閉。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的電源傳輸裝置，其中：當該第一開關電路導通，該第二開關電路不導通，且該檢測模組所檢測的該負載功率值在一預設時間中持續小於一節能臨界值時，該控制模組致能該第二開關電路與該保護電路且禁能該第一開關電路，其中，該節能臨界值小於該預設過載臨界值。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的電源傳輸裝置，其中：當該第二開關電路導通，該第一開關電路不導通，且該檢測模組所檢測的該負載功率值在一預設時間中持續大於該節能臨界值且小於該預設過載臨界值時，該控制模組致能該第一開關電路且禁能該第二開關電路與該保護電路。
  6. 如申請專利範圍第2項所述的電源傳輸裝置，其中該保護 電路包括：一感測電路，耦接於該第二開關電路與該電源供應埠之間以檢測該電源供應埠的該負載功率值，並產生一觸發信號；以及一過載防護電路，耦接於該感測電路以接收該觸發信號，且於該第二開關電路導通時反應於該觸發信號而產生該第一控制信號。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的電源傳輸裝置，其中該感測電路包括：一電阻，耦接於該第二開關電路與該電源供應埠之間，以及一光耦合器，耦接於該電阻的兩端，且反應於該電阻的該兩端的電壓差而產生該觸發信號。
  8. 如申請專利範圍第6項所述的電源傳輸裝置，其中該過載防護電路包括：一反及閘，其第一輸入端耦接到該感測電路以接收該觸發信號；一D型正反器，其重置端耦接到該控制模組以接收該第二控制信號，其反相資料輸出端耦接到其資料輸入端並耦接到該反及閘的第二輸入端，其時脈輸入端耦接到該反及閘的輸出端；以及一電晶體，其控制端耦接到該D型正反器的正相資料輸出端，其第一端耦接到一接地端，且其第二端用以輸出該第一控制信號。
  9. 如申請專利範圍第6項所述的電源傳輸裝置，其中該過載防護電路包括：一處理器，耦接到該感測電路以接收該觸發信號，耦接到該控制模組以接收該第二控制信號，並據以產生一開關信號；以及一電晶體，其控制端耦接到該處理器以接收該開關信號，其第一端耦接到一接地端，且其第二端用以輸出該第一控制信號，其中，當該處理器根據該第二控制信號而判斷該第二開關電路導通時，該處理器反應於該觸發信號而控制該電晶體的啟閉，其中，當該處理器根據該第二控制信號而判斷該第二開關電路不導通時，該處理器關斷該電晶體。
  10. 如申請專利範圍第6項所述的電源傳輸裝置，其中該過載防護電路包括：一單擊觸發電路，耦接到該感測電路以接收該觸發信號，且耦接到該控制模組以接收該第二控制信號，其中，該單擊觸發電路反應於該第二控制信號與該觸發信號而產生一脈波，並輸出該脈波以做為該第一控制信號，其中，自該保護電路致能該第一開關電路至該控制模組判斷該第一開關電路導通的時間區間為一判斷延遲時間，且該單擊觸發電路所產生的該脈波的寬度大於該判斷延遲時間。
  11. 如申請專利範圍第1項所述的電源傳輸裝置，其中該第一開關電路包括一電磁式繼電器，且該第二開關電路包括一固態式繼電器。
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