TWI520474B - 功率轉換器之一次側調整式控制電路 - Google Patents

功率轉換器之一次側調整式控制電路 Download PDF

Info

Publication number
TWI520474B
TWI520474B TW102135597A TW102135597A TWI520474B TW I520474 B TWI520474 B TW I520474B TW 102135597 A TW102135597 A TW 102135597A TW 102135597 A TW102135597 A TW 102135597A TW I520474 B TWI520474 B TW I520474B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
signal
frequency
output
switching
circuit
Prior art date
Application number
TW102135597A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201415783A (zh
Inventor
楊大勇
Original Assignee
崇貿科技股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 崇貿科技股份有限公司 filed Critical 崇貿科技股份有限公司
Publication of TW201415783A publication Critical patent/TW201415783A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI520474B publication Critical patent/TWI520474B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33515—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

功率轉換器之一次側調整式控制電路
本發明係有關於一種功率轉換器，特別是關於功率轉換器的一種控制電路。
按，一次側調整技術已經揭示於許多專利案，例如：美國專利第6,721,192號“PWM controller regulating output voltage and output current in primary side”；美國專利案第6,853,563號“Primary-side controlled flyback power converter”；美國專利案第7,016,204號“Close-loop PWM controller for primary-side controlled power converters”；以及美國專利案第7,362,593號“Switching control circuit having off-time modulation to improve efficiency of primary-side controlled power supply”等等。該些先前技術的缺點為對於輸出負載之改變的響應過於緩慢，尤其是當功率轉換器運作於輕載或無載時，此現象更為顯著。
請參閱第一圖，其為習知之一次側調整式功率轉換器的電路圖。如圖所示，一變壓器10具有一一次側繞組NP、一二次側繞組NS及一輔助繞組NA。一次側繞組NP的一端耦接一輸入電壓VIN。二次側 繞組NS經由一二極體40及一電容器45而產生一輸出電壓VO。一電晶體20耦接一次側繞組NP的另一端，而切換變壓器10，以從功率轉換器之輸入電壓VIN轉換能量至功率轉換器的輸出電壓VO。當電晶體20導通時，變壓器10則被激磁。一旦電晶體20截止時，變壓器10則被消磁，此時變壓器10的能量經由二極體40傳送至電容器45，以產生輸出電壓VO。於產生輸出電壓VO的同時，一反射電壓VAUX產生於變壓器10的輔助繞組NA，反射電壓VAUX相關聯於輸出電壓VO。
一分壓電路包含複數電阻器51與52，分壓電路耦接輔助繞組NA，以依據輔助繞組NA的反射電壓VAUX產生一反射訊號VS。如此，反射訊號VS相關聯於反射電壓VAUX。於變壓器10消磁的期間，反射電壓VAUX是相關聯於輸出電壓VO。其表示反射訊號VS亦相關聯於輸出電壓VO。
一控制器50經由變壓器10的輔助繞組NA和電阻器51與52取樣變壓器10的反射電壓VAUX，以產生一切換訊號SW，而切換變壓器10與調整輸出電壓VO。基於上述，反射訊號VS相關聯於反射電壓VAUX，電晶體20受控於切換訊號SW。控制器50更接收一電流感測訊號VCS，以調整切換訊號SW。一電流感測裝置30，例如一電阻器，其耦接於電晶體20及接地端之間。電流感測裝置30感測變壓器10的一切換電流IP，並依據切換電流IP產生電流感測訊號VCS。
於變壓器10消磁的期間，反射訊號VS是相關聯於輸出電壓VO，所以僅可以於變壓器10導通/截止時，取樣輸出電壓VO的資訊。一電阻器53連接於控制器50(一輸入端COMR)，以用於輸出纜線補償。續線補償之詳細運作可參見先前技術，美國專利第 7,352,595號“Primary-side controlled switching regulator”.
因為切換訊號SW的切換頻率於輕載狀態或無載狀態下會降低，以減少功率轉換器的功率損耗，所以於變壓器10的切換之間，無法偵測輸出電壓VO的資訊。因此，當功率轉換器的輸出負載迅速地從輕載改變為重載時，輸出電壓VO將會發生顯著的電壓降。
請參閱第二圖，其為第一圖之習知一次側調整式功率轉換器之切換訊號SW、輸出負載LOAD及輸出電壓VO的波形圖。如圖所示，當輸出負載於輕載狀態期間突然地增加時，輸出電壓VO的電壓準位會顯著地大幅降低。再者，於輕載狀態時，切換訊號SW會產生較長的切換週期，以減少功率轉換器的切換損耗。因為功率轉換器對於輸出負載的變化會產生緩慢的響應，所以當功率轉換器之輸出負載增加而從輕載突然提升為重載時，輸出電壓VO將會發生顯著地電壓降△VO1。
鑒於上述問題，本發明提供一種功率轉換器的控制電路，以改善功率轉換器對於輸出負載之改變的響應過於緩慢之缺點，以及可用於補償輸出纜線。
本發明之主要目的之一，係提供一種功率轉換器的控制電路，其具有輸出纜線補償與快速動態響應，如此在輸出負載改變時，減少輸出的電壓降。
本發明係揭示一種功率轉換器的一控制電路，其包含一訊號產生電路、一脈寬調變電路及一調整電路。訊號產生電路依據功率轉 換器的一輸出負載產生一振盪訊號。脈寬調變電路依據一電壓迴路訊號、一電流迴路訊號及振盪訊號產生一切換訊號，以調整功率轉換器的一輸出。調整電路接收一補償訊號，一旦功率轉換器的輸出低於一低電壓門檻時，補償訊號則用以增加切換訊號的一切換頻率。振盪訊號決定切換訊號的切換頻率。
10‧‧‧變壓器
20‧‧‧電晶體
30‧‧‧電流感測裝置
40‧‧‧二極體
45‧‧‧電容器
50‧‧‧控制器
51‧‧‧電阻器
52‧‧‧電阻器
53‧‧‧電阻器
55‧‧‧電阻器
60‧‧‧參考裝置
61‧‧‧電阻器
70‧‧‧光耦合器
100‧‧‧控制電路
110‧‧‧電壓偵測電路
120‧‧‧第一誤差放大器
125‧‧‧第一電容器
130‧‧‧第一比較器
150‧‧‧升壓電路
151‧‧‧正反器
160‧‧‧電流源
165‧‧‧開關
175‧‧‧比較器
176‧‧‧反相器
210‧‧‧電流偵測電路
220‧‧‧第二誤差放大器
225‧‧‧第二電容器
230‧‧‧第二比較器
250‧‧‧反及閘
300‧‧‧訊號產生電路
301‧‧‧比較器
302‧‧‧時間延遲電路
303‧‧‧反及閘
304‧‧‧開關
305‧‧‧電壓對電流轉換電路
310‧‧‧電流源
311‧‧‧電晶體
312‧‧‧電晶體
313‧‧‧電晶體
314‧‧‧電晶體
315‧‧‧電晶體
317‧‧‧電流源
321‧‧‧充電開關
322‧‧‧放電開關
325‧‧‧電容器
331‧‧‧比較器
332‧‧‧比較器
341‧‧‧反及閘
342‧‧‧反及閘
345‧‧‧反相器
346‧‧‧反相器
350‧‧‧訊號產生電路
351‧‧‧電流源
352‧‧‧開關
360‧‧‧脈波產生器
361‧‧‧及閘
362‧‧‧電流源
363‧‧‧電晶體
364‧‧‧反相器
365‧‧‧電容器
367‧‧‧反相器
368‧‧‧及閘
369‧‧‧或閘
400‧‧‧脈寬調變電路
410‧‧‧反相器
420‧‧‧及閘
425‧‧‧正反器
430‧‧‧輸出緩衝器
451‧‧‧反相器
452‧‧‧電晶體
453‧‧‧電流源
460‧‧‧電容器
470‧‧‧比較器
480‧‧‧加法器
500‧‧‧調整電路
510‧‧‧電壓對電流轉換電路
511‧‧‧定電流源
520‧‧‧轉導緩衝放大器
521‧‧‧電容器
525‧‧‧緩衝放大器
530‧‧‧比較器
531‧‧‧比較器
538‧‧‧延遲電路
539‧‧‧正反器
560‧‧‧定電流源
570‧‧‧電壓對電流轉換電路
571‧‧‧電阻器
COMR‧‧‧輸入端
I1‧‧‧電流
I2‧‧‧電流
I312‧‧‧電流
IC‧‧‧充電電流
ICMP‧‧‧電流迴路訊號
ID‧‧‧放電電流
IO‧‧‧輸出電流
IOSC‧‧‧電流
IP‧‧‧切換電流
LOAD‧‧‧輸出負載
MODE‧‧‧訊號
NA‧‧‧輔助繞組
NP‧‧‧一次側繞組
NS‧‧‧二次側繞組
PLS‧‧‧振盪訊號
PRST‧‧‧電源啟動重置訊號
RMP‧‧‧斜坡訊號
RST‧‧‧重置訊號
SD‧‧‧放電訊號
SDS‧‧‧消磁訊號
SR‧‧‧補償訊號
ST‧‧‧訊號
SW‧‧‧切換訊號
VAUX‧‧‧反射電壓
VCC‧‧‧供應電壓
VCMP‧‧‧電壓迴路訊號
VCS‧‧‧電流感測訊號
VF‧‧‧順向二極體電壓
VH‧‧‧門檻
VI‧‧‧電流回授訊號
VIN‧‧‧輸入電壓
VL‧‧‧門檻
VO‧‧‧輸出電壓
△VO1‧‧‧電壓降
△VO2‧‧‧電壓降
VR‧‧‧參考電壓
VREF1‧‧‧第一參考訊號
VREF2‧‧‧第二參考訊號
VREF3‧‧‧參考訊號
VRT1‧‧‧門檻
VS‧‧‧反射訊號
VSAW‧‧‧訊號
VT1‧‧‧門檻
VT2‧‧‧門檻
VTA‧‧‧門檻
VTB‧‧‧門檻
VV‧‧‧電壓回授訊號
第一圖：其為習知之一次側調整式功率轉換器的電路圖；第二圖：其為第一圖之習知一次側調整式功率轉換器之切換訊號SW、輸出負載LOAD及輸出電壓VO的波形圖；第三圖：其為本發明之功率轉換器之一實施例的電路圖；第四圖：其為本發明之控制電路之一實施例的電路圖；第五圖：其為本發明之訊號產生電路之一實施例的電路圖；第六圖：其為本發明之脈寬調變電路之一實施例的電路圖；第七圖：其為本發明之升壓電路之一實施例的電路圖；第八圖：其為本發明之調整電路之一實施例的電路圖；第九圖：其為本發明之切換訊號SW、輸出負載LOAD、補償訊號SR及輸出電壓VO的波形圖；第十圖：其為本發明之控制電路之另一實施例的電路圖；第十一圖：其為本發明第十圖之控制電路之訊號產生電路之一實施例的電路圖；以及第十二圖：其為本發明之脈波產生器之一實施例的電路圖。
為使 貴審查委員對本發明之特徵及所達成之功效有更進一步之瞭解與認識，謹佐以較佳之實施例及配合詳細之說明，說明如後 ：請參閱第三圖，其為本發明之功率轉換器之一實施例的電路圖。如圖所示，功率轉換器包含變壓器10，其具有一次側繞組NP、二次側繞組NS及輔助繞組NA。一次側繞組NP接收輸入電壓VIN。二次側繞組NS經由二極體40及電容器45而產生輸出電壓VO。電晶體20用於切換變壓器10，以從輸入電壓VIN轉換能量至輸出電壓VO。當電晶體20導通時，變壓器10即被激磁，而且變壓器10的切換電流IP流經電晶體20。電流感測裝置30耦接於電晶體20及接地端之間，其感測切換電流IP而產生電流感測訊號VCS，電流感測訊號VCS耦接一控制電路100。所以，電流感測訊號VCS相關聯於變壓器10的切換電流IP。
一旦電晶體20截止時，變壓器10會被消磁，並且變壓器10的能量會被轉移到輸出電壓VO。同時，反射電壓VAUX產生於變壓器10的輔助繞組NA。控制電路100耦接於電阻器51與52所構成的分壓電路，以取樣反射訊號VS。因此，反射訊號VS相關聯於反射電壓VAUX，其表示控制電路100經由變壓器10的輔助繞組NA與電阻器51和52取樣變壓器10的反射電壓VAUX。於變壓器10消磁的期間，反射電壓VAUX相關聯於輸出電壓VO。
電阻器51的一第一端耦接輔助繞組NA。電阻器52耦接於電阻器51之一第二端及接地端之間。控制電路100連接於電阻器51與52之連接點，以取樣反射訊號VS而取樣變壓器10的反射電壓VAUX。控制電路100產生切換訊號SW，以控制電晶體20，而切換變壓器10及調整功率轉換器的輸出(輸出電壓VO及/或輸出電流IO)。一電阻器55耦接於控制電路100，以進行輸出纜線補償。控制電路100 為一一次側調整式控制電路，其包含一電壓迴路及一電流迴路。當功率轉換器操作在輕載狀態或者無載狀態時，切換訊號SW的切換頻率會降低。當負載狀態為輕載狀態或者無載狀態時，功率轉換器運作於休眠模式或者間歇省電模式(burst mode)。
一訊號轉換裝置，例如一光耦合器70，其耦接於電阻器55與功率轉換器的輸出端間。光耦合器70配合電阻器55產生一補償訊號SR，補償訊號SR耦接控制電路100的一端，以用於輸出纜線補償與控制電路100的喚醒。當切換訊號SW的切換頻率為低且輸出電壓VO低於一低電壓門檻時，補償訊號SR用於喚醒控制電路100。其表示當切換訊號SW的切換頻率為低且功率轉換器的輸出電壓VO低於低電壓門檻時，補償訊號SR即被產生。本發明之一實施例中，一參考裝置60(具有一參考電壓VR)及光耦合器70的一順向二極體電壓VF決定低電壓門檻。當控制電路100運作於輕載狀態且輸出電壓VO的電壓準位低於低電壓門檻時，補償訊號SR用於喚醒控制電路100，以產生切換訊號SW。
一電阻器61的一第一端耦接功率轉換器的輸出端。參考裝置60耦接於電阻器61的一第二端及光耦合器70間。光耦合器70耦接功率轉換器的輸出端及經由電阻器55耦接控制電路100。於本發明之一實施例中，參考裝置60可以為一稽納二極體。
請參閱第四圖，其為本發明之控制電路100之一實施例的電路圖。如圖所示，控制電路100包含一電壓偵測電路(V-Loop)110，其依據反射訊號VS產生一電壓回授訊號VV。電壓回授訊號VV耦接一第一誤差放大器120，以產生一電壓迴路訊號VCMP。其表示電壓偵測電路110用於偵測反射訊號VS，以產生電壓迴路訊號VCMP。
電壓偵測電路110更依據反射訊號VS產生一消磁訊號SDS。消磁訊號SDS耦接一電流偵測電路(I-Loop)210。電流偵測電路210依據電流感測訊號VCS及消磁訊號SDS產生一電流回授訊號VI。電流回授訊號VI相關聯於功率轉換器的輸出電流IO(如第三圖所示)。電流回授訊號VI耦接一第二誤差放大器220，以產生一電流迴路訊號ICMP。因為電流感測訊號VCS相關聯於變壓器10的切換電流IP(如第三圖所示)，所以表示電流偵測電路210用於偵測變壓器10的切換電流IP，以產生電流迴路訊號ICMP。
電壓回授訊號VV耦接於第一誤差放大器120的一負輸入端，以產生電壓迴路訊號VCMP。於本發明之一實例中，第一誤差放大器120為一轉導誤差放大器(trans-conductance error amplifier)。一第一參考訊號VREF1耦接於第一誤差放大器120的一正輸入端。第一誤差放大器120的一輸出端產生電壓迴路訊號VCMP。因此，第一誤差放大器120依據反射訊號VS產生電壓迴路訊號VCMP。其表示電壓迴路訊號VCMP的準位相關聯於功率轉換器之輸出電壓VO(如第三圖所示)的電壓準位及輸出負載。
一第一電容器125用於電壓迴路訊號VCMP的頻率補償，其耦接第一誤差放大器120的輸出端。所以，第一電容器125為一頻率補償電容器。電壓迴路訊號VCMP更經由一第一比較器130、一反及閘250及一脈寬調變電路(PWM)400而產生切換訊號SW。第一比較器130的一正輸入端耦接第一電容器125及第一誤差放大器120的輸出端，以接收電壓迴路訊號VCMP。第一比較器130的一負輸入端接收一斜坡訊號RMP，斜坡訊號RMP產生於脈寬調變電路400。第一比較器130的一輸出端耦接反及閘250的一第一輸入端，以產生一重 置訊號RST。重置訊號RST耦接脈寬調變電路400，以截止切換訊號SW及調變切換訊號SW的切換頻率。
電壓迴路訊號VCMP亦耦接一訊號產生電路(OSC)300，以調變訊號產生電路300所產生之一振盪訊號PLS的頻率及切換訊號SW的切換頻率。因為電壓迴路訊號VCMP是相關聯於功率轉換器的輸出負載，因此訊號產生電路300是依據功率轉換器的輸出負載產生振盪訊號PLS。此外，振盪訊號PLS的頻率及切換訊號SW的切換頻率會依據電壓迴路訊號VCMP的降低及功率轉換器之輸出負載的降低而降低。振盪訊號PLS耦接脈寬調變電路400，以致能切換訊號SW及決定切換訊號SW的切換頻率。
電流回授訊號VI耦接第二誤差放大器220的一負輸入端，以產生電流迴路訊號ICMP。於本發明之一實施例中，第二誤差放大器220為一轉導誤差放大器。一第二參考訊號VREF2耦接至第二誤差放大器220的一正輸入端。第二誤差放大器220的一輸出端產生電流迴路訊號ICMP。一第二電容器225耦接第二誤差放大器220的輸出端，其用於電流迴路訊號ICMP的頻率補償。所以，第二電容器225為一頻率補償電容器。電流迴路訊號ICMP的準位相關聯於功率轉換器的輸出電流IO(如第三圖所示)。
電流迴路訊號ICMP更經由一第二比較器230、反及閘250及脈寬調變電路400產生切換訊號SW。第二比較器230的一正輸入端耦接第二電容器225及第二誤差放大器220的輸出端，以接收電流迴路訊號ICMP。第二比較器230的一負輸入端接收斜坡訊號RMP。第二比較器230的一輸出端耦接反及閘250的一第二輸入端，以產生重置訊號RST。反及閘250的一輸出端產生重置訊號RST，重置訊號RST 耦接脈寬調變電路400，以截止切換訊號SW。電流迴路訊號ICMP用於調整功率轉換器的輸出電流IO為一定電流。脈寬調變電路400更接收電流感測訊號VCS，以調變切換訊號SW。
電壓偵測電路110、電流偵測電路210、電壓迴路訊號VCMP及電流迴路訊號ICMP的詳細運作，請參閱美國專利案第7,016,204號“Close-loop PWM controller for primary-side controlled power converters”。於輕載狀態下調變切換訊號SW之頻率的詳細操作，請參閱美國專利案第7,362,593號“Switching control circuit having off-time modulation to improve efficiency of primary-side controlled power supply”。
一調整電路(ADJ)500接收補償訊號Sr。於正常運作下，光耦合器70與電阻器55(如第三圖所示)會拉低補償訊號Sr。一旦輸出電壓VO低於低電壓門檻，補償訊號Sr將會被拉高。當補償訊號Sr高於一門檻Vta(如第八圖所示)時，調整電路500將產生一訊號ST。訊號ST驅動一升壓電路150。升壓電路150依據訊號ST產生一脈波訊號，以充電第一電容器125及提升電壓迴路訊號VCMP的準位。因此，當輸出電壓VO低於低電壓門檻時，訊號ST用於增加電壓迴路訊號VCMP的準位。如此，振盪訊號PLS的頻率及切換訊號SW的切換頻率會隨著電壓迴路訊號VCMP之準位的增加而增加。由上述可知，電壓迴路訊號VCMP調變振盪訊號PLS的頻率及切換訊號SW的切換頻率。
於輕載狀態期間，振盪訊號PLS的頻率及切換訊號SW的切換頻率會降低到數赫茲(hz)。一旦補償訊號Sr與訊號ST被產生(邏輯高準位)，振盪訊號PLS的頻率與切換訊號SW的切換頻率會立即 增加(例如：大於20千赫茲(Khz))，以減少輸出電壓VO的電壓降。輸出電壓VO之波形繪示於第九圖。因此，於輕載狀態期間，補償訊號Sr用於增加振盪訊號PLS的頻率及切換訊號SW的切換頻率。
復參閱第九圖，當功率轉換器運作於輕載狀態期間，若輸出負載突然地增加，其會導致輸出電壓VO低於低電壓門檻，此時補償訊號Sr即會被產生(邏輯高準位)。補償訊號Sr用於喚醒控制電路100(如第三圖所示)，以調變切換訊號SW，切換訊號SW的切換頻率會增加。如此，即可以讓控制電路100達到快速動態響應，其可以減少輸出電壓VO的電壓降VO2。如第九圖所示，電壓降VO2明顯小於第二圖所示之電壓降VO1。
於非輕載狀態期間，補償訊號Sr是低於門檻Vta(如第八圖所示)，且因為電流回授訊號VI相關聯於輸出電流io，所以電阻器55的電阻值與功率轉換器的輸出電流io決定補償訊號Sr的準位，以達到輸出纜線補償。因此，調整電路500依據輸出電流io與電阻器55的電阻值產生並調變第一參考訊號VREF1。調整電路500更產生一訊號mode，訊號mode耦接於訊號產生電路300，以決定切換訊號Sw的最小切換頻率。假若用於喚醒輕載運作下之控制電路100的光耦合器70並未配置時，訊號mode將會禁能(邏輯低準位)，以設定最小切換頻率為一較高頻率，而改善功率轉換器的反應時間。假若用於喚醒控制電路100的光耦合器70有配置時，訊號mode將會致能，以設定最小切換頻率為一非常低頻率，以減少運作於輕載狀態下的功率損耗。
請參閱第五圖，其為本發明之訊號產生電路300之一實施例的電 路圖。如圖所示，一電壓對電流轉換電路(V-I)305依據電壓迴路訊號VCMP產生一電流IOSC。電流IOSC的準位與電壓迴路訊號VCMP的準位成比例。電流IOSC經由複數電流鏡、一充電開關321及一放電開關322而對一電容器325充電與放電，以產生振盪訊號PLS。如此，當電壓迴路訊號VCMP的準位降低時，振盪訊號PLS的頻率也隨著降低。
一第一電流鏡包含電晶體311與313。一第二電流鏡包含電晶體311與312。一第三電流鏡包含電晶體314與315。第一電流鏡產生一放電電流ID，以對電容器325進行放電。電晶體311與313的閘極相互耦接，電晶體311與313的源極皆耦接於接地端。電晶體311的汲極耦接電晶體311與313的閘極，且接收電流IOSC。電晶體313的汲極產生放電電流ID。第二電流鏡產生一電流I312。電晶體312的閘極耦接電晶體311的閘極，電晶體312的源極耦接於接地端，電晶體312的汲極產生電流I312。
第三電流鏡依據電流I312產生一充電電流IC，以對電容器325進行充電。電晶體314與315的源極皆耦接供應電壓VCC，電晶體314與315的閘極相互耦接，電晶體314的汲極耦接電晶體312的汲極，以接收電流I312。電晶體314的汲極更耦接電晶體314與315的閘極，電晶體315的汲極產生充電電流IC。
充電開關321耦接於電晶體315的汲極及電容器325的一第一端之間。當充電開關321導通時，充電電流IC對電容器325進行充電。放電開關322耦接於電晶體313的汲極及電容器325的第一端之間。當放電開關322導通時，放電電流ID對電容器325進行放電。因此，一訊號VSAW產生於電容器325。電容器325的一第二端耦接於 接地端。
訊號產生電路300更包含比較器331與332、反及閘341與342以及反相器345與346，以產生振盪訊號PLS。比較器331的一正輸入端接收一門檻VH，比較器331的一負輸入端接收訊號VSAW，比較器331比較訊號VSAW與門檻VH。比較器332的一負輸入端接收一門檻VL，比較器332的一正輸入端接收訊號VSAW，比較器332比較訊號VSAW及門檻VL。
反及閘341的一第一輸入端耦接比較器331的一輸出端，反及閘342的一輸出端耦接反及閘341的一第二輸入端，反及閘342的一第一輸入端耦接比較器332的一輸出端，反及閘342的一第二輸入端耦接反及閘341的一輸出端。反相器345的一輸入端耦接反及閘341的輸出端。反相器345的一輸出端耦接反相器346的一輸入端及充電開關321的一控制端。因此，反相器345的一輸出訊號控制充電開關321。反相器346的一輸出端耦接放電開關322的一控制端及脈寬調變電路400(如第四圖所示)。振盪訊號PLS產生於反相器346的輸出端。其表示振盪訊號PLS控制放電開關322。
訊號產生電路300更包含一電流源310。此電流源310用於決定電容器325的一最小充電電流及一最小放電電流。因此，電流源310用於決定振盪訊號PLS的一最小頻率。電流源310的一第一端耦接供應電壓VCC。一開關304耦接於電流源310的一第二端及電晶體311的汲極之間，以致能電流源310。
電壓迴路訊號VCMP更耦接一比較器301的一負輸入端。比較器301的一正輸入端接收一門檻VT1，比較器301用於比較電壓迴路訊號V CMP與門檻VT1，比較器301的一輸出端耦接一時間延遲電路(DLY)302的一輸入端。時間延遲電路302用於延遲比較器301的一輸出。時間延遲電路302的一輸出端耦接一反及閘303的一第一輸入端。反及閘303的一第二輸入端接收訊號MODE。反及閘303的一輸出端控制開關304。
開關304用於致能電流源310。當電壓迴路訊號VCMP高於門檻VT1時，開關304導通及致能電流源310。因此，振盪訊號PLS的最小頻率及切換訊號SW的最小頻率可以為一第一頻率F1(例如1.5千赫茲(KHz))。其表示當電壓迴路訊號VCMP的準位高於門檻VT1時，最小頻率為第一頻率F1。電流IOSC及電流源310的電流決定第一頻率F1。其表示電壓迴路訊號VCMP的一第一準位決定第一頻率F1，而電壓迴路訊號VCMP的此第一準位高於門檻VT1。
當電壓迴路訊號VCMP低於門檻VT1時，比較器301經由時間延遲電路302(例如：延遲時間為10毫秒(msec))及反及閘303而截止開關304(禁能電流源310)，如此振盪訊號PLS的最小頻率僅由電流IOSC決定。因此，振盪訊號PLS及切換訊號SW的最小頻率可以低於一第二頻率F2(例如：5赫茲(hz)或更低頻率)。第二頻率F2低於第一頻率F1。假若光耦合器70(如第三圖所示)未被裝備時，訊號MODE則禁能(邏輯低準位)。訊號MODE會經由反及閘303導通開關304，振盪訊號PLS及切換訊號SW的最小頻率會為第一頻率F1。相反地，假若光耦合器70裝備時，振盪訊號PLS及切換訊號SW的最小頻率將為第二頻率F2。
請參閱第六圖，其為本發明之脈寬調變電路400之一實施例的電路圖。如圖所示，振盪訊號PLS經由一反相器410、一正反器425 及一輸出緩衝器430導通切換訊號SW。正反器425的一輸入端D接收供應電壓VCC。振盪訊號PLS經由反相器410耦接正反器425的一時脈輸入端CK。正反器425的一輸出端Q耦接輸出緩衝器430的一輸入端。輸出緩衝器430的一輸出端產生切換訊號SW。振盪訊號PLS決定切換訊號SW的切換頻率。
一反相器451、一電晶體452、一電流源453、一電容器460及一比較器470組成一電路，此電路限制切換訊號SW的最大導通時間並產生斜坡訊號RMP。正反器425所產生之一輸出訊號經由反相器451而耦接電晶體452的閘極，以驅動電晶體452。電流源453的一端耦接供應電壓VCC，電流源453的另一端耦接電晶體452的汲極及電容器460的一端。電晶體452的源極及電容器460的另一端皆耦接於接地端。當正反器425之輸出訊號的準位為邏輯高準位且電晶體452截止時，電流源453對電容器460進行充電。
電容器460所產生之一訊號耦接比較器470的一負輸入端，一門檻VT2耦接至比較器470的一正輸入端，比較器470比較電容器460的訊號及門檻VT2。比較器470的一輸出端耦接一及閘420的一第一輸入端，重置訊號RST耦接至及閘420的一第二輸入端，及閘420的一輸出端耦接至正反器425的一重置輸入端R。其表示比較器470的一輸出訊號及重置訊號RST經由及閘420重置正反器425，以截止(禁能)切換訊號SW。
脈寬調變電路400更包含一加法器480。電容器460產生的訊號及電流感測訊號VCS耦接加法器480，以產生斜坡訊號RMP。因此，電容器460的訊號配合電流感測訊號VCS產生斜坡訊號RMP，以進行脈波寬度調變。
請參閱第七圖，其為本發明之升壓電路150之一實施例的電路圖。如圖所示，升壓電路150包含一正反器151、一電流源160、一開關165、一比較器175及一反相器176。供應電壓VCC耦接至正反器151的一輸入端D。訊號ST耦接正反器151的一時脈輸入端CK。正反器151的一輸出端Q控制開關165。開關165耦接於電流源160及第一電容器125(如第四圖所示)之間。電流源160更耦接供應電壓VCC。訊號ST經由正反器151導通開關165。電流源160經由開關165對第一電容器125(電壓迴路訊號VCMP)進行充電。
電壓迴路訊號VCMP耦接比較器175的一正輸入端，比較器175的一負輸入端接收一門檻VRT1，比較器175比較電壓迴路訊號VCMP與門檻VRT1。比較器175的一輸出端耦接反相器176的一輸入端，反相器176的一輸出端耦接正反器151的一重置輸入端R。
一旦電壓迴路訊號VCMP的準位高於門檻VRT1，比較器175及反相器176會重置正反器151(截止開關165)。當訊號ST致能時，門檻VRT1決定電壓迴路訊號VCMP的準位，所以當補償訊號SR(如第四圖所示)被產生時，此電路決定切換訊號SW的切換頻率(例如：20千赫茲(Khz))。一旦電壓迴路訊號VCMP的準位低於門檻VRT1，補償訊號SR用於增加電壓迴路訊號VCMP的準位。
此外，當電壓迴路訊號VCMP的準位高於門檻VRT1時，因正反器151被重置，所以補償訊號SR的產生將不會改變電壓迴路訊號VCMP的準位及切換訊號SW的切換頻率。其表示補償訊號SR的產生僅會在功率轉換器的輸出負載低於一門檻準位時增加切換訊號SW的切換頻率。
請參閱第八圖，其為本發明之調整電路500之一實施例的電路圖。如圖所示，一電壓對電流轉換電路(V-I)510接收電流回授訊號VI，以依據電流回授訊號VI產生一電流I1。因為電流回授訊號VI相關聯於功率轉換器之輸出電流IO(如第三圖所示)，所以電流I1相關聯於輸出電流IO。一定電流源511耦接供應電壓VCC。定電流源511用於輕載狀態期間拉升補償訊號SR。定電流源511的電流及電流I1耦接電阻器55(如第三圖所示)，而產生補償訊號SR，補償訊號SR用於輸出纜線補償及控制電路100的喚醒。如此，補償訊號SR是依據輸出電流IO而產生。
一轉導緩衝放大器520及一電容器521對用於輸出纜線補償的補償訊號SR提供一低通濾波及一頻率補償。轉導緩衝放大器520的一正輸入端接收補償訊號SR。轉導緩衝放大器520的一負輸入端耦接轉導緩衝放大器520的一輸出端。電容器521耦接於轉導緩衝放大器520的輸出端及接地端間。
經由低通濾波後，電容器521的訊號更經由另一電壓對電流轉換電路570(V-I)產生一電流I2。電流I2相關聯於功率轉換器的輸出電流IO。一定電流源560決定(限制)電流I2的最大電流。定電流源560耦接供應電壓VCC，並輸出電流至電壓對電流轉換電路570。一參考訊號VREF3經由一緩衝放大器525耦接至一電阻器571，以產生第一參考訊號VREF1。由上述可知，第一參考訊號VREF1是由調整電路500依據補償訊號SR而產生。此外，因為補償訊號SR相關聯於輸出電流IO，所以第一參考訊號VREF1是經由調整電路500依據輸出電流IO而產生及調變。
參考訊號VREF3耦接緩衝放大器525的一正輸入端，緩衝放大器525 的一負輸入端耦接緩衝放大器525的一輸出端。電阻器571的一第一端耦接緩衝放大器525的輸出端，電阻器571的一第二端耦接電流I2。電流I2及電阻器571用於調變第一參考訊號VREF1的準位，以用於輸出纜線補償。假若功率轉換器的輸出電流IO(如第三圖所示)增加時，則第一參考訊號VREF1的準位將會對應增加，以增加電壓迴路訊號VCMP(如第四圖所示)的準位，如此輸出電壓VO會對應增加，以補償功率轉換器之輸出纜線的電壓降。因此，補償訊號SR用於補償電壓迴路訊號VCMP，以用於輸出纜線補償。
一比較器530的一正輸入端接收補償訊號SR，比較器530的一負輸入端耦接門檻VTA，比較器530的一輸出端輸出訊號ST。比較器530比較補償訊號SR及門檻VTA，以產生訊號ST。當補償訊號SR的準位高於門檻VTA時，比較器530將產生訊號ST。
調整電路500更包含一比較器531、一延遲電路(DLY)538及一正反器539。比較器531的一正輸入端接收補償訊號SR，比較器531的一負輸入端耦接一門檻VTB。比較器531的一輸出端耦接正反器539的一輸入端D。正反器539的一輸出端Q輸出訊號MODE。當功率轉換器運作時，調整電路500將會偵測光耦合器70(如第三圖所示)是否存在？假若光耦合器70不存在時，補償訊號SR的準位將會低於門檻VTB。因此，比較器531的輸出訊號會禁能，及正反器539將會禁能訊號MODE。
假若光耦合器70有裝備，則於電源啟動期間補償訊號SR的準位會高於門檻VTB。因此，比較器531的輸出訊號會致能。一電源啟動重置訊號PRST耦接正反器539的一時脈輸入端CK，經過延遲電路538的一延遲後(例如：電源供應至控制電路100後延遲200微(μ )秒)觸發(clock)正反器539。因此，當功率轉換器運作時，若補償訊號SR高於門檻VTB，正反器539將會產生及致能訊號MODE。電源啟動重置訊號PRST更耦接正反器539的一重置輸入端R，以重置正反器539。
請參閱第十圖，其為本發明之控制電路100之另一實施例的電路圖。如圖所示，此實施例的控制電路100比較第四圖的控制電路100，其差異在於此實施例之控制電路100不包含升壓電路150，而且調整電路500產生的訊號ST直接耦接一訊號產生電路(OSC)350，以在補償訊號SR高於門檻VTA(如第八圖所示)時，增加振盪訊號PLS的頻率及切換訊號SW的切換頻率。
請參閱第十一圖，其為本發明第十圖之控制電路100之訊號產生電路350之一實施例的電路圖。如圖所示，訊號產生電路350與第五圖之訊號產生電路300的差異在於訊號產生電路350更包含電流源317與351、一開關352及一脈波產生器360。此外，訊號產生電路350並未包含比較器301、時間延遲電路302、反及閘303、開關304、電流源310及電晶體312、314與315。訊號產生電路350不同於訊號產生電路300(如第五圖所示)的電路將在後續說明，而訊號產生電路350之其餘電路同於第五圖之訊號產生電路300，所以於此不再詳述。
振盪訊號PLS及訊號ST耦接脈波產生器360，以產生一放電訊號SD，放電訊號SD致能開關352。開關352耦接於電流源351及電晶體311的汲極之間。電流源351更耦接供應電壓VCC。其表示振盪訊號PLS及訊號ST經由脈波產生器360致能開關352。此外，脈波產生器360接收訊號MODE，以產生放電訊號SD。
電流源351經由開關352與第一電流鏡而對電容器325進行放電，第一電流鏡由電晶體311和313所構成。振盪訊號PLS的頻率會隨著電容器325的放電電流ID的增加而增加。電流源317耦接於供應電壓VCC與充電開關321之間，以對電容器325進行充電。
請參閱第十二圖，其為本發明之訊號產生電路350之脈波產生器360之一實施例的電路圖。如圖所示，脈波產生器360依據振盪訊號PLS的致能及訊號ST的致能產生放電訊號SD。振盪訊號PLS及訊號ST耦接一及閘361的兩輸入端，及閘361的一輸出端耦接一電晶體363的閘極，以驅動電晶體363。一電流源362的一端耦接供應電壓VCC，電流源362的另一端耦接電晶體363的汲極與一電容器365的一端。電晶體363的源極及電容器365的另一端皆耦接於接地端。
當電晶體363截止時，電流源362對電容器365進行充電。當振盪訊號PLS及訊號ST被致能且電晶體363導通時，電晶體363即對電容器365進行放電。一反相器367的一輸入端耦接電容器365，反相器367的一輸出端耦接一及閘368的一第一輸入端，及閘368的一第二輸入端耦接及閘361的輸出端，及閘368的一輸出端耦接一或閘369的一第一輸入端，以產生放電訊號SD。此外，訊號MODE經由一反相器364耦接或閘369的一第二輸入端。若訊號MODE禁能，則放電訊號SD維持致能。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，並非用來限定本發明實施之範圍，舉凡依本發明申請專利範圍所述之形狀、構造、特徵及精神所為之均等變化與修飾，均應包括於本發明之申請專利範圍內。
本發明係實為一具有新穎性、進步性及可供產業利用者，應符合我國專利法所規定之專利申請要件無疑，爰依法提出發明專利申請，祈 鈞局早日賜准專利，至感為禱。
100‧‧‧控制電路
110‧‧‧電壓偵測電路
120‧‧‧第一誤差放大器
125‧‧‧第一電容器
130‧‧‧第一比較器
150‧‧‧升壓電路
210‧‧‧電流偵測電路
220‧‧‧第二誤差放大器
225‧‧‧第二電容器
230‧‧‧第二比較器
250‧‧‧反及閘
300‧‧‧訊號產生電路
400‧‧‧脈寬調變電路
500‧‧‧調整電路
ICMP‧‧‧電流迴路訊號
MODE‧‧‧訊號
PLS‧‧‧振盪訊號
RMP‧‧‧斜坡訊號
RST‧‧‧重置訊號
SDS‧‧‧消磁訊號
SR‧‧‧補償訊號
SW‧‧‧切換訊號
VCMP‧‧‧電壓迴路訊號
VCS‧‧‧電流感測訊號
VI‧‧‧電流回授訊號
VREF1‧‧‧第一參考訊號
VREF2‧‧‧第二參考訊號
VS‧‧‧反射訊號
ST‧‧‧訊號
VV‧‧‧電壓回授訊號

Claims (12)

  1. 一種功率轉換器之一次側調整式控制電路，其包含：一訊號產生電路，依據該功率轉換器的一輸出負載產生一振盪訊號；一脈寬調變電路，依據一電壓迴路訊號、一電流迴路訊號及該振盪訊號產生一切換訊號，以調整該功率轉換器的一輸出；以及一調整電路，經由一訊號轉換裝置接收一補償訊號；其中，一旦該功率轉換器的該輸出低於一低電壓門檻時，該補償訊號用於增加該切換訊號的一切換頻率；該振盪訊號決定該切換訊號的該切換頻率。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其更包含一誤差放大器，該誤差放大器依據一反射訊號產生該電壓迴路訊號，該誤差放大器具有一參考訊號並耦接一頻率補償電容器。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之控制電路，其中該補償訊號是依據該功率轉換器之一輸出電流所產生，該調整電路依據該功率轉換器之該輸出電流產生與調變該參考訊號。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其中該補償訊號更用於補償該電壓迴路訊號，以用於一輸出纜線補償。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其更包含一端，該端耦接一電阻器與該訊號轉換裝置，以產生該補償訊號，該電阻器用於一輸出纜線補償。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其中該切換訊號具有一 最小頻率，若該訊號轉換裝置並未裝備時，該最小頻率為一第一頻率；若該訊號轉換裝置有裝備時，該最小頻率為一第二頻率，該第一頻率高於該第二頻率。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其更包含一升壓電路，該升壓電路耦接該調整電路，該調整電路依據該補償訊號驅動該升壓電路，以增加該切換訊號的該切換頻率。
  8. 一種功率轉換器的控制電路，其包含：一訊號產生電路，依據該功率轉換器的一輸出負載產生一振盪訊號；一脈寬調變電路，依據一電壓迴路訊號、一電流迴路訊號及該振盪訊號產生一切換訊號，以調整該功率轉換器的一輸出；以及一調整電路，接收一補償訊號，用於一輸出纜線補償與該控制電路的一喚醒；其中，一旦該功率轉換器的該輸出低於一低電壓門檻時，該補償訊號用於增加該切換訊號的一切換頻率；該振盪訊號決定該切換訊號的該切換頻率。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之控制電路，其更包含一端，該端耦接一電阻器與一訊號轉換裝置，以產生該補償訊號。
  10. 如申請專利範圍第8項所述之控制電路，其中該補償訊號用於調變該電壓迴路訊號的準位，以用於該輸出纜線補償。
  11. 如申請專利範圍第8項所述之控制電路，其中該電壓迴路訊號調變該切換訊號的該切換頻率；該切換訊號具有一最小頻率，該最小頻率為一第一頻率，該電壓迴路訊號的一第一準位決定該第一頻率；當該電壓迴路訊號低於一門檻且經一延遲時間後，該最小頻率為一第二頻率，該第一頻率高於該第二頻率。
  12. 如申請專利範圍第8項所述之控制電路，其中該切換訊號具有一最小頻率，若用於該喚醒的一訊號轉換裝置並未裝備時，該最小頻率為一高頻率；若用於該喚醒的該訊號轉換裝置有裝備時，該最小頻率為一低頻率。
TW102135597A 2012-10-01 2013-10-01 功率轉換器之一次側調整式控制電路 TWI520474B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201261708096P 2012-10-01 2012-10-01

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201415783A TW201415783A (zh) 2014-04-16
TWI520474B true TWI520474B (zh) 2016-02-01

Family

ID=50320481

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW102135597A TWI520474B (zh) 2012-10-01 2013-10-01 功率轉換器之一次側調整式控制電路

Country Status (2)

Country Link
US (1) US9270184B2 (zh)
TW (1) TWI520474B (zh)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105141114B (zh) * 2015-09-07 2018-01-23 成都芯源系统有限公司 恒定导通时长控制的开关变换器及其控制电路
TWI569564B (zh) * 2015-11-27 2017-02-01 通嘉科技股份有限公司 快速負載暫態反應之開關式電源供應器
DE102018110665A1 (de) 2018-05-03 2019-11-07 Infineon Technologies Austria Ag Schaltnetzteil
TWI684314B (zh) * 2019-04-30 2020-02-01 國立中山大學 Pwm/pfm雙模式充電系統
TWI703423B (zh) * 2019-06-19 2020-09-01 群光電能科技股份有限公司 電源供應裝置以及電源供應方法
US11509227B2 (en) * 2019-07-19 2022-11-22 Texas Instruments Incorporated Active clamp flyback converter
CN114825969B (zh) * 2022-06-22 2022-10-18 深圳市力生美半导体股份有限公司 一种反激式开关电源及其输出控制系统、方法和芯片

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5331562A (en) * 1992-01-16 1994-07-19 Honeywell Inc. Terrain referenced navigation-adaptive filter distribution
US5481178A (en) * 1993-03-23 1996-01-02 Linear Technology Corporation Control circuit and method for maintaining high efficiency over broad current ranges in a switching regulator circuit
DE69724094D1 (de) * 1997-04-09 2003-09-18 St Microelectronics Srl Steuerung der Ausgangsleistung eines Gleichstromwandlers variabler Schaltfrequenz
US6597159B2 (en) * 2001-08-15 2003-07-22 System General Corp. Pulse width modulation controller having frequency modulation for power converter
US6721192B1 (en) 2003-03-24 2004-04-13 System General Corp. PWM controller regulating output voltage and output current in primary side
US6853563B1 (en) 2003-07-28 2005-02-08 System General Corp. Primary-side controlled flyback power converter
US7016204B2 (en) 2004-08-12 2006-03-21 System General Corp. Close-loop PWM controller for primary-side controlled power converters
US7362593B2 (en) 2004-09-16 2008-04-22 System General Corp. Switching control circuit having off-time modulation to improve efficiency of primary-side controlled power supply
US7352595B2 (en) * 2005-11-08 2008-04-01 System General Corp. Primary-side controlled switching regulator
CN101841250B (zh) * 2010-04-27 2012-08-15 上海新进半导体制造有限公司 一种开关电源控制电路及原边控制的反激式开关电源
CN102624237B (zh) * 2011-02-01 2015-09-16 昂宝电子（上海）有限公司 用于反激式电源变换器的动态阈值调节的系统和方法
CN102916586B (zh) * 2011-08-04 2014-04-02 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关电源变换器的系统和方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN103683898A (zh) 2014-03-26
US9270184B2 (en) 2016-02-23
US20140092645A1 (en) 2014-04-03
TW201415783A (zh) 2014-04-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI499176B (zh) 功率轉換器之具有快速動態響應的控制電路
TWI520474B (zh) 功率轉換器之一次側調整式控制電路
US8379413B2 (en) Circuits and methods for controlling power converters including transformers
US8471536B2 (en) Switch controller for switching power supply and method thereof
TWI499180B (zh) 功率轉換器之具有深度間歇省電模式的控制電路
US9036377B2 (en) Control circuit of a switched-mode power converter and method thereof
JP5182503B2 (ja) スイッチング電源装置
US20080175026A1 (en) Control circuit having an impedance modulation controlling power converter for saving power
TWI449310B (zh) 返馳式功率轉換器之切換控制器以及功率轉換器之控制器與控制電路
JP2012065545A (ja) スイッチング電源における出力電力を制限する方法および装置
JP2012105424A (ja) スイッチング電源装置
JP2004503198A (ja) スイッチング・レギュレータの軽負荷時の効率を改善するための方法および装置
TW201524107A (zh) 控制電路以及控制方法
JP2006246664A (ja) スイッチング電源回路の制御方式
US7855899B2 (en) Controller with loop impedance modulation for power converter
TWI571039B (zh) 可調式電源供應器之可調整降頻電路及調變切換頻率之方法
US20150078040A1 (en) Isolated switching power supply
TWI462450B (zh) 功率轉換器之控制電路以及離線功率轉換器之控制電路
US20110149612A1 (en) Control Method and Controller with constant output current control
JP2007135277A (ja) スイッチング電源装置
JP5839222B2 (ja) 定電流電源装置
TW201322610A (zh) 電源供應器
JP6810150B2 (ja) スイッチング電源装置および半導体装置
TWI399910B (zh) 電力轉換器、控制變壓器之控制器及其方法
JP2009512405A (ja) オフ時間変調を有して一次側制御電源の効率を改善するスイッチング制御回路