TWI512569B - 用於雜訊量測的觸控控制裝置、電子裝置及其方法 - Google Patents

Description

用於雜訊量測的觸控控制裝置、電子裝置及其方法

本發明係關於觸控裝置，特別係關於減少外界雜訊干擾之觸控感測方法、裝置、及系統。

觸控裝置是現代電子產品的重要人機介面。被廣泛地使用於各式各樣的消費性電子產品上，如智慧型手機、平板電腦、筆記型電腦等。觸控裝置可以包含但不限於以下幾種形式：一般電阻式、矩陣電阻式、表面電容式、投射電容式、電磁感應式、紅外線感應式、表面聲波式、以及內嵌式(in-cell)等。

一般說來，除了以紅外線感應或表面聲波式的觸控裝置之外，其他形式的觸控裝置或多或少會受到外界電磁干擾。在本發明當中，特別以投射式電容作為範例，但本領域的普通技術人員可以了解到，其他形式的觸控裝置也可以應用本發明的精神。

現行的投射式電容的觸控裝置之偵測原理就是利用外界物體靠近或接觸時(此後統稱為近接)所引發微弱電流的信號變化，其普遍遇到的問題就是外界的雜訊。現代環境中存在著各式各樣的電子產品與電氣用品，如電腦、電視、液晶螢幕、電燈等等。而這些電器用品或多或少會散 發出電磁波，這些電磁波則會對投射式電容觸控的訊號產生影響，嚴重時會造成誤判產生錯誤動作。尤其是當這些電磁波的頻率和觸控產品的量測頻率接近時，更容易產生誤動作。

請參照第一圖所示，其為外界電磁波的一示意圖。在第一圖當中包含有兩個外界電磁波110與120的範例。這兩個波110與120都是弦波波型，其頻率和振幅都不相同。當使用者的手指或觸控筆發生近接事件時，外界電磁波110與/或120將會藉由手指或觸控筆傳入干擾。對觸控裝置而言，並不知道有多少外界電磁波的頻率與振幅進行干擾。換言之，觸控裝置並不清楚有多少雜訊累加在近接的信號變化之上。

因此，亟需能夠抵抗外界電磁波，特別是弦波干擾的觸控感測方法、裝置、及系統，以便提升觸控裝置報點的正確率。

在本發明的一實施例中，提供一種雜訊量測方法，用於量測一觸控模組的外界雜訊。上述之觸控模組包含複數個第一電極與複數個第二電極，該複數個第一電極與該複數個第二電極有多個交會區域。該雜訊量測方法包含：令該複數個第一電極不連接到一驅動電壓；以及在複數個量測周期當中，利用該複數個第二電極量測複數個雜訊量測值。

在本發明的另一實施例中，提供一種觸控控制裝置，用於量測一觸控模組的外界雜訊。上述之觸控模組包含複數個第一電極與複數個第二電極，該複數個第一電極與該複數個第二電極有多個交會區域。該觸控控制裝置所執行的一種雜訊量測方法包含：令該複數個第一電極不連接到一驅動電壓；以及在複數個量測周期當中，利用該複數個第二電極量測 複數個雜訊量測值。

在本發明的更一實施例中，提供一種觸控電子裝置，其包含：一觸控模組與一觸控控制裝置。上述之觸控模組包含複數個第一電極與複數個第二電極，該複數個第一電極與該複數個第二電極有多個交會區域。該觸控控制裝置所執行的一種雜訊量測方法包含：令該複數個第一電極不連接到一驅動電壓；以及在複數個量測周期當中，利用該複數個第二電極量測複數個雜訊量測值。

a~d‧‧‧時間點

-a~-d‧‧‧時間點

110‧‧‧電磁波

120‧‧‧電磁波

200‧‧‧電子系統

210‧‧‧觸控模組

211‧‧‧第一電極

212‧‧‧第二電極

220‧‧‧控制模組

222‧‧‧該非揮發性記憶體

230‧‧‧中央處理器模組

310~380‧‧‧步驟

400‧‧‧時刻

410‧‧‧中點時刻

420‧‧‧量測時刻

430‧‧‧量測時刻

910~930‧‧‧步驟

第一圖為外界電磁波的一示意圖。

第二圖為根據本發明一實施例的一電子系統的一示意圖。

第三圖為根據本發明一實施例的一感測方法之一流程示意圖。

第四圖為根據本發明一實施例量測雜訊步驟所量測的雜訊之一示意圖。

第五圖為第四圖實施例所對應的第二電極之電壓示意圖。

第六A圖為根據本發明另一實施例的一雜訊強度示意圖。

第六B圖為第六A圖最小影響值對相位差的分布圖。

第七A圖為雙指畫線實驗的一結果示意圖。

第七B圖為雙指畫線實驗的另一結果示意圖。

第八圖為量測模式A與第四模式當中各個相位差ψ的雜訊雜訊強度之一示意圖。

第九圖為本發明一實施例的一感測方法之一流程示意圖。

本領域的普通技術人員可以理解到，本發明實施例提供之方法所包含的各個步驟，其執行順序未必依照該實施例所示的順序，除非各個步驟之間有特別說明的依存關係，否則本發明並不限定各個步驟之間的執行順序。除此之外，在不影響本發明所提供之精神的情況下，各個步驟之間可以插入其他步驟。如此衍生出的實作範例，也會落入本發明的範圍當中。

請參考第二圖所示，其為根據本發明一實施例的一電子系統200的一示意圖。電子系統200包含一觸控模組210、連接到該觸控模組210的一控制模組220、以及連接到該控制模組220的中央處理器模組230。本領域的普通技術人員可以理解到，電子系統可以包含與本發明無關的其他元件，故不在圖上示出。

在一範例中，觸控模組210可以是觸控螢幕的一部份，也可以是觸控板的一部份。在觸控模組210的基板上布有複數個第一電極211與複數個第二電極212。複數個第一電極211與複數個第二電極212有多個交會區域。這兩種電極211與212分別連接到上述的控制模組220，其連接方式未必如第二圖所示，本發明並不限定其連接方式。當該觸控模組210為投射式電容型態的觸控裝置時，該複數個第一電極211可以是連接驅動電壓的驅動電極，而該複數個第二電極212可以是用來偵測電壓變化的偵測電極。該控制模組220係用於控制與偵測上述複數個第一電極211與複數個第二電極212。

控制模組220可以包含必要的邏輯電路與嵌入式處理器、或 信號處理器。處理器可以從一非揮發性記憶體222當中載入程式或處理器可讀取的電子信號，該程式或電子信號用於控制與偵測上述複數個第一電極211與複數個第二電極212，也包含了用於實作本發明所提供方法的程式碼。在一實施例中，該控制模組220與該非揮發性記憶體222可以位在同一晶片上。在另一實施例中，該控制模組220與該非揮發性記憶體222可以位在不同晶片上，其連接方法未必如第二圖所示的直接連接。

中央處理器模組230用於執行該電子系統200的作業系統與功能，並且用於接受該控制模組220的觸發。這些觸發係用於報告發生於該觸控模組210上的近接事件。在一實施例中，中央處理器模組230與該控制模組220可以位在同一晶片上。在另一實施例中，中央處理器模組230與控制模組220可以位在不同晶片上，其連接方法未必如第二圖所示的直接連接。

請參考第三圖所示，其為根據本發明一實施例的一感測方法300之一流程示意圖。如前所述，在一實施例中，該感測方法300可以實作在該非揮發性記憶體222當中的程式碼，由該控制模組220內含的處理器加以執行。在另一實施例中，控制模組220內含的邏輯電路實作了感測方法300。

在實作上，感測方法300是循環執行的。在步驟310當中，當偵測到有近接事件發生時，將觸發以下的各步驟。首先，於步驟320中量測雜訊。在一實施例中，控制模組220令該複數個第一電極211停止連接驅動電壓，並且令該複數個第二電極212以一預定頻率在多個量測周期間進行多次量測，以得到多次量測結果。由於量測雜訊的步驟320是使用無驅動電壓 的量測，在此情況下，複數個第一電極211與複數個第二電極212之間沒有電場。即便有手指近接該複數個第二電極212，其第二電極212的電荷不會因此發生改變，所以不會有相對應於手指近接的信號產生。然而，如第一圖所示，外界的雜訊將會影響到量測結果。當該複數個第二電極212處在一量測週期之間，亦即從設定為浮動電壓(floating)到量測之間的積分結果，就是外界雜訊改變的電壓在該複數個第二電極212上所產生的感應電荷，故可以藉由此特性來量測雜訊。

在取得多個量測周期間的多個量測結果之後，接著進行步驟330，計算雜訊對各個模式的影響。在此所謂的各個模式，指的是正向(Positive)量測與反向(Negative)量測的組合。由於同一弦波雜訊對不同模式的量測有不同的影響，因此在步驟330當中計算出各個模式遭受影響的程度。本領域的普通技術人員可以理解到，正向量測與反向量測的手指訊號會相差一個負號，但量測到的雜訊訊號會是相同的，這個特性使得可以在各個模式當中使用減法，而不會失去手指的訊號。

當各個模式遭受雜訊影響的程度(或稱為雜訊評估值)計算出來之後，接著進行判斷步驟340，是否有至少一個模式所遭受的雜訊強度較小？換言之，符合某一標準。假如有至少一個模式遭受雜訊影響的程度較低，符合某一標準，則接著進行步驟350。否則，流程300將改為執行步驟380。

在步驟350當中，將從所有符合標準的模式當中，擇定一個模式。此處的擇定未必是使用受到雜訊影響最小的模式，也可能考慮到使用模式的穩定性。

當擇定模式之後，接著執行步驟360。根據該模式所相應的正向量測與反向量測的順序，控制模組220令該複數個第一電極211連接驅動電壓，令該複數個第二電極212在同一工作頻率進行掃描與量測。最後執行步驟370，根據前一步驟360的量測結果，計算出近接事件的座標。

在一實施例中，當步驟370結束之後，流程300將回到步驟310。換言之，每次進行真正的座標計算量測，亦即步驟360與步驟370之前，都要先量測雜訊並擇定一較佳的模式。在另一實施例中，當步驟370結束之後，流程300可以重複執行幾次步驟360與步驟370，然後才回到步驟310。

倘若在步驟340當中，判定並沒有任一模式遭雜訊的影響較少時，流程300將在步驟380當中更換量測周期，或者是更換工作頻率。之後，流程300又回到步驟320，在不同的工作頻率下進行雜訊量測及模式的選定。一般說來，預設的工作頻率往往是該控制模組220所能夠執行的最快頻率，以便有最快速的報點頻率。所以步驟380的更換頻率，往往意味著降低頻率。

以下將解說步驟320與330當中，量測雜訊以及計算雜訊對各個模式的影響。請參考第四圖所示，其為根據本發明一實施例量測雜訊步驟所量測的雜訊110之一示意圖。第四圖所示的雜訊110可以是第一圖的雜訊110，也可以是雜訊120，或者是任何近乎弦波形式的雜訊。在第四圖所示的實施例中，將雜訊110視為一正弦波，則時刻400所對應的雜訊110恰好為週期之始，其相位可以視為零。本領域的普通技術人員可以理解到，也可以將雜訊110視為一餘弦波。由於在進行量測的時候，無從知悉雜訊的110的震幅與頻率，所以假定在量測時間的中點時刻410所對應到的是雜訊的相 位θ。而前後兩次量測時刻420與430所對應到的雜訊相位差為ψ，或是2k π+ψ，其中k為大於或等於零的正整數。

接著，請參考第五圖所示，其為第四圖實施例所對應的第二電極212之電壓示意圖。如前所述，在步驟320進行量測雜訊時，複數個第一電極211並沒有連接到驅動電壓。因此，在一量測周期當中，要先將複數個第二電極212連接到一電壓，接著讓複數個第二電極212接收雜訊，最後再讀出所積分的電荷或電容變化量，作為雜訊評估值。在第五圖當中，共有四個量測周期M1、M2、M3、與M4。在時間點-d、-b、a、與c時，將複數個第二電極212連接到一電壓。在時間點-c、-a、b、與d時，讀出所積分的雜訊電荷或電容變化量。

這四個量測周期的長度都是相同的，而量測周期之間的間隔長度不僅僅相同，而且還和量測周期的長度是相同的。假定量測周期M2與M3當中的時刻410所對應到的就是第四圖的410，則其所對應的雜訊相位為θ。而任兩次量測之間對應到的雜訊相位差為ψ，或是2k π+ψ，其中k為大於或等於零的正整數。在第五圖所示的實施例中，時間點b即對應到第四圖的時刻420，時間點d對應到第四圖的時刻430。

假定X=(2k π+ψ)/4或是量測周期的一半，那麼可以得到以下各時間點雜訊的等式：a=A*sin(θ+(2k π+ψ)/4)=A*sin(θ+X)

b=A*sin(θ+3*(2k π+ψ)/4)=A*sin(θ+3X)

c=A*sin(θ+5*(2k π+ψ)/4)=A*sin(θ+5X)

d=A*sin(θ+7*(2k π+ψ)/4)=A*sin(θ+7X)

-a=A*sin(θ-(2k π+ψ)/4)=A*sin(θ-X)

-b=A*sin(θ-3*(2k π+ψ)/4)=A*sin(θ-3X)

-c=A*sin(θ-5*(2k π+ψ)/4)=A*sin(θ-5X)

-d=A*sin(θ-7*(2k π+ψ)/4)=A*sin(θ-7X)上述各項中的A，用於表示雜訊振幅項。這裡的雜訊振幅項A並不指外界的雜訊振幅，而是外界雜訊在偵測電極上鎖感應出的電壓振幅。

在各個量測周期時受到的雜訊110影響與量測週期起始的充電位置與取電容變化量的雜訊有關。例如在量測周期M3中，在a點開始充電，b點放電。所受的雜訊值會受到a點與b點碰到的雜訊影響，亦即b點雜訊減掉a點雜訊。換言之，在四次量測周期時所量測的雜訊為：M1=A* sin(θ-7X)-A*sin(θ-5X)

M2=A* sin(θ-X)-A*sin(θ-3X)

M3=A*sin(θ+3X)-A*sin(θ+X)

M4=A*sin(θ+7X)-A*sin(θ+5X)

假設一第一模式是以正向、反向、正向、反向量測進行的話，則在第一模式時所取得的雜訊為(M2-M1)+(M4-M3)。以下是化約計算過程：(M2-M1)+(M4-M3)=A*[sin(θ-X)-sin(θ-3X)-sin(θ-7X)+sin(θ-5X)+sin(θ+7X)-sin(θ+5X)-sin(θ+3X)+sin(θ+X)]…算式(1)

由於sin(θ-X)+sin(θ+X)=2 sin θ cosX，所以算式(1)可以化約為：A*[2 sin θ cosX-2sin θ cos3X-2sin θ cos5X+2sin θ cos7X]=A*[2 sin θ(cosX-cos3X-cos5X+cos7X)]…算式(2)

更由於cosX+cos7X=2cos4Xcos(-3X)=2cos4Xcos3X， cos3X+cos5X=2cos4X cos(-X)=2cos4XcosX，所以算式(2)可以化約為：A*[2 sin θ(2cos4Xcos3X-2cos4XcosX)]=4A*sin θ(cos3X-cosX)=4A*sin θ cos4X(-2sin2XsinX)=-8A*sin θ cos4Xsin2XsinX=-8A*sin θ * f1(X)…算式(3)

假設一第二模式是以正向、反向、反向、正向量測進行的話，則在第二模式時所取得的雜訊為(M2-M1)+(M3-M4)。以下是化約計算過程：(M2-M1)+(M3-M4)=A*[sin(θ-X)-sin(θ-3X)-sin(θ-7X)+sin(θ-5X)+sin(θ+3X)-sin(θ+X)-sin(θ+7X)+sin(θ+5X)]…算式(4)

由於sin(θ-X)-sin(θ+X)=-2 cos θ sinX，所以算式(4)可以化約為：-2A*cos θ(sinX-sin3X-sin5X+sin7X)…算式(5)

更由於sinX+sin7X=2sin4Xcos(-3X)=2sin4Xcos3X，sin3X+sin5X=2sin4Xcos(-X)=2sin4XcosX，所以等式(5)可以化約為：-2A*cos θ(2sin4Xcos3X-2sin4XcosX)=-4A*cos θ sin4X(cos3X-cosX)=-4A*cos θ sin4X(-2sin2XsinX)=8A*cos θ sin4Xsin2XsinX=8A*cos θ * f2(X)…算式(6)

假設一第三模式是以正向、正向、反向、反向量測進行的話，則在第三模式時所取得的雜訊為(M3-M1)+(M4-M2)。以下是化約計算過程：(M3-M1)+(M4-M2)=A*[sin(θ+3X)-sin(θ+X)-sin(θ-5X)+sin(θ-7X)+sin(θ+7X)-sin(θ+5X)-sin(θ-X)+sin(θ-3X)]…算式(7)

類似先前的推導，算式(7)可以化約為2A*sin θ(-cosX+cos3X-cos5X+cos7X)…算式(8)

更因為cos7X-cosX=-2sin4Xsin3X，cos3X-cos5X= -2sin4Xsin(-X)=2sin4XsinX，所以算式(8)可以化約為-4A*sin θ sin4X(sin3X-sinX)=-4A*sin θ sin4X(2cos2XsinX)=-8A*sin θ sin4Xcos2XsinX=-8A*sin θ *f3(X)…等式(9)

綜合以上的三個模式，分別可以得到算式(3)、(6)、(9)。在這三個算式當中，都可以分為兩項。前項的-8Asin θ或-8Acos θ是跟相位θ相關，由於θ可以是0度到360度，所以sin θ或cos θ的範圍可以是-1到+1。換言之，前項的範圍可以是-8到+8。這三個算式的後項為X的函數，與θ無關。而X=(2k π+ψ)/4，後項可以視為相位差ψ的函數。

不同的雜訊頻率都會對應到一定的相位差ψ，每一個後項f1(X)、f2(X)、f3(X)也可以視為三個相位差ψ的函數g1(ψ)、g2(ψ)、g3(ψ)。這三個函數決定了感受到雜訊強度的範圍。θ或前項和雜訊的頻率無關，只影響到所量測到的雜訊振幅，可以取前項的最大值作為影響最大的值。換言之，當相位差ψ的函數算出來的最大值高於一個程度，雜訊才會造成較大的影響。若算出來的最大值低於一個程度，則無論量測多少次都不會造成影響。

請參考第六A圖所示，其為根據本發明另一實施例的一雜訊強度示意圖。在第六A圖的實施例中，更包含三個模式，分別是第四模式、第五模式、與第六模式。第六A圖的實施例與第五圖實施例的不同之處在於，第五圖實施例使用四個量測周期M1至M4，而第六A圖的實施例則使用六個量測周期M1至M6。本領域的普通技術人員可以理解到，本發明也可以使用八個或更多個量測周期，只要假定雜訊相位角θ在這些量測周期的中 間即可。在各個相位下的影響。從先前的實施例可以得出某一模式的算式(10)：c*A*f(θ)g(ψ)…算式(10)其中，c為一個常數，A為雜訊的振幅，f(θ)為相位θ的函數，g(ψ)為相位差ψ的函數。在先前的推導過程中，已將振幅項A假定為1，故在算式(10)當中將1還原為振幅項A。且在第六A圖當中，振幅項A與f(θ)均假定為1，常數項c設為16。

在第六A圖所示的實施例中，第四到第六模式所量測到的雜訊分別是：第四模式：16A sin θ *(sinX sin6X cos2X cos2X)…算式(11)

第五模式：16A sin θ *(sinX sin2X cos4X cos4X)…算式(12)

第六模式：-16Acos θ *(sinX cos6X sin2X sin2X)…算式(13)其中第四模式以正向、正向、正向、反向、反向、反向量測；第五模式對應以正向、反向、正向、反向、正向、反向量測；第六模式以正向、反向、正向、正向、反向、正向量測。由於算式(3)、(6)、(9)的常數項為8，而算式(11)、(12)、(13)的常數項為16。因此，在使用不同個量測周期時，其雜訊強度會有所變化。如果要把第四至第六模式所計算出來的值與第一至第三模式相比，則須把第四至第六模式所計算出來的值除以二。

可以在第六A圖當中，可以見到當各個模式在不同相位差ψ的情況下，遭受到的干擾情況會不一樣。比方說，若單純使用單一種量測方法或模式時，量測到某些相位差ψ的雜訊會受到嚴重的影響。舉例來說， 在相位差ψ為180度的位置時，第五模式所受的雜訊強度大約為11，而第四模式的雜訊強度幾乎為0。

如果使用第五模式在量測頻率為28kHz時進行干擾測試，測試時使用14kHz的雜訊，其相位差會是180度的位置。以雙指畫線的結果如第七A圖所示。可以看到第七A圖示出的結果並不是兩條近乎平行的直線，被雜訊干擾的情況非常嚴重。如果改用第四模式，同樣以14kHz與相位差ψ為180度的位置，而且把振幅加大到原本的五倍，亦即15V_PP 的雜訊底下，以雙指畫線的結果將如第七B圖所示。可以看到兩條近乎平行的線條，表示雜訊干擾的情況非常輕微。因此，熟知本項技藝者可以理解到，使用不同的模式，對相同頻率的雜訊干擾有非常不同的影響。在對抗其他頻率的雜訊方式也是相同的，只需要切換到受影響較小的量測模式就能增強對該頻率雜訊的抵抗能力。

請參考第六B圖所示，其為第六A圖最小影響值對相位差的分布圖。將第六A圖的第四到第六模式當中，對各個相位差的最小影響值取出的結果，就會是第六B圖。從此圖可以了解到，如果選用到對的模式，可以將雜訊的影響控制在一定範圍之內。

在一實施例中，假設有N種模式，且每種模式需要量測M次雜訊，那麼步驟320將要量測N*M次，才能對N個模式的雜訊影響值進行比較。比方說，在第五圖所示的實施例中，M等於四。如果有三個模式，則要連續做12次量測。如果有六個模式，則要連續做24次量測。在本實施例的一範例中，還可以包含取K次量測結果進行平均的步驟。比方說，在第六A 圖所示的實施例中，量測周期數量M等於六，三種模式為第四至第六模式，且取四次(K=4)量測結果進行平均。若每個量測周期為40us，則做一次判斷需要40us * 3 * 6 * 4=40us * 72=2880us~=3ms。

在另一實施例中，可以量測M次，分別帶入各個模式，那麼步驟320只需要量測M次，就可以得知N個模式的雜訊影響值。但在這個實施例中，由於只測量M次，因此其相位θ是固定的。如果在N個模式當中，有某一模式與sin θ相關，有另一模式和cos θ相關。由於sin θ與cos θ比較基礎不一樣，所以會造成誤差。所以在本實施例中的N個模式必定全部都是與sin θ相關，或是全部與cos θ相關。比方說，選用第一模式與第三模式，兩者均與sin θ相關，此時僅需要M次量測即可做一次判斷。在本實施例的一範例中，使用的模式包含sin θ與cos θ相關，可以包含取K次量測結果進行平均的步驟以減少誤差。因此，比方說，在第六A圖所示的實施例中，量測周期數量M等於六，選用都是sin θ相關的第四模式與第五模式，且取四次(K=4)量測結果進行平均。若每個量測周期為40us，則做一次判斷需要40us * 6 * 4=40us * 24=960us~=1ms。

在更一實施例中，假設在N個模式當中，至少有一個模式與sin θ相關，有另一模式與cos θ相關。那麼在步驟320當中至少需要M+1次量測，以便調整θ的位置。換言之，在M+1次量測中取前M次量測做某一模式的計算，取後M次量測做另一模式的計算。如此一來，既然前M次量測的相位θ不同於後M次量測的相位θ，所以就可以將兩個模式的影響值進行比較。在本實施例的一範例中，還可以包含取K次量測結果進行平均的步驟。 因此，比方說，在第六A圖所示的實施例中，量測周期數量M等於六，且取四次(K=4)量測結果進行平均。若每個量測周期為40us，則做一次判斷需要40us *[(6+4)-1]=40us * 9=360us~=0.4ms。

更進一步地說，前M次量測的相位等於θ，後M次量測的相位等於θ+ψ。若將前M次的結果加上後M次的結果，算式(10)可以進一步表示為：c*A*[f(θ)+f(θ+ψ)]g(ψ)…算式(14)

由於f(θ)是正弦或餘弦函數，因此當相位差ψ接近180度附近的時候，f(θ)+f(θ+ψ)會接近零。據此，算式(14)也會接近零。這個特性可以提升量測模式之間的互補關係。

舉例來說，當設計了一種量測模式A，可以將此模式A額外增加一次量測，並取前M次量測的結果加上後M次量測的結果，變成第四模式。請參考第八圖所示，其為量測模式A與第四模式當中各個相位差ψ的雜訊雜訊強度之一示意圖。由於量測模式A的常數項為8，為第四模式的常數項16的一半。因此，在第八圖中，第四模式的值要除以二才能與量測模式A相比。可以發現，在第八圖中，量測模式A當相位差ψ介於120度到240度的範圍時，受到雜訊影響較低，可以和第二模式互補。但在210度的位置時，受影響的程度約有1.2。由第八圖可以看出，第四模式在相位差ψ介於120度到240度的範圍時，受雜訊影響的程度最高只有約0.3，互補關係變得更明顯，第四模式抗雜訊的效果比量測模式A更強。

如果讓前M次量測所計算出的g(ψ)和後M次量測所計算出的g(ψ)相差一個負號，則可以降低相位差ψ為零度或360度附近的雜訊影響。

當然，兩個M次量測不一定只限於相差一次量測的情況，也可以相差一次或n次以上的量測。如此一來，算式(14)可以被推廣為：c*A*[f(θ)+f(θ+n* ψ)]g(ψ)…算式(15)其中n為大於或等於1的正整數。

本領域的普通技術人員可以理解到，在本實施例的一變化當中，可以做任何超過M次的雜訊量測，取用不同的連續M次量測序列對N個模式進行計算。在一實施例中，可以連續做M+N-1次的量測，取得N個M次量測的值。假定各量測值為M₁ ,M₂ ,…M_M+N-1 。則第一模式所取用的M個測量值為M₁ ,M₂ ,...,M_M 。第二模式所取用的M個測量值為M₂ ,M₃ ,...,M_M+1 。第N個模式所取用的M個測量值為M_N ,M_N+1 ,...,M_M+N-1 。

在第三圖示出的步驟350當中，要根據步驟330所計算出的各個模式對應的雜訊評估值，來擇定一個模式。在本發明一實施例中，會先將一目前工作模式之外的其他模式所對應的雜訊評估值加上一常數，以利留用該目前工作模式。比方說，假定該目前工作模式為第二模式，則在計算出第一模式與第三模式所對應的雜訊評估值之後，將一常數加進第一模式與第三模式所對應的雜訊評估值。接著，把三個模式所對應的雜訊評估值進行比較，取得一最小雜訊評估值及其對應的模式。本領域的普通技術人員可以理解到，若步驟330所計算出的第一模式或第三模式所對應的雜訊 評估值與第二模式所對應的雜訊評估值的差小於該常數，則目前工作模式仍然會維持在第二模式下。假定步驟330所計算出的第一模式或第三模式所對應的雜訊評估值與第二模式所對應的雜訊評估值的差大於該常數，則目前工作模式將會更換為第一模式或第三模式。

在另一實施例中，步驟350還可以增加一評分機制，當其他模式所對應的雜訊評估值為該最小雜訊評估值，且連續比目前工作模式所對應的雜訊評估值小過P次之後，才會更換目前工作模式。其中P可以是大於或等於一的正整數。

或在更一實施例中，步驟35()還可以增加一評分機制，當其他模式所對應的雜訊評估值加上一常數值，連續比目前工作模式所對應的雜訊評估值小過P次之後，才會更換目前工作模式。其中P可以是大於或等於一的正整數。

本領域的普通技術人員可以理解到，前述的三個實施例是為了維持目前工作模式的穩定性，所以才對切換模式加以限制。在其他的實施例當中，可以公平地比較N個模式所對應的雜訊評估值，直接擇定具有最小雜訊評估值的模式為目前工作模式。

前面已經提到，第三圖所示的步驟380當中，用於更換量測與偵測的頻率。在一實施例中，更換後的頻率要低於更換前的頻率。在一範例當中，若以第五模式分別使用25kHz與20kHz的量測頻率進行量測，而外界有8kHz的雜訊時。8kHz的雜訊對25kHz的量測頻率時，換算出的相位差 ψ為115度，而8kHz的雜訊對20kHz的量測頻率時，換算出的相位差ψ為144度。觀察第六A圖當中的第四模式的曲線，當相位差ψ為115度時，雜訊強度為0.57，但當相位差ψ為144度時，雜訊強度為2.92。由此範例來看，降低頻率未必能夠解決問題。

再舉一例，當雜訊的頻率從8kHz升高到88kHz的時候，對25kHz的量測頻率所換算出的相位差ψ為547度，而對20kHz的量測頻率所換算出的相位差ψ為144度。同樣觀察第六A圖當中的第四模式的曲線，當相位差ψ為115度時，雜訊強度為5.3。當相位差ψ為115度時，雜訊強度為0.57。因此，當雜訊頻率為88kHz時，使用第四模式的情況下，降低頻率可以將雜訊強度從5.3降低到0.57。

換言之，使用不同的量測模式進行切換，和一般跳頻方式的最大不同點在於，不同的量測模式使用的是固定的量測頻率。下表用於說明量測頻率不固定時，未必能夠得到較好的量測結果。分別使用20kHz、25kHz的量測頻率作第五模式的量測，當外界有8kHz的雜訊時，感受到的雜訊強度一個為6，一個為1，看似可以使用這兩種頻率來閃避雜訊，但當雜訊頻率為88kHz時，感受到的雜訊頻率一個為6，一個為11，變得無法使用這兩種量測頻率來閃避這個雜訊，不論找幾種量測頻率，都無法確保對所有頻率的雜訊都有閃避的效果。

從另一角度來看，在量測頻率固定的前提下，在不同的量測模式之間進行切換，可以確保對所有頻率的雜訊都有閃避的效果。如下表所示，在量測頻率固定為25kHz時，雜訊的強度會隨著模式的不同而改變。

在一實施例中，調整後的工作頻率為調整前工作頻率的1/n倍，其中n為大於一的正整數。在一較佳實施例中，n可以為六。在另一實施例中，n可以是事先決定的一個正整數，也可以是與調整前工作頻率高低相關的正整數。當調整後工作頻率低於一最低工作頻率之後，工作頻率將不再進行調整，或直接設為該最低工作頻率。

請參考第九圖所示，其為本發明一實施例的一感測方法900之一流程示意圖。如前所述，在一實施例中，該感測方法900可以實作在該非揮發性記憶體222當中的程式碼，由該控制模組220內含的處理器加以執 行。在另一實施例中，該控制模組220內含的邏輯電路實作了該感測方法900。

感測方法900與感測方法300的不同之處在於增加了步驟910、912、920、922、與930。其餘與第三圖所示標號相同者，皆可參考先前的說明。增加這些步驟的原因，在於當步驟380調整頻率之後，還需要在雜訊停止影響之後，回復到調整前的頻率。其中，最主要的機制在於設置了一計數器，用於對目前工作頻率的掃描進行計數。

當步驟310偵測到近接事件之後，接著執行步驟910。首先檢查目前工作頻率是否使用預設量測頻率？如果已經是使用預設量測頻率，則直接進行步驟912，將計數器歸零。否則，執行步驟920，再檢測計數器是否達到一預設值，若已經達到該預設值，則執行步驟930，否則，仍然進行步驟922，累加計數器。而步驟912與922之後，均再執行步驟320。

在步驟930當中，進行提高工作頻率的步驟，也就是將工作頻率回復到預設的量測頻率。在一實施例中，調整後的工作頻率為調整前工作頻率的n倍，其中n為大於一的正整數。在一較佳實施例中，n可以為六。在另一實施例中，n可以是事先決定的一個正整數，也可以是與調整前工作頻率高低相關的正整數。當調整後工作頻率高於最高工作頻率之後，工作頻率將直接設定為最高工作頻率。當設定完成之後，重設該計數器，並且以調整後的工作頻率執行步驟320。

本領域的普通技術人員可以理解到，在第三圖與第四圖所示 的實施例之流程，是重複執行的迴圈。每一次偵測到近接事件，亦即執行步驟310，即開始迴圈的一次循環。當前一次迴圈循環的步驟350所擇定的模式，與後一次迴圈循環的步驟350所擇定的模式不同時，則前後迴圈循環的步驟360，利用該擇定模式進行掃描的驅動電壓之波形就會隨之不同。

比方說，前一次迴圈循環擇定了第一模式，也就是依序進行正向、反向、正向、反向量測的方法，其複數個第一電極211的驅動電壓波形，會依據第一模式而形成第一模式形式的波形。假設後一次迴圈循環擇定了第二模式，也就是依序進行正向、正向、反向、反向量測的方法，其複數個第一電極211的驅動電壓波形，會依據第二模式而形成第二模式形式的波形。從時間上來看，當進行到前一次循環迴圈的步驟320時，複數個第一電極211是不連接到驅動電壓的，接著進行到步驟360時，可以觀察到複數個第一電極211是以第一模式形式的波形輸出驅動電壓。隨後進行到後一次循環迴圈的步驟320時，複數個第一電極211也是不連接到驅動電壓的，最後進行到步驟360時，可以觀察到複數個第一電極211是以第二模式形式的波形輸出驅動電壓。

310~380‧‧‧步驟

Claims (19)

1. 一種雜訊量測方法，用於量測一觸控模組的外界雜訊，其中上述之觸控模組包含複數個第一電極與複數個第二電極，該複數個第一電極與該複數個第二電極有多個交會區域，該雜訊量測方法包含：在偵測到一近接事件之後，令該複數個第一電極不連接到一驅動電壓；以及在複數個量測周期當中，利用該複數個第二電極量測複數個雜訊量測值。
2. 如申請專利範圍第1項的雜訊量測方法，其中在每一該複數個量測周期開始之初，將該複數個第二電極連接到一電壓，接著讓該複數個第二電極接收雜訊，並且在每一該複數個量測周期讀出該複數個雜訊量測值。
3. 如申請專利範圍第1項的雜訊量測方法，其中該複數個量測周期之間有複數個間隔長度，每一該複數個間隔長度與每一該複數個量測周期的長度是相同的。
4. 如申請專利範圍第1項的雜訊量測方法，更包含計算對應到複數個模式的複數個雜訊評估值，其中每一該複數個模式對應到複數個正向量測與反向量測的組合。
5. 如申請專利範圍第4項的雜訊量測方法，其中該複數個量測周期為 M*N*K個量測周期，其中N為該複數個模式的個數，M為每一該複數個模式所需的量測周期的個數，K為用於平均的量測周期的次數。
6. 如申請專利範圍第4項的雜訊量測方法，其中該複數個量測周期為M*K個量測周期，M為該複數個模式中每一個模式所需的量測周期的個數，K為用於平均的量測周期的次數，而該複數個模式均相關於同一正弦波函數或同一餘弦波函數。
7. 如申請專利範圍第4項的雜訊量測方法，其中該複數個量測周期為M+K-1個量測周期，其中K為用於平均的量測周期的次數，M為每一該複數個模式所需的量測周期的個數。
8. 如申請專利範圍第4項的雜訊量測方法，其中每一該複數個模式相關於一正弦波函數或一餘弦波函數。
9. 如申請專利範圍第8項的雜訊量測方法，其中該正弦波函數或該餘弦波函數係為一雜訊的一相位θ的函數，該相位θ相應於該複數個量測周期當中的一間隔時間。
10. 一種觸控控制裝置，用於量測一觸控模組的外界雜訊，其中上述之觸控模組包含複數個第一電極與複數個第二電極，該複數個第一電極與該複數個第二電極有多個交會區域，該觸控控制裝置所執行的一種雜訊量測方法 包含：在偵測到一近接事件之後，令該複數個第一電極不連接到一驅動電壓；以及在複數個量測周期當中，利用該複數個第二電極量測複數個雜訊量測值。
11. 如申請專利範圍第10項的觸控控制裝置，其中上述之觸控控制裝置更包含在每一該複數個量測周期開始之初，將該複數個第二電極連接到一電壓，接著讓該複數個第二電極接收雜訊，並且在每一該複數個量測周期讀出該複數個雜訊量測值。
12. 如申請專利範圍第10項的觸控控制裝置，其中該複數個量測周期之間有複數個間隔長度，每一該複數個間隔長度與每一該複數個量測周期的長度是相同的。
13. 如申請專利範圍第10項的觸控控制裝置，其中上述之觸控控制裝置更包含計算對應到複數個模式的複數個雜訊評估值，其中每一該複數個模式對應到複數個正向量測與反向量測的組合。
14. 如申請專利範圍第13項的觸控控制裝置，其中該複數個量測周期為M*N*K個量測周期，其中N為該複數個模式的個數，M為每一該複數個模式所需的量測周期的個數，K為用於平均的量測周期的次數。
15. 如申請專利範圍第13項的觸控控制裝置，其中該複數個量測周期為M*K個量測周期，M為該複數個模式中每一個模式所需的量測周期的個數，K為用於平均的量測周期的次數，而該複數個模式均相關於同一正弦波函數或同一餘弦波函數。
16. 如申請專利範圍第13項的觸控控制裝置，其中該複數個量測周期為M+K-1個量測周期，其中K為用於平均的量測周期的次數，M為每一該複數個模式所需的量測周期的個數。
17. 如申請專利範圍第13項的觸控控制裝置，其中每一該複數個模式相關於一正弦波函數或一餘弦波函數。
18. 如申請專利範圍第17項的觸控控制裝置，其中該正弦波函數或該餘弦波函數係為一雜訊的一相位θ的函數，該相位θ相應於該複數個量測周期當中的一間隔時間。
19. 一種觸控電子裝置，包含：一觸控模組，其中該觸控模組包含複數個第一電極與複數個第二電極，該複數個第一電極與該複數個第二電極有多個交會區域；以及一觸控控制裝置，用於量測該觸控模組的外界雜訊，該觸控控制裝置所執行的一種雜訊量測方法包含：在偵測到一近接事件之後，令該複數個第一電極不連接到一驅動電壓； 以及在複數個量測周期當中，利用該複數個第二電極量測複數個雜訊評估值。