TWI511428B - 功率轉換器與穩定電壓增益的方法 - Google Patents

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Description

功率轉換器與穩定電壓增益的方法
本發明是有關於一種轉換器，且特別是有關於具有穩定電壓增益的轉換器與方法。
現今無線電力傳輸技術已應用在許多領域，例如電動汽車、消費性電子產品等等。無線電力傳輸技術係透過電磁感應原理來實現能量傳遞。
請參照第1A圖，第1A圖繪示一種習知轉換器100的示意圖。如第1A圖所示，習知的轉換器100包含變壓器120、全橋逆變電路140以及橋式整流器160。變壓器120由原邊繞組Np與副邊繞組Ns耦合而成，且兩者之互感為M，其中原邊繞組之感值為L1(以下稱此為原邊電感)，副邊繞組Ns之感值為L2(以下稱此為副邊電感)。全橋逆變電路140將直流輸入電壓Vin轉換成交流電壓VAC後傳送至變壓器120，再傳遞至橋式整流器160，以產生直流輸出電壓VDCout。再者，由於原邊繞組Np與副邊繞組Ns之間常存在較大的氣隙，而使變壓器120產生較大的漏感，習知 的轉換器100常包含原邊補償電容Cp以及副邊補償電容Cs，以補償變壓器的漏感。
請參照第1B圖至第1E圖，第1B圖繪示習知轉換器100的電壓增益在不同負載下與工作頻率之關係曲線圖，第1C圖繪示習知轉換器100的輸入阻抗在不同負載下與工作頻率關係曲線圖，第1D圖繪示習知轉換器100的電壓增益Av在不同耦合係數k下與工作頻率之關係曲線圖，第1E圖繪示習知轉換器100的輸入阻抗在不同耦合係數k下與工作頻率關係曲線圖。其中，在第1B圖至第1E圖中的工作頻率為轉換器100的工作頻率fo與原邊電感L1與原邊補償電容Cp對應之諧振頻率之比值，在第1B圖與第1D圖中的電壓增益Av為第1A圖中的直流輸出電壓Vdc,out與直流輸入電壓Vin之比值，而在第1C圖與第1E圖中的Req為轉換器100的輸入阻抗之虛部與實部的比值。
如第1B圖至第1E圖所示，一般而言，轉換器100的工作頻率fo會設置於原邊電感L1與原邊補償電容Cp的諧振頻率，以使輸入阻抗呈現純阻性，進而降低無功功率。然而，隨著負載或耦合係數k產生變化，轉換器100的電壓增益Av會產生過大的變化，導致電路內部元件上的壓差變化很大，此時必須選擇耐高壓的元件來提高操作的安全性，因此造成轉換器的成本增加。另外，電壓增益Av的變化亦對轉換器的轉換效率造成較大的影響。
因此，如何能在不同負載與不同耦合係數的情況下，有效地穩定轉換器的電壓增益，實屬當前重要研發課 題之一，亦成為當前相關領域亟需改進的目標。
為解決上述問題，本發明之一態樣提供一種功率轉換器。功率轉換器包含原邊補償電容、變壓器與副邊補償電容。原邊補償電容用以自第一開關電路接收第一交流電壓。變壓器包含原邊繞組與副邊繞組，其中變壓器用以接收第一交流電壓而產生第二交流電壓，變壓器之原邊繞組電性串接至原邊補償電容。副邊補償電容電性串接於變壓器之副邊繞組，並用以傳送第二交流電壓至第二開關電路以產生直流輸出電壓。其中，第一開關電路的操作頻率設置於0.8×fa至1.2×fb之間，且fb至多為1.5倍的fa，其中原邊補償電容與變壓器中之等效原邊漏感對應於第一諧振頻率，副邊補償電容與變壓器中之等效副邊漏感對應於第二諧振頻率，其中fa為第一諧振頻率與第二諧振頻率中之較低者，fb為第一諧振頻率與第二諧振頻率中之較高者，藉此使功率轉換器之電壓增益在空載時至多為滿載時的兩倍。
根據本發明之一實施例，其中前述的功率轉換器更包含檢測電路與控制電路。檢測電路用以根據直流輸出電壓產生控制信號。控制電路用以根據控制信號控制第一開關電路的操作頻率，藉此在變壓器的耦合係數產生變化時，使第一開關電路的操作頻率設置於0.8×fa至1.2×fb。
根據本發明之一實施例，其中前述的第一開關電路 為逆變電路，並用以根據直流輸入電壓產生第一交流電壓。
根據本發明之一實施例，其中前述的第一開關電路包含一橋臂。橋臂包含兩個電性串接的切換單元。
根據本發明之一實施例，其中前述的第二開關電路為整流電路，用以根據交流電壓產生直流輸出電壓。
根據本發明之一實施例，其中前述的第二開關電路包含一橋臂。橋臂包含兩個電性串接的切換單元。
根據本發明之一實施例，其中當副邊繞組之感值為原邊繞組之感值的N倍時，副邊補償電容之容值設置為原邊補償電感之容值的1/N倍，其中N>0。
根據本發明之一實施例，其中前述的第一開關電路的操作頻率更設置於0.94×fa至1.065×fb之間，以使功率轉換器之電壓增益在空載時至多為滿載時的1.2倍。
本發明之另一態樣提供一種穩定電壓增益的方法，此方法適用一功率轉換器，此功率轉換器包含原邊補償電容、變壓器與副邊補償電容，其中原邊補償電容電性串接變壓器中的原邊繞組，副邊補償電容電性串接變壓器中的副邊繞組。穩定電壓增益的方法包含下列步驟：(1)自一開關電路產生第一交流電壓至原邊補償電容，藉此產生第二交流電壓至副邊補償電容；(2)根據第二交流電壓產生直流輸出電壓；以及(3)根據此直流輸出電壓調整開關電路，以使開關電路之操作頻率設置於0.8×fa至1.2×fb之間，且fb至多為1.5×fa，其中原邊補償電容與變壓器中之等效原邊漏感對應於第一諧振頻率，副邊補償電容與變壓器中 之等效副邊漏感對應於第二諧振頻率，其中fa為第一諧振頻率與第二諧振頻率中之較低者，fb為第一諧振頻率與第二諧振頻率中之較高者，藉此使功率轉換器之一電壓增益在空載時至多為滿載時的兩倍。
根據本發明之一實施例，其中更提供直流輸入電壓至開關電路，藉此產生第一交流電壓。其中開關電路包含逆變電路，且逆變電路包含橋臂，且橋臂包含兩個電性串接的切換單元。
根據本發明之一實施例，其中前述產生直流輸出電壓之步驟更提供第二交流電壓至整流電路，藉此產生直流輸出電壓。
根據本發明之一實施例，其中當副邊繞組之感值為原邊繞組之感值的N倍時，將副邊補償電容之容值設置為原邊補償電容之容值的1/N倍，其中N>0。
根據本發明之一實施例，其中更將開關電路之操作頻率設置於0.94×fa至1.065×fb之間，以使功率轉換器之電壓增益在空載時至多為滿載時的1.2倍。
綜上所述，本發明之技術方案與現有技術相比具有明顯的優點和有益效果。藉由上述技術方案，可達到相當的技術進步，並具有產業上的廣泛利用價值，本揭示內容所示之功率轉換器在不同負載與不同耦合係數k的情況下可具有穩定的電壓增益，藉此可在各種操作環境中可具有一定的操作安全性。
100‧‧‧轉換器
120、220‧‧‧變壓器
140‧‧‧全橋逆變電路
160‧‧‧橋式整流器
200、300、400‧‧‧功率轉換器
200a、200b‧‧‧開關電路
420‧‧‧檢測電路
440‧‧‧控制電路
500‧‧‧方法
S501~S503‧‧‧步驟
L1‧‧‧原邊電感
L2‧‧‧副邊電感
Np‧‧‧原邊繞組
Ns‧‧‧副邊繞組
VIN‧‧‧直流輸入電壓
VAC、VAC2‧‧‧交流電壓
Cp‧‧‧原邊補償電容
Cs‧‧‧副邊補償電容
Vdc,out、VOUT‧‧‧直流輸出電壓
VCTRL‧‧‧控制信號
S1~S4‧‧‧開關
D1~D4‧‧‧二極體
RL‧‧‧等效負載
M‧‧‧互感
Av‧‧‧電壓增益
fr、fo、fa、fb、fa1、fb1、fa2、fb2、fa3、fb3‧‧‧頻率
為讓本發明之上述和其他目的、特徵、優點與實施例能更明顯易懂，所附圖式之說明如下：第1A圖繪示一種習知轉換器100的示意圖；第1B圖繪示習知轉換器100的電壓增益在不同負載下與工作頻率之關係曲線圖；第1C圖繪示習知轉換器100的輸入阻抗在不同負載下與工作頻率關係曲線圖；第1D圖繪示習知轉換器100的電壓增益Av在不同耦合係數k下與工作頻率之關係曲線圖；第1E圖繪示習知轉換器100的輸入阻抗在不同耦合係數K下與工作頻率關係曲線圖；第2圖根據本發明之一實施例繪示一種功率轉換器200之示意圖；第3A圖根據本發明之一實施例繪示一種功率轉換器300之示意圖；第3B圖係依照本發明之一實施例繪示功率轉換器300之等效電路圖；第3C圖根據本發明之一實施例繪示功率轉換器300的電壓增益Av在不同負載下與工作頻率之關係曲線圖；第4A圖繪示功率轉換器300的電壓增益Av在不同耦合係數k下與工作頻率之關係曲線圖；第4B圖根據本發明之一實施例繪示一種功率轉換器400之示意圖；以及 第5圖根據本發明之一實施例繪示一種穩定電壓方法500之方法流程圖。
下文係舉實施例配合所附圖式作詳細說明，但所提供之實施例並非用以限制本發明所涵蓋的範圍，而結構操作之描述非用以限制其執行之順序，任何由元件重新組合之結構，所產生具有均等功效的裝置，皆為本發明所涵蓋的範圍。此外，圖式僅以說明為目的，並未依照原尺寸作圖。為使便於理解，下述說明中相同元件將以相同之符號標示來說明。
關於本文中所使用之『第一』、『第二』、...等，並非特別指稱次序或順位的意思，亦非用以限定本發明，其僅僅是為了區別以相同技術用語描述的元件或操作而已。
另外，關於本文中所使用之『耦接』或『連接』，均可指二或多個元件相互直接作實體或電性接觸，或是相互間接作實體或電性接觸，亦可指二或多個元件相互操作或動作。
請參照第2圖，第2圖根據本發明之一實施例繪示一種功率轉換器200之示意圖。如第2圖所示，功率轉換器200包含原邊補償電容Cp、變壓器220與副邊補償電容Cs。原邊補償電容Cp電性串接至變壓器220之原邊繞組Np，且原邊補償電容Cp還用以自開關電路200a接收交流電壓VAC。變壓器220根據交流電壓VAC而產生交流電壓 VAC2。副邊補償電容Cs電性串接至變壓器220的副邊繞組Ns。副邊補償電容Cs更用以傳送交流電壓VAC2至開關電路200b以產生直流輸出電壓VOUT。前述的開關電路200a的操作頻率(亦即交流電壓VAC的頻率)設置於0.8×fa至1.2×fb之間，其中原邊補償電容Cp與變壓器220中的等效原邊漏感對應於第一諧振頻率，而副邊補償電容Cs與變壓器220中的等效副邊漏感對應於第二諧振頻率，其中fa為第一諧振頻率與第二諧振頻率中的較低者，fb為第一諧振頻率與第二諧振頻率中的較高者，藉此可使功率轉換器200之電壓增益Av在空載時至多為滿載時的兩倍。如此，相較於先前技術中將工作頻率設置於原邊電感L1與原邊補償電容Cp的諧振頻率的轉換器，透過將交流電壓VAC的頻率設置於0.8×fa至1.2×fb之間可使電壓增益Av更為穩定。
以下段落將提出數個應用功率轉換器200的實施例，來說明上述的功能與應用，但本發明並不僅以下所列的實施例為限。
請參照第3A圖，第3A圖根據本發明之一實施例繪示一種功率轉換器300之示意圖。如第3A圖所示，其中變壓器220的原邊繞組Np之感值為L1(下稱為原邊電感L1)，副邊繞組Ns之感值為L2(下稱為副邊電感L2)。此外，前述的開關電路200a可為各類型的逆變電路。且開關電路200a包含一橋臂，且橋臂包含兩個電性串接的切換單元。例如，如第3A圖所示，開關電路200a可為由開關S1~S4 所構成的全橋逆變電路。其中開關S1與開關S3組成一橋臂，且開關S2與開關S4組成另一橋臂。前述的開關電路200b可為各類型的整流電路。相似地，開關電路200b亦可包含一橋臂，且橋臂包含兩個電性串接的切換單元。例如，如第3A圖所示，開關電路200b可為由二極體D1~D4所構成的橋式整流器，其中二極體D1與二極體D3組成一橋臂，二極體D2與二極體D4組成另一橋臂。上述的開關電路200a、200b僅為例示，熟習本領域之技術人員可視實際需求選擇合適的電路架構，本發明並不以此為限。
在操作上，開關電路200a用以根據直流輸入電壓VIN產生交流電壓VAC。原邊補償電容Cp電性串接於原邊繞組Np，並接收交流電壓VAC。副邊補償電容Cs電性串接於副邊繞組Ns，變壓器220根據交流電壓VAC而於副邊繞組Ns產生交流電壓VAC2。開關電路200b用以根據此交流電壓VAC2產生直流輸出電壓VOUT。
具體而言，在此實施例中，藉由調整開關S1~S4(即開關電路200a)的操作頻率於0.8×fa至1.2×fb之間，可將交流電壓VAC的頻率設置於0.8×fa至1.2×fb之間，以使功率轉換器300可具有較穩定的電壓增益Av。
請參照第3B圖，第3B圖係依照本發明之一實施例繪示功率轉換器300之等效電路圖。在第3B圖中係將第3A圖中的開關電路200a等效為交流電壓VAC，而開關電路200b與輸出所接負載等效成RL，其中假設原邊電感L1與原邊補償電容Cp之諧振頻率與副邊電感L2與副邊補償 電容Cs之諧振頻率相等，亦即。再者， 當原副邊的耦合係數k為固定時，可推得 。其中，上式的(1-k)×L1即為變 壓器220中的等效原邊漏感，且(1-k)×L2即為變壓器220中的等效副邊漏感。換句話說，若原邊電感L1與原邊補償電容Cp之諧振頻率與副邊電感L2之諧振頻率為相等時，且耦合係數k為固定時，變壓器220中的等效原邊漏感(1-k)×L1與原邊補償電容Cp對應的諧振頻率(以下稱此頻率為諧振頻率fr)亦會與副邊補償電容Cs與等效副邊漏感(1-k)×L2對應的諧振頻率相等。
請參照第3C圖，第3C圖根據本發明之一實施例繪示功率轉換器300的電壓增益Av在不同負載下與工作頻率之關係曲線圖。在第3C圖中的工作頻率為功率轉換器300的工作頻率fo與原邊電感L1與原邊補償電容Cp對應之諧振頻率之比值，而電壓增益Av之定義為直流輸出電壓VOUT與直流輸入電壓VIN之比值。在此實施例中，功率轉換器300之工作頻率設置於等效原邊漏感(1-k)×L1與原邊補償電容Cs對應的諧振頻率fr上，其中假設耦合係數k為一定值。換言之，在此實施例中，功率轉換器300透過開關電路200a將交流電壓VAC之頻率設置為等效原邊漏感(1-k)×L1與原邊補償電容Cp對應的諧振頻率fr。如第3C圖所示，藉由開關電路200a將交流電壓VAC設置於諧振頻率fr，可使功率轉換器300之電壓增益在各個不同負載的情況下具有穩定的電壓增益Av。
然而，在實際應用上，由於操作環境以及元件製程的影響，可能會使變壓器220中的等效原邊漏感(1-k)×L1與原邊補償電容Cp對應的諧振頻率與等效副邊漏感(1-k)×L2與副邊補償電容Cs對應的諧振頻率不為相等。因此，如第3C圖所示，原邊補償電容Cp與變壓器220中的等效原邊漏感對應於第一諧振頻率，且副邊補償電容Cs與變壓器220中的等效副邊漏感對應於第二諧振頻率，其中fa為第一與第二諧振頻率中之較低者，而fb則為第一與第二諧振頻率中之較高者。一般而言，電容的容值誤差大致為±20%，故fb最多約為1.5倍的fa。在此實施例中，可進一步地藉由調整開關電路200a的操作頻率為0.8×fa至1.2×fb之間，以使交流電壓VAC之頻率設置為0.8×fa至1.2×fb之間，藉此可使功率轉換器300之電壓增益Av在空載時至多為滿載時的兩倍。
此外，在又一實施例中，功率轉換器300可更進一步地調整開關電路200a的操作頻率設置於0.94×fa至1.065×fb之間，以使功率轉換器300之電壓增益Av在空載時至多為滿載時的1.2倍。
請參照第4A圖與第4B圖，第4A圖繪示功率轉換器300的電壓增益Av在不同耦合係數k下與工作頻率之關係曲線圖，第4B圖根據本發明之一實施例繪示一種功率轉換器400之示意圖。在第4A圖中的工作頻率與電壓增益Av之定義與第3C圖相同，其中fa1、fa2、fa3分別為功率轉換器300在耦合係數k=0.1、0.2與0.3的情況下對應的 第一與第二諧振頻率中之較低者。fb1、fb2、fb3分別為功率轉換器300在耦合係數k=0.1、0.2與0.3的情況下對應的第一諧振頻率與第二諧振頻率中之較高者，其中，功率轉換器300分别在耦合係數k=0.1、0.2與0.3的情況下原邊補償電容Cp與變壓器220中的等效原邊漏感對應於第一諧振頻率，功率轉換器300分别在耦合係數k=0.1、0.2與0.3的情況下副邊補償電容Cs與變壓器220中的等效副邊漏感對應於第二諧振頻率。如第4A圖所示，由於變壓器220的耦合係數k在實際應用上可能會隨著操作環境、元件老舊而產生變異，造成功率轉換器300之電壓增益Av產生相應的變化。由於耦合係數k會影響到電壓增益Av，故直流輸出電壓VOUT亦會產生變化。因此，在實際應用上，功率轉換器300可進一步地根據直流輸出電壓VOUT之變化控制開關電路200a之操作頻率，藉此調整交流電壓VAC的頻率。
如第4B圖所示，功率轉換器400可進一步地包含檢測電路420與控制電路440。檢測電路420電性耦接開關電路200b，並用以根據直流輸出電壓VOUT產生控制信號VCTRL。控制電路440電性耦接於開關電路200a與檢測電路420之間，控制電路440用以根據控制信號VCTRL控制開關電路200a之操作頻率，藉此在變壓器220的耦合係數k產生變化時，進一步地調整交流電壓VAC的頻率，並使交流電壓VAC的頻率設置於0.8×fa至1.2×fb。檢測電路420可為電壓或電流等形式之感測電路，而控制電路440可為 各種變頻控制電路，例如為脈波頻率調變(Pulse frequency modulation,PFM)電路等等，熟習本領域之技術人員可彈性設置之。
簡言之，檢測電路420與控制電路440形成一回授路徑，當直流輸出電壓VOUT因不同的耦合係數k而產生變化時，功率轉換器400可藉由前述的回授路徑對交流電壓VAC進行相應的變頻控制，藉此獲得穩定的電壓增益Av。
此外，在前述各個實施例中，若當副邊繞組Ns之感值(亦即副邊電感L2)為原邊繞組Np之感值(亦即原邊電感L2)的N倍時，亦即等效副邊漏感(1-k)×L2亦為等效原邊漏感(1-k)×L1的N倍，此時可將副邊補償電容Cs之容值設置為原邊補償電容Cp之容值的1/N倍，其中N>0，N可為大於0的任意整數或分數，以使等效原邊漏感(1-k)×L1與原邊補償電容Cp對應的諧振頻率與等效副邊漏感(1-k)×L2與副邊補償電容Cs對應的諧振頻率在理論上可為相等。如此，當前述各個功率轉換器之工作頻率設置於0.8×fa至1.2×fb之間，可在不同的負載情況下具有穩定的電壓增益Av。
值得注意的是，在前述各實施例中，功率轉換器可設置以將開關電路200a之操作頻率以大於或等於5倍的諧振頻率fr啟動，以降低啟動時原邊補償電容Cp與原邊繞組Np構成的諧振槽內的電流衝擊。
請參照第5圖，第5圖根據本發明之一實施例繪示 一種穩定電壓增益方法500之方法流程圖。本發明之另一態樣係在提供一種穩定電壓增益的方法500，且本方法500可適用於如第2圖中所示的功率轉換器200。如第5圖所示，穩定電壓增益的方法500包含步驟S501~S503。
在步驟S501中，自一開關電路提供交流電壓VAC至原邊補償電容Cp，藉此產生交流電壓VAC2至副邊補償電容Cs。例如，如第3A圖所示，藉由開關電路200a根據直流輸入電壓VIN產生前述的交流電壓VAC至原邊補償電容Cp，進而產生交流電壓VAC2至副邊補償電容Cs，其中開關電路200a可為各種類型的逆變電路。
在步驟S502中，根據此交流電壓VAC2產生直流輸出電壓VOUT。例如，如第3A圖所示，可進一步地提供開關電路200b以產生前述的直流輸出電壓VOUT，其中開關電路200b電性耦接副邊補償電容Cs，且開關電路200b可為各種類型的整流電路。
在步驟S503中，根據此直流輸出電壓VOUT調整開關電路200a，以使開關電路200a之操作頻率設置於0.8×fa至1.2×fb之間，且fb至多為1.5倍的fa，其中原邊補償電容與變壓器中之等效原邊漏感對應於第一諧振頻率，副邊補償電容與變壓器中之等效副邊漏感對應於第二諧振頻率，而fa為第一與第二諧振頻率中之較低者，fb為第一與第二諧振頻率中之較高者，藉此使功率轉換器之電壓增益Av在空載時至多為滿載時的兩倍。如先前第4A圖所示，若將功率轉換器操作於此頻率範圍內，可獲得較穩定的電 壓增益Av。在此實施例中，可如第3A圖所示，藉由調整開關電路200a的操作頻率，進而設置交流電壓VAC的頻率。在本發明又一實施例中，更可進一步地將交流電壓VAC之頻率設置於0.94×fa至1.065×fb之間，以使功率轉換器之電壓增益Av在空載時至多為滿載時的1.2倍。
再者，為因應變壓器的耦合係數k產生變異，方法500可進一步地根據直流輸出電壓VOUT產生控制信號VCTRL，並根據控制信號VCTRL調整逆變電路(亦即開關電路200a)之操作頻率，藉此使設置交流電壓VAC之頻率。舉例而言，如第4B圖所示，功率轉換器400可藉由檢測電路420與控制電路440所形成的回授路徑來控制交流電壓VAC之頻率，藉此可在耦合係數k產生變異的情況下穩定功率轉換器400之電壓增益Av。
在方法500中，為使等效原邊漏感與原邊補償電容Cp對應的諧振頻率與等效副邊漏感與副邊補償電容Cs對應的諧振頻率在理論上可為相等，當副邊繞組Ns之感值L2為原邊繞組Np之感值L1的N倍時，可進一步地將副邊補償電容Cs之容值設置為原邊補償電容Cp之容值的1/N倍，其中N>0，N可為大於0的任意整數或分數。如此，透過應用方法500，可使功率轉換器在不同的負載情況下獲得穩定的電壓增益Av。
綜上所述，在不同負載與不同耦合係數k的情況下，本發明所揭示之功率轉換器可具有穩定的電壓增益，藉此可在各種操作環境中可具有一定的操作安全性。
雖然本發明已以實施方式揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
220‧‧‧變壓器
400‧‧‧功率轉換器
200a、200b‧‧‧開關電路
420‧‧‧檢測電路
440‧‧‧控制電路
Np‧‧‧原邊繞組
Ns‧‧‧副邊繞組
L1‧‧‧原邊電感
L2‧‧‧副邊電感
VIN‧‧‧直流輸入電壓
VAC、VAC2‧‧‧交流電壓
Cp‧‧‧原邊補償電容
Cs‧‧‧副邊補償電容
VOUT‧‧‧直流輸出電壓
VCTRL‧‧‧控制信號
M‧‧‧互感

Claims (15)

  1. 一種功率轉換器，包含：一原邊補償電容，用以自一第一開關電路接收一第一交流電壓；一變壓器，包含一原邊繞組及一副邊繞組，並用以接收該第一交流電壓而產生一第二交流電壓，該變壓器之該原邊繞組電性串接至該原邊補償電容；以及一副邊補償電容，電性串接於該變壓器之該副邊繞組，並用以傳送該第二交流電壓至一第二開關電路以產生一直流輸出電壓，其中，該第一開關電路的操作頻率設置於0.8×fa至1.2×fb之間，且fb至多為1.5倍的fa，其中該原邊補償電容與該變壓器中之一等效原邊漏感對應於一第一諧振頻率，該副邊補償電容與該變壓器中之一等效副邊漏感對應於一第二諧振頻率，fa為該第一諧振頻率與該第二諧振頻率中之較低者，fb為該第一諧振頻率與該第二諧振頻率中之較高者，藉此使該功率轉換器之電壓增益在空載時至多為滿載時的兩倍。
  2. 如請求項1所述之功率轉換器，其中更包含：一檢測電路，用以根據該直流輸出電壓產生一控制信號；以及一控制電路，用以根據該控制信號控制該第一開關電路的操作頻率，藉此在該變壓器的一耦合係數產生變化 時，使該第一開關電路的操作頻率設置於0.8×fa至1.2×fb。
  3. 如請求項1所述之功率轉換器，其中該第一開關電路為一逆變電路，用以根據一直流輸入電壓產生該第一交流電壓。
  4. 如請求項3所述之功率轉換器，該第一開關電路包含一橋臂，其中該橋臂包含兩個電性串接的切換單元。
  5. 如請求項1所述之功率轉換器，其中該第二開關電路為一整流電路，用以根據該第二交流電壓產生該直流輸出電壓。
  6. 如請求項5所述之功率轉換器，該第二開關電路包含一橋臂，其中該橋臂包含兩個電性串接的切換單元。
  7. 如請求項1所述之功率轉換器，當該副邊繞組之感值為該原邊繞組之感值的N倍時，該副邊補償電容之容值設置為該原邊補償電感之容值的1/N，其中N>0。
  8. 如請求項1至7任一項所述之功率轉換器，其中該第一開關電路的操作頻率更設置於0.94×fa至1.065×fb之間，以使該功率轉換器之電壓增益在空載時至多為滿載時的1.2倍。
  9. 一種功率轉換器，包含：一第一開關電路，用以根據一直流輸入電壓產生一第一交流電壓；一原邊補償電容，用以接收該第一交流電壓；一變壓器，包含：一原邊繞組，電性串接於該原邊補償電容；以及一副邊繞組，用以根據該第一交流電壓產生一第二交流電壓；一副邊補償電容，電性串接於該副邊繞組；一第二開關電路，用以根據該第二交流電壓產生一直流輸出電壓；一檢測電路，用以根據該直流輸出電壓產生一控制信號；以及一控制電路，用以根據該控制信號控制該第一開關電路的操作頻率，藉此使該第一開關電路的操作頻率設置於0.8×fa至1.2×fb之間，且fb至多為1.5倍的fa，其中該原邊補償電容與該變壓器中之一等效原邊漏感對應於一第一諧振頻率，該副邊補償電容與該變壓器中之一等效副邊漏感對應於一第二諧振頻率，fa為該第一諧振頻率與該第二諧振頻率中之較低者，fb為該第一諧振頻率與該第二諧振頻率中之較高者，藉此使該功率轉換器之一電壓增益在空載時至多為滿載時的兩倍。
  10. 如請求項9所述之功率轉換器，其中該第一開關電路的操作頻率更設置於0.94×fa至1.065×fb之間，以使該功率轉換器之電壓增益在空載時至多為滿載時的1.2倍。
  11. 一種穩定電壓增益的方法，適用於一功率轉換器，該功率轉換器包含一原邊補償電容、一變壓器與一副邊補償電容，其中該原邊補償電容電性串接該變壓器中的一原邊繞組，該副邊補償電容電性串接該變壓器中的一副邊繞組，該穩定電壓增益的方法包含：自一開關電路產生一第一交流電壓至該原邊補償電容，藉此產生一第二交流電壓至該副邊補償電容；根據該第二交流電壓產生一直流輸出電壓；以及根據該直流輸出電壓調整該開關電路，以使該開關電路之操作頻率設置於0.8×fa至1.2×fb之間，且fb至多為1.5×fa，其中該原邊補償電容與該變壓器中之一等效原邊漏感對應於一第一諧振頻率，該副邊補償電容與該變壓器中之一等效副邊漏感對應於一第二諧振頻率，fa為該第一諧振頻率與該第二諧振頻率中之較低者，fb為該第一諧振頻率與該第二諧振頻率中之較高者，藉此使該功率轉換器之一電壓增益在空載時至多為滿載時的兩倍。
  12. 如請求項11所述的穩定電壓增益的方法，其中更包含： 提供一直流輸入電壓至該開關電路，藉此產生該第一交流電壓，其中該開關電路包含一逆變電路，且該逆變電路包含一橋臂，其中該橋臂包含兩個電性串接的切換單元。
  13. 如請求項11所述的穩定電壓增益的方法，其產生該直流輸出電壓之步驟更包含：提供該第二交流電壓至一整流電路，藉此產生該直流輸出電壓。
  14. 如請求項11所述的穩定電壓增益的方法，其中更包含：當該副邊繞組之感值為該原邊繞組之感值的N倍時，將該副邊補償電容之容值設置為該原邊補償電容之容值的1/N，其中N>0。
  15. 如請求項11至14任一項所述的穩定電壓增益的方法，其中更包含：將該開關電路之操作頻率設置於0.94×fa至1.065×fb之間，以使該功率轉換器之電壓增益在空載時至多為滿載時的1.2倍。
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