TWI509973B - 高升壓型電路 - Google Patents

Description

高升壓型電路

本發明是有關於一種升壓轉換器，特別是指一種高升壓型電路。

分散式發電主要分成幾種類型，例如：廢熱發電、太陽能發電、電動車對電網供電、風力發電等。然而，上述的發電方式所產生出來的電壓皆不高且不夠穩定，此外，輸出電壓易隨著負載的變動而跟著變動，為了解決這個問題，故於分散式能源後端接一升壓型轉換器(Step-Up Converter)，以提供相對穩定的高電壓給後端設備使用，或提供給市電並聯系統之變頻器所需之輸入電源，例如：熱電產生器(Thermo Electrical Generator,TEG)、獨立型太陽能供電系統、市電並聯型太陽能供電系統，在所述系統中皆需要升壓型轉換器將熱電模組或太陽能板所產生的低電壓升至高電壓，以提供變頻器或負載端所需之電源。

為了達到更高的電壓轉換比，現有的技術採用多組的倍壓電路，使得二極體及電容的數量增加，進而導致成本提高，且電路元件過多，造成設計較為複雜。

本發明之目的，即在提供一種改善先前技術的高升壓型電路。

本發明高升壓型電路電連接於一電源及一負載之間，該高升壓型電路包含一第一繞組、一第二繞組、一第三繞組、一第一順向導通元件、一第二順向導通元件、一第三導通元件、一第四順向導通元件、一第五導通元件、一開關元件、一第一穩壓電容、一第二穩壓電容及一第三穩壓電容。

該第一繞組具有一與該電源電連接的第一端及一第二端。該第一順向導通元件具有一與該電源電連接的第一端及一第二端。該第二順向導通元件具有一與該第一繞組的第二端電連接的第一端及一第二端。該第二繞組具有一與該第一順向導通元件的第二端電連接的第一端，及一與該第二順向導通元件的第二端電連接的第二端。該跨接電容電性連接在該第一繞組的第二端與該第一順向導通元件的第二端之間。該開關元件具有一接地的第一端及一與該第二順向導通元件的第二端電連接的第二端。該第三順向導通元件具有一與該第二繞組的第二端電連接的第一端及一與該負載電連接的第二端。該第四順向導通元件具有一與該第三順向導通元件的第二端電連接的第一端及一第二端。

該第三繞組具有一與該第四順向導通元件的第二端電連接的第一端及一第二端。該第五順向導通元件具 有一與該第三順向導通元件的第二端電連接的第一端及一第二端。該第一穩壓電容的一端接地。該第二穩壓電容的兩端分別電連接該第三繞組的第二端及該第一穩壓電容的另一端。該第三穩壓電容的兩端分別電連接該第五順向導通元件的第二端及該第三繞組的第二端。

所述的高升壓型電路中，該電源提供一輸入電壓V _i ，經該高升壓型電路的轉換後產生一輸出電壓V _o ，D為責任週期，n為該第三繞組及該第一繞組的匝數比，且該第三繞組的匝數大於該第一繞組的匝數，該高升壓型電路的 電壓轉換比為。

本發明之功效在於：相較於傳統升壓轉換器，本發明之高升壓型電路的設計精簡，不但可降低元件成本，也具有極佳的電壓轉換比。

100‧‧‧高升壓型電路

21、31、41、51、61、71、111、141、151‧‧‧第一端

22、32、42、52、62、72、112、142、152‧‧‧第二端

C _e ‧‧‧跨接電容

C ₁ ‧‧‧第一穩壓電容

C ₂ ‧‧‧第二穩壓電容

C ₃ ‧‧‧第三穩壓電容

D ₁ ‧‧‧第一順向導通元件

D ₂ ‧‧‧第二順向導通元 件

D ₃ ‧‧‧第三順向導通元件

D ₄ ‧‧‧第四順向導通元件

D ₅ ‧‧‧第五順向導通元件

N₁ ‧‧‧第一繞組

N₂ ‧‧‧第二繞組

N₃ ‧‧‧第三繞組

L _m ‧‧‧激磁電感

L _{k 1} 、L _{k 2} 、L _{k 3} ‧‧‧漏感

R₀ ‧‧‧負載

S₁ ‧‧‧開關元件

V _i ‧‧‧輸入電壓

V _o ‧‧‧輸出電壓

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施例詳細說明中清楚地呈現，其中：圖1是一電路圖，說明本發明高升壓型電路之實施例；圖2是一電路圖，說明圖1中各元件的電壓及電流的符號；圖3是一波形圖，說明圖2中各元件於數個切換周期的電壓及電流的操作狀態；圖4至圖13是電路圖，說明本實施例的十種操作狀態的電流流向； 圖14是一曲線圖，說明激磁電感操作模式之分界；圖15至圖20是預定規格元件的模擬波形圖。

參閱圖1及圖2，本發明之實施例中，高升壓型電路100電連接於一提供一輸入電壓V _i 的電源及一負載R₀ 之間，且高升壓型電路100包含一第一順向導通元件D ₁ 、一第二順向導通元件D ₂ 、一第三順向導通元件D ₃ 、第四順向導通元件D ₄ 、第五順向導通元件D ₅ 、一第一繞組N₁ 、一第二繞組N₂ 、一第三繞組N₃ 、一跨接電容C _e 、一第一穩壓電容C ₁ 、一第二穩壓電容C ₂ 、一第三穩壓電容C ₃ 及一開關元件S₁ 。

第一繞組N₁ 具有一與電源電連接的第一端21及一第二端22。第一順向導通元件D ₁ 具有一與電源電連接的第一端41及一第二端42。第二順向導通元件D ₂ 具有一與第一繞組N₁ 的第二端22電連接的第一端31及一第二端32。

跨接電容C _e 電性連接在第一繞組N₁ 的第二端22與第一順向導通元件D ₂ 的第二端42之間。

第二繞組N₂ 具有一與第一順向導通元件D ₂ 的第二端42電連接的第一端51，及一與第二順向導通元件D ₁ 的第二端32電連接的第二端52。第三順向導通元件D ₃ 具有一與第二繞組N₂ 的第二端52電連接的第一端71及一第二端72。

開關元件S₁ 具有一控制端、一與第二順向導通元件D ₁ 的第二端32電連接的第一端61及一接地的第二端62。

第三繞組N₃ 具有一第一端及一與第四順向導通元件D ₄ 的第二端142電連接的第二端112。第五順向導通元件D ₅ 具有一與第四順向導通元件D ₄ 的第二端142電連接的第一端151及一電性連接負載R₀ 的第二端152。

第一穩壓電容C ₁ 的一端接地。第二穩壓電容C ₂ 的兩端分別電連接第三繞組N₃ 的第二端112及第一穩壓電容C ₁ 的另一端。第三穩壓電容C ₃ 的兩端分別電連接第五順向導通元件D ₅ 的第二端152及第三繞組N₃ 的第二端112。

本實施例中，第一順向導通元件D ₁ 、第二順向導通元件D ₂ 、第三順向導通元件D ₃ 、第四順向導通元件D ₄ 、第五順向導通元件D ₅ 均為二極體，各第一端31、41、71、141、151皆為p極，各第二端32、42、72、142、152皆為n極。另外，第一繞組N₁ 、第二繞組N₂ 及第三繞組N₃ 繞製於同一磁性元件上，如此一來將可減少整體電路的體積。

本實施例終相關的符號定義及假設說明如下：(i)電源提供輸入電壓V _i ，經升壓轉換後產生一輸出電壓V _o ；(ii)跨接電容C _e 及第一穩壓電容C ₁ 、第二穩壓電容C ₂ 、第三穩壓電容C ₃ 之容值足夠大，使其跨壓為某一定值；(iii)T _s 為切換週期；(iv)所有開關、二極體及電容均視為理想元件；(v)電路均操作於連續導通模式(Continuous Conduction Mode,CCM)。以下配合圖1及圖2進行說明。

參閱圖3，於一切換週期T _s 內共有十個操作狀態，各操作狀態的模式分析如下。

狀態一[ t ₀ t t ₁ ]： 參閱圖4，開關元件S₁ 導通，第 一順向導通元件D ₁ 、第二順向導通元件D ₂ 、第五順向導通元件D ₅ 導通，第三順向導通元件D ₃ 、第四順向導通元件D ₄ 截止。此時，輸入電壓V _i 對跨接電容C _e 充電，儲存於漏感L _{k 3} 之能量持續對第三穩壓電容C ₃ 充電並與第一穩壓電容C ₁ 及第二穩壓電容C ₂ 提供能量至負載R₀ 。當於時刻t ₁ 時，激磁電感L _m 由去磁狀態轉為激磁狀態，第三穩壓電容C ₃ 停止充電，結束狀態一。

狀態二[ t ₁ t t ₂ ]： 參閱圖5，開關元件S₁ 導通，第一順向導通元件D ₁ 、第二順向導通元件D ₂ 、第五順向導通元件D ₅ 導通，第三順向導通元件D ₃ 、第四順向導通元件D ₄ 截止。此時，跨於激磁電感L _m 之電壓為第一繞組N₁ 的電壓v _{N 1} 之映射電壓nV _i ，故激磁電感L _m 處於激磁狀態，跨接電容C _e 之跨壓維持在輸入電壓V _i ，處於充電狀態，負載R₀ 所需之能量由漏感L _{k 3} 、第一穩壓電容C ₁ 、第二穩壓電容C ₂ 及第三穩壓電容C ₃ 提供。當於時刻t ₂ 時，漏感L _{k 3} 釋能完畢，結束狀態二。

狀態三[ t ₂ t t ₃ ]： 參閱圖6，開關元件S₁ 導通，第一順向導通元件D ₁ 、第二順向導通元件D ₂ 、第四順向導通元件D ₄ 導通，第三順向導通元件D ₃ 、第五順向導通元件D ₅ 截止。此時，激磁電感L _m 處於激磁狀態，跨接電容C _e 之跨壓維持在輸入電壓V _i ，處於充電狀態，而負載R₀ 所需之能量由第一穩壓電容C ₁ 、第二穩壓電容C ₂ 及第三穩壓電容C ₃ 所提供。當於時刻t ₃ 時，第二穩壓電容C ₂ 停止對負載R₀ 提供能量，結束狀態三。

狀態四：[ t ₃ t t ₄ ]： 參閱圖7，開關元件S₁ 導通， 第一順向導通元件D ₁ 、第二順向導通元件D ₂ 、第四順向導通元件D ₄ 導通，第三順向導通元件D ₃ 、第五順向導通元件D ₅ 截止。第二穩壓電容C ₂ 進行充電，其餘元件運作行為與狀態三相同。當於時刻t ₄ 時，跨接電容C _e 停止充電，結束狀態四。

狀態五：[ t ₄ t t ₅ ]： 參閱圖8，開關元件S₁ 截止，第三順向導通元件D ₃ 、第五順向導通元件D ₅ 導通，第一順向導通元件D ₁ 、第二順向導通元件D ₂ 、第四順向導通元件D ₄ 截止。此時，跨於激磁電感L _m 之電壓為第一繞組N₁ 的電壓v _{N 1} 之 映射電壓，故為去磁狀態，跨接電容C _e 放電且對第一穩壓電容C ₁ 充電，儲存於漏感L _{k 1} 、L _{k 2} 、L _{k 3} 之能量對負載R₀ 釋能，同時，負載R₀ 所需之能量由輸入電壓V _i 、能量傳輸電容C _e 、激磁電感L _m 與第三穩壓電容C ₃ 所提供。當於時刻t ₅ 時，第二穩壓電容C ₂ 停止充電，漏感L _{k 1} 、L _{k 2} 、L _{k 3} 皆已釋能完畢，結束狀態五。

狀態六[ t ₅ t t ₆ ]： 參閱圖9，開關元件S₁ 截止，第三順向導通元件D ₃ 、第四順向導通元件D ₄ 導通，第一順向導通元件D ₁ 、第二順向導通元件D ₂ 、第五順向導通元件D ₅ 截止。第二穩壓電容C ₂ 對負載R₀ 釋能，其餘元件運作行為與狀態五相同。當於時刻t ₆ 時，漏感L _{k 1} 、L _{k 2} 、L _{k 3} 皆已釋能完畢，結束狀態六。

狀態七[ t ₆ t t ₇ ]： 參閱圖10，開關元件S₁ 截止，第三順向導通元件D ₃ 、第四順向導通元件D ₄ 導通，第一順向導通元件D ₁ 、第二順向導通元件D ₂ 、第五順向導通元件D ₅ 截止。元件運作行為與狀態六相同。當於時刻t ₇ 時，第三穩壓 電容C ₃ 停止對負載R₀ 提供能量，結束狀態七。

狀態八[ t ₇ t t ₈ ]： 參閱圖11，開關元件S₁ 截止，第三順向導通元件D ₃ 、第五順向導通元件D ₅ 導通，第一順向導通元件D ₁ 、第二順向導通元件D ₂ 、第四順向導通元件D ₄ 截止。激磁電感L _m 對第三穩壓電容C ₃ 充電，同時，負載R₀ 所需之能量由輸入電壓V _i 、跨接電容C _e 、激磁電感L _m 與第二穩壓電容C ₂ 所提供。當於時刻t ₈ 時，第一穩壓電容C ₁ 停止充電，則狀態八結束。

狀態九[ t ₈ t t ₉ ]： 參閱圖12，開關元件S₁ 截止，第三順向導通元件D ₃ 、第五順向導通元件D ₅ 導通，第一順向導通元件D ₁ 、第二順向導通元件D ₂ 、第四順向導通元件D ₄ 截止。激磁電感L _m 對第三穩壓電容C ₃ 充電，同時，負載R₀ 所需之能量由輸入電壓V _i 、跨接電容C _e 、激磁電感L _m 與第一穩壓電容C ₁ 、第二穩壓電容C ₂ 所提供。當於時刻t ₉ 時，輸入電壓V _i 與能量傳輸電容C _e 停止對負載R₀ 提供能量，則狀態九結束。

狀態十[ t ₉ t t ₀ +T _s ]： 參閱圖13，開關元件S₁ 截止，第一順向導通元件D ₁ 、第二順向導通元件D ₂ 、第三順向導通元件D ₃ 、第四順向導通元件D ₄ 截止，第五順向導通元件D ₅ 導通。激磁電感L _m 對第三穩壓電容C ₃ 充電並與第一穩壓電容C ₁ 、第二穩壓電容C ₂ 提供負載R₀ 所需之能量。當於時刻t ₀ +T _s 時，開關元件S₁ 導通，則狀態十結束，回到狀態一，完成一週期的循環。

為了簡化分析，本實施例之電壓轉換比計算時不考慮漏感L _{k 1} 、L _{k 2} 、L _{k 3} ，故忽略狀態一、狀態二、狀態五 與狀態六之區間。

參閱圖6及圖7，可知於狀態三、狀態四下所對應的方程式為公式(1)，其中，n為第三繞組N₃ 及第一繞組N₁ 的匝數比，且第三繞組N₃ 的匝數大於第一繞組N₁ 的匝數。

由圖10、圖11、圖12及圖13可得知於狀態七、狀態八、狀態九與狀態十下所對應的方程式為公式(2)。

其中，如公式(3)，V _Ce =V _i (3)

則公式(2)可以改寫為公式(4)。

藉由激磁電感L _m 上之跨壓於穩態下需符合伏秒平衡，D為該開關元件S₁ 的責任週期，可得公式(5)。

將公式整理後，即可得公式(6)。

而輸出電壓則是由第一穩壓電容C ₁ 、第二穩壓電容C ₂ 、第三穩壓電容C ₃ 疊加而成，即公式(7)。

V _o =V _{C 1} +V _{C 2} +V _{C 3} (7)

將公式(1)、(4)及(6)代入公式(7)可得公式(8)。

再將公式(6)代入公式(8)即可得如公式(9)的電壓轉換比 。

激磁電感L _m 之邊界條件，假設於功率轉換時沒有任何損失，2I _Lm △i _Lm 時，激磁電感L _m 將操作於連續導通模式下，即 其中，且。

參閱圖14，當K K _crit (D )時，激磁電感L _m 操作於連續導通模式(CCM)下；否則，將操作於不連續導通模式(DCM)。因此，可以畫出激磁電感L _m 操作模式之分界曲線圖。

本實施例採用的電路規格為：(i)輸入電壓為12V；(ii)輸出電壓為120V；(iii)額定輸出電流為0.5A，輸出最小電流為0.05A；(iv)開關元件S₁ 的切換頻率為100kHz；(v)開關元件S₁ 的型號為STP120NF10；(vi)第一順向導通元件D ₁ 、第二順向導通元件D ₂ 的型號為MBRH2060CT；(vii)第三順向導通元件D ₃ 、第四順向導通元件D ₄ 、第五順向導通元件D ₅ 為V20120C；(viii)跨接電容C _e 的電容值為470μF；(ix)第一穩壓電容C ₁ 、第二穩壓電容C ₂ 、第三穩壓電容C ₃ 的電容值為100μF；(x)FPGA控制器是採用EP1C3T100。依據所述規格的元件的模擬波形如圖15至圖20所示。

綜上所述，本發明的高升壓型電路100藉由第一繞組N₁ 、第二繞組N₂ 及第三繞組N₃ 以提升電壓轉換比，並將第一繞組N₁ 、第二繞組N₂ 及第三繞組N₃ 繞製於同一磁性元件上，如此一來可減少整體電路的體積，除此之外，耦合電感之漏感能量皆能回收，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

100‧‧‧高升壓型電路

21、31、41、51、61、71、111、141、151‧‧‧第一端

22、32、42、52、62、72、112、142、152‧‧‧第二端

C _e ‧‧‧跨接電容

C ₁ ‧‧‧第一穩壓電容

C ₂ ‧‧‧第二穩壓電容

C ₃ ‧‧‧第三穩壓電容

D ₁ ‧‧‧第一順向導通元件

D ₂ ‧‧‧第二順向導通元件

D ₃ ‧‧‧第三順向導通元件

D ₄ ‧‧‧第四順向導通元件

D ₅ ‧‧‧第五順向導通元件

N₁ ‧‧‧第一繞組

N₂ ‧‧‧第二繞組

N₃ ‧‧‧第三繞組

L _m ‧‧‧激磁電感

L _{k 1} 、L _{k 2} 、L _{k 3} ‧‧‧漏感

R₀ ‧‧‧負載

S₁ ‧‧‧開關元件

V _i ‧‧‧輸入電壓

V _o ‧‧‧輸出電壓

Claims (3)

1. 一種高升壓型電路，電連接於一電源及一負載之間，該高升壓型電路包含：一第一繞組，具有一與該電源電連接的第一端及一第二端；一第一順向導通元件，具有一與該電源電連接的第一端及一第二端；一第二順向導通元件，具有一與該第一繞組的第二端電連接的第一端及一第二端；一第二繞組，具有一與該第一順向導通元件的第二端電連接的第一端，及一與該第二順向導通元件的第二端電連接的第二端；一跨接電容，電性連接在該第一繞組的第二端與該第一順向導通元件的第二端之間；一開關元件，具有一與該第二順向導通元件的第二端電連接的第一端及一接地的第二端；一第三順向導通元件，具有一與該第二繞組的第二端電連接的第一端及一與該負載電連接的第二端；一第四順向導通元件，具有一與該第三順向導通元件的第二端電連接的第一端及一第二端；一第三繞組，具有一與該第四順向導通元件的第二端電連接的第一端及一第二端；一第五順向導通元件，具有一與該第四順向導通元件的第二端電連接的第一端及一電性連接該負載的第二 端；一第一穩壓電容，一端接地；一第二穩壓電容，兩端分別電連接該第三繞組的第二端及該第一穩壓電容的另一端；及一第三穩壓電容，兩端分別電連接該第五順向導通元件的第二端及該第三繞組的第二端。
2. 如請求項1所述的高升壓型電路，其中，該電源提供一輸入電壓V _i ，經該高升壓型電路的轉換後產生一輸出電壓V _o ，D為該開關元件的責任週期，n為該第三繞組及該第一繞組的匝數比，且該第三繞組的匝數大於該第一繞組的匝數，該高升壓型電路的電壓轉換比為。
3. 如請求項1所述的高升壓型電路，其中，該第一繞組、該第二繞組及該第三繞組繞製於同一磁性元件上。