TWI497887B - 具有磁通量密度限度之直流對直流轉換器 - Google Patents

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Description

具有磁通量密度限度之直流對直流轉換器 相關申請案的交叉引用
本申請案係基於且主張於2010年6月4日提出申請、標題為「DC/DC CONVERTER MAGNETIZING CURRENT LIMIT」之美國臨時專利申請案第61/351,685號(代理人案號為081318-0281)之優先權。此申請案之全部內容係以引用方式併入本文。
本揭示案係關於直流對直流轉換器，且係關於用於直流對直流轉換器之變壓器之飽和。
直流對直流轉換器廣泛地用以自輸入電壓過渡至輸出電壓，該輸出電壓可高於或低於輸入電壓。某些直流對直流轉換器採用變壓器以升高或降低輸入電壓，及/或在輸入供應與輸出供應之間提供電流隔離(亦即，隔離轉換器)。
當將電壓施加於初級變壓器繞組時，變壓器鐵心中磁場在次級變壓器繞組上產生電壓，該電壓與變壓器匝數比成比例。匝數比為初級繞組之匝數(number of turns on the primary winding；NP)與次級繞組之匝數(number of turns on the secondary winding；NS)的比率。因此，變壓器之次級側上之電壓為VSEC =VPRI *NS/NP。變壓器之次級側所需要的電流與由變壓器之初級側所供應的電流之間的關係與匝數比成反比，從而，ISEC =IPRI *NP/NS。
需要額外「磁化電流」以磁化變壓器之鐵心。該磁化電流在變壓器之初級側上流動，但不在變壓器之次級側上流動。
磁化電流對電壓之關係為電感性。換言之，當電壓施加於變壓器之初級繞組時，磁化電流隨磁通量密度(「通量密度」)在鐵心內累積而線性增大。在初級繞組上持續有正偏壓之情況下，變壓器將飽和，從而使變壓器繞組似為短路。此時，磁化電流極快速地增大且磁化電流僅受少量漏洩感應限制，該漏洩感應通常為磁化感應之1/100至1/1000。電流之該快速增大對直流對直流轉換器而言可為毀滅性，且電流之該快速增大可破壞組件。
為避免飽和，可經由稱為"重置"鐵心之操作，減小直流對直流轉換器之通量密度。通常，該等直流對直流轉換器在功率轉換階段與重置階段之間循環，在該功率轉換階段中功率自轉換器之輸入轉換為轉換器之輸出，在該重置階段中於功率轉換階段期間增大的該通量密度被減小。
通常，藉由使初級繞組上電壓反向，完成通量密度之減小。一些直流對直流轉換器使用所謂的「主動箝位重置」。施加反向電壓，直至通量密度不僅下降為零且沿相反 方向增大。然而，若允許通量密度沿相反方向增大過多，則變壓器之鐵心亦可在重置階段達到飽和。
已採用各種途徑以在功率轉換階段與重置階段之間切換，而不引起飽和。
一些轉換器使用初級側電流比較器。該等轉換器在功率轉換階段期間，比較初級側上之變壓器電流與閾值。當該變壓器電流超過閾值時，該等轉換器切斷初級側開關，該初級側開關將轉換器之輸入可控地連接至電源。然而，在歸因於變壓器飽和而電流快速增大之情況下，所使用的比較器之速度可能不足以保護開關或其他組件不受損壞。同樣，該等類型之轉換器不能保護電路在重置階段不達到飽和。
一些轉換器減慢允許電流增大之速度，從而使快速偵測飽和變得較不重要。然而，該減速降低轉換器迅速補償來源或負載之快速變化之能力，從而減弱該轉換器提供嚴密調整之能力。該途徑可亦不能在(諸如)輸入電壓快速減至輸入電壓之最小值時避免達到飽和。
一些轉換器限制功率開關之最大工作週期，該最大工作週期控制轉換器之輸入在功率轉換階段連接至電源之持續時間，因為當工作時間較長時，較高工作週期之變壓器飽和通常為更大的問題。然而，在重置階段，該途徑並不防止負通量飽和。在較低工作週期之功率轉換階段期間，在(諸如)轉換器之輸出最初預偏置為一般操作位準的情況下開啟該轉換器時，該途徑可亦不能防止變壓器達到飽和。
直流對直流轉換器可包括：功率級電路、脈衝產生器電路、通量密度監測器及功率控制邏輯。功率級電路可包括輸入、輸出及具有鐵心之變壓器。功率級電路可配置為在功率轉換階段及重置階段中操作，在該功率轉換階段期間功率自輸入轉換至輸出，在該重置階段期間變壓器之鐵心中通量密度減小。脈衝產生器電路可經配置以產生脈衝，該等脈衝調節功率級電路之輸出。通量密度監測電路可經配置為：在功率轉換階段及重置階段期間產生通量密度資訊，該通量密度資訊指示變壓器之鐵心之通量密度。功率級控制邏輯可經配置為：基於脈衝調節功率級電路之輸出，且基於通量密度資訊防止變壓器之鐵心達到飽和。
功率級控制邏輯可經配置為：在功率轉換階段，藉由當通量密度資訊指示通量密度已達到或超過預定閾值時使功率轉換階段終止，來防止鐵心達到飽和。
功率級控制邏輯可經配置為：在通量重置階段，藉由當通量密度資訊指示通量密度已達到或超過預定閾值時使通量重置階段終止，來防止鐵心達到飽和。
直流對直流轉換器可為順向轉換器。
脈衝產生器可經配置為：當功率轉換階段之工作週期達到或超過預定閾值時，產生最大工作週期脈衝，該最大工作週期脈衝終止功率轉換階段。
脈衝產生器可經配置為：當功率級電路之輸出中電流達到或超過預定量時，終止功率轉換階段。
由脈衝產生器電路產生的脈衝可具有恆定頻率。
功率級電路可經配置以提供主動箝位重置。在重置階段，主動箝位重置可使通量密度之極性反向。
功率級電路可經配置以提供諧振重置。
功率級電路可包括開關，該等開關在變壓器之次級側上充當二極體。
通量密度監測電路可包括電容，且該通量密度監測電路可經配置為：在功率轉換階段及/或重置階段，使電容上之電壓追蹤變壓器之鐵心之通量密度的變化。
該等以及其他組件、步驟、特徵結構、目標、益處及優點現將自對下文說明性實施例之詳細描述、附圖及申請專利範圍之綜述而變得明確。
101‧‧‧通量密度監測電路
103‧‧‧功率級電路
105‧‧‧功率級控制邏輯
107‧‧‧脈寬調變產生器電路
109‧‧‧輸入
111‧‧‧輸出/輸出電壓
113‧‧‧變壓器
115‧‧‧預定閾值+/-VOS
201‧‧‧次級繞組
203‧‧‧初級繞組
205‧‧‧金屬氧化半導體場效電晶體
207‧‧‧金屬氧化半導體場效電晶體
209‧‧‧比較器
211‧‧‧比較器
213‧‧‧升緣延遲
215‧‧‧升緣延遲
217‧‧‧時脈
219‧‧‧脈寬調變時脈訊號
220‧‧‧脈寬調變訊號
221‧‧‧鎖存器
229‧‧‧最大工作週期訊號
231‧‧‧重置訊號
233‧‧‧感測電感電流
235‧‧‧參考電壓輸入
237‧‧‧誤差放大器
238‧‧‧標值
239‧‧‧電流比較器
241‧‧‧電容
243‧‧‧電子開關
245‧‧‧電子開關
247‧‧‧電阻
249‧‧‧電容
251‧‧‧跨導放大器
301‧‧‧功率轉換階段
303‧‧‧重置階段
401‧‧‧重置階段
501‧‧‧功率轉換階段
701‧‧‧金屬氧化半導體場效電晶體
703‧‧‧金屬氧化半導體場效電晶體
705‧‧‧比較器
707‧‧‧鎖存器
709‧‧‧降緣延遲
SW‧‧‧節點
VIN ‧‧‧輸入電壓
VOUT ‧‧‧輸出電壓
AG‧‧‧訊號
PG‧‧‧訊號
RS ‧‧‧電阻
SWP‧‧‧節點
VOS ‧‧‧預定閾值
AGB‧‧‧訊號
IMAG ‧‧‧磁化電流
LMAG ‧‧‧磁化感應
VCAP ‧‧‧電壓
圖式為說明性實施例之圖式。該等圖式並未圖示所有實施例。可使用其他實施例作為添加或替代。可省略可顯而易見或不必要之細節以節省空間或達到更有效之說明。一些實施例可在使用額外組件或步驟之情況下及/或在不使用所有圖示之組件或步驟之情況下實踐。當在不同圖式中出現相同元件符號時，該元件符號代表指相同或類似之組件或步驟。
第1圖為直流對直流轉換器之方塊圖，該直流對直流轉換器防止轉換器中之一部分之變壓器鐵心達到飽和。
第2圖圖示組件之實例，該等組件可用以實施圖示於第1圖中之直流對直流轉換器且該等組件提供主動箝位重置。
第3圖圖示訊號之實例，在一般操作狀況下，該等 訊號可出現於圖示於第2圖中之直流對直流轉換器中。
第4圖圖示訊號之實例，在使通量密度在轉換器重置階段達到限度之極端操作狀況下，該等訊號可出現於圖示於第2圖中之直流對直流轉換器中。
第5圖圖示訊號之實例，在使通量密度在轉換器功率轉換階段達到限度之極端操作狀況下，該等訊號可出現於圖示於第2圖中之直流對直流轉換器中。
第6圖圖示圖示於第2圖中提供諧振重置而非主動箝位重置之電路之替代實施例。
第7圖圖示圖示於第2圖中電路之替代實施例，在該電路中使用次級側開關而代替二極體。
現描述說明性實施例。可使用其他實施例作為添加或替代。可省略可顯而易見或不必要之細節以節省空間或達到更有效之說明。一些實施例可在使用額外組件或步驟之情況下及/或在不使用所有描述之組件或步驟之情況下實踐。
第1圖為直流對直流轉換器之方塊圖，該直流對直流轉換器防止變壓器鐵心達到飽和，變壓器鐵心為轉換器中之一部分。如第1圖中所示，直流對直流轉換器可具有通量密度監測電路101、功率級電路103、功率級控制邏輯105及脈寬調變(Pulse Width Modulation；PWM)產生器電路107。
功率級電路可包括輸入109，該輸入109經配置以連接至諸如VIN 之電源。功率級電路103可包括輸出111，該輸出111經配置以輸送諸如VOUT 之恆定電壓輸出。功率級電 路103可包括具有鐵心之變壓器113。功率級電路103可經配置為在功率轉換階段中操作，在該功率轉換階段期間功率自輸入109轉換至輸出111。功率級電路103亦可經配置為在重置階段中操作，在該重置階段期間變壓器113之鐵心中通量密度減小。
PWM產生器電路107可經配置以產生具有調變寬度之脈衝，該等脈衝調節功率級電路103之輸出111。較大脈衝寬度可使較大功率得以轉換，而較小脈衝寬度可使較小功率得以轉換。
通量密度監測電路101經配置為：在功率轉換階段及重置階段兩者期間，產生通量密度資訊，該通量密度資訊指示變壓器113之鐵心中通量密度。
功率級控制邏輯105經配置為：基於來自PWM產生器電路107之脈衝，調節功率級電路103之輸出111。功率級控制邏輯105亦經配置為：基於來自通量密度監測電路101之通量密度資訊，防止變壓器113之鐵心達到飽和。功率級控制邏輯105可經配置為：在功率轉換階段，藉由當通量密度資訊指示通量密度已達到或超過一預定閾值時使功率轉換階段終止，來防止鐵心達到飽和。類似地，功率級控制邏輯可經配置為：在通量重置階段，藉由當通量密度資訊指示通量密度已達到或超過預定閾值時使通量重置階段終止，來防止鐵心達到飽和。該等預定閾值在第1圖中指示為+/-Vos 115。儘管正負閾值被指示為具有相同量值，但正負閾值可能不同。
第2圖圖示組件之實例，該等組件可用以實施圖示於第1圖中之直流對直流轉換器，且該等組件提供主動箝位重置。如第2圖中所示，變壓器113之次級繞組201可連接至校正及過濾系統。經過初級繞組203之電流可由金屬氧化半導體場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor；MOSFET)205控制，當MOSFET 205閉合時，MOSFET 205可使功率級電路103處於功率轉換階段。經過初級繞組203之電流可由MOSFET 207控制，當MOSFET 207閉合時，MOSFET 207可使功率級電路103處於重置階段。
功率級控制邏輯105可經配置以確保MOSFET 205及207絕不同時閉合。可包括升緣延遲213及215以協助該保護。
PWM產生器電路107可經配置以產生PWM訊號220，該PWM訊號220由功率級控制邏輯105使用，該PWM訊號220與來自通量密度監測電路101之訊號一起控制MOSFET 205及207之狀態。如下文將更詳細地論述，通量密度監測電路101可包括比較器209及211，當變壓器113之鐵心中通量密度未接近飽和時，比較器209及211之輸出可能較低。在此一般階段操作期間，功率級控制邏輯105可經配置為：根據PWM訊號220之升緣，使MOSFET 205閉合且使MOSFET 207開啟，因此啟動功率級電路103之功率轉換階段。相反地，且亦在一般操作期間，功率級控制邏輯105可經配置以使PWM訊號220降緣，以開啟MOSFET 205且閉合MOSFET 207，因此將功率級電路103置放於重置階段。
PWM產生器電路107可經配置以使PWM訊號220定期上升。為協助此配置，PWM產生器電路107中時脈217可產生PWM時脈訊號219，該PWM時脈訊號219可設定鎖存器221。PWM時脈訊號219可為週期性的，因此使PWM時脈訊號219之升緣定期上升。
如第2圖中所示，鎖存器221可具有兩個重置輸入，因此使PWM訊號220根據兩個重置輸入訊號中之第一重置輸入訊號而下降。
該等重置輸入訊號中之一重置輸入訊號可為最大工作週期訊號229。該重置輸入訊號可為由時脈217所產生的另一週期性訊號。最大工作週期訊號229可具有與PWM時脈219之週期相同的週期。然而，最大工作週期訊號229之升緣可由時脈217延遲一定量，該量對應於用於功率轉換階段之最大所要工作週期。例如，時脈217可經配置為：使最大工作週期訊號229在進入PWM時脈訊號219之工作週期之過程中80%時上升。鎖存器221之該重置輸入確保，功率轉換階段將不超過PWM訊號220之工作週期之預定百分比，諸如80%。可選定該百分比以確保，在一般操作狀況期間，變壓器113之鐵心在功率轉換階段並未飽和。儘管如此，該保護特徵可能不足以確保，在極端操作狀況期間，變壓器113之鐵心亦不飽和。通量密度監測電路101可經配置以有助於防止鐵心在極端操作狀況期間達到飽和，如下文更詳細地描述。
鎖存器221之另一重置輸入可為重置訊號231，當功率級電路103之感測電感電流233達到由誤差放大器237 指定之峰值電流閾值時，該重置訊號231使PWM訊號220下降。藉由提高或降低經過感應器供應至輸出之電流，誤差放大器237整合參考電壓輸入235與VOUT 之標值238之間的差以調節輸出電壓111。當VOUT 之標值238小於參考235時，誤差放大器237之輸出增大，從而使電流比較器239閾值增大。類似地，當VOUT 之標值238大於參考235時，誤差放大器237之輸出減小，從而使電流比較器239閾值減小。在一般操作狀況下，當達到所要峰值電感電流時，電流比較器239之輸出上升，從而重置鎖存器221且使PWM訊號220下降，因此啟動重置階段。
如上所指出，通量密度監測電路101經配置以監測變壓器113之鐵心中通量密度。如將自以下論述變得明確，電容241上之電壓可指示該通量密度。
在重置階段，來自功率級控制邏輯105之輸出之訊號AG可較高而訊號PG可較低。該狀況可使MOSFET 205開啟、使MOSFET 207閉合、使電子開關243開啟且使電子開關245閉合。在該重置階段，當電流流經圖式中指定為RS之電阻247時，來自變壓器113之鐵心之通量密度可減小。由於在功率級電路103中存在二極體，所以僅流經電阻RS之電流可為代表變壓器113之鐵心中通量密度之磁化電流。因此，在重置階段，電容241上之電壓可代表變壓器113之鐵心中通量密度。
圖示於第2圖中之重置階段中所涉及的組件之配置提供了所謂的主動箝位重置。電容249上之電壓高於VIN 。在 由MOSFET 207之閉合啟動重置階段之後，將電容249上之電壓強加於節點SWP上，從而在變壓器上置放負偏壓。該狀況使變壓器113之鐵心中通量密度減小。電容249可儲存足夠電荷，以至於不僅將通量密度減小為零，且開始使方向反向。若重置階段持續足夠長的時間，則處於逆向之通量密度之量值可持續增大，直至該量值使變壓器113之鐵心在重置階段達到飽和。
為防止該狀況，在重置階段，可由比較器209監測電容241上之電壓。當該電壓超過預定閾值VOS 時，比較器209之輸出上升，而使AGB下降，從而閉合P通道MOSFET 207，因此終止重置階段。該功能可確保，在主動箝位重置期間，變壓器113之鐵心並未飽和。
AGB可仍舊保持較低，直至下一功率轉換階段開始。雖然AGB較低，但電子開關245可開啟。在電子開關243及245兩者開啟期間，保存電容241上之電壓，因此持續使電容241上之電壓代表變壓器113之鐵心中通量密度。
當下一功率轉換階段開始時，PG可上升，因此閉合MOSFET 205及電子開關243。該狀況可使跨導放大器251之輸出電流輸送至電容241中。在功率轉換階段，跨導放大器251之輸入可連接至VIN ，亦即，變壓器113上之初級繞組203之電壓。
在功率轉換階段，可選定跨導放大器251之增益，以使電容241上之電壓變化追蹤變壓器113之鐵心中通量密度之變化。可假設追蹤變壓器113之鐵心中通量密度之磁化 電流隨時間線性增大。基於該假設，磁化電流IMAG 具有斜率，該斜率等於： 其中VIN 為輸入電壓且LMAG 為變壓器之磁化感應(inductance)。因此，可藉由將電容電壓之斜率設定為等於磁化電流之斜率乘以感測電阻RS ，隨後求解gM ，以判定跨導放大器251之增益。特定言之：
由於在功率轉換階段，電容241上之初始電壓可等於IMAG ×RS 之上一存儲值，所以電容241上之電壓在任一給定時間均為磁化電流乘以感測電阻之精確的近似值。
比較器211可經配置以比較電容241上之電壓(及該電壓因此所代表的通量密度)與正預定閾值VOS 。當電壓超過該閾值時，比較器211之輸出上升，從而使MOSFET 205開啟，且因此終止功率轉換階段。
亦可由比較器209比較電容241上之電壓與負預定閾值-VOS 。當電容241上之電壓變為比該負預定閾值要更為負時，則比較器209之輸出上升，從而使MOSFET 207開啟， 因此終止重置階段。
換言之，通量密度監測電路101可具有保全功能，以確保不論在功率轉換階段或在重置階段，變壓器113之鐵心均未飽和。
如上所指出，跨導放大器增益可取決於應用電路參數，因此該跨導放大器可為使用者可程式化。跨導放大器之一個實施例可將積體電路(integrated circuit；IC)之接腳的電壓調節為與VIN 成線性比例。隨後，使用者可將與LMAG 除以(RS *CS )成比例之電阻器之接腳置放於接地。隨後，電流源可藉由接腳用以為電容241充電，該電容241可為固定的內部數值或可調整的外部元素。
另一變體可為將跨導放大器置換為電路，該電路基於PWM訊號220之工作時間中電阻247上電壓感測之量測峰值及谷值，來計算所需工作時間充電電流。該變體可不需要使用者添加與電路參數成比例之電阻器或其他組件，除磁化電流感測電阻247之外。
因此，在主動箝位順向轉換器中，圖示於第2圖中之電路防止變壓器113中鐵心達到飽和。在重置階段，可直接量測且限制通量密度。在功率轉換階段，可基於磁化電流之上一已知直接量測及使用者可程式化增益，來估計通量密度。如指示，通量密度可限於防止正負飽和，在暫態回應時間之最小衰減之情況下可出現所有飽和。
第3圖圖示訊號之實例，在一般操作狀況下，該等訊號可出現於圖示於第2圖中之直流對直流轉換器中。亦可 在第2圖中攜帶訊號之線附近發現圖示於第3圖中之每一訊號之名稱。
如第3圖中所示，電容241上之電壓VCAP 可精密地追蹤磁化電流ILMAG (且因此追蹤變壓器113之鐵心中通量密度)。在第3圖中，電容241上之電壓VCAP 在功率轉換階段從未達到正預定閾值+VOS ，或在重置階段從未達到負預定閾值-VOS 。因此，通量密度經圖示為從未接近飽和。該狀況表示一般操作狀況。在該一般操作期間，比較器209及211之輸出可能從未上升，從而使功率轉換階段301及重置階段303之時序分別由PWM訊號220之升緣及降緣決定。此外，如上所指出，在重置階段303，電容241可直接跨接感測電阻247；同時，在功率轉換階段301，該電容241可由實質上相同於通量密度之變化速度之速度充電。
第4圖圖示訊號之實例，在使通量密度在轉換器重置階段達到限度之極端操作狀況下，該等訊號可出現於圖示於第2圖中之直流對直流轉換器中。如第4圖中所示，在重置階段401，電容241上之電壓VCAP 可達到負預定閾值-VOS 。該狀況可使比較器209之輸出上升，從而過早地(亦即，在PWM訊號220之下一升緣之前)終止重置階段(在第4圖中由AG指定)。在無該保護之情況下，鐵心可能已飽和。
第5圖圖示訊號之實例，在使通量密度在轉換器功率轉換階段達到限度之極端操作狀況下，該等訊號可出現於圖示於第2圖中之直流對直流轉換器中。如第5圖中所示，在功率轉換階段501，電容241上之電壓VCAP 可達到正預定 閾值+VOS 。該狀況可使比較器211之輸出上升，因此在PWM訊號220之下一降緣之前終止功率轉換階段(由PG指示)。在無該保護之情況下，鐵心可能已再次飽和，但是此時PWM產生器電路107提供峰值電流及最大工作週期保護，如上所述。
第6圖圖示圖示於第2圖中提供諧振重置而非主動箝位重置之電路之替代實施例。圖示於第6圖中之電路類似於圖示於第2圖中之電路，不同之處在於MOSFET 207已移除且置換為短路。在該配置中靜止階段不再使用主動箝位重置，而依靠變壓器113中固有的磁化感應與電容器249之間的諧振，該電容器249與MOSFET 205之電容相結合。通常，該狀況稱為諧振重置。在該配置中，在重置階段，可能並未保護變壓器113之鐵心中通量密度以免達到飽和，因為不存在可閉合之重置開關。然而，在功率轉換階段仍可防止飽和，如上文結合第2圖論述。
第7圖圖示圖示於第2圖中電路之替代實施例，在該電路中使用次級側開關來代替二極體。如第7圖中所示，圖示於第2圖中之功率級電路103內二極體已置換為MOSFET 701及703以及通量密度監測電路101內相關控制電路，該控制電路使MOSFET 701及703之功能類似於圖示於第2圖中之二極體。該配置可產生較高效率。該控制電路可使MOSFET 701在變壓器113之鐵心中通量密度達到預定閾值時開啟，因此允許重置階段開始。藉由比較器705偵測次級側開關節點SW上電壓之下降來促進該狀況，同時PWM較 高，從而又可重置鎖存器707，進而閉合MOSFET 701。降緣延遲709可對比較器705提供「遮沒」功能。降緣延遲709可保持設定鎖存器707足夠長時間，以確保開關節點SW具有足夠時間上升。實質上，降緣延遲709可延遲期待SW下降，直至SW應為較高之後。該延遲可大於PG升緣延遲及任何其他系統延遲，該PG升緣延遲與經過變壓器113之延遲相結合。
儘管未圖示，但第7圖中電路可藉由去除MOSFET 207來修改以提供諧振重置，如部分地圖示於第6圖中。
已論述之組件、步驟、特徵結構、目的、益處及優點僅為說明性。該等組件、步驟、特徵結構、目的、益處及優點及其相關論述中之無一者意欲以任何方式限制保護範疇。亦涵蓋大量其他實施例。該等實施例包括具有較少、額外及/或不同組件、步驟、特徵結構、目標、益處及優點之實施例。該等實施例亦包括不同地佈置及/或排序組件及/或步驟的實施例。
除非以其他方式陳述，否則本說明書中以及隨後的申請專利範圍中所闡述的所有量測值、數值、定額、位置、量值、尺寸及其他詳細說明均為近似的而非精確的。該等說明意欲具有與該等說明所涉及之功能及該等說明所涉及之本領域中慣例相一致的合理範圍。
本揭示案中所引用的所有文章、專利案、專利申請案及其他出版物均以引用方式併入本文。
用於申請專利範圍中之用語「……之構件」意欲且 應理解為包含已描述之相應結構及材料以及該等結構及材料的等效物。類似地，用於申請專利範圍中之用語「……之步驟」意欲且應理解為包含已描述之相應動作以及該等動作的等效物。申請專利範圍中不使用該等用語意謂著，申請專利範圍並非意欲且不應理解為限於相應結構、材料或動作中之任一結構、材料或動作或該等結構、材料或動作的等效物。
保護範疇僅由以下申請專利範圍限制。彼範疇在根據本說明書及隨後的實審過程歷史理解時，意欲且應理解為與用於申請專利範圍中語言之普通意義一致，且彼範疇意欲且應理解為涵蓋所有結構及功能等效物。儘管如此，申請專利範圍中無一請求項意欲包含不能滿足美國專利法案中第101款、第102款或第103款之要求的標的，也不應以此種方式理解該等請求項。因此，不主張此標的之任何不欲包含物。
除非如上文直接陳述，否則已陳述或圖示之任何內容均不欲或不應理解為向公眾貢獻任何組件、步驟、特徵結構、目的、益處、優點或等效物，而與其是否在申請專利範圍中詳述無關。
101‧‧‧通量密度監測電路
103‧‧‧功率級電路
105‧‧‧功率級控制邏輯
107‧‧‧脈寬調變產生器電路
109‧‧‧輸入
111‧‧‧輸出/輸出電壓
113‧‧‧變壓器
115‧‧‧預定閾值+/-VOS
+/-VOS ‧‧‧預定閾值
VIN ‧‧‧輸入電壓
VOUT ‧‧‧輸出電壓

Claims (14)

  1. 一種直流對直流轉換器，包含：一功率級電路，該功率級電路包括一輸入、一輸出及具有一鐵心之一變壓器，該功率級電路經配置為在一功率轉換階段及一重置階段中操作，在該功率轉換階段期間功率自該輸入轉換至該輸出，在該重置階段期間該變壓器之該鐵心中的通量密度減小；一脈衝產生器電路，該脈衝產生器電路經配置以產生脈衝，該等脈衝調節該功率級電路之該輸出；一通量密度監測電路，該通量密度監測電路經配置為在該功率轉換階段及該重置階段兩者期間產生通量密度資訊，該通量密度資訊指示該變壓器之該鐵心之該通量密度；以及功率級控制邏輯，該功率級控制邏輯經配置為：基於該等脈衝調節該功率級電路之該輸出，且基於該通量密度資訊防止該變壓器之該鐵心達到飽和，其中該直流對直流轉換器為一順向轉換器，及其中該脈衝產生器經配置為：當該功率轉換階段之工作週期達到或超過一預定閾值時，產生一最大工作週期脈衝，該最大工作週期脈衝終止該功率轉換階段。
  2. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該功率級控制邏輯經配置為：在該功率轉換階段，藉由當該通量密度資訊指示該通量密度已達到或超過一預定閾值時，使該功率轉換階段終止，來防止該鐵心達到飽和。
  3. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該功率級控制邏輯經配置為：在該重置階段，藉由當該通量密度資訊指示該通量密度已達到或超過一預定閾值時，使該重置階段終止，來防止該鐵心達到飽和。
  4. 如請求項3所述之直流對直流轉換器，其中該功率級控制邏輯經配置為：在該功率轉換階段，藉由當該通量密度資訊指示該通量密度已達到或超過一預定閾值時，使該功率轉換階段終止，來防止該鐵心達到飽和。
  5. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該脈衝產生器經配置為：當該功率級電路之該輸出中電流達到或超過一預定量時，終止該功率轉換階段。
  6. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中由該脈衝產生器電路產生的該等脈衝具有一恆定頻率。
  7. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該功率級電路經配置以提供一主動箝位重置。
  8. 如請求項7所述之直流對直流轉換器，其中在該重置階段，該主動箝位重置使該通量密度之極性反向。
  9. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該功率級電路經配置以提供一諧振重置。
  10. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該功率級電路包括開關，該等開關在該變壓器之一次級側上以代替二極體。
  11. 如請求項10所述之直流對直流轉換器，其中該變壓器具有出現於一開關節點處之一輸出且該脈衝產生器電路產生一 脈衝寬度調制訊號；並且，其中控制該等開關，以便若在該脈衝寬度調制訊號下降之前該開關節點下降，則在該功率轉換階段閉合該等開關，進而允許該變壓器之該鐵心開始重置。
  12. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該通量密度監測電路包括一電容且該通量密度監測電路經配置為：在該重置階段，使該電容上之一電壓追蹤該變壓器之該鐵心之該通量密度的變化。
  13. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該通量密度監測電路包括一電容且該通量密度監測電路經配置為：在該功率轉換階段，使該電容上之一電壓追蹤該變壓器之該鐵心之該通量密度的變化。
  14. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該通量密度監測電路包括一電容，且該通量密度監測電路經配置為：在該功率轉換階段及該重置階段兩者期間，使該電容上之一電壓追蹤該變壓器之該鐵心之該通量密度的變化。
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Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8693215B2 (en) 2010-06-04 2014-04-08 Linear Technology Corporation DC/DC converter with magnetic flux density limits
US8593830B2 (en) * 2010-06-29 2013-11-26 Maxim Integrated Products, Inc. Reverse current limit protection for active clamp converters
EP2461476B1 (de) * 2010-12-02 2013-02-13 ABB Technology AG Verfahren zum Betrieb einer Umrichterschaltung
JP2014509435A (ja) * 2010-12-22 2014-04-17 コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェ 照明制御システム
CN103094884B (zh) * 2011-11-08 2014-07-30 昂宝电子（上海）有限公司 保护开路和/或短路状况下的电源变换系统的系统和方法
CN104081639B (zh) * 2012-02-09 2018-04-27 瑞典爱立信有限公司 隔离开关模式电源中变压器通量密度的控制
US9148053B2 (en) * 2012-04-10 2015-09-29 Hypertherm, Inc. Flux saturation controller
US9178437B2 (en) * 2012-12-31 2015-11-03 General Electric Company Apparatus and method for avoiding transformer saturation
CN105429451B (zh) * 2015-12-08 2018-05-01 广东美的制冷设备有限公司 一种pfc电感饱和抑制电路、方法及电源设备
US9812971B1 (en) 2016-08-12 2017-11-07 Infineon Technologies Austria Ag Transformer flux estimation and limiting in isolated DC-DC voltage converters
US10554138B2 (en) * 2016-10-25 2020-02-04 Infineon Technologies Austria Ag Flux limited fast transient response in isolated DC-DC converters
US10439500B2 (en) 2017-02-01 2019-10-08 Infineon Technologies Austria Ag Control of isolated power converters during transient load conditions
CN113315352A (zh) * 2021-06-04 2021-08-27 漳州科华电气技术有限公司 开关电源调节方法、装置及终端
TWI790937B (zh) * 2022-03-09 2023-01-21 宏碁股份有限公司 抑制磁飽和之電源供應器
US20240275267A1 (en) * 2023-02-10 2024-08-15 Texas Instruments Incorporated Circuit and system for the protection of primary transistors in power converters with active clamping

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4439822A (en) * 1982-03-26 1984-03-27 California Institute Of Technology Method and apparatus for detecting and preventing impending magnetic saturation in magnetic materials
US4700280A (en) * 1985-04-19 1987-10-13 Hitachi, Ltd. Switching power supply using a saturable reactor to control a switching element
US5940281A (en) * 1995-07-08 1999-08-17 Robert Bosch Gmbh Switched-mode power supply with magnetic flux density control
US20060209571A1 (en) * 2005-02-25 2006-09-21 Sanken Electric Co., Ltd. DC converter

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4195333A (en) * 1978-05-30 1980-03-25 General Electric Company DC to DC voltage converter
US4809148A (en) 1987-10-21 1989-02-28 British Columbia Telephone Company Full-fluxed, single-ended DC converter
DE69121043D1 (de) * 1990-10-18 1996-08-29 Valor Electronics Inc Nicht-gekoppelte integrierte magnetische Struktur
US5659460A (en) * 1994-11-03 1997-08-19 Vlt Corporation Switch control in quantized power converters
JP3365402B2 (ja) * 1999-09-02 2003-01-14 横河電機株式会社 スイッチング電源装置
JP4403663B2 (ja) * 2001-03-13 2010-01-27 Ｔｄｋラムダ株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US6606259B2 (en) 2001-08-23 2003-08-12 Lambda Electonics, Inc. Clamped-inductance power converter apparatus with transient current limiting capability and operating methods therefor
US7859869B2 (en) * 2008-09-19 2010-12-28 Power Integrations, Inc. Forward converter transformer saturation prevention
US8030907B2 (en) 2008-11-20 2011-10-04 Linear Technology Corporation Accelerated response to load transients in PFM DC-to-DC converters
US8693215B2 (en) 2010-06-04 2014-04-08 Linear Technology Corporation DC/DC converter with magnetic flux density limits

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4439822A (en) * 1982-03-26 1984-03-27 California Institute Of Technology Method and apparatus for detecting and preventing impending magnetic saturation in magnetic materials
US4700280A (en) * 1985-04-19 1987-10-13 Hitachi, Ltd. Switching power supply using a saturable reactor to control a switching element
US5940281A (en) * 1995-07-08 1999-08-17 Robert Bosch Gmbh Switched-mode power supply with magnetic flux density control
US20060209571A1 (en) * 2005-02-25 2006-09-21 Sanken Electric Co., Ltd. DC converter

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