CN102270932A - 具有磁通密度极限的dc/dc转换器 - Google Patents

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Abstract

一种DC/DC转换器，其包括电源分级电路、脉冲发生电路、通量密度监控器和电源控制逻辑。电源分级电路包括输入、输出和带有铁芯的变压器。电源分级电路可以被构造以在电力传输模式和复位模式运行，其中在电力传输模式中，电力从输入向输出传输，而在复位模式中，变压器的铁芯的通量密度被降低。脉冲发生电路可以被构造以产生调节电源分级电路的输出的脉冲。通量密度监控器电路可以被构造成用以在电力传输模式和复位模式期间产生表示变压器的铁芯的通量密度的通量密度信息。电源分级控制逻辑可以被构造成用以基于所述脉冲调节电源分级电路的输出并且用以基于所述通量密度信息防止变压器的铁芯饱和。

Description

具有磁通密度极限的DC/DC转换器
相关申请的交叉参考
本申请基于并且要求2010年6月4日提交的、题目为“DC/DCConvertor Magnetizing Current Limit”的、律师签号为081318-0281的美国临时专利申请61/351 685的优先权。这里通过引用并入该申请的全部内容。
技术领域
本发明涉及DC/DC转换器并且涉及这里所使用的变压器的饱和。
背景技术
DC/DC转换器广泛用于从输入电压跨越到可能高于或低于输入电压的输出电压。一些DC/DC转换器利用变压器以对输入电压升压或降压，和/或在输入电源和输出电源之间提供电流隔离(即，受隔离的转换器)。
当电压施加到主变压器绕组时，变压器铁芯中的磁场在次级绕组上产生与变压器的匝数比成比例的电压。匝数比是主绕组上的匝数(NP)与次级绕组上的匝数(NS)的比率。变压器的次级侧上的电压因此为VSEC＝VPRI*NS/NP。变压器的次级侧所要求的电流与变压器的主级侧供给的电流之间的关系与匝数比成反比，比如ISEC＝IPRI*NP/NS。
要求另外的“磁化电流”以磁化变压器的铁芯。该磁化电流在变压器的主级侧流动，而不在变压器的次级侧流动。
磁化电流与电压的关系是感性的(inductive)。换句话说，当电压施加到变压器的主级侧时，磁化电流由于铁芯内的磁通密度(“通量密度”)增加而线性地升高。由于主绕组两端的持续正向偏压，变压器将饱和，使得变压器绕组表现为短路。此时，磁化电流非常快速地增大并且仅由少量的漏感限制，其中漏感通常比磁化电感小100-1000倍。电流的该快速增大对于DC/DC转换器能够是灾难性的并且可以破坏部件。
为避免饱和，DC/DC转换器中的通量密度能够通过称为“复位”铁芯的操作被减小。这些DC/DC转换器典型地在电力传输阶段和复位阶段之间循环，在电力传输阶段中，电力从转换器的输入传输到转换器的输出，而在复位阶段中，在电力传输阶段中增加的通量密度被减小。
减小通量密度典型地通过使主绕组上的电压反向来完成。一些DC/DC使用已知的“有源钳位复位”(“active clamp reset”)。该反向的电压被施加直到通量密度不仅下降到零而且在相反方向上增大。但是，如果允许在相反方向上增大过多，则变压器的铁芯也能够在复位阶段中饱和。
已经采取了各种措施来在电力传输阶段和复位阶段之间切换，而不引起饱和。
一些转换器使用主级侧电流比较器。这些转换器在电力传输阶段将主级侧上的变压器电流与阈值比较。当超过阈值时，它们切断可控地将转换器的输入与电源连接的主级侧开关。但是，使用的比较器并不足够快以在电流由于变压器饱和的原因而快速增加的情况中保护开关或其它部件不受损坏。另外，这些类型的转换器并不保护电流在复位阶段中不受饱和的影响。
一些转换器减缓允许电流增大的速率，使得对饱和的快速检测不太重要。但是，该减缓降低了转换器快速补偿电源或者负载的快速变化的能力，使其提供紧密调节的能力变弱。该措施另外还不能避免饱和，比如当输入电压快速跳到其最小值时。
一些转换器限定电源开关的最大占空比，该最大占空比控制转换器的输入在电力传输阶段被连接到电源的时间长度，这是因为在高的占空比时变压器饱和通常是较大的问题，此时接通时间较长。但是，该措施未防止复位阶段中的负向通量饱和。也不能防止低占空比的电力传输阶段中的变压器饱和，比如当转换器在其输出以其标准运行水平而被初始地预偏压时。
发明内容
一种DC/DC转换器，其可以包括电源分级电路、脉冲发生电路、通量密度监控器和电源控制逻辑。电源分级电路可以包括输入、输出和带有铁芯的变压器。该电源分级电路可以被构造成以电力传输模式和复位模式运行，其中在电力传输模式中，电力从输入向输出传输，而在复位模式中，所述变压器的铁芯的通量密度被降低。脉冲发生电路可以被构造成用以产生调节所述电源分级电路的输出的脉冲。通量密度监控器电路可以被构造成用以在电力传输模式和复位模式期间产生表示变压器的铁芯的通量密度的通量密度信息。电源分级控制逻辑可以被构造成用以基于所述脉冲来调节电源分级电路的输出并且用以基于通量密度信息来防止变压器的铁芯饱和。
电源分级控制逻辑可以被构造成用以在通量密度信息表示通量密度已经达到或者超过预定的阈值时使电力传输阶段终止，以防止在电力传输阶段铁芯饱和。
电源分级控制逻辑可以被构造成用以当通量密度信息表示通量密度已经达到或者超过预定的阈值使通量复位阶段终止，以防止在通量复位阶段铁芯饱和。
DC/DC转换器是前向转换器。
脉冲发生器可以被构造成用以产生最大占空比脉冲，该最大占空比脉冲在电力传输阶段的占空比达到或超过预定的阈值时终止电力传输阶段。
脉冲发生器可以被构造成用以当电源分级电路的输出中的电流达到或超过预定量时终止电力传输阶段。
脉冲发生电路产生的脉冲可以具有恒定的频率。
电源分级电路可以被构造成用以提供有源钳位复位。该有源钳位复位使通量密度的极性在所述复位阶段中反转。
电源分级电路可以被构造成用以提供谐振复位。
电源分级电路可以包括在所述变压器的次级侧上的开关，该开关作用为二极管。
通量密度监控器电路可以包括电容，且可以被构造成用以使电容两端的电压在动力传输阶段和/或复位阶段跟踪所述变压器的铁芯的通量密度的变化。
根据下面对于说明性实施方式、附图和权利要求的详细说明，这些及其它的部件、步骤、特征、目标、益处和优点现在将变得清楚。
附图说明
附图具有说明性的实施方式。它们并不说明全部的实施方式。另外或者替代地，可以使用其它的实施方式。清楚明了的细节或者不需要说明的细节可以被省略以节省空间或者为了更有效的说明。一些实施方式可以利用另外的部件或者步骤实施和/或不通过所说明的全部的部件或步骤来实施。当相同的附图标记出现在不同的附图中时，其指代相同或相似的部件或步骤。
图1是DC/DC转换器的框图，所述DC/DC转换器防止作为转换器的一部分的变压器的铁芯的饱和。
图2示出了可用以实现图1中所示的DC/DC转换器并且提供有源钳位复位的部件的示例。
图3示出了可以在标准运行状态下存在于图2中所示的DC/DC转换器中的信号的示例。
图4示出了可以在极端运行状态下存在于图2中所示的DC/DC转换器的信号的示例，其中所述极端运行状态使通量密度在转换器的复位阶段中达到极限。
图5示出了可以在极端运行状态下存在于图2中所示的DC/DC转换器的信号的示例，其中所述极端运行状态使通量密度在转换器的电力传输阶段中达到极限。
图6示出了图2中所示的提供谐振复位而不是有源钳位复位的电路的替代实施方式。
图7示出了图2中所示的电路的替代实施方式，其中使用次级侧开关以替代二极管。
具体实施方式
现在描述说明性实施方式。另外或者替代地，可以使用其它的实施方式。清楚明了的细节或者不需要说明的细节可以被省略以节省空间或者为了更有效的说明。一些实施方式可以利用另外的部件或者步骤实施和/或不通过所说明的全部的部件或步骤来实施。
图1是DC/DC转换器的框图，所述DC/DC转换器防止作为转换器的一部分的变压器的铁芯的饱和。如图1中所示，DC/DC转换器可以具有通量密度监控器电路101、电源分级电路103、电源分级控制逻辑105、和PWM发生电路107。
电源分级电路可以包括被构造成用以连接到电源比如VIN的输入109。电源分级电路103可以包括被构造成用以传送恒定的电压输出比如VOUT的输出111。电源分级电路103可以包括具有铁芯的变压器113。电源分级电路103可以被构造成用以在电力传输模式下运行，其中在电力传输模式下，电力从输入109传输到输出111。电源分级电路103还可以被构造成用以在复位模式下运行，其中在复位模式下，变压器113的铁芯中的通量密度被减小。
PWM发生电路107可以被构造成用以产生具有受调制的宽度的脉冲，所述脉冲调节电源分级电路103的输出111。较大的脉冲宽度可以致使更多的电力被传输，而较小的脉冲宽度可以致使更少的电力被传输。
通量密度监控器电路101被构造成用以在电力传输模式和复位模式中产生表示变压器113的铁芯中的通量密度的通量密度信息。
电源分级控制逻辑105被构造成用以基于PWM发生电路107的脉冲来调节电源分级电路103的输出111。电源分级控制逻辑105另外被构造成用以基于通量密度监控器电路101的通量密度信息防止变压器113饱和。电源分级控制逻辑105可以被构造成用以在通量密度信息表示通量密度已经达到或者超过预定的阈值时通过使电力传输阶段终止而防止铁芯在电力传输阶段中饱和。类似地，电源分级控制逻辑105可以被构造成用以在通量密度信息表示通量密度已经达到或者超过预定的阈值时通过使复位阶段终止而防止铁芯在复位阶段中饱和。这些预定的阈值在图1中表示为+/-VOS 115。尽管表示为具有相同的幅值，但正阈值和负阈值可以是不同的。
图2示出了可用以实现图1中的DC/DC转换器并且提供了有源钳位复位的部件的示例。如图2中所示，变压器113的次级绕组201可以连接到整流过滤系统。通过主绕组203的电流可以受MOSFET 205控制，MOSFET 205在关闭时可以使电源分级电路103处于电力传输阶段。通过主绕组203的电流还受MOSFET 207的控制，MOSFET 207在关闭时使电源分级电路103处于复位阶段。
电源分级控制逻辑105可以被构造成用以确保MOSFET 205和207两者永远不会同时关闭。可以包括上升沿延迟213和215以促进该保护。
PWM发生电路107可以被构造成用以产生电源分级控制逻辑105使用的PWM信号220，该PWM信号220随同从通量密度监控器电路101发出的信号一起控制MOSFET 205和207的状态。如在下面将更为详细地讨论，通量密度监控器电路101可以包括比较器209和211，两者的输出在变压器的铁芯中的通量密度不接近饱和时可以是低的。在该标准运行模式中，电源分级控制逻辑105可以被构造成用以在PWM信号220的上升沿时使MOSFET 205关闭和使MOSFET 207打开，由此初始化电源分级电路103的电力传输阶段。相反地，也是在标准运行中，电源分级控制逻辑105可以被构造成用以使PWM信号220的下降沿打开MOSFET 205和关闭MOSFET 207，由此将电源分级电路103置于复位阶段。
PWM发生电路107可以被构造成用以使PWM信号220周期性地上升。为促进此实施，PWM发生电路107中的时钟217可以产生PWM时钟信号219，其中PWM时钟信号219可以设定锁存器221。PWM时钟信号219可以是周期性的，由此使其上升沿周期性地上升。
如图2中所示，锁存器221可以具有两个复位输入，由此使得PWM信号220基于两个复位输入信号中的第一个下降。
这些复位输入信号中的一个可以是最大占空比信号229。这可以是由时钟217产生的另一个周期信号。最大占空比信号229可以具有与PWM时钟信号219相同的周期。但是，其上升沿可以由时钟217延迟与用于电力传输模式的最大期望的占空比相对应的量。例如，时钟217可以被构造成用以使PWM时钟信号219的占空比上升到PWM时钟信号219的80％。到锁存器221的该复位输入确保了电力传输阶段不会超过PWM信号220的占空比的预定百分比，比如80％。该百分比可以被选择以确保变压器113的铁芯在电力传输阶段中在标准运行运行状态下不饱和。然而，该保护特征并不足以确保变压器113的铁芯在极端运行状态中也不饱和。通量密度监控器电路101可以被构造成用以协助防止铁芯在极端运行状态中饱和，如下面更为详细地描述的。
到锁存器221的另一个复位输入可以是如下的复位信号231，该复位信号使PWM信号220在电源分级电路103的感应的电感器电流233达到由误差放大器237指示的峰值电流阈值时下降。误差放大器237对基准电压输入235与VOUT的定标值238之间的差进行积分以通过增大或者减小经过电感器供给到输出的电流来调节输出电压111。当VOUT的定标值238小于基准235时，误差放大器237的输出增大，使电流比较器239阈值增大。类似地，当VOUT的定标值238大于基准235时，误差放大器237的输出减小，使电流比较器239阈值减小。当达到所述期望的峰值电感器电流时，电流比较器239的输出变高，使锁存器锁存器221复位并且使PWM信号220下降，由此在标准运行状态下开始复位阶段。
如上所示，通量密度监控器电路101被构造成用以监控变压器113的铁芯中的通量密度。如根据下面的讨论将清楚，电容241两端的电压可以指示该通量密度。
在复位阶段中，来自电源分级控制逻辑105的输出的信号AG可以是高的并且信号PG可以是低的。这可以使MOSFET 205打开，使MOSFET 207关闭，使电子开关243打开，并使电子开关245闭合。在该复位阶段中，变压器113的铁芯的通量密度可以随电流流过在图中标记为Rs的电阻247而减小。由于在电源分级电路103中存在二极管，流过电阻Rs的唯一电流可以是表示变压器113的铁芯中的通量密度的磁化电流。由此，电容241两端的电压可以表示在复位阶段中变压器113的铁芯的通量密度。
在图2中示出的在复位阶段中涉及的部件的构造提供了已知的“有源钳位复位”。电容249两端的电压比VIN高。在由于MOSFET 207的关闭而开始复位阶段后，电容247两端的电压被强加于节点SWP，这在变压器的两端施加了负向偏压。这导致变压器114的铁芯中的通量密度减小。电容249可以存储足够的电荷以不仅使通量密度减小到零，而开始使方向反向。如果复位阶段继续足够长的时间，则反向的通量密度的幅值可以继续增大直到其使变压器113的铁芯在复位阶段中饱和。
为防止这一点，电容241两端的电压在复位阶段中可以由比较器209监控。当其超过预定的阈值VOS时，比较器209的输出变高，导致AGB变低，这关断了P沟道MOSFET 207，由此使复位阶段终止。该功能性可以确保变压器113的铁芯在有源钳位复位中不饱和。
AGB可以保持为低直到下一个电力传输阶段开始。在AGB为低的同时，电子开关245可以打开。在该期间，当电子开关243和电子开关245均被打开时，电容241两端的电压被保留，由此继续使电容241两端的电压表示变压器113的铁芯中的通量密度。
当下一个电力传输阶段开始时，PG可以变高，由此关闭MOSFET205和电子开关243。这可以使跨导放大器251的电流输出被传送到电容241。跨导放大器251的输入在电力传输阶段可以连接到VIN，即变压器113的主绕组203两端的电压。
跨导放大器251的增益可以被选择成使电容241两端的电压的改变在电力传输阶段中跟踪变压器113的铁芯中的通量密度。跟踪变压器113的铁芯中的通量密度的该磁化电流可以假定随时间线性增加。基于该假设，磁化电流IMAG具有如下斜率：
dI MAG dt = V IN L MAG - - - ( 1 )
其中VIN是输入电压，LMAG是变压器的磁化电感。跨导放大器251的增益由此可以通过将电容电压的斜率设定为等于磁化电流的斜率与感应电阻Rs的乘积，然后求解gM来确定，具体如下：
dV C dt = dI MAG dt R S - - - ( 3 )
g m V IN C S = V IN L MAG R S - - - ( 4 )
g m = C S R S L MAG - - - ( 5 )
由于电容241两端的初始电压在电力传输阶段可以等于上次存储的IMAGxRs的值，则电容241上的电压在任意给定时间是磁化电流与感应电阻的乘积的精确近似值。
比较器211可以被构造成用以将电容241两端的电压且由此将其所表示的通量密度与正的预定VOS比较。当电压超过该阈值时，比较器211的输出变高，导致MOSFET 205打开，并且因此使电力传输阶段终止。
电容241两端的电压还可以通过比较器209与负的预定阈值-VOS比较。当电容241两端的电压比该负的预定阈值更小时，比较器209的输出变高，由此使MOSFET 207打开，并且相应地使复位阶段终止。
换句话说，通量密度监控器电路101可以作用为确保变压器113在电力传输阶段或者在复位阶段中不饱和的保护措施。
如上所述，跨导放大器增益可以依赖于应用电路参数，并且由此可以是用户可编程的。跨导放大器的一个实施方式可将IC的引脚调节至与VIN线性成比例的电压。用户然后可以将与LMAG/(RS*CS)成比例的电阻器置于接地引脚。该引脚的电流源然后可用以对电容241充电，电容241可以是固定的内部值或者是可调的外部部件。
另一个变形例可以是用如下电路替代跨导放大器，该电路基于在PWM信号220的接通时间中测量的在电阻247上感测的电压的峰值和谷值计算所要求的接通时间充电电流。该变形例可以不要求用户在除磁化电流感测电阻247之外添加与电路参数成比例的电阻器或者其它部件。
由此，图2中所示的电路防止有源钳位前向转换器中的变压器113中的铁芯的饱和。该通量密度在复位阶段中可以直接测量和限制。在电力传输阶段中，通量密度可以基于上次已知的磁化电流的直接测量值和用户可编程增益来估计。如所示，通量密度可以受限以防止正饱和和负饱和两者，该两者发生时均有最小量的瞬态响应时间劣化。
图3示出了在图2中所示的DC/DC转换器在标准运行状态下可能存在的信号的示例。图3中所示的各信号的名称也可以在图2中的信号载运线附近找到。
如图3中所示，电容241两端的电压可以紧密地跟踪磁化电流ILMAG并且由此跟踪变压器113的铁芯中的通量密度。在图3中电容241两端的电压VCAP在电力传输阶段永远不会达到正的预定阈值+VOS或者在复位阶段永远不会达到负的预定阈值。由此，通量密度示出为永远不会接近饱和。这表示标准运行状态。在该标准运行中，比较器209和211的输出可以永远不变高，导致电力传输阶段301和复位阶段303的定时两者均分别由PWM信号220的上升沿和下降沿控制。而且，如上所示，电容241在复位阶段303中可以直接连接到感测电阻247两端，同时以大体上与电力传输阶段301中的通量密度的变化速率相同的速率改变。
图4示出了在图2中示出的DC/DC转换器在极端运行状态下可以存在的信号的示例，其中该极端运行状态使通量密度在转换器的复位阶段中达到极限。如图4中所示，电容241两端的电压VCAP可以在复位阶段401中达到负的预定阈值-VOS。这可以使比较器209的输出变高，而永久终止复位阶段(在图4中标识为AG)，即在PWM信号220的下一个上升沿之前。没有该保护，铁芯会饱和。
图5示出了在图2中所示的DC/DC转换器在极端运行状态中可以存在的信号的示例，该极端运行状态使通量密度在转换器的电力传输阶段中达到极限。如图5中所示，电容241两端的电压VCAP可以在电力传输阶段501中达到正的预定阈值+VOS。这可以使比较器211的输出变高，由此在PWM信号220的下一个下降沿之前终止电力传输阶段(标识为PG)。如果没有该保护，这次虽然有如上所述的PWM发生电路107提供的峰值电流保护和最大占空比保护，铁芯也会再次饱和。
图6示出了图2中所示的电路的替代实施方式，其提供了谐振复位，而不是有源钳位复位。图6中示出的该电路类似于图2中示出的一个，不同之处在于MOSFET 207已经被移除并由短路替代。该构造中的其余阶段不再利用有源钳位复位，而替代地依赖于变压器113中固有的磁化电感和与MOSFET 205的电容组合的电容器249之间的谐振。这通常称为谐振复位。在本构造中，变压器113的铁芯中的通量密度在复位阶段中不再被保护以不受饱和的影响，因为没有能够关断的复位开关。但是，如上根据图2所述，仍能够防止在电力传输阶段中的饱和。
图7示出了图2中所示电路的替代实施方式，其中用次级侧开关替代二极管。如图7中所示，图2中的图示中的、在电源分级电路103内的二极管已经由MOSFET 701和703以及在通量密度监控器电路101内相关联控制电路代替，该相关联控制电路使它们类似在图2中示出的二极管发挥作用。这可能会带来更高的效率。该控制电路可以使MOSFET 701在变压器113中的通量密度达到预定的阈值时打开，由此允许开始复位阶段。这通过比较器705检测次级侧开关节点SW上的压的下降来促进实施，而PWM为高，这反过来可以使锁存器707复位，关断MOSFET 701。下降沿延迟709可以为比较器705设置“熄灭(blanking)”功能。其可以将锁存器707的设定保持的足够长以确保开关节点SW有足够的时间变高。基本上，其可以延迟查找SW变低直到SW应为高的时间之后。该延迟可以比与通过变压器113的延迟和任意其它系统性延迟组合的PG的上升沿延迟更长。
尽管未示出，图7中的电路通过消除MOSFET 207而可以被修改以提供谐振复位，如图6中的部分所示。
已经讨论过的部件、步骤、特征、目标、益处和优点仅是说明性的。它们及涉及它们的讨论都不意图以任何方式限定本发明的范围。也可以考量若干其它的实施方式。这些实施方式包括具有更少、另外的和/或不同的部件、步骤、特征、目标、益处和优点的实施方式。这些实施方式也包括部件和/或步骤被不同地布置和/或排序的实施方式。
除非另外声明，本说明书中提出的包括在权利要求中提出的全部测量、值、比率、位置、幅值、尺寸和其它规格是近似的，而非精确的。它们意图具有与它们涉及的功能相一致的合理范围，且该合理范围是它们所属现有技术中惯用的。
本公开中提到的全部物品、专利、专利申请和其它公开物通过引用包含于本文中。
当短语“用于...的装置”用在权利要求中时意图并且应该被解释为包含已经描述的相应结构和材料及它们的等同物。类似地，当短语“用于...的步骤”用在权利要求中时意图并且应该被解释为包含已经描述的相应行为及它们的等同行为。在权利要求中没有这些短语意味着该权利要求不意图并且不应该被解释为局限于任意相应的结构、材料、或者行为或者它们的等同物。
保护范围仅由下面的权利要求限定。当根据本说明书及随后的专利申请检查记录进行解释时，该范围意图并且应该被广义解释为符合权利要求中所用语言的通常含义，且涵盖全部的结构性和功能性等同物。但是，权利要求不意图包含不满足专利法案第101、102或者103节的要求的主题，它们也不应以此方式解释。由此不请求对该主题的任何非意图的包含。
除上面直接声明的之外，已经声明或说明的内容都不意图或者不应解释为致使任何部件、步骤、特征、目标、益处、优点或者等同物奉献给公众，不管在权利要求中是否列举。

Claims (23)

1.一种DC/DC转换器，其包括：
电源分级电路，所述电源分级电路包括输入、输出和带有铁芯的变压器，所述电源分级电路被构造以在电力传输模式和复位模式中运行，其中在所述电力传输模式中，电力从所述输入向所述输出传输，而在所述复位模式中，所述变压器的所述铁芯的通量密度被降低；
脉冲发生电路，所述脉冲发生电路被构造以产生调节所述电源分级电路的所述输出的脉冲；
通量密度监控器电路，所述通量密度监控器电路被构造以在所述电力传输模式和所述复位模式期间产生表示所述变压器的所述铁芯的所述通量密度的通量密度信息；和
电源分级控制逻辑，所述电源分级控制逻辑被构造以基于所述脉冲来调节所述电源分级电路的输出并且基于所述通量密度信息来防止所述变压器的所述铁芯饱和。
2.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述电源分级控制逻辑被构造，以在所述通量密度信息表示所述通量密度已经达到或者超过预定阈值时，通过使所述电力传输阶段终止来防止所述铁芯在所述电力传输阶段饱和。
3.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述电源分级控制逻辑被构造，以当所述通量密度信息表示所述通量密度已经达到或者超过预定阈值时，通过使所述通量复位阶段终止来防止所述铁芯在所述通量复位阶段饱和。
4.根据权利要求3所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述电源分级控制逻辑被构造，以在所述通量密度信息表示所述通量密度已经达到或者超过预定阈值时，通过使所述电力传输阶段终止来防止所述铁芯在所述电力传输阶段饱和。
5.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述DC/DC转换器是前向转换器。
6.根据权利要求5所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述脉冲发生器被构造以产生最大占空比脉冲，该最大占空比脉冲在所述电力传输阶段的占空比达到或超过预定阈值时终止所述电力传输阶段。
7.根据权利要求5所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述脉冲发生器被构造以当所述电源分级电路的所述输出中的电流达到或超过预定量时终止所述电力传输阶段。
8.根据权利要求5所述的DC/DC转换器，其特征在于，由所述脉冲发生电路产生的脉冲具有恒定的频率。
9.根据权利要求5所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述电源分级电路被构造以提供有源钳位复位。
10.根据权利要求9所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述有源钳位复位使所述通量密度的极性在所述复位阶段中反转。
11.根据权利要求5所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述电源分级电路被构造以提供谐振复位。
12.根据权利要求5所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述电源分级电路包括在所述变压器的次级侧上替代二极管的开关。
13.根据权利要求12所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述变压器具有在开关节点处出现的输出，并且所述脉冲发生电路产生脉冲宽度调制的信号，且其中如果所述开关节点在所述脉冲宽度调制信号下降之前下降则所述开关受控以在所述电力传输阶段中断开，由此允许所述变压器的所述铁芯开始复位。
14.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述通量密度监控器电路包括电容且被构造以使所述电容两端的电压在所述复位阶段期间跟踪所述变压器的所述铁芯的所述通量密度的变化。
15.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述通量密度监控器电路包括电容并且被构造以使所述电容两端的电压在所述电力传输阶段期间跟踪所述变压器的所述铁芯的所述通量密度的变化。
16.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述通量密度监控器电路包括电容且被构造以使所述电容两端的电压在所述电力传输阶段和所述复位阶段期间跟踪所述变压器的所述铁芯的所述通量密度的变化。
17.在DC/DC转换器中使用的电路，所述DC/DC转换器具有电源分级电路和脉冲发生电路，所述电源分级电路包括输入、输出和带有铁芯的变压器并且被构造以在电力传输模式和复位模式中运行，其中在所述电力传输模式中，电力从所述输入向所述输出传输，而在所述复位模式中，所述变压器的所述铁芯的通量密度降低，并且所述脉冲发生电路被构造以产生调节所述电源分级电路的输出的脉冲，所述电路包括：
通量密度监控器电路，所述通量密度监控器电路被构造以在所述电力传输模式和所述复位模式期间产生表示所述变压器的所述铁芯的所述通量密度的通量密度信息；和
电源分级控制逻辑，所述电源分级控制逻辑被构造以基于所述脉冲来调节所述电源分级电路的所述输出并且用以基于所述通量密度信息来防止所述变压器的所述铁芯饱和。
18.根据权利要求17所述的电路，其特征在于，所述电源分级控制逻辑被构造以如下地防止所述铁芯饱和：
在所述通量复位阶段中，当所述通量密度信息表示通量密度已经达到或者超过预定阈值时通过使所述通量复位阶段终止来防止所述铁芯饱和；和
在所述电力传输阶段中，当所述通量密度信息表示通量密度已经达到或者超过预定阈值时通过使所述电力传输阶段终止来防止所述铁芯饱和。
19.根据权利要求17所述的电路，其特征在于，所述通量密度监控器电路包括电容且被构造以使所述电容两端的电压在所述电力传输阶段和所述复位阶段期间跟踪所述变压器的所述铁芯的所述通量密度的变化。
20.一种DC/DC转换器电路，所述转换器电路包括变压器，所述变压器具有铁芯且被构造以防止所述变压器的铁芯在极端运行状态期间饱和。
21.根据权利要求20所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述转换器具有与负载连接的输出，并且所述极端运行状态包括所述负载的快速且极端的改变。
22.根据权利要求20所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述转换器具有与能量供给连接的输入，并且所述极端运行状态包括所述能量供给的快速且极端的改变。
23.根据权利要求20所述的DC/DC转换器，其特征在于，所述转换器具有输出，并且所述极端运行状态包括预偏压的输出电压。
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