TWI495188B - 利用相位抵消之輸出恆相可調式衰減器 - Google Patents

Description

利用相位抵消之輸出恆相可調式衰減器

本發明係有關於訊號衰減器結構，特別係有關於一種利用相位抵消之輸出恆相可調式衰減器。

衰減器(attenuator)在微波、射頻等無線訊號傳輸領域的應用中，是一個很重要的元件，它可以用來降低量測元件的輸出功率，避免量測儀器遭到破壞，也可以調整接收訊號的準位，甚至可以用來降低雜訊準位改善收發機的動態範圍。如第1圖所示，為一衰減器10運用於軍用雷達接收系統之示意圖，衰減器10會連接在一解調(demodulation)之前接受器(receiver)20與一高功率天線21之間。因為軍用系統所使用之功率常常在十幾瓦甚至是上百瓦之上，因此需在前端加裝上衰減器10來保護內部電路。此外，衰減器也常用來作為量測儀器的保護裝置，如第2圖所示，為一衰減器10運用於放大器量測系統之示意圖。通常會將一衰減器10放置連接在一頻譜分析儀30(spectrum analyzer)與一放大器31(amplifier)之間，以降低該放大器31的輸出功率，避免過大的功率損害到例如該頻譜分析儀30之量測儀器。

在傳統的類比衰減器文獻中，依照電路的衰減原理大致有可分為相移式、電阻式與反射式等電路設計方式，以下針對傳統衰減器的架構特性做進一步說明。

第3圖結構是習知以電晶體作功率衰減開關之環形 可調式電壓衰減器200，其原理為高頻訊號由一訊號輸入埠211輸入並經由一環形混成耦合電路210(ring-hybrid circuit)在圖中port 6與port 4分成兩條訊號路徑，分開之兩傳輸訊號同時相位互差180度分別經過圖中port 2與port 3到達一功率合成器240，電晶體251(圖中M1位置)保持導通使第一傳輸訊號之功率P1為固定，並且控制其中一電晶體252的導通狀態(圖中M2位置)，當電晶體252為開啟時第二傳輸訊號之功率為P2，當電晶體252為關閉時第二傳輸訊號之功率為P3，故兩路徑的訊號產生一功率差，最後藉由該功率合成器240將其功率合成而產生衰減的功能。當電晶體M2全開時，導通程度最大，第二傳輸訊號之功率P2約等於第一傳輸訊號之功率P1，此時會有最大的功率衰減，而當電晶體252(圖中M2位置)操作在截止時，第二傳輸訊號之另一功率P3為最小，由該訊號輸出埠244(圖中port 1位置)導出之合併後輸出訊號之功率幾乎等於P1，此時會有最小的功率衰減。然而此種電路會受到電晶體251、252本身的寄生電容影響，使得該衰減器200的衰減範圍與操作頻率均受到限制，並且由該衰減器200輸出訊號的相位也無法固定。

第4圖為習知以二極體施加順向偏壓達成可變電阻之PIN二極體式可控制衰減器300，包含複數個第一排微帶線351、複數個第二排微帶線351以及其間串接之互連微帶線353，其中微帶線亦可稱為傳輸線，該衰減 器300之架構原理是利用該些微帶線351、352、353與一PIN二極體控制電路360(PIN diode control circuit)結合成一耦合器(0 dB coupler)，該PIN二極體控制電路360包含複數個接地之PIN二極體361，並且對該些PIN二極體361施加順向偏壓來作為可變電阻，取其中一之第一排微帶線351作為訊號輸入埠311，取其中一相對遠端之第二排微帶線352作為訊號輸出埠344，當施加較大的電壓偏壓予該些PIN二極體361時，使得該些PIN二極體361完全導通，可視為直接接地，而從四分之一波長終端阻抗接地的互連微帶線353看進去時，輸入阻抗視為開路，故輸入的高頻訊號無法到達訊號輸出埠344，此時有最大的衰減量(即第二傳輸訊號之功率P2為最小)；而當該些PIN二極體361之導通程度最小時，即視為一耦合器，在該訊號輸出埠344的輸出可以有最小的衰減量(即第二傳輸訊號之功率P2為最大)。然而，此電路也是會受到二極體的寄生效應影響，造成頻率響應與最大衰減範圍受到二極體元件限制。

第5圖係習知以可變電容作為反射阻抗電路之反射型衰減器400，在一環形耦合電路450之四邊分別設有一訊號輸入埠411、一訊號輸出埠444與兩反射阻抗電路。該衰減器400之原理是利用阻絕直流電容451、452、接地之可變電容453、454(varactor)與其間之第一偏壓源425與第二偏壓源435組成該兩反射阻抗電路，當利用第一偏壓源425與第二偏壓源435分別調小該些可變電 容453、454之電容，經反射阻抗反射的訊號功率將變得較小，在該訊號輸出埠444便有最大的衰減量；然而當該些可變電容453、454之電容調大時，反射輸出訊號較大，此時在該訊號輸出埠444有最小的衰減量。另外，因為此電路是直接利用反射阻抗電路來做訊號衰減，使得訊號會受到反射阻抗電路的寄生效應影響，造成操作頻率與衰減量受限。

故上述習知的可調式衰減器都是直接運用電晶體或二極體或是電容來作輸出功率的衰減，然而這些習知衰減器容易受到元件寄生效應的影響，使電路無法操作在高頻，或是在高頻時的最小衰減量較差，且輸出相位也受到元件寄生效應的影響而無法固定。

有鑒於此，為了克服上述各種習知電路型式衰減器的缺點，本發明之主要目的係在於提供一種利用相位抵消之輸出恆相可調式衰減器，達到最小與最大衰減量之可調整變化，並且能解決高頻寄生效應，改善電路操作頻率與頻寬之問題，更能具有低功率損失、寬的衰減範圍與低相移之功效。

本發明的目的及解決其技術問題是採用以下技術方案來實現的。本發明揭示一種利用相位抵消之輸出恆相可調式衰減器，主要包含一正交耦合器(quadrature coupler)、成對配置之一第一相移器與一第二相移器以及一威金森功率合成器(Wilkinson power coupler)。該正交 耦合器係具有一訊號輸入埠、一傳輸埠、一耦合埠以及一隔離埠，其中利用該正交耦合器之交錯傳輸線使得由該訊號輸入埠輸入之高頻訊號一分為二成由該耦合埠與該傳輸埠分別導出之一第一傳輸訊號與一第二傳輸訊號，該兩傳輸訊號係為功率減半且相位相差90度。該第一相移器係具有一第一輸入埠與一第一輸出埠，該第二相移器係具有一第二輸入埠與一第二輸出埠，該第一輸入埠係連接至該耦合埠，該第二輸入埠係連接至該傳輸埠，其中該第一相移器與該第二相移器具有反向對稱90度以上相移變化之電壓控制類比連續變化，藉由電壓控制該第一相移器與該第二相移器，當該第一傳輸訊號經該第一相移器之相位變化為90~0度時，該第二傳輸訊號經該第二相移器之相位變化為0~90度，使得由該第一輸出埠導出之第一傳輸訊號與由該第二輸出埠導出之第二傳輸訊號兩者相位相差調整在0~180度。該威金森功率合成器係為由一第一微帶線、一第二微帶線與一並聯電阻所組成之三埠網路，其兩輸入端分別連接該第一輸出埠與該第二輸出埠並具有一訊號輸出埠，其中該第一微帶線係位於該訊號輸出埠與該第一輸出埠之間，該第二微帶線係位於該訊號輸出埠與該第二輸出埠之間。

因此，本發明之輸出恆相可調式衰減器主要利用相位抵消的原理來作輸入功率的衰減，並非藉由元件來做功率的衰減，因此電路的頻寬對於元件寄生效應的影響較小，此外，功率可以避免直接消耗在元件上，可以獲得 較佳的最低衰減量。當功率相同而相位完全相反時，兩功率能夠完全抵消，則可以產生很明顯的最大衰減量，又利用相位抵消原理能夠實現非常寬廣的衰減範圍，也能夠並且維持固定的相位。總結以上優點，本發明將使用相位抵消的方式來實現一種達到最小與最大衰減量之輸出恆相可調式衰減器。

本發明的目的及解決其技術問題還可採用以下技術措施進一步實現。

在前述的輸出恆相可調式衰減器中，該第一相移器與該第二相移器係可為反射型相移器(Reflective Type Phase Shifter,RTPS)，該第一輸入埠、該第一輸出埠、該第二輸入埠與該第二輸出埠係各別串聯一第一反射阻抗電路、一第二反射阻抗電路、一第三反射阻抗電路與一第四反射阻抗電路，其中該第一反射阻抗電路與該第二反射阻抗電路之間係設有一第一偏壓源，該第三反射阻抗電路與該第四反射阻抗電路之間係設有一第二偏壓源。

在前述的輸出恆相可調式衰減器中，每一個之該第一反射阻抗電路、該第二反射阻抗電路、該第三反射阻抗電路與該第四反射阻抗電路係可由一電容串接逆偏二極體再串聯電感至接地。

在前述的輸出恆相可調式衰減器中，可利用該第一偏壓源與該第二偏壓源同時對該些二極體作逆偏壓以形成為可變電容，進而使得該第一傳輸訊號與該第二傳輸訊 號由該第一輸出埠與該第二輸出埠反射產生對稱差值之可調相位。

在前述的輸出恆相可調式衰減器中，該第一偏壓源與該第二偏壓源係為在同一電源控制下的對稱正反偏壓變化。

在前述的輸出恆相可調式衰減器中，該第一微帶線與該第二微帶線係可具有不同阻抗使得該威金森功率合成器具有不等量的功率合成，用以補償該第一傳輸訊號與該第二傳輸訊號在該正交耦合器產生之輸出功率差以及在個別經過不同偏壓該第一相移器與該第二相移器之輸出功率差。

在前述的輸出恆相可調式衰減器中，該第一微帶線與該第二微帶線係可利用不同線寬達到不同的阻抗。

在前述的輸出恆相可調式衰減器中，該第一微帶線與該第二微帶線之不同阻抗係可滿足以下公式，以達到最大功率衰減量，該公式係為：

以下將配合所附圖示詳細說明本發明之較佳實施例，然應注意的是，該些圖示均為簡化之示意圖，僅以示意方法來方便說明本發明之基本架構或實施方法，非用代表本案唯一之組合關係與技術。

依據本發明之一具體實施例，一種利用相位抵消之輸出恆相可調式衰減器舉例說明於第6圖之結構示意圖。 該輸出恆相可調式衰減器100係主要包含一正交耦合器110、成對配置之一第一相移器120與一第二相移器130以及一威金森功率合成器140。

配合參閱第7圖，該正交耦合器110係具有一訊號輸入埠111、一傳輸埠113、一耦合埠112以及一隔離埠114，其中利用該正交耦合器110之交錯傳輸線115使得由該訊號輸入埠111輸入之高頻訊號一分為二成由該耦合埠112與該傳輸埠113分別導出之一第一傳輸訊號與一第二傳輸訊號，該兩傳輸訊號係為功率減半且相位相差90度。其中，該交錯傳輸線115係可位於該正交耦合器110之中間，並由四分之一波長的傳輸線所構成。輸入之高頻訊號注入到該訊號輸入埠111，經由四分之一波長的微帶線(即該交錯傳輸線115)將功率作分配並傳到該耦合埠112與該傳輸埠113而分為該第一傳輸訊號與該第二傳輸訊號，而理想上該隔離埠114不會有功率輸出，該隔離埠114係可接50歐姆電阻到地做電路匹配。該正交耦合器110在該耦合埠112與該傳輸埠113的輸出訊號會產生90度的相位差，即第一傳輸訊號之相位角度θ1加上第二傳輸訊號之相位角度θ2之和為90度。另外，在該正交耦合器110之一具體電路上，為了要有等功率輸出、較寬的操作頻寬以及較好的反射損失與隔離度，所以該交錯傳輸線115之間距可為5 um，其線寬可成為9 um，而其四分之一波長係為760 um，其中心頻率為35 GHz。

配合參閱第8圖，該第一相移器120係具有一第一輸入埠121與一第一輸出埠122，該第二相移器130係具有一第二輸入埠131與一第二輸出埠132，該第一輸入埠121係連接至該耦合埠112，該第二輸入埠131係連接至該傳輸埠113，其中該第一相移器120與該第二相移器130具有反向對稱90度以上相移變化之電壓控制類比連續變化，藉由電壓控制該第一相移器120與該第二相移器130，當該第一傳輸訊號經該第一相移器120之相位變化為90~0度(即第一傳輸訊號之可調相位角度Φ1介於90~0°)時，該第二傳輸訊號經該第二相移器130之相位變化為0~90度(即第二傳輸訊號之可調相位角度Φ2介於0~90°)，使得由該第一輸出埠122導出之第一傳輸訊號與由該第二輸出埠132導出之第二傳輸訊號兩者相位相差調整在0~180度，其中由該第一輸出埠122導出之第一傳輸訊號在相位調整後之相位角度θ1’為第一傳輸訊號之相位角度θ1與第一傳輸訊號之可調相位角度Φ1之和，由該第二輸出埠132導出之第二傳輸訊號在相位調整後之相位角度θ2’為第二傳輸訊號之相位角度θ2與第二傳輸訊號之可調相位角度Φ2之和，並以下列公式表示兩傳輸訊號經兩相移器120、130後其相位相差可調整範圍：θ1’-θ2’=0~180°。

在一具體實施例中，該第一相移器120與該第二相移器130係可為反射型相移器，每一埠各別串聯一反射阻抗電路，即該第一輸入埠121係串聯一第一反射阻抗電 路123，該第一輸出埠122係串聯一第二反射阻抗電路124，該第二輸入埠131係串聯一第三反射阻抗電路133，第二輸出埠132係串聯一第四反射阻抗電路134。其中該第一反射阻抗電路123與該第二反射阻抗電路124之間係設有一第一偏壓源125，該第三反射阻抗電路133與該第四反射阻抗電路134之間係設有一第二偏壓源135。該第一反射阻抗電路123係可由一電容126串接逆偏一個二極體127再串聯一電感128至接地，該第二反射阻抗電路124、該第三反射阻抗電路133與該第四反射阻抗電路134之結構係可與該第一反射阻抗電路123相同，其中第一個串接的電容126為阻隔直流偏壓用，。較佳地，該第一偏壓源125與該第二偏壓源135係為在同一電源控制下的對稱正反偏壓變化，藉以更易於達成上述反向對稱相移變化之電壓控制類比連續變化。

因此，可利用該第一偏壓源125與該第二偏壓源135同時對該些二極體127作逆偏壓以形成為可變電容，隨著該些偏壓後二極體127(作為可變電容)與對應電感128共振的程度不同，反射回去的訊號會在該第一輸出埠122與該第二輸出埠132輸出，同時各產生一個額外的可調相位，故該第一傳輸訊號與該第二傳輸訊號由該第一輸出埠122與該第二輸出埠132反射產生對稱差值之可調相位為具體可行。於本實施例中關於反射阻抗電路的具體數值，可設定在中心頻率35 GHz時，該些電感 128之電感值為0.2 nH，該些電容126之電容值為2 pF，該些二極體127的參數設計為使用指端數(finger)為4、寬度(width)為25 um的二極體，該第一偏壓源125與該第二偏壓源135供操作的偏壓值為介於0V到2V。經由試驗的結果，確認該些二極體127的偏壓範圍能夠使該第一相移器120與該第二相移器130產生一額外0到100度的可調相位變化，且在該些二極體127的偏壓範圍內均維持在-2 dB左右。經試驗發現，顯示在該第一偏壓源125(圖中V1位置)與該第二偏壓源135(圖中V2位置)在同一電源控制下(1.33V)會有相同的相位及振幅變化。當利用同一電源控制將該第一偏壓源125(圖中V1位置)與該第二偏壓源135(圖中V2位置)作對稱變化，將可得知在衰減量變化0至20 dB條件下，相位變化僅小於5度。

配合參閱第9圖，該威金森功率合成器140係為由一第一微帶線141、一第二微帶線142與一並聯電阻143所組成之三埠網路，其兩輸入端分別連接該第一輸出埠122與該第二輸出埠132並具有一訊號輸出埠144，其中該第一微帶線141係位於該訊號輸出埠144與該第一輸出埠122之間，該第二微帶線142係位於該訊號輸出埠144與該第二輸出埠132之間。故該威金森功率合成器140能將相位調整後之兩傳輸訊號之功率做合成。該第一微帶線141與該第二微帶線142係可為兩條四分之一波長的微帶線，當兩傳輸訊號分別從該並聯電阻143兩 端的兩埠輸入，經過該兩條特徵阻抗為70歐姆長度為四分之一波長的微帶線141、142，在該訊號輸出埠144就能夠將該兩訊號作向量合成。

由於在該輸出恆相可調式衰減器100之電路中，因為前述第一級的正交耦合器110需要有較好的頻寬，故兩分開的耦合埠112與傳輸埠113有些微的不等量輸出，而在第二級的兩組相移器120、130也因偏壓不同使得其輸出訊號功率也會有些微差異，為了補償前幾級電路所導致的功率差，作為最後一級的威金森功率合成器140，可利用該兩微帶線141、142的特徵阻抗刻意使用不同的阻抗值，使功率的合成抵銷量可以加大，以提高本衰減器的最大衰減量。故而，較佳地，該第一微帶線141與該第二微帶線142係可具有不同阻抗使得該威金森功率合成器140具有不等量的功率合成，用以補償該第一傳輸訊號與該第二傳輸訊號在該正交耦合器110產生之輸出功率差以及在個別經過不同偏壓該第一相移器120與該第二相移器130之輸出功率差。例如，該第一微帶線141與該第二微帶線142係可利用不同線寬達到不同的阻抗。在一具體電路中，當該威金森功率合成器140需要補償約1dB，兩條所設計的四分之一波長傳輸線(即該第二微帶線142與該第一微帶線141)之線寬分別是20 um與15 um，其特徵阻抗可為70.7與80歐姆，而該並聯電阻143之電阻值係可為100歐姆。

因此，本發明之輸出恆相可調式衰減器100之電路機 制為將輸入之高頻訊號注入到該正交耦合器110之訊號輸入埠111，並將訊號一分為二，在該耦合埠112與該傳輸埠113產生兩個主要的傳輸訊號，其功率各為輸入高頻訊號的一半並且兩者相位相差90度，再分別利用兩組相移器120、130改變訊號相位，例如反射型相移器是藉著對該些二極體127施加逆偏壓，使得該些二極體127形成為變容二極體，藉此改變連接該耦合埠112之第一輸入埠121與連接該傳輸埠113之第二輸入埠131的反射係數，使得兩主要傳輸訊號經反射分別從第一輸出埠122與第二輸出埠132輸出並且產生一額外的可變相位，再傳送給下一級的威金森功率合成器140，再把兩個分開的訊號功率利用向量合成起來，實現一個藉由控制不同的相位來做衰減的衰減器。當兩個傳輸訊號同相時(θ1’-θ2’=0°)，訊號相加不會有額外的抵消，此時有最小的功率衰減量，但若兩個訊號為反相時(θ1’-θ2’=180°)，因為功率互相抵消，此時可產生最大的衰減量。

如第10圖所示，為利用該輸出恆相可調式衰減器100之相位抵銷式衰減之示意圖，單一輸入之訊號先利用該正交耦合器110將其分成兩個傳輸訊號其功率分別標示為P1與P2，兩個傳輸訊號之相位成正交，相位角度差值為90度(即θ1-θ2=90°)，接著再使用該兩組相移器120、130使得兩個傳輸訊號之相位角度θ1、θ2能夠自由控制並產生在0到90度之間的反向對稱相位變化，兩 個傳輸訊號經相位器調整後之相位角度差可調整範圍介於0~180度(即θ1’-θ2’=0~180°)。最後這兩個訊號利用向量功率的相減，產生一輸出訊號，其輸出功率為(P1-P2)在恆相0度之正向量相加，其衰減量就可藉由兩個傳輸訊號經相位器調整後之相位角度差控制，藉以實現本衰減器。當兩個傳輸訊號之相位角度差為180度時(即θ1’-θ2’=180°)，兩個訊號的功率幾乎完全抵消，此時有最大的衰減量；而當兩個傳輸訊號之相位角度差為零時(即θ1’-θ2’=0°)，此時因沒有功率被抵消，能有最小的衰減量。另外藉由同時控制兩個傳輸訊號之相位角度使相移角θ1’之相移變化量與θ2’者相等，就能夠使輸出訊號固定在某個所欲的相位角度上，故可達到利用相移校準得到相位恆向輸出之功效。

以下進一步進行衰減量分析與推導，本發明之輸出恆相可調式衰減器100的最大衰減量公式，是把在該訊號輸入埠111輸入的高頻訊號功率定義為P_in ，經由該正交耦合器110在該耦合埠112與該傳輸埠113分成兩個傳輸訊號，分別定義為P_in1 與P_in2 ，當兩個訊號相位反向相差180度時，此時有理想最大衰減量Att_max ，見公式(1)。

Att _max =(Pin ₁ -Pin ₂ )/Pin ………公式(1)

其中P_in1 減去P_in2 即為最小輸出功率。當兩個訊號相位反向相差在可變區間變化時，輸出功率(定義為P_out )取決於第一傳輸訊號之可調相位角度Φ1與第二傳輸訊 號之可調相位角度Φ2，其中Φ1與Φ2之正數為相同，兩個傳輸訊號之相位角度差值定義為△θ，理想輸出功率P_out ，見公式(2)：P _out =Pin ˙cos(△θ/2)………公式(2)

其中，△θ=θ1’-θ2’，△θ介於0~180度。

而理想衰減量(Att)公式為見於公式(3)：Att -(P _out -Pin )/Pin =cos(△θ/2)………公式(3)

以該威金森功率合成器140之微帶線141、142的特徵阻抗差異表現出之理想調整衰減量(Att_dB )公式為見於公式(4)：Att _dB =10˙log(cos(△θ/2))………公式(4)

此外，L_qc 、L_RTPS 、L_wa 分別是該兩傳輸訊號經過該正交耦合器110、該兩組相移器120、130與該威金森功率合成器140所造成的損耗，最後再把兩個訊號加起來即為實際最大衰減量公式，見公式(5)。

那為了滿足補償功率，該威金森功率合成器140的設計考量，必須滿足公式(6)，使得其為0，也就是使成立，令本衰減器有最大的功率衰減量。

故該第一微帶線141與該第二微帶線142之不同阻抗係較佳應滿足以上公式(6)，以達到最大功率衰減量。

另外，關於本發明之輸出恆相可調式衰減器的最小衰減量公式，當兩個訊號同向時，此時有理想最小衰減量 Att_min ，見公式(7)。其中，輸入的訊號功率定義為Pin，經由正交耦合器分成兩個輸出訊號定義為Pin1與Pin2。

Att _min =(Pin ₁ +Pin ₂ )/Pin ………公式(7)

而L_qc 、L_RTPS 、L_wa 分別定義為訊號經過正交耦合器與反射式相移器與威金森功率合成器所造成的損耗，最後再把兩個訊號加起來即為最小衰減量公式，見公式(8)。

其中，公式(5)能夠簡化成公式(9)

由公式(6)及公式(9)，可以得到衰減範圍的公式，見於公式(10)

如前敘述，為了滿足補償功率，該威金森功率合成器140之補償設計考量必須滿足公式(6)，使得其為0，也就是使成立，使得本發明輸出恆相可調式衰減器具有最大的功率衰減量，但如此做也會犧牲一點最小的衰減量，使得最小衰減量略差。那為了達成較寬的衰減範圍，公式(6)與公式(9)必須做取捨，使得公式(10)衰減範圍能夠最佳化。那藉由此公式，本發明設計出的威金森功率合成器的最佳化補償為1dB，故設定該第一微帶線141與該第二微帶線142之線寬分別可為 15 um與20 um，特徵阻抗為80與70.7歐姆，而該並聯電阻143則為100歐姆。

以上所述，僅是本發明的較佳實施例而已，並非對本發明作任何形式上的限制，雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然而並非用以限定本發明，任何熟悉本項技術者，在不脫離本發明之技術範圍內，所作的任何簡單修改、等效性變化與修飾，均仍屬於本發明的技術範圍內。

10‧‧‧衰減器

20‧‧‧接受器

21‧‧‧高功率天線

30‧‧‧頻譜分析儀

31‧‧‧放大器

100‧‧‧輸出恆相可調式衰減器

110‧‧‧正交耦合器

111‧‧‧訊號輸入埠

112‧‧‧耦合埠

113‧‧‧傳輸埠

114‧‧‧隔離埠

115‧‧‧交錯傳輸線

120‧‧‧第一相移器

121‧‧‧第一輸入埠

122‧‧‧第一輸出埠

123‧‧‧第一反射阻抗電路

124‧‧‧第二反射阻抗電路

125‧‧‧第一偏壓源

126‧‧‧電容

127‧‧‧二極體

128‧‧‧電感

130‧‧‧第二相移器

131‧‧‧第二輸入埠

132‧‧‧第二輸出埠

133‧‧‧第三反射阻抗電路

134‧‧‧第四反射阻抗電路

135‧‧‧第二偏壓源

140‧‧‧威金森功率合成器

141‧‧‧第一微帶線

142‧‧‧第二微帶線

143‧‧‧並聯電阻

144‧‧‧訊號輸出埠

200‧‧‧衰減器

210‧‧‧環形混成耦合電路

211‧‧‧訊號輸入埠

240‧‧‧功率合成器

244‧‧‧訊號輸出埠

251‧‧‧電晶體

252‧‧‧電晶體

300‧‧‧衰減器

311‧‧‧訊號輸入埠

344‧‧‧訊號輸出埠

351‧‧‧第一排微帶線

352‧‧‧第二排微帶線

353‧‧‧互連微帶線

360‧‧‧PIN二極體控制電路

361‧‧‧PIN二極體

400‧‧‧衰減器

411‧‧‧訊號輸入埠

444‧‧‧訊號輸出埠

425‧‧‧第一偏壓源

435‧‧‧第二偏壓源

450‧‧‧耦合電路

451‧‧‧阻絕直流電容

452‧‧‧阻絕直流電容

453‧‧‧可變電容

454‧‧‧可變電容

P1‧‧‧第一傳輸訊號之功率

P2‧‧‧第二傳輸訊號之功率

P3‧‧‧第二傳輸訊號之另一功率

θ1‧‧‧第一傳輸訊號之相位角度

θ2‧‧‧第二傳輸訊號之相位角度

θ1’‧‧‧第一傳輸訊號在相位調整後之相位角度

θ2’‧‧‧第二傳輸訊號在相位調整後之相位角度

Φ1‧‧‧第一傳輸訊號之可調相位角度

Φ2‧‧‧第二傳輸訊號之可調相位角度

第1圖：習知衰減器運用於軍用雷達系統之連接示意圖。

第2圖：習知衰減器運用於放大器量測系統之連接示意圖。

第3圖：一種習知以電晶體作功率衰減開關之環形可調式電壓衰減器之結構示意圖。

第4圖：一種習知以二極體施加順向偏壓達成可變電阻之PIN二極體式可控制衰減器之結構示意圖。

第5圖：一種習知以可變電容作為反射阻抗電路之反射型衰減器之結構示意圖。

第6圖：依據本發明之一具體實施例，一種利用相位抵消之輸出恆相可調式衰減器之結構示意圖。

第7圖：依據本發明之一具體實施例，該輸出恆相可調式衰減器之正交耦合器之結構示意圖。

第8圖：依據本發明之一具體實施例，該輸出恆相可調式衰減器之兩反射型相移器之結構示意圖。

第9圖：依據本發明之一具體實施例，該輸出恆相可調式衰減器之威金森功率合成器之結構示意圖。

第10圖：依據本發明之一具體實施例，繪示利用該輸出恆相可調式衰減器之相位抵銷式衰減之示意圖。

100‧‧‧輸出恆相可調式衰減器

110‧‧‧正交耦合器

111‧‧‧訊號輸入埠

112‧‧‧耦合埠

113‧‧‧傳輸埠

114‧‧‧隔離埠

115‧‧‧交錯傳輸線

120‧‧‧第一相移器

121‧‧‧第一輸入埠

122‧‧‧第一輸出埠

123‧‧‧第一反射阻抗電路

124‧‧‧第二反射阻抗電路

125‧‧‧第一偏壓源

130‧‧‧第二相移器

131‧‧‧第二輸入埠

132‧‧‧第二輸出埠

133‧‧‧第三反射阻抗電路

134‧‧‧第四反射阻抗電路

135‧‧‧第二偏壓源

140‧‧‧威金森功率合成器

141‧‧‧第一微帶線

142‧‧‧第二微帶線

143‧‧‧並聯電阻

144‧‧‧訊號輸出埠

Claims (7)

1. 一種利用相位抵消之輸出恆相可調式衰減器，包含：一正交耦合器，係具有一訊號輸入埠、一傳輸埠、一耦合埠以及一隔離埠，其中利用該正交耦合器之交錯傳輸線使得由該訊號輸入埠輸入之高頻訊號一分為二成由該耦合埠與該傳輸埠分別導出之一第一傳輸訊號與一第二傳輸訊號，該兩傳輸訊號係為功率減半且相位相差90度；成對配置之一第一相移器與一第二相移器，該第一相移器係具有一第一輸入埠與一第一輸出埠，該第二相移器係具有一第二輸入埠與一第二輸出埠，該第一輸入埠係連接至該耦合埠，該第二輸入埠係連接至該傳輸埠，其中該第一相移器與該第二相移器具有反向對稱90度以上相移變化之電壓控制類比連續變化，藉由電壓控制該第一相移器與該第二相移器，當該第一傳輸訊號經該第一相移器之相位變化為90~0度時，該第二傳輸訊號經該第二相移器之相位變化為0~90度，使得由該第一輸出埠導出之第一傳輸訊號與由該第二輸出埠導出之第二傳輸訊號兩者相位相差調整在0~180度；以及一威金森功率合成器，係為由一第一微帶線、一第二微帶線與一並聯電阻所組成之三埠網路，其兩輸入端分別連接該第一輸出埠與該第二輸出埠並 具有一訊號輸出埠，其中該第一微帶線係位於該訊號輸出埠與該第一輸出埠之間，該第二微帶線係位於該訊號輸出埠與該第二輸出埠之間；其中該第一相移器與該第二相移器係為反射型相移器，該第一輸入埠、該第一輸出埠、該第二輸入埠與該第二輸出埠係各別串聯一第一反射阻抗電路、一第二反射阻抗電路、一第三反射阻抗電路與一第四反射阻抗電路，其中該第一反射阻抗電路與該第二反射阻抗電路之間係設有一第一偏壓源，該第三反射阻抗電路與該第四反射阻抗電路之間係設有一第二偏壓源；其中每一個之該第一反射阻抗電路、該第二反射阻抗電路、該第三反射阻抗電路與該第四反射阻抗電路係由一電容串接逆偏二極體再串聯電感至接地。
2. 根據申請專利範圍第1項之利用相位抵消之輸出恆相可調式衰減器，其中該第一微帶線與該第二微帶線係具有不同阻抗使得該威金森功率合成器具有不等量的功率合成，用以補償該第一傳輸訊號與該第二傳輸訊號在該正交耦合器產生之輸出功率差以及在個別經過不同偏壓該第一相移器與該第二相移器之輸出功率差。
3. 根據申請專利範圍第2項之利用相位抵消之輸出恆相可調式衰減器，其中該第一微帶線與該第二微帶 線係利用不同線寬達到不同的阻抗。
4. 根據申請專利範圍第2或3項之利用相位抵消之輸出恆相可調式衰減器，其中該第一微帶線與該第二微帶線之不同阻抗係滿足以下公式，以達到最大功率衰減量，該公式係為：，其中Att_max 係為理想最大衰減量，P_in 係為在該訊號輸入埠輸入的高頻訊號功率，L_qc 、L_{RTPS_0°} 、L_{RTPS_90°} 、L_wa 分別是該兩傳輸訊號經過該正交耦合器、對應之該第一與第二相移器以及該威金森功率合成器所造成的損耗。
5. 一種可調式衰減器，包含：一正交耦合器，係具有一訊號輸入埠、一傳輸埠、一耦合埠以及一隔離埠，其中利用該正交耦合器之交錯傳輸線使得由該訊號輸入埠輸入之高頻訊號一分為二成由該耦合埠與該傳輸埠分別導出之一第一傳輸訊號與一第二傳輸訊號，該兩傳輸訊號係為功率減半且相位相差90度；成對配置之一第一相移器與一第二相移器，該第一相移器係具有一第一輸入埠與一第一輸出埠，該第二相移器係具有一第二輸入埠與一第二輸出埠，該第一輸入埠係連接至該耦合埠，該第二輸入埠係連接至該傳輸埠，其中該第一相移器與該第二相移器具有90度以上相移變化之電壓控制 類比連續變化，藉由電壓控制該第一相移器與該第二相移器，當該第一傳輸訊號經該第一相移器之相位變化為90~0度時，該第二傳輸訊號經該第二相移器之相位變化為0~90度，使得由該第一輸出埠導出之第一傳輸訊號與由該第二輸出埠導出之第二傳輸訊號兩者相位相差調整在0~180度；以及一功率合成器，其兩輸入端分別連接該第一輸出埠與該第二輸出埠並具有一訊號輸出埠，其中一第一微帶線係位於該訊號輸出埠與該第一輸出埠之間，一第二微帶線係位於該訊號輸出埠與該第二輸出埠之間；其中該第一相移器與該第二相移器係為反射型相移器，該第一輸入埠、該第一輸出埠、該第二輸入埠與該第二輸出埠係各別串聯一第一反射阻抗電路、一第二反射阻抗電路、一第三反射阻抗電路與一第四反射阻抗電路，其中該第一反射阻抗電路與該第二反射阻抗電路之間係設有一第一偏壓源，該第三反射阻抗電路與該第四反射阻抗電路之間係設有一第二偏壓源；其中每一個之該第一反射阻抗電路、該第二反射阻抗電路、該第三反射阻抗電路與該第四反射阻抗電路係由一電容串接逆偏二極體再串聯電感至接地。
6. 根據申請專利範圍第5項之可調式衰減器，其中該第一微帶線與該第二微帶線係具有不同阻抗使得該功率合成器具有不等量的功率合成，用以補償該第一傳輸訊號與該第二傳輸訊號在該正交耦合器產生之輸出功率差以及在個別經過不同偏壓該第一相移器與該第二相移器之輸出功率差。
7. 根據申請專利範圍第6項之可調式衰減器，其中該第一微帶線與該第二微帶線係利用不同線寬達到不同的阻抗。