JPH04137906A - 可変２相変調器及び可変抵抗 - Google Patents
可変２相変調器及び可変抵抗Info
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- JPH04137906A JPH04137906A JP2417999A JP41799990A JPH04137906A JP H04137906 A JPH04137906 A JP H04137906A JP 2417999 A JP2417999 A JP 2417999A JP 41799990 A JP41799990 A JP 41799990A JP H04137906 A JPH04137906 A JP H04137906A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/10—Auxiliary devices for switching or interrupting
- H01P1/15—Auxiliary devices for switching or interrupting by semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/22—Attenuating devices
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C7/00—Modulating electromagnetic waves
- H03C7/02—Modulating electromagnetic waves in transmission lines, waveguides, cavity resonators or radiation fields of antennas
- H03C7/025—Modulating electromagnetic waves in transmission lines, waveguides, cavity resonators or radiation fields of antennas using semiconductor devices
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/03—Details of HF subsystems specially adapted therefor, e.g. common to transmitter and receiver
- G01S7/038—Feedthrough nulling circuits
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- Non-Reversible Transmitting Devices (AREA)
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- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［０００１］
本発明はマイクロ波信号用可変２相（パイフェーズ）変
調回路、特に例えば周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）レー
ダ用の反射電力キャンセラ又はフェーズドアレーレーダ
用の送信／受信モジュールに用いるのに好適な２相変調
回路に関するものである。本発明は可変抵抗、特にこの
ような回路に用いるのに好適な可変抵抗にも関するもの
である。 ［０００２］
調回路、特に例えば周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）レー
ダ用の反射電力キャンセラ又はフェーズドアレーレーダ
用の送信／受信モジュールに用いるのに好適な２相変調
回路に関するものである。本発明は可変抵抗、特にこの
ような回路に用いるのに好適な可変抵抗にも関するもの
である。 ［０００２］
英国特許第８８２８５６１．４号（特開平２−１８９４
８９号）に、反射電力キャンセラに用いる２相変調回路
（第５図）が開示されており、この変調回路は信号入力
ポート及び出力ポート（７２及び７４）と２個の制御ポ
ート（６８及び７０）を有する直交電力分割器と、該電
力分割器のそれぞれの制御ポート（６８及び７０）に接
続された入力ポートをそれぞれ有する２個の可変抵抗（
６８及び６４）とを具えている。この英国特許願の内容
は本願の参考文献として有用である。尚、この英国特許
願は公知刊行物ではない点に注意されたい。 ［０００３］
８９号）に、反射電力キャンセラに用いる２相変調回路
（第５図）が開示されており、この変調回路は信号入力
ポート及び出力ポート（７２及び７４）と２個の制御ポ
ート（６８及び７０）を有する直交電力分割器と、該電
力分割器のそれぞれの制御ポート（６８及び７０）に接
続された入力ポートをそれぞれ有する２個の可変抵抗（
６８及び６４）とを具えている。この英国特許願の内容
は本願の参考文献として有用である。尚、この英国特許
願は公知刊行物ではない点に注意されたい。 ［０００３］
この英国特許願に開示されている２相変調回路の例では
、２個の可変抵抗の各々は部分的に順方向バイアスされ
たＰＩＮダイオードである。これらＰＩＮダイオ−ドは
良好な可変抵抗を形成するが、このようなダイオードは
現在使用されているマイクロ波モノリシック集積回路技
術で容易に製造することができない。 ［０００４］
、２個の可変抵抗の各々は部分的に順方向バイアスされ
たＰＩＮダイオードである。これらＰＩＮダイオ−ドは
良好な可変抵抗を形成するが、このようなダイオードは
現在使用されているマイクロ波モノリシック集積回路技
術で容易に製造することができない。 ［０００４］
本発明の第１の特徴は、信号入力ポート及び出力ポート
と２個の制御ポートを有する直交電力分割器と該分割器
の２個の制御ポートにそれぞれ接続された入力ポートを
有する２個の可変抵抗とを具えたマイクロ波信号用可変
２相変調器において、前記２個の可変抵抗の各々はドレ
インを中間抵抗を介して互に結合した第１及び第２マイ
クロ波電界効果トランジスタを具え、該可変抵抗の入力
ポートは前記中間抵抗及び第１トランジスタのドレイン
への接続点とし、各トランジスタはそのソース及びドレ
イン間を零直流バイアス接続にし、ゲート電圧の変化に
伴い変化するチャネル抵抗値を有するようにし、且つシ
ャントスタブを各トランジスタのドレインに接続して各
トランジスタの動作周波数においてソース−ドレインキ
ャパシタンスを少なくとも部分的に補償すると共に各ト
ランジスタのゲート電圧の変化による基準面のシフトを
少なくとも部分的に補償するようにした点にある。 ［０００５］ このように中間抵抗で結合した２個の零バイアス同調電
界効果トランジスタとして構成した各可変抵抗は、マイ
クロ波モノリシック集積回路技術を用いて形成し得るた
め、２相変調回路全体を単一の基板上に集積化すること
ができる。この可変抵抗の抵抗値は印加ゲート電圧を変
化させることにより変化させることができる。更に、後
に詳述するように、このように適切に同調させたトラン
ジスタにより形成した可変抵抗は極めて良好な特性を有
し、可変２相変調回路の性能をそれらの位相雑音特性、
帯域幅、電力処理能力、ダイナミックレンジ及び位相精
度に関し向上させることができる。一般にこのような一
対の可変２相変調回路を用いるベクトル変調器は振幅及
び位相誤差が一層小さくなる。これをＦＭＣＷレーグレ
ーダ射電力キャンセラとして用いると、受信機感度が増
大する。フェーズドアレーレーダではサイドローブレベ
ルが減少し、方向検出精度が改善される。 ［０００６］ 直交電力分割器は慣例のごとく、例えばラングカプラ（
Ｌａｎｇｅ Ｃｏｕｐｌｅｒ）として形成することがで
きるが、この電力分割器において伝播損が発生し、制御
ポートからの制御信号の位相特性に影響を与える。本発
明においては、それぞれの制御ポートを所定の長さの伝
送線路を経てトランジスタ対の中間抵抗に接続し、これ
によりこの伝播損が位相特性に与える影響を少なくとも
部分的に補償するようにするのが好ましい。 ［０００７］ 「ＩＥＥＥ ＭＴＴ−３Ｄｉｇｅｓ七１９８２Ｊの第４
７９〜４８１頁の日高等の論文１−ＧａＡｓ Ｍｏｎｏ
ｌｉｔｈｉｃ Ｗｉｄｅｂａｒｄ （２−１８ＧＨｚ）
Ｖａｒｉａｂｌｅ ＡｔｔｅｎｕａｔｏｒｓＪから、
零バイアス電界効果トランジスタを用いて可変透過形減
衰器を構成することが既知である。零ソースードレイン
バイアスの状態では電界効果トランジスタの空乏領域が
対称であり、そのチャネル抵抗値が極めて低い値から極
めて高い値までのゲート電圧に伴い変化する。このよう
な３個の抵抗をＴ又は■回路網に接続して入力ポート及
び出力ポートにおいて良好な伝送整合を与える透過形減
衰器を構成している。この日高氏の論文の内容も本願の
参考文献として有用である。 ［０００８］ しかし、後にスミス図（図５）を用いて説明するように
、１つの同調写バイアス電界効果トランジスタにより得
られる可変インピーダンスは大きな虚数成分を有し得る
のでインピーダンス整合を劣化し、従って減衰のダイナ
ミックレンジを減少すると共に位相誤差を導入し得る。 これは特に（単ポート）反射減衰器に対し顕著になる。 このような単トランジスタを本発明によるトランジスタ
対及び中間抵抗から成る回路と置き換えることにより、
トランジスタ減衰器を別のスミス図（図７）につき後述
するように一層理想に近づくよう調整することが可能に
なる。 ［０００９］ 従って、本発明の第２の特徴は、ソース及びドレイン間
が零直流バイアス接続され、チャネル抵抗値がゲート電
圧の変化に伴い変化するマイクロ波用電界効果トランジ
スタを具えたマイクロ波回路用可変抵抗において、該可
変抵抗はドレインを中間抵抗を介して互に結合した第１
及び第２マイクロ波電界効果トランジス夕を具え、該可
変抵抗の入力ポートは前記中間抵抗及び第１トランジス
タのドレインへの接続点とし、各トランジスタはそのソ
ース及びドレイン間を零直流バイアス接続にし、ゲート
電圧の変化に伴い変化するチャネル抵抗値を有するよう
にし、且つシャントスタブを各トランジスタのドレイン
に接続して各トランジスタの動作周波数においてソース
−ドレインキャパシタンスを少なくとも部分的に補償す
ると共に各トランジスタのゲート電圧の変化による基準
面のシフトを少なくとも部分的に補償するようにしたこ
とを特徴とする。 このような本発明による可変抵抗は本発明による可変２
相変調回路内の反射減衰器用に設計することができるが
、他のマイクロ波回路、例えば透過形減衰器、位相シフ
タ及び電力スイッチ用に設計することもできる。 ［００１０］ 図面につき本発明を説明する。 可変２相変調器は、理想的には、外１のＲＦ大入力ＲＦ
ｉ）に対し外２の出力（ＲＦｏ）を出力する必要がある
。ここでＡは＋１〜−１の間で連続的に変化し得る係数
であり、θは一定値である。図１はこの可変２相変調機
能を実現する回路を示し、この変調回路は信号入力及び
出力ポート２及び３と２個の制御ポート４及び５を有す
る直交電力分割器１を具える。この変調回路は電力分割
器１のそれぞれの制御ポート４及び５に制御素子として
接続された入力ポート１１をそれぞれ有する２個の可変
抵抗１０も具える。直交電力分割器１は慣例のごとくラ
ングカプラとして実現する。しかし、良好な品質の変調
器を得る最も重要なファクタは各負荷をほぼ純粋な可変
抵抗値にすることにある。負荷１０を構成するのにＰＩ
Ｎダイオード使用することはマイクロ波モノリシック集
積回路技術では容易に実現することができないので、本
発明ではその代わりにＭＥＳＦＥＴ （メタルショット
キゲート電界効果トランジスタ）のような同調無電力マ
イクロ波電界効果トランジスタを抵抗Ｒと一緒に本発明
に従って特定の構成に接続して用いる。
と２個の制御ポートを有する直交電力分割器と該分割器
の２個の制御ポートにそれぞれ接続された入力ポートを
有する２個の可変抵抗とを具えたマイクロ波信号用可変
２相変調器において、前記２個の可変抵抗の各々はドレ
インを中間抵抗を介して互に結合した第１及び第２マイ
クロ波電界効果トランジスタを具え、該可変抵抗の入力
ポートは前記中間抵抗及び第１トランジスタのドレイン
への接続点とし、各トランジスタはそのソース及びドレ
イン間を零直流バイアス接続にし、ゲート電圧の変化に
伴い変化するチャネル抵抗値を有するようにし、且つシ
ャントスタブを各トランジスタのドレインに接続して各
トランジスタの動作周波数においてソース−ドレインキ
ャパシタンスを少なくとも部分的に補償すると共に各ト
ランジスタのゲート電圧の変化による基準面のシフトを
少なくとも部分的に補償するようにした点にある。 ［０００５］ このように中間抵抗で結合した２個の零バイアス同調電
界効果トランジスタとして構成した各可変抵抗は、マイ
クロ波モノリシック集積回路技術を用いて形成し得るた
め、２相変調回路全体を単一の基板上に集積化すること
ができる。この可変抵抗の抵抗値は印加ゲート電圧を変
化させることにより変化させることができる。更に、後
に詳述するように、このように適切に同調させたトラン
ジスタにより形成した可変抵抗は極めて良好な特性を有
し、可変２相変調回路の性能をそれらの位相雑音特性、
帯域幅、電力処理能力、ダイナミックレンジ及び位相精
度に関し向上させることができる。一般にこのような一
対の可変２相変調回路を用いるベクトル変調器は振幅及
び位相誤差が一層小さくなる。これをＦＭＣＷレーグレ
ーダ射電力キャンセラとして用いると、受信機感度が増
大する。フェーズドアレーレーダではサイドローブレベ
ルが減少し、方向検出精度が改善される。 ［０００６］ 直交電力分割器は慣例のごとく、例えばラングカプラ（
Ｌａｎｇｅ Ｃｏｕｐｌｅｒ）として形成することがで
きるが、この電力分割器において伝播損が発生し、制御
ポートからの制御信号の位相特性に影響を与える。本発
明においては、それぞれの制御ポートを所定の長さの伝
送線路を経てトランジスタ対の中間抵抗に接続し、これ
によりこの伝播損が位相特性に与える影響を少なくとも
部分的に補償するようにするのが好ましい。 ［０００７］ 「ＩＥＥＥ ＭＴＴ−３Ｄｉｇｅｓ七１９８２Ｊの第４
７９〜４８１頁の日高等の論文１−ＧａＡｓ Ｍｏｎｏ
ｌｉｔｈｉｃ Ｗｉｄｅｂａｒｄ （２−１８ＧＨｚ）
Ｖａｒｉａｂｌｅ ＡｔｔｅｎｕａｔｏｒｓＪから、
零バイアス電界効果トランジスタを用いて可変透過形減
衰器を構成することが既知である。零ソースードレイン
バイアスの状態では電界効果トランジスタの空乏領域が
対称であり、そのチャネル抵抗値が極めて低い値から極
めて高い値までのゲート電圧に伴い変化する。このよう
な３個の抵抗をＴ又は■回路網に接続して入力ポート及
び出力ポートにおいて良好な伝送整合を与える透過形減
衰器を構成している。この日高氏の論文の内容も本願の
参考文献として有用である。 ［０００８］ しかし、後にスミス図（図５）を用いて説明するように
、１つの同調写バイアス電界効果トランジスタにより得
られる可変インピーダンスは大きな虚数成分を有し得る
のでインピーダンス整合を劣化し、従って減衰のダイナ
ミックレンジを減少すると共に位相誤差を導入し得る。 これは特に（単ポート）反射減衰器に対し顕著になる。 このような単トランジスタを本発明によるトランジスタ
対及び中間抵抗から成る回路と置き換えることにより、
トランジスタ減衰器を別のスミス図（図７）につき後述
するように一層理想に近づくよう調整することが可能に
なる。 ［０００９］ 従って、本発明の第２の特徴は、ソース及びドレイン間
が零直流バイアス接続され、チャネル抵抗値がゲート電
圧の変化に伴い変化するマイクロ波用電界効果トランジ
スタを具えたマイクロ波回路用可変抵抗において、該可
変抵抗はドレインを中間抵抗を介して互に結合した第１
及び第２マイクロ波電界効果トランジス夕を具え、該可
変抵抗の入力ポートは前記中間抵抗及び第１トランジス
タのドレインへの接続点とし、各トランジスタはそのソ
ース及びドレイン間を零直流バイアス接続にし、ゲート
電圧の変化に伴い変化するチャネル抵抗値を有するよう
にし、且つシャントスタブを各トランジスタのドレイン
に接続して各トランジスタの動作周波数においてソース
−ドレインキャパシタンスを少なくとも部分的に補償す
ると共に各トランジスタのゲート電圧の変化による基準
面のシフトを少なくとも部分的に補償するようにしたこ
とを特徴とする。 このような本発明による可変抵抗は本発明による可変２
相変調回路内の反射減衰器用に設計することができるが
、他のマイクロ波回路、例えば透過形減衰器、位相シフ
タ及び電力スイッチ用に設計することもできる。 ［００１０］ 図面につき本発明を説明する。 可変２相変調器は、理想的には、外１のＲＦ大入力ＲＦ
ｉ）に対し外２の出力（ＲＦｏ）を出力する必要がある
。ここでＡは＋１〜−１の間で連続的に変化し得る係数
であり、θは一定値である。図１はこの可変２相変調機
能を実現する回路を示し、この変調回路は信号入力及び
出力ポート２及び３と２個の制御ポート４及び５を有す
る直交電力分割器１を具える。この変調回路は電力分割
器１のそれぞれの制御ポート４及び５に制御素子として
接続された入力ポート１１をそれぞれ有する２個の可変
抵抗１０も具える。直交電力分割器１は慣例のごとくラ
ングカプラとして実現する。しかし、良好な品質の変調
器を得る最も重要なファクタは各負荷をほぼ純粋な可変
抵抗値にすることにある。負荷１０を構成するのにＰＩ
Ｎダイオード使用することはマイクロ波モノリシック集
積回路技術では容易に実現することができないので、本
発明ではその代わりにＭＥＳＦＥＴ （メタルショット
キゲート電界効果トランジスタ）のような同調無電力マ
イクロ波電界効果トランジスタを抵抗Ｒと一緒に本発明
に従って特定の構成に接続して用いる。
【外２】
Ａｅ 、ＨＲ
［００１１］
即ち、図２及び図６の実施例に示すように、各可変抵抗
１０をドレインを中間抵抗Ｒを介して結合した第１及び
第２マイクロ波電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｆｌ及
びＦ２で構成する。可変抵抗の入力ポート１１は中間抵
抗Ｒ及び第１トランジスタＦ２のドレインへの接続点を
構成する。各トランジスタＦ１及びＦ２はそのソースと
ドレインとの間を零直流バイアス接続し、そのゲート電
圧ＶＧＩ及びＶＧ２の変化に伴い変化するチャネル抵抗
値を有するようにする。シャントスタブＬ１及びＦ２を
それぞれのトランジスタＦ１及びＦ２のドレインに接続
して各トランジスタの動作周波数においてソースドレイ
ンキャパシタンスを少なくとも部分的に補償すると共に
各トランジスタのゲート電圧ＶＧＩ及びＶＧ２の変化に
よる基準面のシフトを少なくとも部分的に補償する。 ［００１２］ 零ドレインーソースバイアスの場合、ＦＥＴのゲートの
下側の空乏領域は対称になり、この場合には抵抗値が０
ボルトの極めて低いゲート電圧値からピンチオフ電圧（
例えは約−４ボルト）より大きい極めて高いゲート電圧
値まで印加ゲート電圧の変化に伴い変化する。 ＦＥＴをスイッチとして用いる場合の１つの主な難点は
、抵抗値の変化範囲より遥かに小さいが、ゲート電圧に
伴い変化する大きなドレイン−ソースキャパシタンスが
存在する点にある。このキャパシタンスは高周波数にお
いて本質的に低抵抗値通路になるので、可変抵抗負荷を
形成するためにはこのキャパシタンスを離調させる必要
があり、これは短絡シャントスタブＬを用いて達成する
ことができる。伝送線路スタブしは図４に示すように対
地シャントインダクタンスを構成する。スタブＬの長さ
は１７４波長以下にし、ＦＥＴのオン状態とオフ状態と
の間でρ（電圧反射係数）に１８０°の位相シフトを生
ずるようにするのが最適である。 ρの値は ρ＝Ｖ１／ＶＯ で与えられ、これは ρ＝ （ＺＬ−ＺＯ） ／ （ＺＬ＋ＺＯ）に対応し、
ここでＶＯは入射電圧及び■１はＦＥＴからなる負荷か
ら反射された電圧であってＦＥＴ負荷により終端された
伝送線路に沿う基準面で測った電圧であり、ＺＯは線路
の特性インピーダンス、ＺＬは負荷インピーダンスであ
る。注目する殆どの回路の状態に従ってＺＯ＝５０Ωで
あるものとする。 ［００１３］ 図５及び図７において反射係数ρを円に対応する正規化
抵抗値（ｒ＝Ｒ／ＺＯ。 ｚｏ＝ｓｏΩ）及びこれら円に直行する円弧に対応する
正規化リアクタンス（ｘ＝Ｘ／ｚＯ，ＺＯ＝５０Ω）の
座標を用いてスミス図上にプロットしである。ここでは
、ρの値は ρ＝ （ｚ−１）／’ （ｚ＋１） ここでｚ＝ｒ＋３ｘ になる。 ［００１４］ 純粋な抵抗値は、スミス図にプロットすると図５及び図
７の中心点（ｚ＝５０Ωｒ＝１．ｘ＝ｏ）を通る水平直
線であるρの軌跡を与える。中心点を通るスミス図を横
切る任意の直線（例えば直線Ａ）は図の対向する半部間
で１８０°の位相差を有すると共に大きさが各半部にお
いてＯ〜１の間で変化する反射係数（ρ）を表わす。こ
れは２相反射減衰器の要件を満足する。第４図に示す単
一同調零バイアスＦＥＴでは印加制御電圧ＶＧに対する
ρの軌跡は第５図に曲線Ｂで示すように中心を通る直線
から著しくずれる。この場合にはインピーダンスは曲線
Ｂと直線Ａとの間のスミス図の中心領域において大きな
虚数成分を有し、これは最良整合を劣化し、減衰のダイ
ナミックレンジを減少させると共に位相誤差を導入する
。位相誤差は基準面の不所望なシフトとみなすことがで
きる。 ［００１５］ この単一同調ＦＥＴを図６に示すような適当なゲート幅
の２個の零バイアス同調ＦＥＴ Ｆｌ及びＦ２、及び抵
抗Ｒの組合せと置き換えると、短絡同調スタフ土１及び
Ｌ２の長さをρの軌跡が理想的な直線に近づくように選
択することができる。特定の一例を図７に曲線Ｃで示し
てあり、木琴では印加制御電圧ＶＧＩ及びＶＯ２による
ρの軌跡はほぼ短絡点（ｒ＝０． θ＝１８０° ｘ
＝ Ｏ近く）からスミス図の中心（ｒ＝１．ｘ＝０）
近くの点を通ってほぼ開放点（１−＝ｃｏ、 θ＝０
°、ｘ＝０）までほぼ直線的に延在する。これは図５の
単一同調ＦＥＴと比較して著しく改善された可変抵抗負
荷を与える。短絡状態から開放状態への所望の１８０°
位相反転を除いて、各トラジスタＦ１及びＦ２のドレイ
ンに接続された同調スタブＬ１及びＦ２はゲート電圧Ｖ
ＧＩ及びＶＯ２の変化に伴うソース−ドレインキャパシ
タンスの変化による位相特性の変化の殆どを補償する。 従って、成端負荷１０が低い抵抗値であるとき信号は位
相反転を伴って強く反射され、成端負荷１０が高い抵抗
値であるときは信号が位相反転なしで強く反射され、成
端抵抗がＺＯ（５０Ω；即ちｒ＝１）に近づくと反射は
零に近づく。 ［００１６］ ２つのゲート電圧ＶＧＩ及びＶＯ２は可変負荷を次のよ
うに制御する。ＶＧＩ ＝ＶＧ２＝Ｏボルトの場合、両
ＦＥＴは低い抵抗値状態（″′オン″）にある。ＶＯ２
をＯボルトからピンチオフ電圧（例えば−４ボルト）以
上に変化させると、負荷は短絡状態（ｒ＝ｏ）から良好
な整合状態へと変化する。次いでＶＧＩをＯボルトから
ピンチオフ電圧（例えば−４ボルト）以上に変化させる
と、負荷は良好な整合状態からほぼ開放状態（ｒ＝ＯＯ
）へと変化する。第３図はこの調整の模様を図示したも
のである。 ＦＥＴ Ｆ２はＦＥＴ Ｆ２より大きいゲート幅（幅広
チャネル）を有するようにするのが好ましい。その理由
はこのＦＥＴは短絡電流のほぼ全部を処理する必要があ
るためである。また、ＦＥＴ Ｆｌの小ゲート幅（幅狭
チャネル）は良好な開放状態を短絡状態の最小の劣化で
与える利点を有する。 ［００１７］ この図６の回路の（図４の回路と比較して）優れた性能
は２つの制御電圧を必要とする小さな欠点を補って余り
ある。しかも、これらの制御電圧は適切な制御回Ｈニ、
Ｊ：って１つの主制御電圧から取り出すことができる。 図１及び図２につき説明したように、直交電力分割器は
・開側の如くラングカプラを用いて達成する。実際のラ
ングカプラは導体と誘電体とに関連した伝播損を有する
。結合中継ポート４及び５が開放終端された場合、全反
射が生じ、信号がカプラ内の損失のために僅かに減衰し
て絶縁ポート３に現れる。結合中継ポート４及び５が短
絡終端された場合、再び全反射が１８０°の位相シフト
を伴って生ずる。しかしこのとき絶縁ポート３に現れる
信号は開放終端の場合と同一の大きさにならず、更に１
ｄＢ減衰される。また位相差も１８０°ではなく約１７
０°になる。 この理由は短絡の場合にはカプラを流れる電流が最大に
なり、導体の損失が優勢になるためである。開放の場合
には、電圧が最大になり、誘電体損が優勢になる。導体
損は誘電体損より総合伝播損に大きな影響を与える。 ［００１８］ 可変負荷１０及びカプラ１のポート４及び１１間に、適
当な伝送線路Ｌ３を挿入することにより、カプラ損失が
位相に及ぼす影響を少なくとも部分的に補償することが
できる。可変抵抗負荷１０の前の線路Ｌ３はカプラ損失
による位相誤差を補正するが、開放及び短絡が完全であ
る場合のρの大きさの間で観測される僅かな差は補正し
ない。 しかし実際の可変負荷においては、ＦＥＴが開放より優
れた品質の短絡を与え、これにより大きさの誤差はほぼ
完全に除去される。斯くしてほぼ１８０°の位相差が全
ダイナミックレンジに亘って得られる。 ［００１９］ これらの可変抵抗１０を含む２相変調回路は、マイクロ
波モノリシック集積回路技術を用いて形成することがで
きる。図８は砒化ガリウム基板上に集積したこのような
回路のレイアウトの可能な一例を示し、図２と対応する
部分には図２と同一の符号を付しである。可変抵抗１０
に対し図６の回路構成を用いると、ラングカプラ（結合
中継ポートをスイッチで終端して１８０°の位相シフト
を選択的に与えるように構成されている）に振幅を調整
する透過形減衰器を後続させて成る可変２相変調回路と
比較して極めてコンパクトなレイアウトの可変２相変調
回路を得ることができる。×印を含む方形は回路のこれ
らの部分、例えば短絡シャントスタブＬ１及びＬ２、及
びＦＥＴ Ｆｌ及びＦＥＴ Ｆ２のソースを接地するた
めの、基板を貫通して接地底面に至るバイアス手段を示
す。制御電圧ＶＧＩ及びＶＧ２はバアイスライン２５に
よりＦＥＴ Ｆｌ及びＦ２のゲートに接続されると共に
キャパシタ２６を経て接地面に接続された接点パッドに
供給する。トランジスタＦ１及びＦ２は図に示すように
すだれ状のソース及びドレイン電極を有する慣例の形態
のものとする。 ［００２０］ 図２及び図８の１対の可変２相変調回路（各々ラングカ
プラ１と１対の可変抵抗１０を具える）を例えば入力直
交電力分割器（例えばラングカプラ）と出力電力合成器
（例えばウィルキンソン合成器）との間に平行アームで
接続してＩ−Ｑベクトル変調器を構成することができる
。このＩ −Ｑの変調器においては入力信号が入力ラン
グカプラにより２つの直交成分に分割され、これら２つ
の成分（■及びＱ）の振幅が１対の可変２相変調回路に
より調整され、次いで１対の変調器からのこれら工及び
Ｑベクトルがウィルキンソン合成器で加算されて最終出
力信号を出力する。このベクトル変調器は全体を１つの
モノリシック集積回路として形成することができる。こ
のようなＩ−Ｑベクトル変調器は、例えば英国特許願第
８８２８５６１、４号の図４に示すＣＷレーダの反射電
力キャンセラに用いる変調器２８を与えるのに用いるこ
とができる。 ［００２１］ このように適切に同調させたトランジスタＦ１及びＦ２
と抵抗Ｒを用いて形成した可変抵抗１０は、マイクロ波
モノリシック集積回路技術で製造するのが容易であるの
に加えて、極めて良好な特性を有し、可変２相変調回路
の性能をそれらの位相雑音性能、帯域幅、電力処理能力
、ダイナミックレンジ及び位相精度に関し、向上させる
ことができる。一般にこれらの可変２相変調回路を用い
るベクトル調整器は振幅及び位相誤差が一層小さくなる
。これは種々のシステムに良好な結果をもたらす。例え
ばＦＭＣＷレーグレーダ射電力キャンセラとして用いる
と、位相誤差の減少により不所望反射波の抑圧が改善さ
れ、受信感度が増大する。フェーズドアレーレーダでは
サイドローブレベルが減少し、方向検出精度が改善され
る。このような抵抗１０は可変２相変調回路に用いる単
ポート反射減衰器として設計する代わりに２つのポート
を有する他のマイクロ波回路、例えば透過形減衰器、位
相シフタ及び電力スイッチ用に設計することもできる。 例えば透過形減衰器は入力ポート１１と図６のトランジ
スタＦ１及びＦ２のソースに接続した出力ポートとを有
する可変抵抗１０を用いて設計することができる。この
場合、このような３つの抵抗１０を前記日高氏の論文に
記載されているようにＴ又は■回路網に接続することが
できる。但し、この場合は３つの可変抵抗の各々はＦｌ
、 Ｆ２． Ｒ，ＬＬ及びＬ２を具え、即ちＴ又は■
回路網は前部で六個のＦＥＴと３個の抵抗を具えるもの
となる。 ［００２２］ 以上の説明から、当業者であれば他の種々の変更が可能
である。これらの変更には可変抵抗を含む可変２相変調
回路及び他のマイクロ波回路の設計、製造及び使用にお
いて既知の他の特徴であって上述した本発明の特徴の代
わりに或いは加えて使用し得る特徴を含むことができ、
本発明はこれらの変更も本発明の範囲に含むものである
こと勿論である。
１０をドレインを中間抵抗Ｒを介して結合した第１及び
第２マイクロ波電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｆｌ及
びＦ２で構成する。可変抵抗の入力ポート１１は中間抵
抗Ｒ及び第１トランジスタＦ２のドレインへの接続点を
構成する。各トランジスタＦ１及びＦ２はそのソースと
ドレインとの間を零直流バイアス接続し、そのゲート電
圧ＶＧＩ及びＶＧ２の変化に伴い変化するチャネル抵抗
値を有するようにする。シャントスタブＬ１及びＦ２を
それぞれのトランジスタＦ１及びＦ２のドレインに接続
して各トランジスタの動作周波数においてソースドレイ
ンキャパシタンスを少なくとも部分的に補償すると共に
各トランジスタのゲート電圧ＶＧＩ及びＶＧ２の変化に
よる基準面のシフトを少なくとも部分的に補償する。 ［００１２］ 零ドレインーソースバイアスの場合、ＦＥＴのゲートの
下側の空乏領域は対称になり、この場合には抵抗値が０
ボルトの極めて低いゲート電圧値からピンチオフ電圧（
例えは約−４ボルト）より大きい極めて高いゲート電圧
値まで印加ゲート電圧の変化に伴い変化する。 ＦＥＴをスイッチとして用いる場合の１つの主な難点は
、抵抗値の変化範囲より遥かに小さいが、ゲート電圧に
伴い変化する大きなドレイン−ソースキャパシタンスが
存在する点にある。このキャパシタンスは高周波数にお
いて本質的に低抵抗値通路になるので、可変抵抗負荷を
形成するためにはこのキャパシタンスを離調させる必要
があり、これは短絡シャントスタブＬを用いて達成する
ことができる。伝送線路スタブしは図４に示すように対
地シャントインダクタンスを構成する。スタブＬの長さ
は１７４波長以下にし、ＦＥＴのオン状態とオフ状態と
の間でρ（電圧反射係数）に１８０°の位相シフトを生
ずるようにするのが最適である。 ρの値は ρ＝Ｖ１／ＶＯ で与えられ、これは ρ＝ （ＺＬ−ＺＯ） ／ （ＺＬ＋ＺＯ）に対応し、
ここでＶＯは入射電圧及び■１はＦＥＴからなる負荷か
ら反射された電圧であってＦＥＴ負荷により終端された
伝送線路に沿う基準面で測った電圧であり、ＺＯは線路
の特性インピーダンス、ＺＬは負荷インピーダンスであ
る。注目する殆どの回路の状態に従ってＺＯ＝５０Ωで
あるものとする。 ［００１３］ 図５及び図７において反射係数ρを円に対応する正規化
抵抗値（ｒ＝Ｒ／ＺＯ。 ｚｏ＝ｓｏΩ）及びこれら円に直行する円弧に対応する
正規化リアクタンス（ｘ＝Ｘ／ｚＯ，ＺＯ＝５０Ω）の
座標を用いてスミス図上にプロットしである。ここでは
、ρの値は ρ＝ （ｚ−１）／’ （ｚ＋１） ここでｚ＝ｒ＋３ｘ になる。 ［００１４］ 純粋な抵抗値は、スミス図にプロットすると図５及び図
７の中心点（ｚ＝５０Ωｒ＝１．ｘ＝ｏ）を通る水平直
線であるρの軌跡を与える。中心点を通るスミス図を横
切る任意の直線（例えば直線Ａ）は図の対向する半部間
で１８０°の位相差を有すると共に大きさが各半部にお
いてＯ〜１の間で変化する反射係数（ρ）を表わす。こ
れは２相反射減衰器の要件を満足する。第４図に示す単
一同調零バイアスＦＥＴでは印加制御電圧ＶＧに対する
ρの軌跡は第５図に曲線Ｂで示すように中心を通る直線
から著しくずれる。この場合にはインピーダンスは曲線
Ｂと直線Ａとの間のスミス図の中心領域において大きな
虚数成分を有し、これは最良整合を劣化し、減衰のダイ
ナミックレンジを減少させると共に位相誤差を導入する
。位相誤差は基準面の不所望なシフトとみなすことがで
きる。 ［００１５］ この単一同調ＦＥＴを図６に示すような適当なゲート幅
の２個の零バイアス同調ＦＥＴ Ｆｌ及びＦ２、及び抵
抗Ｒの組合せと置き換えると、短絡同調スタフ土１及び
Ｌ２の長さをρの軌跡が理想的な直線に近づくように選
択することができる。特定の一例を図７に曲線Ｃで示し
てあり、木琴では印加制御電圧ＶＧＩ及びＶＯ２による
ρの軌跡はほぼ短絡点（ｒ＝０． θ＝１８０° ｘ
＝ Ｏ近く）からスミス図の中心（ｒ＝１．ｘ＝０）
近くの点を通ってほぼ開放点（１−＝ｃｏ、 θ＝０
°、ｘ＝０）までほぼ直線的に延在する。これは図５の
単一同調ＦＥＴと比較して著しく改善された可変抵抗負
荷を与える。短絡状態から開放状態への所望の１８０°
位相反転を除いて、各トラジスタＦ１及びＦ２のドレイ
ンに接続された同調スタブＬ１及びＦ２はゲート電圧Ｖ
ＧＩ及びＶＯ２の変化に伴うソース−ドレインキャパシ
タンスの変化による位相特性の変化の殆どを補償する。 従って、成端負荷１０が低い抵抗値であるとき信号は位
相反転を伴って強く反射され、成端負荷１０が高い抵抗
値であるときは信号が位相反転なしで強く反射され、成
端抵抗がＺＯ（５０Ω；即ちｒ＝１）に近づくと反射は
零に近づく。 ［００１６］ ２つのゲート電圧ＶＧＩ及びＶＯ２は可変負荷を次のよ
うに制御する。ＶＧＩ ＝ＶＧ２＝Ｏボルトの場合、両
ＦＥＴは低い抵抗値状態（″′オン″）にある。ＶＯ２
をＯボルトからピンチオフ電圧（例えば−４ボルト）以
上に変化させると、負荷は短絡状態（ｒ＝ｏ）から良好
な整合状態へと変化する。次いでＶＧＩをＯボルトから
ピンチオフ電圧（例えば−４ボルト）以上に変化させる
と、負荷は良好な整合状態からほぼ開放状態（ｒ＝ＯＯ
）へと変化する。第３図はこの調整の模様を図示したも
のである。 ＦＥＴ Ｆ２はＦＥＴ Ｆ２より大きいゲート幅（幅広
チャネル）を有するようにするのが好ましい。その理由
はこのＦＥＴは短絡電流のほぼ全部を処理する必要があ
るためである。また、ＦＥＴ Ｆｌの小ゲート幅（幅狭
チャネル）は良好な開放状態を短絡状態の最小の劣化で
与える利点を有する。 ［００１７］ この図６の回路の（図４の回路と比較して）優れた性能
は２つの制御電圧を必要とする小さな欠点を補って余り
ある。しかも、これらの制御電圧は適切な制御回Ｈニ、
Ｊ：って１つの主制御電圧から取り出すことができる。 図１及び図２につき説明したように、直交電力分割器は
・開側の如くラングカプラを用いて達成する。実際のラ
ングカプラは導体と誘電体とに関連した伝播損を有する
。結合中継ポート４及び５が開放終端された場合、全反
射が生じ、信号がカプラ内の損失のために僅かに減衰し
て絶縁ポート３に現れる。結合中継ポート４及び５が短
絡終端された場合、再び全反射が１８０°の位相シフト
を伴って生ずる。しかしこのとき絶縁ポート３に現れる
信号は開放終端の場合と同一の大きさにならず、更に１
ｄＢ減衰される。また位相差も１８０°ではなく約１７
０°になる。 この理由は短絡の場合にはカプラを流れる電流が最大に
なり、導体の損失が優勢になるためである。開放の場合
には、電圧が最大になり、誘電体損が優勢になる。導体
損は誘電体損より総合伝播損に大きな影響を与える。 ［００１８］ 可変負荷１０及びカプラ１のポート４及び１１間に、適
当な伝送線路Ｌ３を挿入することにより、カプラ損失が
位相に及ぼす影響を少なくとも部分的に補償することが
できる。可変抵抗負荷１０の前の線路Ｌ３はカプラ損失
による位相誤差を補正するが、開放及び短絡が完全であ
る場合のρの大きさの間で観測される僅かな差は補正し
ない。 しかし実際の可変負荷においては、ＦＥＴが開放より優
れた品質の短絡を与え、これにより大きさの誤差はほぼ
完全に除去される。斯くしてほぼ１８０°の位相差が全
ダイナミックレンジに亘って得られる。 ［００１９］ これらの可変抵抗１０を含む２相変調回路は、マイクロ
波モノリシック集積回路技術を用いて形成することがで
きる。図８は砒化ガリウム基板上に集積したこのような
回路のレイアウトの可能な一例を示し、図２と対応する
部分には図２と同一の符号を付しである。可変抵抗１０
に対し図６の回路構成を用いると、ラングカプラ（結合
中継ポートをスイッチで終端して１８０°の位相シフト
を選択的に与えるように構成されている）に振幅を調整
する透過形減衰器を後続させて成る可変２相変調回路と
比較して極めてコンパクトなレイアウトの可変２相変調
回路を得ることができる。×印を含む方形は回路のこれ
らの部分、例えば短絡シャントスタブＬ１及びＬ２、及
びＦＥＴ Ｆｌ及びＦＥＴ Ｆ２のソースを接地するた
めの、基板を貫通して接地底面に至るバイアス手段を示
す。制御電圧ＶＧＩ及びＶＧ２はバアイスライン２５に
よりＦＥＴ Ｆｌ及びＦ２のゲートに接続されると共に
キャパシタ２６を経て接地面に接続された接点パッドに
供給する。トランジスタＦ１及びＦ２は図に示すように
すだれ状のソース及びドレイン電極を有する慣例の形態
のものとする。 ［００２０］ 図２及び図８の１対の可変２相変調回路（各々ラングカ
プラ１と１対の可変抵抗１０を具える）を例えば入力直
交電力分割器（例えばラングカプラ）と出力電力合成器
（例えばウィルキンソン合成器）との間に平行アームで
接続してＩ−Ｑベクトル変調器を構成することができる
。このＩ −Ｑの変調器においては入力信号が入力ラン
グカプラにより２つの直交成分に分割され、これら２つ
の成分（■及びＱ）の振幅が１対の可変２相変調回路に
より調整され、次いで１対の変調器からのこれら工及び
Ｑベクトルがウィルキンソン合成器で加算されて最終出
力信号を出力する。このベクトル変調器は全体を１つの
モノリシック集積回路として形成することができる。こ
のようなＩ−Ｑベクトル変調器は、例えば英国特許願第
８８２８５６１、４号の図４に示すＣＷレーダの反射電
力キャンセラに用いる変調器２８を与えるのに用いるこ
とができる。 ［００２１］ このように適切に同調させたトランジスタＦ１及びＦ２
と抵抗Ｒを用いて形成した可変抵抗１０は、マイクロ波
モノリシック集積回路技術で製造するのが容易であるの
に加えて、極めて良好な特性を有し、可変２相変調回路
の性能をそれらの位相雑音性能、帯域幅、電力処理能力
、ダイナミックレンジ及び位相精度に関し、向上させる
ことができる。一般にこれらの可変２相変調回路を用い
るベクトル調整器は振幅及び位相誤差が一層小さくなる
。これは種々のシステムに良好な結果をもたらす。例え
ばＦＭＣＷレーグレーダ射電力キャンセラとして用いる
と、位相誤差の減少により不所望反射波の抑圧が改善さ
れ、受信感度が増大する。フェーズドアレーレーダでは
サイドローブレベルが減少し、方向検出精度が改善され
る。このような抵抗１０は可変２相変調回路に用いる単
ポート反射減衰器として設計する代わりに２つのポート
を有する他のマイクロ波回路、例えば透過形減衰器、位
相シフタ及び電力スイッチ用に設計することもできる。 例えば透過形減衰器は入力ポート１１と図６のトランジ
スタＦ１及びＦ２のソースに接続した出力ポートとを有
する可変抵抗１０を用いて設計することができる。この
場合、このような３つの抵抗１０を前記日高氏の論文に
記載されているようにＴ又は■回路網に接続することが
できる。但し、この場合は３つの可変抵抗の各々はＦｌ
、 Ｆ２． Ｒ，ＬＬ及びＬ２を具え、即ちＴ又は■
回路網は前部で六個のＦＥＴと３個の抵抗を具えるもの
となる。 ［００２２］ 以上の説明から、当業者であれば他の種々の変更が可能
である。これらの変更には可変抵抗を含む可変２相変調
回路及び他のマイクロ波回路の設計、製造及び使用にお
いて既知の他の特徴であって上述した本発明の特徴の代
わりに或いは加えて使用し得る特徴を含むことができ、
本発明はこれらの変更も本発明の範囲に含むものである
こと勿論である。
【図１】
可変２相変調回路の一例を示す略図である。
【図２】
本発明可変抵抗を有する図１の変調回路の詳細構成図で
ある。
ある。
【図３】
ゲート電圧ｖＧ１及びｖＧ２が本発明可変抵抗のインピ
ーダンスに与える影響を示す図である。
ーダンスに与える影響を示す図である。
【図４】
可変抵抗として構成された単同調零バイアスＦＥＴを示
す回路図である。
す回路図である。
【図５】
図４の可変抵抗のインピーダンスを表わすスミス図であ
る。
る。
【図６】
本発明可変抵抗を示す回路図である。
【図７】
図６の可変抵抗のインピーダンスを表わすスミス図であ
る。
る。
【図８】
マイクロ波モノリシック集積回路として形成した図２の
可変２相変調器の一実施例の平面図である。 直交電力分割器 入力ポート 出力ポート ４．５ 制御ポート 可変抵抗 入力ポート Ｆｌ。 マイクロ波電界効果トランジスタ 中間抵抗 ＬＬ。 スタブ 補償用伝送線路
可変２相変調器の一実施例の平面図である。 直交電力分割器 入力ポート 出力ポート ４．５ 制御ポート 可変抵抗 入力ポート Ｆｌ。 マイクロ波電界効果トランジスタ 中間抵抗 ＬＬ。 スタブ 補償用伝送線路
図面
【図３】
【図５】
ｘ＝１・０
【図８】
Claims (6)
- 【請求項１】ソース及びトレイン間が零直流バイアス接
続され、チャネル抵抗値がゲート電圧の変化に伴い変化
するマイクロ波用電界効果トランジスタを具えたマイク
ロ波回路用可変抵抗において、該可変抵抗はドレインを
中間抵抗を介して互に結合した第１及び第２マイクロ波
電界効果トランジスタを具え、該可変抵抗の入力ポート
は前記中間抵抗及び第１トランジスタのドレインへの接
続点とし、各トランジスタはそのソース及びドレイン間
を零直流バイアス接続にし、ゲート電圧の変化に伴い変
化するチャネル抵抗値を有するようにし、且つシャント
スタブを各トランジスタのドレインに接続して各トラン
ジスタの動作周波数においてソース−ドレインキャパシ
タンスを少なくとも部分的に補償すると共に各トランジ
スタのゲート電圧の変化による基準面のシフトを少なく
とも部分的に補償するようにしたことを特徴とする可変
抵抗。 - 【請求項２】第１トランジスタが第２トランジスタより
も幅広のチャネルを有していることを特徴とする請求項
１記載の可変抵抗。 - 【請求項３】信号入力ポート及び出力ポートと２個の制
御ポートを有する直交電力分割器と該分割器の２個の制
御ポートにそれぞれ接続された入力ポートを有する２個
の可変抵抗とを具えたマイクロ波信号用可変２相変調器
において、前記２個の可変抵抗の各々はドレインを中間
抵抗を介して互に結合した第１及び第２マイクロ波電界
効果トランジスタを具え、該可変抵抗の入力ポートは前
記中間抵抗及び第１トランジスタのドレインへの接続点
とし、各トランジスタはそのソース及びドレイン間を零
直流バイアス接続にし、ゲート電圧の変化に伴い変化す
るチャネル抵抗値を有するようにし、且つシャントスタ
ブを各トランジスタのドレインに接続して各トランジス
タの動作周波数においてソース−ドレインキヤパシタン
スを少なくとも部分的に補償すると共に各トランジスタ
のゲート電圧の変化による基準面のシフトを少なくとも
部分的に補償するようにしたことを特徴とする可変２相
変調回路。 - 【請求項４】電力分割器において伝播損が発生する請求
項３記載の２相変調回路において、電力分割器のそれぞ
れの制御ポートを、この伝播損が制御ポートからの制御
信号の位相特性に与える影響を少なくとも部分的に補償
する所定の長さの伝送線路を経て中間抵抗に接続したこ
とを特徴とする２相変調回路。 - 【請求項５】マイクロ波モノリシック集積回路として形
成したことを特徴とする請求項３又は４記載の２相変調
回路。 - 【請求項６】第１トランジスタは第２トランジスタより
幅広チャネルを有していることを特徴とする請求項３〜
５の何れかに記載の２相変調回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8928412.9 | 1989-12-15 | ||
| GB8928412A GB2239142A (en) | 1989-12-15 | 1989-12-15 | Variable bi-phase modulator circuits and variable resistors |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04137906A true JPH04137906A (ja) | 1992-05-12 |
Family
ID=10668030
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2417999A Pending JPH04137906A (ja) | 1989-12-15 | 1990-12-14 | 可変２相変調器及び可変抵抗 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5081432A (ja) |
| EP (1) | EP0432851B1 (ja) |
| JP (1) | JPH04137906A (ja) |
| DE (1) | DE69025870T2 (ja) |
| GB (1) | GB2239142A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006308285A (ja) * | 2005-03-31 | 2006-11-09 | Nec Corp | 干渉型レーダ |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US5455543A (en) * | 1994-01-28 | 1995-10-03 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Low power consumption binary phase shift keyed (BPSK) modulator using absorptive electronic switching techniques |
| US5481231A (en) * | 1994-06-21 | 1996-01-02 | Motorola, Inc. | Lumped element four port coupler |
| US5442327A (en) * | 1994-06-21 | 1995-08-15 | Motorola, Inc. | MMIC tunable biphase modulator |
| US5451913A (en) * | 1994-06-21 | 1995-09-19 | Motorola, Inc. | Compact MMIC tunable biphase modulator and method |
| US5453720A (en) * | 1994-07-18 | 1995-09-26 | Motorola, Inc. | Digital adjustable phase modulator and method |
| US5428320A (en) * | 1994-08-29 | 1995-06-27 | Motorola, Inc. | Biphase modulator and method without matching elements |
| US5680417A (en) * | 1994-10-11 | 1997-10-21 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for providing biphase modulation |
| US5867072A (en) * | 1997-07-29 | 1999-02-02 | Merrimac Industries, Inc. | Biphase modulator with balun design |
| JP3350457B2 (ja) * | 1998-10-19 | 2002-11-25 | 株式会社東芝 | マイクロ波可変減衰回路 |
| FR2787947B1 (fr) * | 1998-12-24 | 2001-02-23 | Centre Nat Etd Spatiales | Procede de modulation analogique et circuit integre monolithique a etage melangeur comprenant des transistors a effet de champ non polarises |
| DE10134345C1 (de) * | 2001-07-14 | 2002-10-31 | Eads Deutschland Gmbh | Einrichtung zur Funktionsprüfung in einem Dauerstrichradar |
| US20090027138A1 (en) * | 2005-03-29 | 2009-01-29 | Tamotsu Nishino | Switch Circuit |
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