TWI489774B - 緩級與速級音訊峰值限制技術 - Google Patents

Description

緩級與速級音訊峰值限制技術 發明領域

本發明一般關於音訊數位信號處理和音訊峰值限制技術。特別地，本發明關於音訊信號的可變增益衰減以限制音訊信號為一臨界的技術。

發明背景

音訊峰值限制技術成為音訊生產、傳輸及再生產的基礎部分已超過50年。如第1圖所示，在其大部分基本形式中，一音訊峰值限制器提供一輸入以輸出信號位準特性，從而該輸出電壓等於輸入電壓，直到峰值限制臨界值。對於具有超過臨界之振幅的輸入音訊信號而言，輸出音訊信號位準被約束(限制)使其不超過臨界。當具有用於音訊之其他動態增益控制系統時，修改增益的方法在被引入輸出音訊信號的人工聲音(artifact)之本質和能聽度上具有重大影響。

在其早期用途之一中，音訊峰值限制技術控制音訊信號振幅以防止在無線電廣播期間過度調變。現今，音訊峰值限制技術在無線電和電視廣播中仍例行地防止過度調變。

音訊峰值限制技術已成為留聲機記錄製作(mastering)的一重要部分。留聲機製作包括車床切削凹槽進入一再現音訊波形的留聲機記錄原版光碟。在此情形下，限制技術約束了音訊的振幅及該留聲機記錄的寬度和深度，從而其等在留聲機媒體的實體限制內是適合的。

隨著數位音訊技術的出現，利用峰值限制技術控制音訊振幅在記錄和再生產期間仍是重要的。在數位音訊記錄期間，其將類比信號轉換為數位信號，如果輸入類比音訊信號超過對應於可被數位系統再現之最大數位音訊取樣之輸入信號位準(0 dBFS)，則由此產生之音訊被記錄之數位表示可被截波。因為高於0 dBFS的類比音訊信號位準至多由0 dBFS所表示，因此這可發生。類似地，如果多個數位音訊信號在數位域中混合且沒有縮放，則在播放期間，可能的是音訊資料之和超過0 dBFS，該最大數位信號可以在數位至類比轉換期間被再現。該結果是一被截波的輸出類比波形。

代表數位記錄和再生產二者之截波的一典型範例在第2圖中被顯示。隨著現代多通道音訊格式(例如Dolby Digital 5.1和MLP)和在立體聲或單聲道相容系統上降頻混合用於播放之多通道材料的再生產系統的出現，多個數位音訊信號的混合已變得非常普遍。

最近，在製作數位音訊材料(即，CD和DVD音訊)中，峰值限制演算法是標準的，以允許音訊位準(和表面響度(apparent loudness))增加而不超過一使用者定義的峰值位準(例如－0.1 dBFS或0 dBFS)。隨著產生越來越高之音訊表示的期望增長，此實踐已日益普遍。

音訊峰值限制技術可在完全的全頻寬信號上或以一多頻帶方式被執行，該多頻帶方式在不同且有區別的音訊頻帶上執行個別的峰值限制操作。對於多頻帶峰值限制而言，個別處理的頻帶在峰值限制之後被求和，以再產生一複合信號。

一般而言，當最小改變音訊頻譜時，寬頻峰值限制被使用，且音色較佳，例如在製作音樂時。多頻帶限制通常被用於實現大量的峰值限制值，但可能大大改變該音訊的頻譜特性和被感知的音色。多頻帶限制的使用包括FM無線電傳輸，其中一站台希望具有非常大聲被感知的聲音位準以及具有一唯一“聲音”－由該多頻帶限制器之設定所指示。

音樂製作中的峰值限制技術一般需要在0和大約20 dB之間的增益衰減。將5個(5)通道環繞的音訊信號降頻混合到兩個(2)通道立體聲信號(在DVD播放器和家庭影院接收器中發生時)需要等於9 dB的增益衰減－例如，其中立體聲左通道是5－通道環繞信號之左邊、左環繞和－3 dB衰減的中央通道的總和。

幾乎聽不見的峰值限制對於0至12 dB範圍中的增益衰減一般是可實現的，且存在的一些商業產品在此範圍中良好執行。限制需要大於近似12 dB的增益衰減可變得完全可聽見，且在此討論中，大於近似12 dB的增益衰減被認為較大或相當大的。

發明概要

本文教示用於限制一音訊信號之絕對大小的方法和裝置。該方法可包括第一可變增益衰減一音訊信號的增益，以及接著比該第一可變增益衰減更快的第二可變增益衰減該音訊信號之增益，從而限制該音訊信號之絕對大小為一臨界。該第一可變增益衰減可包括以一第一級可變增益衰減該音訊信號的增益，且該第二可變增益衰減可包括以一第二級可變增益衰減該音訊信號的增益，該第二級比該第一級更快衰減該增益。

該第一可變增益衰減可包括偵測超過該臨界之該音訊信號的一偏移、利用該被偵測的偏移來計算一緩增益，以及將該緩增益施加到該音訊信號。

該第二可變增益衰減可包括延遲該音訊信號、探測該被延遲之音訊信號之間的一峰值、根據一找到的峰值計算一速增益以及根據該計算出的速增益修改該被延遲之音訊信號。該延遲可包括緩衝該音訊信號，以及該探測可包括檢查該被緩衝的音訊信號。個別虛擬影像的表面方向和個別矩陣編碼之音訊信號的方向可被保持。相比上述除了缺少延遲的方法，該第二可變增益衰減可產生較少的可聽見之頻譜散射。該緩衝可包括為該第二可變增益衰減提供有限的時間量以旋轉，以符合超過該臨界的一峰值。該延遲可包括延遲至少1 ms且可包括延遲約1.5 ms。探測該峰值可包括決定該被延遲之音訊信號之個別時間片段中的最大值、延遲該等音訊信號最大值，以及根據該等被延遲的最大值，計算用於衰減該音訊信號之增益的一控制信號。

上述首先延遲可符合更前文描述的延遲。該計算可包括計算作為該等延遲最大值之低通濾波之一函數的控制信號。該計算可包括計算作為該等被加權平均之延遲最大值之一函數的控制信號。

該計算可包括利用是一漢寧窗(Hanning Window)之平方根之一函數的濾波係數。該利用可包括將該漢寧窗的大小定為與該延遲緩衝器的長度相同。

該計算可包括利用是一漢寧窗之平方根的一函數的加權值。該利用可包括將該漢寧窗的大小定為與該延遲緩衝器的長度相同。

該速增益的計算可包括實際上反轉該峰值之該探測的決定、延遲和計算操作。一速增益的計算可包括計算作為1與用於衰減該增益之計算出的控制信號之和之倒數的速增益。

一速增益之計算可包括藉由Newton－Rhapson近似法計算該速增益。該計算可包括藉由Newton－Rhapson近似法進行計算，該Newton－Rhapson近似法的會聚被減緩。該計算可包括藉由被減緩之Newton－Rhapson近似法進行計算，其中會聚速度S被限制，使得：。

該計算可包括藉由被減緩之Newton－Rhapson近似法進行計算，其中會聚速度S大約是0.3。

本文也教示一種包含一電腦程式的電腦可讀媒體，該電腦程式用於執行上述方法之一。

本文也教示一種電腦系統，包括一中央處理器(CPU)、該電腦可讀媒體之一以及一耦接該CPU和該媒體的匯流排。

本文也教示一種音訊峰值限制器。該峰值限制器可包括一第一可變增益衰減器，用於可變增益衰減一音訊信號的增益，以及一第二可變增益衰減器，用於比該第一可變增益衰減更快的可變增益衰減該音訊信號的增益，從而限制該音訊信號的絕對大小為一臨界。該第一可變增益衰減器可包括一第一級，用於可變增益衰減該音訊信號的增益，且該第二可變增益衰減器可包括一第二級，用於以一第二級可變增益衰減該音訊信號的增益，該第二級比該第一級更快衰減該增益。

該第一可變增益衰減器可包括一用於延遲一音訊信號的延遲、一用於探測該被延遲之音訊信號內的一峰值之峰值探測器、一用於利用一找到的峰值計算一速增益衰減之速增益計算器，以及一修改器，用於根據該計算出的速增益修改該被延遲之音訊信號。

該延遲可包括一緩衝器，且該峰值探測器可包括該被緩衝之音訊信號的一檢查器。個別虛擬影像的表面方向和個別矩陣編碼之音訊信號的方向可被保持。相比上述除了缺少延遲的一峰值限制器，該第二可變增益衰減可產生較少的可聽見之頻譜散射。該延遲可包括一至少1 ms的延遲，且可包括一大約1.5 ms的延遲。該峰值探測器可包括一用於決定該被延遲之音訊信號之個別時間片段中的最大值的差分機、一用於延遲該等音訊信號最大值的延遲緩衝器，以及一用於根據該等被延遲之最大值計算一控制信號的電腦，該控制信號用於衰減該音訊信號的增益。

該峰值探測器之延遲緩衝器可符合該峰值限制器的延遲。該電腦可包括一電腦，用於計算作為該等被延遲之最大值之低通濾波的一函數的控制信號。該電腦可包括一電腦，用於計算作為該等被加權平均之延遲最大值的一函數的控制信號。

該濾波的係數可以是一漢寧窗之平方根的一函數。該漢寧窗的長度可以與該延遲緩衝器相同。

該等加權值可以是一漢寧窗之平方根的一函數。該漢寧窗的長度可以與該延遲緩衝器相同。

該速增益計算器可包括一速增益計算器，用於藉由實際上反轉該峰值探測器之操作來計算一速增益衰減。該速增益計算器可包括一速增益計算器，用於計算作為1與用於衰減該增益之計算出的控制信號之和之倒數的速增益。

該速增益計算器可包括一速增益計算器，用於計算該速增益。該速增益計算器可包括一速增益計算器，用於藉由Newton－Rhapson近似法進行計算，該Newton－Rhapson近似法的會聚被減緩。該速增益計算器可包括一速增益計算器，用於藉由被減緩之Newton－Rhapson近似法進行計算，其中會聚速度S被限制，使得：

該速增益計算器可包括一速增益計算器，用於藉由被減緩之Newton－Rhapson近似法進行計算，其中會聚速度S大約是0.3。

藉由參考以下討論和附圖，本發明的多種特徵和較佳實施例可被更好地理解。

圖式簡單說明

第1圖概述一典型音訊限制器的操作，用圖式表示系統區塊位準上的音訊限制器，顯示具有一任意臨界之一音訊限制器的典型輸入/輸出電壓特性，且在峰值限制處理之前和之後提供一音訊信號的範例。

第2圖顯示表示數位記錄和再生產之截波的典型範例。

第3a圖說明依據本發明一實施例的兩級音訊峰值限制器。

第3b圖進一步詳細描述依據本發明一實施例之第3a圖之音訊峰值限制器。

第4圖說明依據本發明一實施例的一輸入信號和偏移偵測器輸出之對應控制信號的數百個取樣。

第5圖是依據本發明一實施例之緩增益計算器之程序的概述。

第6圖描繪依據本發明一實施例之緩增益計算器304的翹曲函數。

第7圖繪製依據本發明一實施例之緩增益電路之RC模型的電阻器值的更新圖。

第8圖模擬依據本發明一實施例之緩增益計算器的RC電路。

第9圖描繪依據本發明一實施例，在輸出電阻器R_out 和先前緩增益衰減值之間以及輸入電阻器R_in 和超過限制器臨界之連續輸入音訊取樣數之間的關係。

第10圖詳細描述依據本發明一實施例的峰值取樣探測器。

第11圖顯示對於數百個被真實值覆蓋的取樣而言，近似“Newton－Rhapson”估計的速增益衰減值。

第12圖描繪依據本發明一實施例在3和18 dB之間截波之信號的速增益衰減，以及相對較高頻譜分散量的較大增益衰減量。

第13圖顯示由本發明一實施例對於典型的44.1 kHz數位音訊內容之0.5秒計算出的峰值限制增益衰減信號。

第14圖顯示由本發明一實施例對於典型的44.1 kHz數位音訊內容之1.5秒計算的另一峰值限制增益衰減信號。

第15圖顯示依據本發明實施例，在大量且持續的截波衰減條件下限制器的兩級如何工作。

第16圖是依據本發明一實施例之緩峰值取樣探測器之程序的概述。

較佳實施例之詳細說明

第3a圖說明依據本發明一實施例的一兩級音訊峰值限制器102。該峰值限制器102包括一緩增益衰減器202和一速增益衰減器204。該緩增益衰減器202接收一臨界信號201和一音訊信號101為輸入且產生中間音訊信號203為輸出。該速增益衰減器204接收該中間音訊信號203以及該臨界信號201為輸入且產生音訊信號103為輸出。

該峰值限制器102依如下操作：該緩增益衰減器202藉由輸入信號101接收一或多個音訊通道，以及藉由該臨界信號201接收代表限制器臨界的一信號。該(等)音訊通道的絕對峰值可超過限制器臨界。

該速增益衰減器204輸出信號103，該輸入音訊信號101之可能受限的音訊通道。該限制器102限制(增益衰減)輸入音訊信號101中超過該限制器臨界值之任何絕對峰值不超過限制臨界。

依據本發明一實施例，該等輸入和輸出音訊信號101和103分別可以是線性PCM取樣。該臨界信號201可以是以dBFS為單位的一值。則x表示該輸入音訊信號101，M表示該輸入音訊信號101中的輸入通道數，且在記號x[m,n]中，m是從0到M－1的通道指數，而n是取樣指數。

第3b圖進一步詳述依據本發明一實施例的峰值限制器102。緩增益衰減器202包括一偏移/過量偵測器302、一緩增益計算器304和一乘法器306。該偏移偵測器302接收該臨界信號201和該音訊信號101為輸入且產生控制信號Q[n]303為輸出。該緩增益計算器304接收該控制信號Q[n]303為輸入且產生目前緩增益值G_SLOW [n]信號305為輸出。該乘法器306接收該輸入音訊信號101和該目前緩增益值G_SLOW [n]信號305為輸入且產生增益衰減的音訊信號x’[m,n]307為輸出。

該速增益衰減器204包括一速增益計算器312、一峰值取樣探測器310、一延遲308和一乘法器315。該延遲308接收該增益衰減的音訊信號x’[m,n]307為輸入，且產生該延遲的、增益衰減的音訊信號x”[m,n]314為輸出。該延遲308還使得延遲音訊信號的整個緩衝為信號309是可能的。該峰值取樣探測器310接收該延遲緩衝信號309和該臨界信號201為輸入，且產生控制信號P’[n]311為輸出。該速增益計算器312接收該控制信號P’[n]311為輸入且產生速增益衰減值G_FAST [n]313為輸出。該乘法器315接收該速增益衰減值G_FAST [n]313和該延遲的、增益衰減的音訊信號x’[m,n]314為輸入，且產生最後增益衰減的取樣x”[m,n]103為輸出。

在該緩增益衰減器202和速增益衰減器204之操作的每次重複時，來自每一輸入通道的一取樣被處理，且單一緩增益衰減值和單一速增益衰減值二者被計算出且被用於所有通道。因為所有通道接收相同的緩增益衰減和速增益衰減，因此虛擬影像的表面方向和矩陣編碼之音訊信號的方向被保持。

緩增益衰減 偵測偏移(偵測超過限制器臨界的音訊)

當該輸入音訊信號101之橫跨所有M個通道的最大絕對取樣不大於限制器臨界T時，該偏移偵測器302設定該控制信號Q[n]303為零(0)。當橫跨所有M個通道的最大絕對取樣超過該限制器臨界值T時，該偏移偵測器302設定該控制信號Q[n]303為與該輸入信號超過該限制器臨界T之範圍成比例的一信號。

因此，當該輸入信號101超過該限制器臨界T時，該緩增益衰減器202衰減該輸入音訊信號101以僅輸出該中間音訊信號307。

因此，當該輸入音訊信號101超過該限制器臨界T時，該緩增益衰減器202回應以產生該中間音訊信號307－但在該音訊信號303下降至低於該臨界T之後可能繼續衰減增益。

在一實施例中，如果該輸入信號101之橫跨所有M個通道的最大絕對取樣大於該限制器臨界T時，則該控制信號Q[n]被設定為該最大絕對取樣對該臨界T的比率，該比率小於1。方程式(1)詳述此實施例。

第4圖說明依據本發明一實施例之一輸入信號和對應控制信號Q[n]303的數百個取樣。該輸入信號是頻率為500 Hz且具有－3 dB之峰值振幅的一數位正弦波，而該限制器臨界T是0.5或－6.02 dB。如第4圖所示，該控制信號Q[n]303取樣值對每一輸入PCM取樣被計算出。

(為了減少計算上的複雜性，代替所示的除法操作，1/T的乘法可實現Q[n]的計算。)

計算緩增益

第5圖是依據本發明一實施例之緩增益計算器304之程序的概述。接收該控制信號Q[n]303和先前緩增益值G_SLOW [n－1]305為輸入，該緩增益計算器304修改該控制信號Q[n]303(步驟601)、平滑該被修改的控制信號602(步驟603)且根據被修改的、平滑的控制信號604計算目前緩增益值G_SLOW [n]305(步驟605)。

在一實施例中，該平滑步驟603合併信號依靠攻擊(signal－dependent attack)和釋放特性。

修改控制信號

該緩增益計算器304藉由該先前緩增益值G_SLOW [n－1]修改(翹曲)該控制信號Q[n]303，以產生被修改的控制信號Q’[n]602。該先前緩增益值G_SLOW [n－1]305最初被設定為一或值1.0。

當該增益衰減已經是非一時－即，如果增益衰減已經被應用時，此修改放大了(增加了)該控制信號Q[n]303在增加增益衰減量上的影響。有利地，信號截波的偶然出現(即，偏移被截波)在產生緩增益衰減時具有較少的效應，但快速連續的頻繁出現導致更多的增益衰減。因此，對於偶然的截波出現而言，此級很少工作且避免可聽見激升(audible pumping)的可能性。

方程式2a和2b顯示依據本發明一實施例的翹曲，而第6圖描繪該翹曲函數。方程式2a和2b以及第6圖的翹曲由大量實驗和測試所決定。當該先前緩增益值近似－6 dB時，其效應最突出(如第6圖所示)。

Q '[n ]＝Q [n ]*W [n ] (2a)W [n ]＝1.4*G _SLOW [n －1]－0.4*(G _SLOW [n －1])² (2b)

平滑控制信號

依據本發明一實施例，一具有信號依靠攻擊和釋放時間的濾波器平滑該已修改的控制信號Q’[n]602。這些信號依靠的技術最小化來自增益衰減應用的可聽見的人工聲音，尤其在需要大量增益衰減時。

在一實施例中，一類比RC電路的一數位模擬(在壓縮器/限制器中已知)平滑該已修改的控制信號Q’[n]602。其中，改變電阻器值導致信號依靠攻擊和釋放行為。

第8圖模擬依據本發明一實施例的此一電路。出於簡單模擬的目的，在對電容器C充電期間，橫跨二極體的電壓降落被假定為零，且該輸出電阻器R_out 被忽略。C的較佳值是1 μF。

第7圖繪製依據本發明一實施例之電阻器值的更新圖。如果該已修改的控制信號Q’[n]602大於零－即，目前輸入取樣大小超過限制器臨界，則取樣截波計數增加(步驟708)，從而增加在截波中測量的時間長度，且輸入電阻器R_in 被計算為截波中時間長度的函數(步驟710)。輸出電阻器R_out 也被計算為先前增益衰減值G_SLOW [n－1]的函數(步驟709)。

如果該已修改之控制信號Q’[n]602不大於零(步驟702)－即，目前取樣大小不超過限制器臨界－則電阻器被設定為預設值(步驟705和706)，且取樣截波計數被設定為零(步驟704)，從而重設截波中測量的時間長度。

藉由在偵測偏移時計算作為時間長度之一函數的輸入電阻器R_in ，該平滑器以一頻率依靠方式改變其攻擊時間。較短或較高頻率截波出現導致一快速攻擊時間，而較長或較低的頻率截波出現導致一日益變慢的攻擊時間。這減少了較低頻率內容上誇張的增益波動的可能，且從而最小化可聽見的激升(audible pumping)。對於較短的持續時間或較高的頻率截波出現而言，增益衰減的快速攻擊行為是可被容忍的，其中聽覺頻率遮蔽是較普遍的。

在第9圖中，圖表“b)”描繪依據本發明一實施例之輸入電阻器R_in 和超過該限制器臨界的連續輸入音訊取樣數之間的關係。電阻以歐姆表示，而對於44.1 kHz的取樣率而言，截波的持續時間以截波中的取樣數(截波計數)表示。

第9b圖中描繪的形狀得自實驗和收聽測試。對於小於~13 ms的截波長度而言(在44.1 kHz上600取樣數)，R_in 是非線性的。對於比~13 ms長的截波長度而言，R_in 是線性的－如方程式5所示：R _in ＝16100＋2.33*(ClipCnt －600) (5)

其中ClipCnt是在44.1 kHz上截波中的取樣數。

在截波中的低時間長度上，R_in 隨著截波時間增加而快速上升。在截波中的長時間長度上，R_in 較慢上升。較低的R_in 值給予該緩增益計算器304較快的攻擊時間，而較高的R_in 值給予較緩的攻擊時間。

藉由計算作為先前緩增益衰減值之一函數的該輸出電阻器R_out ，該緩增益計算器304可以與使用中之衰減量成比例地改變其釋放行為。當很少增益衰減在使用中時，一較快的釋放時間允許增益衰減更快返回一。當大量增益衰減在使用中時，該釋放時間增加以最小化可聽見的激升人工聲音。這也意味著當需要大量且持續的增益衰減量時，較緩的第一級比較快的第二級導致的增益衰減多。這有助於在應用大量增益衰減時最小化第二級可產生的可聽見的頻譜散射(spectral splatter)。

(以一可變增益因數乘音訊可被認為是一振幅調變。如此一來，該操作引入額外的頻譜部分，該等頻譜部分是可聽見的，依靠音訊頻譜、可變增益因數的頻譜和增益改變度。其中，這些部分被稱作為“頻譜散射”。)

在第9圖中，圖表“a)”描繪依據本發明一實施例之該輸出電阻器R_out 和該先前緩增益衰減值G_SLOW [n－1]之間的關係。先前被使用的增益衰減量越多，R_out 值越低，且從而平滑電路的釋放行為越快。

方程式3計算該輸出電阻器值：

對於很多電腦和數位信號處理器(DSP)而言，一平方根的計算在計算上是昂貴的。然而，計算上較便宜的方法可以近似該平方根函數。較佳的方法是“Newton Iteration”迭代平方根估計方程式，在方程式4中被顯示。

在此方程式中，迭代k的平方根估計是先前k－1估計的一函數，且該平方根被計算的值在此情形下是G_SLOW [n－1]。

通常，需要多次迭代以獲得一單一、相對精確的估計。然而，因為該緩增益衰減值隨著時間過去相對緩慢地改變，因此其足夠精確執行一迭代且使用來自先前取樣或緩增益衰減計算的平方根估計。然而，這需要一單一的除法操作，該除法操作可以是計算上可容忍的或以一離散值查找表取代－可能以精確性為代價。

由被模擬的RC電路執行的平滑控制信號依如下操作。如果該控制信號Q’[n]602大於來自先前計算Q”[n－1]602的電容電壓，則該電容經由R_in 被充電且經由R_out 被放電，如下所示：

否則該電容經由R_out 被簡單放電，如下所示：

(參數fs是以Hz的取樣率)。接著該平滑的控制信號Q”[n]604被用於計算該緩增益衰減值。

因為除法操作在很多電腦和DSP上是計算上昂貴的，因此，1/R_in 和1/R_out 之值的有用範圍可以在查找表中被儲存為離散值。根據方程式6和7的理想情形，在沒有該控制信號Q”[n]604之可聽見的變化情形下，這是容許的。

計算緩增益值

根據方程式1可得出，該緩增益衰減值典型地可以是被調整且被平滑之控制信號Q”[n]604之倒數的一函數。方程式8顯示出此函數：

然而，由於平滑特性和在很多實驗之後，較佳的函數具有一減法形式，如方程式9所示：G _SLOW [n ]＝1－Q "[n ]*s (9)

(常數s具有值1.65。)

儘管此函數是較佳的，但理論上其可導致該控制信號Q”[n]604之較大的負增益值。出於實際目的，其中所需之增益衰減的典型量少於20 dB，該平滑技術確保該緩增益衰減始終大於零。

最後，乘法器306將該緩增益衰減值G_SLOW [n]305乘以來自該等輸入通道m之每一的PCM取樣，以產生增益衰減的取樣x’[m,n]307。

對於所有m而言，x '[m ,n ]＝x [m ,n ]*G _SLOW [n ] (10)

速增益衰減 延遲

該緩增益衰減的取樣x’[m,n]307經過一延遲308。這提供具有預看(look－ahead)的速增益衰減器204，從而該速增益衰減器204可知道何時一超過該限制器臨界的偏移將發生，且可計算出確保該輸出音訊信號不超過臨界的一速增益衰減。當與一不具有預看的限制器相比較時，該預看允許有限時間量的速增益衰減，以旋轉符合超過該限制器臨界的偏移，從而減少從增益軌跡產生的可聽見頻譜散射量。

該延遲308的一實施例是一延遲線，且尤其是在44.1 kHz的一取樣率時具有近似1.5 ms或N＝66個取樣之預看的延遲線308。該延遲線308可以是一先入先出(FIFO)緩衝器，且輸出是音訊取樣信號x”[m,n]314。在多於一個的通道被呈現出的情形下，每一通道m由相同的取樣數所延遲。

相關於該延遲308的長度，較長的增益變化是期望的。然而在一實施例中，一主要目的是保持潛伏期盡可能低。多次實驗指出快於1 ms的增益改變是完全可聽見的且是令人討厭的。一約1.5 ms的預看是很好的折衷。

在以下描述中假定該延遲308的一延遲線實現。

探測峰值取樣

第10圖詳述依據本發明一實施例的峰值取樣探測器310。在此實施例中，該峰值取樣探測器包括一儲存濾波器係數的記憶體1004、一CPU 1003或其他計算裝置1003、一延遲緩衝器1002和比較器及差分機1001。(當然，該CPU 1003或其他計算裝置1003可以與該比較器及差分機1001相同)。

該比較器及差分機1001接收該延遲308的延遲緩衝信號309為輸入，且輸出一中間控制信號。該延遲緩衝器1002接收該中間控制信號為輸入且產生其緩衝器之內容為輸出。該計算裝置1003接收該延遲緩衝器1002之內容和該記憶體1004之內容為輸入且輸出控制信號311。

該峰值取樣探測器310找到且保持橫跨一定義之時間長度的峰值。其獲得該延遲308的輸出309，且產生一控制信號P’[n]311，該控制信號P’[n]311是橫跨該延遲308之內容的最大取樣值的一函數，該最大取樣值超過限制器臨界T(其中，先前~1.5 ms有效率地橫跨該延遲線308的長度)。

第16圖是依據本發明一實施例之峰值取樣探測器310之程序1600的概述。根據每一輸入取樣，該峰值取樣探測器310找到橫跨該延遲線308之長度且橫跨所有m個通道的最大絕對值(步驟1605)。接著該最大絕對值除以該限制器臨界T，且減去1以產生中間控制信號P[n](步驟1610)。(乘以1/T可以有效率地實現除以T，如方程式(11)所示)：

此中間控制信號P[n]經過一FIFO延遲線或具有與延遲線308相同長度的延遲緩衝器1002(步驟1615)。

接著該峰值取樣探測器310根據低通濾波的或加權平均的中間控制信號P[n]，計算該輸出控制信號P’[n]311(步驟1620)。該延遲線1002提供一第(N－1)階濾波器或平均。

該峰值取樣探測器310根據一長度N(與該延遲緩衝器1002長度相同)的漢寧窗(Hanning Window)之平方根計算較佳的濾波器係數或加權值H[i]1004。根據經驗而言，這些產生最小的可聽見之人工聲音。

其中對於0<＝i<N－1，(12b)

且其中，對於0<＝j<N－1，W [j ]＝(12c)

方程式12b中的標準化步驟確保該等濾波器係數H[i]1004總和為一。

計算速增益

在一實施例中，該速增益衰減值是1加上被平滑之峰值控制信號P’[n]311的倒數。這本質上是方程式11中峰值取樣探測操作的相反操作。如方程式13所示：

因為兩個延遲線308和1002的長度相同，因此在與峰值取樣自該延遲線308顯現的同時，在方程式13中的速增益衰減值達到所需的值，以衰減絕對峰值至該限制器臨界T的位準。一致的(even)延遲長度N導致自音訊信號307到該控制信號P’[n]311的整數取樣組延遲和對應的速增益衰減值G_FAST [n]。

如前所述，因為很多電腦和DSP上的除法操作是計算上昂貴的，因此用於計算方程式13中速增益衰減值的一基於非除法的方法是有利的。然而，使用包含離散值的一查找表需要大量記憶體來保持精確性且避免由一粗糙值的查找表產生的假頻譜散射。

一可選擇的方法是利用“Newton－Rhapson”迭代估計方程式近似該速增益衰減值。該“Newton－Rhapson”估計對以下形式的方程式迭代地求解：f (x )＝0 (14)

眾所周知的“Newton－Rhapson”迭代近似法使用一初始估計值x或x₀ 且計算一更新值x或x₁ 。該初始值和更新值利用“Newton－Rhapson”近似方程式被計算出：

其中f(x)表示方程式14、15和16中顯示的函數，而f’(x)是該函數的導數。

對於我們嘗試求解的速增益衰減值方程式13而言，G_FAST [n](x)的值和方程式13表現為一般形式：

接著該“Newton－Rhapson”近似法以方程式14的形式對方程式15求解：f (x )＝x *a －1 (16)

其中a＝(1＋P’[n])。對於我們在方程式16中嘗試求解的方程式而言，方程式17的“Newton－Rhapson”近似法表現為以下形式：

然而，此形式仍需要除以a且無法有效率地實現方程式15。但對於速增益衰減計算而言，我們可以1/a近似x₀ 的事實作為制衡。給出此近似，則方程式18表現為以下形式：x ₁ ＝x ₀ －((x ₀ *a )－1)*x ₀ (19)

給出“Newton－Rhapson”方法：x ₁ ＝x ₀ *(1－((x ₀ *a )－1)) (20)

此近似法相當快速地會聚成具有每一計算迭代之加倍精確性之小數位的值x。

為了保持近似低的計算成本，在盡可能低的單一迭代中有用的會聚是期望的。然而，方程式20對一單一迭代展示從取樣至取樣的非期望之波動。迭代的會聚被減緩以提供一引入很少人工聲音的解決方法。如果會聚速度項(speed－of－convergence term)S被用於方程式20，則該方程式表現為以下形式：x ₁ ＝x ₀ *(1－S *((x ₀ *a )－1)) (21)

其中S＝1表示全“Newton－Rhapson”，而S＝0.001譯成該方法故意非常緩慢地會聚。實際上，避免方程式21的非期望之會聚行為需要適當選擇S的值。例如，較佳地，S是一使如下成立的值，：

因為此運算式的較大值可能引起會聚的一“過度反應”。

應用被用於G_FAST [n]計算的控制參數，其中x₁ ＝G_FAST [n]，x₀ ＝G_FAST [n－1]，且a＝(1＋P’[n])，方程式21表現為以下形式：G _FAST [n ]＝G _FAST [n －1]*(1－0.3*((1＋P '[n ])*G _FAST [n －1]－1)) (23)

在此方程式中，該速增益衰減值G_FAST [n]是來自先前時間取樣n－1的先前值和該方程式之輸入值(在此情形下是P’[n])的一函數。如前所提到的，一精確估計典型地需要多次迭代。然而，在此方法下，一單一迭代緩慢旋轉該速增益衰減值G_FAST [n]朝向期望的1/(1＋x)值，導致比一較精確之估計或甚至精確計算還少的可聽見之人工聲音。收聽實驗已發現S＝0.3的值提供了具有音訊中最小可聽見之人工聲音的非常良好的結果。第11圖顯示對於利用方程式13計算出的真實值覆蓋的數百個取樣之近似“Newton－Rhapson”速增益值的範例。

最後，該速增益衰減值G_FAST [n]313和自該延遲線308輸出之先前增益衰減取樣x’[m,n]的乘積產生最後的增益衰減取樣x”[m,n]103(步驟1625)。

對於所有m而言，x "[m ,n ]＝x '[m ,n ]*G _FAST [n ] (24)

在第12圖中，圖表“a)”描繪依據本發明一實施例在3和18 dB之間截波的信號之速增益衰減。該截波出現在大約1.5 ms，且該等繪圖顯示預看如何預期該截波出現。較大量的增益衰減導致較高的增益變化率和相對較高的頻譜分散量，在第12圖的圖表“b)”中顯示。然而，因為第一緩增益衰減級在此增益衰減級之前，因此該速級不必提供與其單獨使用時差不多的增益衰減，且從而可聽見的頻譜分散被最小化。此一實施例在第15圖中被顯示且在下文進一步被討論。

在第12圖中，圖表“b)”顯示由於在峰值平滑處理中使用一FIR濾波器產生之頻譜分散中的漣波。一IIR濾波器可以移除該漣波，但在平滑器中由此產生的頻率改變群組延遲無法保證該音訊信號被精確衰減至該限制器臨界的位準。該速增益衰減值可能太早或太晚下降而無法符合需要增益衰減的取樣，且可能無法精確達到所需要的增益值。

性能

第13圖顯示對於典型的44.1 kHz數位音訊內容的0.5秒由本發明之實施例計算產生的峰值限制增益衰減信號。在所示的範例中，該限制器臨界T是0.5或－6 dB。圖表的下半部顯示輸入PCM信號(語音)的絕對振幅，而圖表的上半部顯示複合的緩增益衰減信號和速增益衰減信號。在第13圖中，該緩增益部分提供一最小的、緩慢改變的增益衰減信號(在該圖表的整體寬度上)，而該速增益部分為超過該限制器臨界的短期信號部分提供更大量的增益衰減。

第14圖顯示對於典型的44.1 kHz數位音訊內容之1.5秒由本發明之一實施例所計算的另一峰值限制增益衰減信號。在所示的範例中，該限制器臨界T是0.25或－12 dB。在第14圖中，該緩增益部分提供一適量的緩慢改變增益衰減信號(在該圖表的整體寬度上)，而該速增益部分為超過該限制器臨界的短期信號部分提供偶然的短期增益衰減。由於影像比例原因，該短期增益衰減部分看起來像垂直線，因此第14圖還放大了該增益衰減信號的一部分，詳細顯示該短期增益衰減部分。第14圖中的該等短期增益衰減部分具有與第13圖所示的那些相同的形狀和持續時間。

第15圖顯示了依據本發明一實施例，兩級在大量和持續截波衰減的條件下如何工作。該繪圖顯示需要~10 dB持續增益衰減之一突然開始的律管信號之組合的增益衰減軌跡。在第15圖中，圖表“a)”給出在近似1秒間隔上之增益衰減的寬廣視圖。在第15圖中，圖表“b)”顯示大約0.2秒的非常精細的細節。在此範例中，第一緩慢改變的增益衰減級提供在大約0.2或－14 dB上的大部分增益衰減，而第二速作用的增益衰減級說明近似±1 dB的漣波。

101．．．輸入音訊信號

102．．．峰值限制器

103．．．輸出音訊信號

201．．．臨界信號

202．．．緩增益衰減器

203．．．中間音訊信號

204．．．速增益衰減器

302．．．偏移/過量偵測器

303．．．控制信號

304．．．緩增益計算器

305．．．緩增益信號

306．．．乘法器

307．．．音訊信號

308．．．延遲/延遲線

309．．．延遲緩衝信號

310．．．峰值取樣探測器

311．．．控制信號

312．．．速增益計算器

313．．．速增益衰減值

314．．．音訊信號

315．．．乘法器

601．．．步驟

602．．．控制信號

603．．．步驟

604．．．控制信號

605．．．步驟

702~710．．．步驟

1001．．．比較器及差分機

1002．．．延遲緩衝器/延遲線

1003．．．CPU或其他計算裝置

1004．．．記憶體/濾波器係數或加權值

1600．．．峰值取樣探測器的程序

1605~1620．．．步驟

第1圖概述一典型音訊限制器的操作，用圖式表示系統區塊位準上的音訊限制器，顯示具有一任意臨界之一音訊限制器的典型輸入/輸出電壓特性，且在峰值限制處理之前和之後提供一音訊信號的範例。

第2圖顯示表示數位記錄和再生產之截波的典型範例。

第3a圖說明依據本發明一實施例的兩級音訊峰值限制器。

第3b圖進一步詳細描述依據本發明一實施例之第3a圖之音訊峰值限制器。

第4圖說明依據本發明一實施例的一輸入信號和偏移偵測器輸出之對應控制信號的數百個取樣。

第5圖是依據本發明一實施例之緩增益計算器之程序的概述。

第6圖描繪依據本發明一實施例之緩增益計算器304的翹曲函數。

第7圖繪製依據本發明一實施例之緩增益電路之RC模型的電阻器值的更新圖。

第8圖模擬依據本發明一實施例之緩增益計算器的RC電路。

第9圖描繪依據本發明一實施例，在輸出電阻器R_out 和先前緩增益衰減值之間以及輸入電阻器R_in 和超過限制器臨界之連續輸入音訊取樣數之間的關係。

第10圖詳細描述依據本發明一實施例的峰值取樣探測器。

第11圖顯示對於數百個被真實值覆蓋的取樣而言，近似“Newton－Rhapson”估計的速增益衰減值。

第12圖描繪依據本發明一實施例在3和18 dB之間截波之信號的速增益衰減，以及相對較高頻譜分散量的較大增益衰減量。

第13圖顯示由本發明一實施例對於典型的44.1 kHz數位音訊內容之0.5秒計算出的峰值限制增益衰減信號。

第14圖顯示由本發明一實施例對於典型的44.1 kHz數位音訊內容之1.5秒計算的另一峰值限制增益衰減信號。

第15圖顯示依據本發明實施例，在大量且持續的截波衰減條件下限制器的兩級如何工作。

第16圖是依據本發明一實施例之緩峰值取樣探測器之程序的概述。

101．．．輸入音訊信號

102．．．峰值限制器

103．．．輸出音訊信號

201．．．臨界信號

202．．．緩增益衰減器

204．．．速增益衰減器

302．．．偏移/過量偵測器

303．．．控制信號

304．．．緩增益計算器

305．．．緩增益信號

306．．．乘法器

307．．．音訊信號

308．．．延遲/延遲線

309．．．延遲緩衝信號

310．．．峰值取樣探測器

311．．．控制信號

312．．．速增益計算器

313．．．速增益衰減值

314．．．音訊信號

315．．．乘法器

Claims (11)

1. 一種用以限制於一音訊信號中之峰值的方法，其中該方法包含：接收一輸入音訊信號；偵測該輸入音訊信號超過一臨界值的偏離；響應於所偵測的該偏離來計算一第一增益；將該第一增益施加到該輸入音訊信號以產生一中間音訊信號；將一延遲線運用至該中間音訊信號以產生經延遲之中間音訊信號；辨識於該延遲線中之該中間音訊信號超過該臨界值之一或多個峰值；響應於經辨識的該一或多個峰值來計算一第二增益，其中於該第二增益中之衰減比於該第一增益中之衰減快；以及將該第二增益施加到該經延遲之中間音訊信號以產生峰值不超過該臨界值之一輸出音訊信號。
2. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中響應於頻率及所偵測的該偏離的量來計算該第一增益。
3. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其包含：藉由在具有一長度等於L之一第一緩衝器之一輸入端接收代表該中間音訊信號之樣本，並將該等樣本通過該第一緩衝器至該第一緩衝器之一輸出端，來將該延遲線運用至該中間音訊信號，其中該第一緩衝器為一儲存 樣本數等於L之一先進先出緩衝器；以及辨識該一或多個峰值，及針對於該第一緩衝器之該輸入端所接收之該中間音訊信號之各個樣本藉由下列步驟來計算該第二增益：從儲存於該第一緩衝器具有最大值之樣本來導出中間控制值；將該中間控制值通過具有長度等於L之一第二緩衝器，其中該第二緩衝器為長度等於L且儲存中間控制值數目等於L之一先進先出緩衝器；將儲存於該第二緩衝器之該等中間控制值與濾波器係數相乘，且將這些乘積相加以獲得一增益控制值；以及響應於該增益控制值來計算該第二增益。
4. 如申請專利範圍第3項所述之方法，其中該濾波器係數具有來自長度等於L之一漢寧窗函數之平方根之值。
5. 如申請專利範圍第3項所述之方法，其包含藉由與該增益控制值相反變化之量值之Newton-Rhapson數值近似來計算該第二增益。
6. 一種用於音訊信號峰值限制之設備，其包含：用以接收一輸入音訊信號之裝置；用以偵測該輸入音訊信號超過一臨界值的偏離之裝置；用以響應於所偵測的該偏離來計算一第一增益之裝置； 用以將該第一增益施加到該輸入音訊信號以產生一中間音訊信號之裝置；用以將一延遲線運用至該中間音訊信號以產生經延遲之中間音訊信號之裝置；用以辨識於該延遲線中之該中間音訊信號超過該臨界值之一或多個峰值之裝置；用以響應於經辨識的該一或多個峰值來計算一第二增益之裝置，其中於該第二增益中之衰減比於該第一增益中之衰減快；以及用以將該第二增益施加到該經延遲之中間音訊信號以產生峰值不超過該臨界值之一輸出音訊信號之裝置。
7. 如申請專利範圍第6項所述之設備，其中用以計算一第一增益之裝置係響應於頻率及所偵測的該偏離的量來計算該第一增益。
8. 如申請專利範圍第6項所述之設備，其包含：用以將該延遲線運用至該中間音訊信號之裝置，其係藉由在具有一長度等於L之一第一緩衝器之一輸入端接收代表該中間音訊信號之樣本，並將該等樣本通過該第一緩衝器至該第一緩衝器之一輸出端，其中該第一緩衝器為一儲存樣本數等於L之一先進先出緩衝器；以及用以辨識該一或多個峰值及針對於該第一緩衝器之該輸入端所接收之該中間音訊信號之各個樣本藉由下列步驟來計算該第二增益之裝置： 從儲存於該第一緩衝器具有最大值之樣本來導出中間控制值；將該中間控制值通過具有長度等於L之一第二緩衝器，其中該第二緩衝器為長度等於L且儲存中間控制值數目等於L之一先進先出緩衝器；將儲存於該第二緩衝器之該等中間控制值與濾波器係數相乘，且將這些乘積相加以獲得一增益控制值；以及響應於該增益控制值來計算該第二增益。
9. 如申請專利範圍第8項所述之設備，其中該濾波器係數具有來自長度等於L之一漢寧窗函數之平方根之值。
10. 如申請專利範圍第8項所述之設備，其包含用以藉由與該增益控制值相反變化之量值之Newton-Rhapson數值近似來計算該第二增益之裝置。
11. 一種記錄多個指令的程式之儲存媒體，該程式可由一裝置執行以實現根據申請專利範圍第1至5項中任一項之用以限制音訊信號峰值的方法。