TWI482531B - 發光二極體照明驅動器 - Google Patents

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發光二極體照明驅動器
本發明是有關於一種發光二極體(light-emitting diode,LED)照明驅動器，且特別是有關於一種包括基於發光二極體單元之平均輸出功率的回授控制迴圈的發光二極體照明驅動器。
一種線性發光二極體照明驅動器已於近年來被提出。這種發光二極體照明驅動器可直接連接至電力系統(市電)交流電壓，並且不需要龐大且昂貴的切換式驅動器就可以以整流後正弦電壓直接驅動發光二極體陣列。
然而，近來嘗試將傳統的線性驅動器應用至實際的發光二極體照明產品的企圖遭遇到一個主電源調節的問題。也就是說，當交流(AC)電壓較低時，線性發光二極體照明驅動器會提供不足的照明功率。反之，當交流電壓較高時，線性發光二極體照明驅動器會提供過多的照明功率。
這種問題主要是因為世界各地的交流電壓值不同而引起。例如日本的交流電壓為100Vrms。台灣和大多數的拉丁美洲國家則具有110Vrms，120Vrms或127Vrms的交流電壓。美國，加拿大及一些其他國家則使用120Vrms的交流電壓。中國，印度，澳洲及大部分歐洲國家交流電壓範圍則在220Vrms到240Vrms之間。
如果裝置在交流電壓為120 Vrms的國家中，像是美國 及加拿大，一個傳統的線性發光二極體照明驅動器所提供之光量為500流明(lumens)。而裝置於交流電壓為100 Vrms的國家中，像是日本，上述之傳統的線性發光二極體驅動器將僅提供大約370流明的光量。
以下為傳統發光二極體照明驅動器的電路結構的討論，及為何傳統發光二極體照明驅動器對於輸入交流電壓改變具有薄弱的輸出功率調節能力。
圖1繪示傳統線性發光二極體照明驅動器的基本架構之示意圖。如圖1所示，3個發光二極體單元(LD1，LD2，及LD3)相互串聯連接。電壓源101代表交流電壓輸入。橋式整流器102整流交流電壓輸入並輸出整流正弦電壓輸入VIN 103。LD1的陽極連接整流正弦電壓輸入VIN 103。下游發光二極體單元的陽極連接其上游發光二極體單元的陰極。請注意，各個發光二極體單元可包括以各種串聯及/或並聯方式連接的多個發光二極體裝置。
發光二極體單元LD1具有順向電壓VF1。發光二極體單元LD2具有順向電壓VF2。發光二極體單元LD3具有順向電壓VF3。在此例中，VF1=70V，VF2=35V且VF3=35V。
圖1中的線性發光二極體照明驅動器包括相同個數的並聯穩壓器(SR1，SR2及SR3)。各並聯穩壓器SR(n)包括高壓金氧半場效應電晶體(MOSFET)(Q1，Q2，Q3)，電流感測電阻(R1，R2，R3)，運算放大器(OPA1，OPA2，OPA3)，及比較器(CMP1，CMP2，CMP3)，其中n為正整 數。需注意的是，CMP1在本例中並非必要，但於此為了整體性討論的目的而繪示。
各個發光二極體單元LD1~LD3的陰極透過並聯穩壓器SR(n)耦接整流正弦電壓源接地端104。
各個運算放大器OPA(n)接收預設的電流參考值REF(n)=REF1 * r(n)，並根據電流參考值REF(n)來調整分流電流ISH(n)。
當VIN 103上升超過VF1或70 V時，會啟動並聯穩壓器SR1。當VIN 103上升超過[VF1+VF2]或105V時，並聯穩壓器SR2開始傳導電流。當電壓準位因流經R2的分流電流ISH2而上升超過一個預設值VTH時，比較器CMP2輸出一關閉並聯穩壓器SR1的邏輯高準位訊號。然後，如果VIN 103更上升超過[VF1+VF2+VF3]或140V時，並聯穩壓器SR3開始傳導電流。當R3的跨壓的電壓準位超過數值VTH時，比較器CMP3發出一關閉並聯穩壓器SR1與SR2的邏輯高準位訊號。
於並聯穩壓器SR(n)開啟的期間，如果ISH(n)*R(n)<REF(n)，則OPA(n)將帶來較高的MOSFET Q(n)的閘極電壓，以准許更多的電流通過。另一方面來說，當ISH(n)*R(n)>REF(n)時，OPA(n)將帶來較低的MOSFET Q(n)的閘極電壓，以准許較少的電流通過。藉由OPA(n)的高增益，典型來說通常高於60dB，只要有足夠的餘量電壓跨於並聯穩壓器SR(n)的兩端時，ISH(n)會被精準的控制在ISH(n)=REF(n)/R(n)的準位。
另一方面來說，比較器CMP(n)接收臨界參考值VTH。如果分流電流ISH(n)上升超過VTH/R(n)，比較器CMP(n)關閉所有的上游並聯穩壓SR1至SR(n-1)。如果分流電流ISH(n)下降低於VTH/R(n)，比較器CMP(n)即時地重啟動其上游並聯穩壓器SR(n-1)。一般來說，VTH設定為REF1的20%至REF1的50%之間。
需注意的是，當並聯穩壓器SR(n)處於穩態操作期間時，其分流電流ISH(n)高於VTH/R(n)，所有其他並聯穩壓器會為關閉狀態。因為當並聯穩壓器SR(n)處於穩態操作時，比較器CMP(n)會發出高邏輯準位訊號，所以比較器CMP(n)的輸出訊號可被用來指示出並聯穩壓器SR(n)的導通時間。
高壓(HV)線性調節器105由高壓MOSFET Q9、上拉電阻R9，齊納參考二極體D9及濾波電容C9所組成。高壓線性調節器105耦接整流正弦電壓VIN 103來提供低壓源VCC，以對並聯穩壓器SR(n)提供電力。
以下討論為關於圖1中傳統線性發光二極體照明驅動器的平方電流波形控制機制。請參照圖2，在本例中，三個並聯穩壓器皆調節於相同的電流準位，REF1=REF2=REF3。換句話說，分流電流比r2=ISH2/ISH1=1.0，r3=ISH3/ISH1=1.0。如圖2所示，發光二極體電流於時間T1至時間T6期間維持在60毫安(mA)。
為了簡化討論，再次假設VF1=70V，VF2=VF3=35V。各個並聯穩壓器的調節準位同樣設定為60mA。於圖 2中，當交流線路電壓為100Vrms時，曲線201代表為VIN的整流正弦電壓波形。曲線202代表主動的發光二極體單元的跨壓，其具有70V，105V及140V的不連續的階梯狀電壓。
時間T0至時間T1期間，當VIN 201低於70V，沒有任何發光二極體單元是導通的。在時間T1，VIN 201上升超過70V，發光二極體單元LD1開始導通。於時間T1及時間T2之間，LD1的跨壓為70V。並聯穩壓器SR1藉由Q1來吸收VIN-70V的電壓差，以保持ISH1調節在60mA的準位。
於時間T2，VIN 201上升高於105V，LD2開始導通。ISH2快速的上升。一旦ISH2*R2上升超過VTH準位，比較器CMP2關閉並聯穩壓器SR1。於時間T2與T5之間，跨於發光二極體單元LD1與LD2兩端的順向電壓的總和為105V。並聯穩壓器SR2藉由Q2來吸收VIN-105V的電壓差，以保持ISH2調節在60mA準位。
然而，因為VIN 201的峰值電壓只到139.4V(=100V*1.414-2V)，所以發光二極體單元LD3始終不導通。發光二極體單元LD2於時間T2至當VIN 201再次下降低於105V的時間T5之間導通。於時間T5，ISH2*R2下降低於VTH準位。比較器CMP2的輸出變低，其重新啟動了並聯穩壓器SR1。於時間T6，VIN 201下降低於70V，且ISH1下降至0。
另一方面來說，當交流線路電壓為120Vrms時，整流 正弦電壓VIN如圖2中曲線204所示，而曲線205代表於不同時間點主動的發光二極體單元的跨壓。
在120Vrms的例子中的電路操作相似於100Vrms的例子，除了發光二極體單元LD3如今會在VIN 204上升超過140V的時間T3至T4之間導通。120Vrms線路電壓的峰值電壓接近166V。並聯穩壓器SR3的導通時間約為3.0ms。
在交流線路電壓為VIN=100Vrms且頻率為60Hz的例子中，可計算出T1=1.412ms，T2=2.295ms，T5=6.038ms及T6=6.921ms。發光二極體照明驅動器於半個交流週期間的平均輸出功率可判定如下，
輸出功率Pout=60mA*[70V*(T12+T56)+105V*(T25)]/8.333ms=3.720W，其中T12=T2-T1，T56=T6-T5，T25=T5-T2。需注意的是，發光二極體電流於半個交流週期的導通時間為T6-T1=6.921-1.412=5.509ms。
在交流線路電壓VIN=120Vrms而頻率為60Hz的例子中，可發現T1=1.155ms，T2=1.817ms，T3=2.663ms，T4=5.670ms，T5=6.516ms以及T6=7.178ms。
發光二極體照明輸出功率Pout，如今包含了從LD3來的貢獻。
在交流線路電壓VIN=120Vrms而頻率為60Hz的例子中，輸出功率Pout=60mA*[70V*(T12+T56)+105V*(T23+T45)+140V*(T34)]/8.333ms=4.977W，其中 T12=T2-T1，T23=T3-T2，T34=T4-T3，T45=T5-T4，T56=T6-T5。請注意，於半個交流週期間的導通時間如今成為7.178-1.155=6.023ms。
假設圖1電路中所使用的發光二極體裝置具有每瓦特100流明的效能，在線路電壓為100Vrms的例子中，照明輸出為372流明。而在線路電壓為120Vrms的例子中，照明輸出增加為498流明，或是增加33.8%流明。比較之下，導通時間從5.509ms增加至6.023ms，或是僅約增加9.33%。發光二極體輸出功率的不同即為傳統發光二極體照明驅動器的主要缺點。
在交流電壓為127Vrms的地方，照明輸出將增加至522流明，比交流電壓為100Vrms的例子多了40.3%流明。另外，可計算出實際輸入功率Pin增加至6.16W。這過度的功率消耗將造成發光二極體單元的溫度相當地上升。普遍來說，操作於高溫中的發光二極體單元，其可靠度與使用壽命將降低。
以下討論關於圖1中傳統發光二極體照明驅動器的堆疊式電流波形控制機制。請參照圖3。
改善效能及使電流波形更相似於整流正弦電壓的正弦波形的一種方法為應用階梯式或堆疊式電流波形。在本例中，伴隨著下述關係r3>r2>1.0來選擇分流電流比r2與r3。
作為一個例子，圖1電路中的並聯穩壓器可具有不同的電流參考準位。舉例來說，ISH1=60mA，ISH2=72mA， ISH3=84mA，等同於設定r2=1.2且r3=1.4。於圖3中，當交流電壓線路為100Vrms時，曲線301代表VIN的整流正弦電壓波形。曲線302代表主動的發光二極體單元的跨壓。曲線303繪示出VIN=100Vrms的堆疊式電流波形。發光二極體輸出功率計算出為3.953W。
在VIN=120Vrms時，VIN的整流正弦電壓波形如曲線304所示，而主動的發光二極體單元的跨壓如曲線305所示。堆疊式電流波形如曲線306所示，此堆疊式電流波形具有額外相對於ISH3為84mA的階梯級。發光二極體輸出功率增加至5.423W，或比100Vrms的例子多41.1%。
堆疊式電流波形的線路調節一般來說略遜於平方電流波形的線路調節。因發光二極體單元LD3的功率貢獻更加顯著，所以這是可以預期的。
綜上所述，傳統發光二極體照明驅動器具有一些限制。第一個限制為對於交流線路電壓變化具有薄弱的輸出功率調節。第二個限制為當整流正弦電壓VIN於半個交流週期中下降低於第一個發光二極體單元的順向電壓時，發光二極體電流將降至0。
如同前面的解釋，交流線路電壓值的變動會顯著地影響發光二極體輸出功率。事實上，半個交流週期中的平均發光二極體輸出功率可以藉由下面的式子來適當地描述，[VF1*ISH1*(T12+T56)+VFS2*ISH2*(T23+T45)+VFS3*ISH3*(T34)]/8.33ms 式(1)
其中T12=T2-T1，T23=T3-T2，T34=T4- T3，T45=T5-T4，T56=T6-T5。VFS(n)為發光二極體單元LD1至LD(n)的順向電壓總和。舉例來說，VFS2=VF1+VF2，VFS3=VF1+VF2+VF3。
再者，T1=SIN-1 (VF1/Vpk)*8.33ms，T2=SIN-1 (VFS2/Vpk)*8.333ms，T3=SIN-1 (VFS3/Vpk)*8.333ms，其中Vpk為整流正弦電壓VIN的峰值。
基於上述，本發明提供一種可以抵制輸入交流電壓變化而維持固定輸出功率的發光二極體照明驅動器。本發明之另一態樣為提供一種維持發光二極體電流於整個交流週期裡為固定值的解決方法。
根據本發明的一實施例，提供一種發光二極體照明驅動器，其包括一橋式整流器、多個發光二極體單元、多個並聯穩壓器、一加權電流鏡陣列、一平均功率積分器以及一參考值產生器。橋式整流器藉由接收及整流電力系統交流電壓以提供整流正弦電壓。發光二極體單元相互串聯耦接，其中第一發光二極體單元耦接整流正弦電壓。並聯穩壓器耦接發光二極體單元。各並聯穩壓器依據電流參考值來調節分流電流。各分流電流從發光二極體單元其中之一的一端流至接地端。加權電流鏡陣列耦接並聯穩壓器及提供多個複製電流。各複製電流映射並聯穩壓器其中之一的導通時間，並且映射發光二極體單元的即時輸出功率。平均功率積分器耦接加權電流鏡陣列，藉由積分複製電流以 提供平均功率值。參考值產生器耦接平均功率積分器及並聯穩壓器。參考值產生器提供電流參考值至並聯穩壓器。各電流參考值正比於平均功率參考值與平均功率值之間的差值。
為讓本發明之上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。
現將詳細參考本創作之示範性實施例，在附圖中說明所述示範性實施例之實例。另外，凡可能之處，在圖式及實施方式中使用相同標號的元件/構件/符號代表相同或類似部分。
為了對平均發光二極體輸出功率有更精確的估算，本發明包括加權電流鏡陣列及平均功率積分器來即時的監測實際的平均輸出功率。圖4繪示為本發明一較佳實施例。除了傳統線性發光二極體照明驅動器的發光二極體單元及並聯穩壓器之外，本發明之發光二極體照明驅動器更包括加權電流鏡陣列420，平均功率積分器430，電流參考值產生器440以及平均功率參考(mean power reference，MPR)值436。
電壓源401代表交流電壓輸入。橋式整流器402整流交流電壓輸入，並輸出整流正弦電壓至VIN 403。高壓線性調節器405相同於圖1中與其相似之元件105。高壓線性調節器405耦接整流正弦電壓VIN 403，以提供低壓源 VCC來供給電力予並聯穩壓器411-413。
圖5繪示為圖4之實施例更詳細的示意圖。並聯穩壓器SR(n)(411，412，413)與圖1中類似的元件相似。各並聯穩壓器411-413分別包括高壓MOSFET(Q1，Q2，Q3)、電流感測電阻(R1，R2，R3)、運算放大器(511-513)以及比較器(514-516)。各發光二極體單元LD1-LD3的陰極透過相對應的並聯穩壓器SR(n)耦接整流正弦電壓接地端404。所述參考值產生器440產生參考值REF1，REF2及REF3給並聯穩壓器411，412以及413。當各並聯穩壓器411-413啟動時，各並聯穩壓器411-413根據其電流參考值輸入REF(n)來維持固定的電流準位。並聯穩壓器411-413大部分的細節已於圖1電路的相關討論中談論過，所以在此不贅述。
並聯穩壓器411-413耦接發光二極體單元LD1-LD3。加權電流鏡陣列420耦接並聯穩壓器411-413。平均功率積分器430耦接加權電流鏡陣列420。參考值產生器440耦接平均功率積分器430以及並聯穩壓器411-413。
同樣繪示於圖5中，所述加權電流鏡陣列420包括主電流鏡520、電流開關Q41，Q42，Q43，以及P型通道金屬場效電晶體(PMOSFET)Q31，Q32，Q33，來產生電流鏡複製電流IM0，IM1，IM2及IM3。IM0也被稱為主電流。MOSFET Q31及Q41構成加權電流鏡陣列420的第一個次要分支電路。MOSFET Q32及Q42構成加權電流鏡陣列420的第二個次要分支電路。MOSFET Q33及Q43構成加 權電流鏡陣列420的第三個次要分支電路。
所述之主電流鏡520包括運算放大器521，PMOSFET Q30，n型通道金屬場效電晶體(NMOSFET)Q40以及設定電阻R40。運算放大器521從電流參考值產生器440接收第一電流參考值REF1。如果R40/R1的比例設定成1000，運算放大器521會產生電流值等於分流電流ISH1的0.1%的主電流鏡複製電流IM0。舉例來說，如果ISH1被調節為60mA，則IM0則等於60uA。
一旦IM0實質上正比於ISH1，其可精準的以權重因子WF(n)映射出電流IM1、IM2以及IM3。IM(n)=WF(n)* ISH(n)，也意謂IM1=WF1 * ISH1，IM2=WF2 * ISH2且IM3=WF3 * ISH3。藉由使用PMOSFET Q31，Q32，Q33的通道長寬比與PMOSFET Q30的通道長寬比之間的比例關係，WF(n)可被設計為一任意值。請參考更多細節於Razavi所著之“Design of Analog CMOS Integrated Circuits”的第五章"Passive and Active Current Mirrors"。
電流鏡複製電流IM1，IM2及IM3各自透過電流開關Q41，Q42，Q43耦接至所述平均功率積分器430。電流開關Q41的閘極端耦接比較器514的輸出訊號421。因此，每當並聯穩壓器411開啟時，訊號421拉升，進而開啟電流開關Q41。因此，每當ISH1導通時，電流鏡複製電流IM1流進平均功率積分器430。同樣的，比較器515的輸出訊號422控制電流IM2透過電流開關Q42流進平均功率積分器430的導通時間。比較器516的輸出訊號423控 制電流IM3透過電流開關Q43流進平均功率積分器430的導通時間。
所述加權因子WF(n)可根據下列公式而設計：WF(n)=k*r(n)*VFS(n)。請注意到定義r1=1.0，而r2及r3為前述預先定義的比例，且k=R1/R40=0.001。可觀察出加權因子WF(n)正比於兩因子的算術成績，即r(n)與VFS(n)的算術成績。而r(n)正比於並聯穩壓器SR(n)所接收的電流參考值。VFS(n)為從LD1至LD(n)的順向電壓的總和。因此，各複製電流IM(n)反映出發光二極體單元LD1-LD3即時的輸出功率。
現在，更清楚的得知半個交流週期間流進平均功率積分器420的電流鏡複製電流為[WF1*REF1*(T12+T56)+WF2*REF1*(T23+T45)+WF3*REF1*(T34)]/8.33ms=[k*VF1*REF1*(T12+T56)+k*r2*VFS2*REF1*(T23+T45)+k*r3*VFS3*REF3*(T34)]/8.33ms=k*[VF1*ISH1*(T12+T56)+VFS2*ISH2*(T23+T45)+VFS3*ISH3*(T34) 式(2)
平均功率積分器430包括並聯耦接的低通濾波電容C51及加權比例縮放電阻R52。從加權電流鏡陣列420流進平均功率積分器430的複製電流IM1，IM2及IM3產生平均功率值(mean-power value，MPV)433。因為平均功率產生器430整合了複製電流IM1，IM2及IM3，所以平均功率值433反映出發光二極體單元LD1-LD3的平均輸出功率。
電流參考值產生器440包括運算放大器541，電阻R53與電容C54所組成的補償網路電路、電壓緩衝器545以及電阻R41，R42及R43所組成的分壓器。所述的平均功率值433耦接運算放大器541的反向輸入。另外，預設的平均功率參考值436耦接運算放大器541的非反向輸入。因為運算放大器541的直流增益是相當高的，通常高於60dB，所以如果訊號433與訊號436之間有任何的不匹配，將產生一個相當大的誤差電壓542。
電壓緩衝器545是一個被連接作為單位增益(unity gain)放大器的運算放大器。電壓緩衝器545接收並輸出所述的誤差電壓542。分壓器(R41-R43)耦接電壓緩衝器545及並聯穩壓器411-413。分壓器(R41-R43)分壓誤差電壓542來產生電流參考值REF(n)。分壓器的電阻R41-R43具有預設的電阻值比例以產生適當的電流參考值REF(n)。這些電流參考值輸入至並聯穩壓器411、412及413。REF1也耦接加權電流鏡陣列420。
補償網路電路包括串聯耦接於誤差電壓542及接地端404之間的電阻R53及電容C54。補償網路電路提供低交越頻率至該運算放大器541。
圖6繪示出圖5實施例之改善的輸出功率調節。輸出功率設定為5.0W。再者，於此使用平方波形電流設計，也就是說，r2=r3=1.0。當交流線路電壓為100Vrms，曲線601代表VIN的整流正弦電壓波形，而曲線602代表導通中的發光二極體單元的跨壓。當交流線路電壓為100Vrms 時，發光二極體輸出電流自動的被調節為80.6mA，如曲線603所示。當交流線路電壓為120Vrms，曲線604代表VIN的整流正弦電壓波形，曲線605代表導通中的發光二極體單元的跨壓。當交流線路電壓為120Vrms時，發光二極體輸出電流被調節在60.2mA，如曲線606所示。平均輸出功率一直保持在5.0W。
綜上所述，加權電流鏡陣列420忠實的反映出並聯穩壓器的導通時間以及發光二極體單元的輸出功率。所述的平均功率積分器430基於從加權電流鏡陣列420所接收的加權電流鏡複製電流IM1，IM2及IM3來產生平均功率值433。平均功率值433與預設的平均功率參考值436之間任何的不匹配會被放大來產生誤差電壓。因此，如果VIN或發光二極體順向電壓有任何的變動，使得平均功率值漂移離開預設的平均功率參考值，則因而產生的誤差電壓將促使電流參考值產生器440調整電流參考值來修正平均功率值。
傳統的線性發光二極體照明驅動器的另一主要問題為當整流正弦電壓VIN下降低於第一發光二極體單元的截止順向電壓VF1時，發光二極體電流會下降至零。上述問題可由圖2中曲線203與206，以及圖3中曲線303與306清晰可見。在時間T0至時間T1及時間T6至時間T7期間，發光二極體電流降低至零。
在發光二極體照明產業裡，具有所謂的電流漣波比例(Current Ripple Ratio，CRR)，並且定義為CRR=[Imax- Imin]/Iave。
其中Imax為交流週期中最大的發光二極體電流(或峰值)，Imin為交流週期中最小的發光二極體電流(或谷值)，而Iave為交流週期中平均的發光二極體電流。
在曲線203的例子中，VIN=100Vrms，T1=1.412ms，T6=6.921 ms，且我們具有Imax=60mA，Imin=0 mA，而Iave=60mA*(T6-T1)/8.33ms=60mA*0.661=39.7mA。因此CRR為1.512。同樣的，我們可計算出在曲線206的例子中，CRR為1.439。
照明產業裡的一些專家認為，具有高CRR值(例如，大於1.0)的發光二極體照明裡的輸出光量變化可造成處於此種發光二極體照明下工作或長時間閱讀的人們眼睛疲勞。因此本發明之一態樣為提供一種避免發光二極體電流降低至0的方法，以及據此完整的消除發光二極體電流鏈波或大大的減少電流鏈波比例。此方法包括兩個步驟。第一步驟為增設填谷電容緩衝器，第二步驟為使用數目較多的發光二極體單元及相對應的並聯穩壓器，因此第一發光二極體單元具有較低的順向電壓值。
圖7繪示為本發明之一替代實施例。圖7與圖4相較之下具有兩個相異處。第一，有額外的填谷電容緩衝器700耦接至整流正弦電壓703。第二，本替代實施例使用5個發光二極體單元LD71-LD75及5個相對應的並聯穩壓器。其他元件，例如接地端704、整流正弦電壓輸入703，加權電流鏡陣列720，平均功率積分器730，平均功率值733， 平均功率參考值736，以及參考值產生器740皆相同或相似於圖4實施例中與其相對應的元件。在本示範性實施例中，各發光二極體單元具有相同的順向電壓30V。並假設處於穩態狀態時，一旦各並聯穩壓器啟動，各並聯穩壓器維持分流電流在60mA。
填谷電容緩衝器700包括兩保持電容C71及C76、一充電二極體D73、一充電電流限流電阻R74，以及兩放電二極體D72及D75。保持電容C71耦接整流正弦電壓703。放電二極體D72也耦接整流正弦電壓703。放電二極體D75耦接於保持電容C71與接地端704之間。保持電容C76耦接於放電二極體D72與接地端704之間。充電二極體D73耦接保持電容C71及放電二極體D75。充電電流限流電阻R74耦接充電二極體D73，放電二極體D72，以及保持電容C76。
請參閱圖8中的曲線，曲線801為加入填谷電容緩衝器700之前的原始的整流正弦電壓波形VIN 703。曲線802為加入填谷電容緩衝器700之後的整流正弦電壓波形VIN 703。請注意到當VIN 703實質上升至其峰值，VIN 703會經由二極體D73與電阻R74對兩保持電容C71及C76充電。因為兩串聯連接的電容被充電，所以各電容實質上被充電至VIN 703的峰值的一半。
請注意到，當VIN 703的瞬時電壓高於其峰值的一半時，發光二極體電流是由VIN 703所維持，而非保持電容C71及C76。當充電完成後，電容C71及C76皆為穩態，並 不放電。然而，當輸入電壓VIN 703降至低於其峰值的一半時，電容C71開始透過二極體D75放電至一高於發光二極體單元LD71的順向電壓VF1的保持準位，同時，電容C76開始經由二極體D72放電至一相同的保持準位。實際上，電容C71及C76分別提供30mA使並聯穩壓器維持60mA的發光二極體電流。
圖8也繪示出，曲線803為沒有填谷電容緩衝器700的例子中的發光二極體電流波型。只要當VIN 703下降低於第一發光二極體單元的順向截止電壓VF1，發光二極體電流下降至0。相反的，具有填谷電容緩衝器700的話，發光二極體電流可以被穩定維持在60mA的準位，如曲線804所示。因此，填谷電容緩衝器700可有效的減少或消除流經發光二極體單元的發光二極體電流的漣波。
然而，請注意VIN 703下降低於其峰值的一半的期間，各保持電容C71及C76需要足夠的電容值來維持60mA的發光二極體電流。在輸入電壓為100Vrms而頻率為60Hz的條件下，保持時間的總和需要2.778ms。這需要各保持電容的最小電容值Cmin。
Cmin=30mA*2.778ms/(0.5*1.4*100V-VF1)
其中VF1為第一發光二極體單元的順向電壓。
為了減少保持電容C71及C76的容值和成本，VF1必須是夠低的。而取得較低的VF1的方法為，在發光二極體照明驅動器中包含更多的發光二極體單元以及並聯穩壓器。在本示範性實施例中，VF1=30V，因此可算出Cmin 為2.08uF。比較之下，如果VF1是60V而非30V，Cmin將會是4倍大，或8.32 uF。如果VF1是70V或更高，則填谷電容緩衝器將會完全失去其效用。
綜上所述，本發明提出一種簡單的線性發光二極體照明驅動器，可維持固定的輸出功率來抵制輸入交流電壓的變化。本發明之另一態樣為提供一種維持發光二極體電流在整個交流週期中於一個固定值的方案。
雖然本揭露已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本揭露，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本揭露之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，故本揭露之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
101、401‧‧‧電壓源
102、402‧‧‧橋式整流器
103、403、703‧‧‧整流正弦電壓輸入
104、404、704‧‧‧接地端
105、405‧‧‧高壓線性調節器
201~206、301~306、601~606、801~804‧‧‧曲線
411~413、511~513‧‧‧並聯穩壓器
420、720‧‧‧加權電流鏡陣列
421~423‧‧‧輸出訊號
425‧‧‧預設值電壓
430、730‧‧‧平均功率積分器
433、733‧‧‧平均功率值
436、736‧‧‧平均功率參考值
440、740‧‧‧參考值產生器
514~516‧‧‧比較器
520‧‧‧主電流鏡
521、541、545‧‧‧運算放大器
542‧‧‧誤差電壓
700‧‧‧填谷電容緩衝器
T0~T7‧‧‧時間
LD1~LD3、LD71~LD75‧‧‧發光二極體單元
ISH1~ISH5‧‧‧發光二極體電流
SR1~SR3‧‧‧並聯穩壓器
REF1~REF5‧‧‧電流參考值
OPA1~OPA3‧‧‧運算放大器
R1~R3、R9、R40、R52、R53、R41~R43‧‧‧電阻
C9、C51、C54‧‧‧電容
D9‧‧‧二極體
Q1~Q3、Q9、Q30~Q33、Q40~Q43‧‧‧MOSFET
CMP1~CMP3‧‧‧比較器
IM1~IM3‧‧‧電流
VCC‧‧‧低壓源電壓
VTH‧‧‧電壓
VIN‧‧‧整流正弦電壓
附加的各圖式可讓人更進一步了解本發明，而且也屬於此文件的一部份。各圖將會具體描繪本發明，也會伴隨文字來說明本發明的運作原理
圖1繪示傳統發光二極體照明驅動器的示意圖。
圖2繪示圖1傳統發光二極體照明驅動器中整流後之交流電壓與發光二極體電流之波形的示意圖。
圖3繪示圖1傳統發光二極體照明驅動器中整流後之交流電壓與發光二極體電流之波形的示意圖。
圖4繪示本發明之一實施例之發光二極體照明驅動器的示意圖。
圖5繪示本發明之一實施例之發光二極體照明驅動器的示意圖。
圖6繪示圖4及圖5發光二極體照明驅動器中整流後之交流電壓與發光二極體電流之波形的示意圖。
圖7繪示根據本發明另一實施例之發光二極體照明驅動器的示意圖。
圖8繪示圖7發光二極體照明驅動器中整流後之交流電壓與發光二極體電流之波形的示意圖。
401‧‧‧電壓源
402‧‧‧橋式整流器
403‧‧‧整流正弦電壓輸入
404‧‧‧接地端
405‧‧‧高壓線性調節器
411~413‧‧‧並聯穩壓器
420‧‧‧加權電流鏡陣列
421~423‧‧‧輸出訊號
425‧‧‧預設值電壓
430‧‧‧平均功率積分器
433‧‧‧平均功率值
436‧‧‧平均功率參考值
440‧‧‧參考值產生器
LD1~LD3‧‧‧發光二極體單元
ISH1~ISH3‧‧‧發光二極體電流
REF1~REF3‧‧‧電流參考值
R9‧‧‧電阻
C9‧‧‧電容
D9‧‧‧二極體
Q9‧‧‧MOSFET
VTH‧‧‧電壓
VIN‧‧‧整流正弦電壓

Claims (14)

  1. 一種發光二極體(LED)照明驅動器，包括：一橋式整流器，藉由接收及整流一市電交流電壓以提供一整流正弦電壓；多個發光二極體單元，相互串聯耦接，其中第一發光二極體單元耦接該整流正弦電壓；多個並聯穩壓器，耦接該些發光二極體單元，其中各該並聯穩壓器依據一電流參考值來調節一分流電流，各該分流電流從該些發光二極體單元其中之一的一端流至一接地端；一加權電流鏡陣列，耦接該些並聯穩壓器及提供多個複製電流，其中各該複製電流映射該些並聯穩壓器其中之一的一導通時間，並且映射該些發光二極體單元的一即時輸出功率；一平均功率積分器，耦接該加權電流鏡陣列，積分該些複製電流以提供一平均功率值；以及一參考值產生器，耦接該平均功率積分器及該些並聯穩壓器，提供該些電流參考值至該些並聯穩壓器，其中各該電流參考值為正比於一平均功率參考值與該平均功率值之間的一差值。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之發光二極體照明驅動器，其中該加權電流鏡陣列包括：一主電流鏡，耦接該參考值產生器，依據該些電流參考值其中之一來調節一主電流；以及 多個次要分支電路，其中各該次要分支電路包括：一電流產生電晶體，耦接該主電流鏡，產生該些複製電流其中之一，其中該複製電流等於該主電流與一加權因子的算術乘積；以及一電流開關，耦接該電流產生電晶體、該些並聯穩壓器其中之一與該平均功率積分器，當該並聯穩壓器的一輸出訊號開啟該電流開關時，該電流開關提供該複製電流至該平均功率積分器。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之發光二極體照明驅動器，其中該並聯穩壓器的該輸出訊號指示該並聯穩壓器的該導通時間。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之發光二極體照明驅動器，其中該並聯穩壓器包括：一電流感測電阻，包括第一端與第二端，其第一端接收該並聯穩壓器所調節的該分流電流，該電流感測電阻的第二端接地；以及一比較器，耦接該電流感測電阻的第一端及該電流開關，比較該電流感測電阻的第一端的一電壓準位與一預設值，並提供該並聯穩壓器的該輸出訊號。
  5. 如申請專利範圍第2項所述之發光二極體照明驅動器，其中由該電流產生電晶體的一通道長寬比來決定該加權因子。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之發光二極體照明驅動器，其中該加權因子為正比於一第一因子與一第二因子 的算術乘積，該第一因子為正比於該並聯穩壓器所接收的該電流參考值，該第二因子為該些發光二極體單元中從該第一發光二極體單元至提供該並聯穩壓器所調整之分流電流的該發光二極體單元的一順向電壓的總合。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之發光二極體照明驅動器，其該平均功率值反映該些發光二極體單元的一平均輸出功率。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之發光二極體照明驅動器，其中該平均功率積分器包括並聯耦接的一低通濾波電容及一加權比例縮放電阻。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之發光二極體照明驅動器，其中該參考值產生器包括：一運算放大器，耦接該平均功率積分器，接收該平均功率值作為一反向輸入，接收該平均功率參考值作為一非反向輸入，並輸出一誤差電壓；一電壓緩衝器，耦接該運算放大器，接收及輸出該誤差電壓；以及一分壓器，耦接該電壓緩衝器及該些並聯穩壓器，藉由分壓該誤差電壓來產生該些電流參考值。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之發光二極體照明驅動器，其中該參考值產生器更包括：一補償網路電路，耦接該誤差電壓，提供一低交越頻率予該運算放大器。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之發光二極體照明驅動器，其中該補償網路電路包括一電阻及一電容，該電阻與該電容串聯耦接於該誤差電壓與該接地端之間。
  12. 如申請專利範圍第1項所述之發光二極體照明驅動器，更包括：一填谷電容緩衝器，耦接該整流正弦電壓及該些發光二極體單元，該填谷電容緩衝器藉由該整流正弦電壓充電及放電來提供該發光二極體之一部分電流，以轉換或消除流經該些發光二極體單元的該發光二極體電流的漣波。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之發光二極體照明驅動器，該填谷電容緩衝器更包括：一第一保持電容，耦接該整流正弦電壓；一第一放電二極體，耦接該整流正弦電壓；一第二放電二極體，耦接於該第一保持電容與該接地端之間；一第二保持電容，耦接於該第一放電二極體與該接地端之間；一充電二極體，耦接該第一保持電容及該第二放電二極體；以及一充電電流限流電阻，耦接該充電二極體、該第一放電二極體、及該第二保持電容。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之發光二極體照明驅動器，其中 當該整流正弦電壓升至一峰值時，該整流正弦電壓分別充電該第一保持電容及該第二保持電容至該整流正弦電壓的該峰值的二分之一；當該整流正弦電壓低於該峰值的二分之一時，該第一保持電容及該第二保持電容分別放電約至高於該第一發光二極體的一順向電壓的一保持準位，且該第一保持電容及該第二保持電容提供該發光二極體電流。
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