TWI466505B - 組合用於具有混合式自動重複請求（ｈａｒｑ）及／或重複編碼之多重輸入多重輸出（ｍｉｍｏ）系統之符號-位準方法與系統 - Google Patents

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Description

組合用於具有混合式自動重複請求(HARQ)及/或重複編碼之多重輸入多重輸出(MIMO)系統之符號－位準方法與系統
本發明涉及一種用於在多重輸入多重輸出(MIMO)資料傳輸或儲存系統中將所接收信號向量解碼的技術，而接收器可以接收所傳輸相同信號向量的多個例子。
在資料傳輸或儲存系統中，令人期望在目的地可以準確地接收經常被編組為封包的資訊。在源或接近源之發射器經由信號或信號向量而發射由源提供的資訊。在目的地或接近目的地的接收器處理由發射器所傳輸的信號。在發射器和接收器之間一或多個媒體(經由其以傳輸資訊)可能會損害信號，以至於接收器無法正確地重建所傳輸的資訊。因此，在給定傳輸媒體，經由小心地設計發射器和接收器以及其各自元件，可以獲得足夠的可靠度。
存在用於設計發射器和接收器的許多策略。當此通道特徵為已知時，發射器與接收器經常執行信號處理技術，例如發射器預編碼器與接收器等化器，以減少或去除由通道所造成之影響，且有效地恢復所傳輸的信號。符號間干擾(ISI)是可以使用信號處理而大致去除的通道效應的一個示例。
然而，並非信號損害的所有來源均由例如ISI之類的確定性源所造成。例如雜訊源的非確定性源亦可以影響信號。由於雜訊和其他因素，信號處理技術本身並無法完全有效地去除不利之通道效應。因此，設計者經常在資料流中添加冗餘，以便修正在傳輸期間所發生的誤差。依據誤差修正碼以判斷被添加到資料流之冗餘，此誤差修正碼為另一個設計變數。通常誤差修正碼包括Reed－Solomon碼和Golay碼。
此用於執行用於碼之直接方式為使用前向誤差修正(FEC)。發射器根據誤差修正碼將資料編碼，且傳輸此經編碼資訊。在當接收到資料時，接收器使用相同誤差修正碼將資料解碼，而理想地去除任何誤差。因此，以下將“解碼”稱為一種用於以任何適當形式(例如：二進位序列、或然率序列等)來產生被傳輸序列的估計的方法。
執行用於誤差修正的代碼的另一種方式為使用自動重複請求(ARQ)。不像FEC，ARQ設計使用誤差偵測碼而不是誤差修正碼。ARQ發射器依據誤差偵測碼來編碼資料，該誤差偵測碼例如是循環冗餘檢查(CRC)碼。在依據誤差偵測碼而解碼資料後，如果偵測到誤差，則接收器向發射器傳輸請求，以重新傳輸該編碼字元。因此，ARQ協定要求：用於從發射器向接收器通信的正向通道，以及與用於從接收器向發射器通信的反向通道。最後，接收器將不接受資料封包，一直到在封包中未偵測到誤差為止。
最後，可以將FEC和ARQ組合為已知之混合式自動重複請求(HARQ)。存在至少三種標準的HARQ協定。HARQ類型－I典型地使用能夠誤差修正與誤差偵測之碼。例如，可以經由下述方式以建構編碼字元：首先以例如CRC碼之誤差偵測碼以保護訊息，以及然後以例如Reed－Solomon碼、Golay碼、捲積碼、turbo碼或低密度奇偶檢查(LDPC)碼之類的誤差修正碼，以進一步編碼此經CRC保護的訊息。當接收器接收到此種碼時，其首先經由對誤差修正碼解碼，以嘗試FEC。如果在誤差偵測後仍然存在誤差，則接收器將要求重新傳輸該封包。否則，其接受所接收之向量。
HARQ類型－II和類型－III與HARQ類型－I不同，因為在封包重新傳輸封包上之資料與原來發出之資料不同。HARQ類型－II和類型－III在連續重新傳輸中使用遞增冗餘。這即是，第一傳輸使用具有低冗餘之碼。碼的碼率被定義為向量中承載資訊位元之比例，且為用於判斷資訊的產量之度量。因此，用於封包的第一傳輸的低冗餘碼具有高的碼率或產量，然而其誤差修正功能並不強大。如果在第一封包中偵測到誤差，則使用第二傳輸以增加冗餘，並且因此提高碼的誤差修正能力。例如，如果第一傳輸使用具有碼率0.80的碼，則重新傳輸可以增加足夠的額外冗餘，而將總碼率降低到0.70。可以經由傳輸額外的奇偶位元、或經由重新傳輸原始傳輸的位元的子集合來增加代碼的冗餘。如果每次重新傳輸可以本身進行解碼，則系統是HARQ類型－III。否則，此系統為HARQ類型－II。
因此，本發明揭示一種用於多重輸入多重輸出系統中的可靠傳輸之系統與方法，其中，接收器從相同之傳送信號獲得多個信號向量，並且在解碼之前將其組合。
具有N t 個輸出的發射器可以向接收器傳輸N t 因次的信號向量。具有N r 個輸入的接收器可以接收對應於該N r 因次的傳輸向量的N r 因次的信號向量。依據本發明的一個方面，發射器依據某個協定向接收器多次傳輸相同信號向量。可以使用的兩個協定是HARQ類型I與重複編碼或兩者的組合。
有益的是，ARQ或HARQ接收器使用來自封包的多次傳輸的資料，因為即使包含誤差的封包亦承載關於被傳輸的封包的某種數量的資訊。然而，由於系統複雜性，特別是解碼器複雜性，許多實際設計僅使用來自小的固定數量的傳輸的資料。因此，本發明提供一種用於有效地使用來自任何數量所傳輸封包的資訊之系統與方法，其並不會大幅地增加系統的複雜性。
在本發明的一個實施例中，當接收器具有對應於一個共同傳輸信號向量的N ≧1所接收信號向量時，接收器組合所接收信號向量的符號。即，接收器組合與該共同傳輸信號向量的相同符號相對應的N 個所接收信號向量的符號。這種技術被稱為符號－位準組合。可以藉由符號的加權相加來組合信號向量。在一些實施例中，可以選擇權重以最大化在接收器的信號－對－雜訊比，這是可以被稱為最大比率組合(MRC)的技術。符號－位準組合產生與共同傳輸信號向量有相同因次的組合信號向量。該組合信號向量可以被模製為單一接收向量，該單一接收向量被某個通道(由組合通道響應矩陣表示)與某些雜訊分量(被稱為組合雜訊)影響。該組合雜訊可以是亦可以不是白雜訊。即，該雜訊可以帶有亦可以不帶有具有平坦功率譜密度的分佈。如果組合雜訊是白雜訊，則組合信號向量可以被解碼器(諸如最大可能(ML)解碼器)直接解碼。
然而，在一些實施例中，組合接收信號向量的雜訊並非白雜訊。在這些實施例中，組合信號向量可以被此將雜訊白化的信號處理器處理。該信號處理器可以使用從通道預處理器(其在組合通道矩陣上操作)獲得的通道資訊。在處理組合信號向量後，可以藉由諸如ML解碼器之類的解碼器來解碼經處理組合向量。ML解碼器亦可以使用從通道預處理器獲得的通道資訊。例如，由解碼器所計算的解碼度量可以為。在一些實施例中，信號處理器可以另外處理組合信號向量，以便降低系統的解碼複雜度。
在本發明的一些實施例中，通道預處理器可以執行組合通道矩陣的Cholesky因數分解。特別是，如果組合通道矩陣是，則預處理器可以將分解為下三角矩陣L 與上三角矩陣L ＊ 。為了白化此使用MRC所組合的組合信號向量的雜訊，信號處理器可以將組合的接收信號向量乘以L －1 。結果產生的解碼度量是。因為L ＊ 是諸如的上三角矩陣而不是完整矩陣，因此可以大幅地降低解碼複雜度。
依據本發明的另一個方面，提供了一種解碼策略，用於根據解碼度量而解碼組合信號向量。該解碼度量可以被因數分解為兩個部分：1)簡化的解碼度量，其可以是通道資訊與所確定共同傳輸信號向量x 的函數；2)修改量，其可以是通道資訊的函數。例如，如果該解碼度量是，則對於2－輸入2－輸出MIMO系統(亦被稱為2×2系統)，可以藉由以給定簡化的解碼度量，並且可以藉由以給定該修改量。可以由預處理器計算該簡化解碼度量中的通道資訊。可以使用來自預處理器與簡化解碼度量的的資訊，而與修改量實質上同時地計算經簡化LLR。然後，可以使用後處理器來組合簡化的修改量與簡化的LLR。這種解碼策略是有利的，因為它從解碼器中去除的最時間密集及/或複雜計算，此重複執行的計算(例如，其對於x 的所有的有效值實施))之計算。
在一些實施例中，該簡化的解碼度量可以是解碼度量的線性近似。例如，該簡化的解碼度量可以是。在這種情況下的修改量可以被調整為。該線性簡化解碼度量實現起來大幅度之較不複雜，因為該計算可以依據逐個符號而不是依據逐個向量。此外，如果解碼器是硬解碼器，則可以將簡化的LLR直接地映射到硬值。因此，可以不計算修改量，在解碼複雜度或解碼速度上節省更多。
本發明以上與其他目的與優點將由於考慮以下說明並參考所附圖式而為明顯，其中類似數字是指類似組件。
所揭示本發明提供了一種多重輸入多重輸出資料傳輸或儲存系統中的技術，用於在接收器將信號向量解碼，其中，接收器可以接收來自相同傳輸信號向量的多個信號向量。
第1圖顯示依據本發明的一個實施例的基本資料傳輸或儲存系統。從發射器102向接收器112傳輸典型被編組為封包的資料。在傳輸期間，可以藉由以通道106表示的傳輸媒體與加性雜訊源108來改變信號。發射器102具有N t 個輸出104，接收器112具有N r 個輸入110，因此通道106被模製為具有N t 個輸入與N r 個輸出的多重輸入多重輸出(MIMO)系統。可以使用多個時間、頻率、空間因次、或此等因次的任何組合以執行該N t 輸入與N t 輸出因次。
在一個實施例中，第1圖表示第2圖中所示的無線通信系統。在這個實施例中，發射器102是無線伺服器204，例如商業閘道數據機，接收器112是無線接收器206，例如商業無線電腦調整器。通道106是介於無線伺服器204與無線接收器206之間的空間208，其至少由於多徑衰退與陰影效應而阻礙與衰減信號。無線通信系統典型地使用空間因次，以多個發射天線200與接收天線202形式而執行多個因次。
返回第1圖，發射器102將位元序列100準備為能夠經由通道106傳輸的信號。對於未編碼之系統，位元序列100是二進位訊息，其中，該訊息僅承載資訊位元。以替代方式，對於編碼的系統，位元序列100可以是訊息的編碼版本。因此，位元序列100可能源自二進位資料源或源編碼器(未示出)的輸出。
在第3圖中顯示發射器102的一個實施例。發射器102將位元序列100轉換為適合於藉由通道106(第1圖)傳輸的信號104。位元序列100經由間條器/編碼器300通過，該間條器/編碼器可將位元序列100間條及/或編碼。如果間條器/編碼器300執行編碼，則編碼可以依據任何適當的誤差控制代碼(例如捲積、區塊、誤差偵測、誤差修正等)。如果執行間條，則可以假定位元序列100中的每個位元獨立於位元序列100中的所有其他位元。在間條器300的輸出的位元序列306被解多工器308跨N t 個路徑310解多工。每個被解多工的輸出310可以經由亦可以不經由另一個間條器及/或編碼區塊302，以產生位元序列312。最後，位元序列被使用調變器304調變，並且作為以向量形式的信號x 1 ,...,x N t 或x 傳輸。
調變器304將輸入的位元編組為符號，這些符號依據信號星座集與載波信號被映射與轉換為信號。在本發明的一個實施例中，調變器304使用正交調幅(QAM)。每個符號被映射為QAM信號星座集中的信號點，其中，該信號點在藉由相位及/或幅度而彼此不同。例如，第4A圖顯示複數平面中的4－QAM信號星座集。在這種情況下，僅藉由相位可區別信號點400A－400D。每個信號點表示一個不同的2位元符號402：402A表示“00”，402B表示“01”，402C表示“11”，402D表示“10”。然而，從符號向信號點的任何其他一對一映射是有效的。
第4B圖顯示16－QAM信號星座集，其中，4位元序列406被組合為一個符號。在此處，信號點404的幅度與相位可以變化。第4B圖顯示從符號406向信號點404的部分映射，其中，每個符號被示出為最接近其對應的信號點。然而，如同先前，任何其他的映射是可能的。通常，可以依據M－QAM信號集來映射m位元符號，其中，M ＝2 m 。因此，對於第3圖中所示的發射器組態，發射器102能夠同時傳輸mN t 位元。
依據本發明的一個實施例，發射器102依據接收器112亦已知並遵守的協定來多次傳輸相同向量x 。取決於該協定，發射器102中可以有第3圖中未顯示的附加元件。應當瞭解，可以改變發射器102以改變此等協定。例如，如果使用自動重複請求(ARQ)協定，則發射器102可能在重傳被請求的情況下，需要緩衝器來儲存x ，或等同地儲存位元流100。
即使傳輸了x ，第1圖中的接收器112亦實際接收y i ，其中， 為了清楚起見，第5圖顯示式(1)中的每個向量的分量。指數i 表示傳輸相同傳輸向量x 的第i 個實例。y i 是N r ×1向量，其中，每個向量分量是由接收器112的N r 個輸入之一接收的信號。H i 500是N r ×N t 通道矩陣，其定義通道106如何改變被傳輸的向量x 。n i 是加性雜訊的一個N x ×1向量。注意在矩陣500、雜訊源108、因此所接收的信號110中反映的通道106的特性可以對於每個實例i 不同。不同的產生是因為x 的每次傳輸在不同的時間或藉由不同的媒體而發生。
在一個實施例中，可以將雜訊源108模製為加性白高斯雜訊(AWGN)源。在這種情況下，雜訊源108是獨立並且相同分佈的(i，i，d)。即，影響任何n i 中的任何N r 分量的雜訊不影響n i 中的任何其他分量的雜訊，以及任何給定時間的雜訊不影響任何其他時間的雜訊。並且所有的雜訊源具有相同的或然率特徵。此外，n i 的每個分量具有0平均值，並且在幅度與相位上都隨機，其中，該幅度與相位亦是獨立的。這種類型的雜訊源被稱為i.i.d.零平均循環對稱複合高斯(ZMCSCG)雜訊源。如果每個分量的變異數是N 0 ，則藉由 以給定所接收信號的條件或然率分佈函數(pdf)Pr{y |x ,H }。將參考下面結合第10圖而更詳細描述的最大可能解碼，以使用式(2)。
接收器112可以使用所接收的x 的N 個拷貝中的一個或更多個，來確定被傳輸的資訊。接收器112可以將多個所接收向量組合為單個向量以解碼，由此使用多於一個且可能是全部被傳輸的信號向量。下面結合第7－11圖更詳細地討論本發明中揭示組合設計。應當瞭解，本發明中的接收器可以組合所有接收的信號向量。以替代方式，可以組合所接收信號向量的子集合與通道矩陣。例如，如果所接收信號向量中的分量的大小低於某臨界值，則可以丟棄所接收信號與相對應的通道矩陣。因此，變數N 應當指由接收器使用的所接收信號向量的數量，其並無須與所接收的總的信號向量的數量相同。
在本發明的一個實施例中，接收器112使用重新傳輸協定，以接收共同傳輸向量的多個實例。例如，發射器與接收器可以使用HARQ類型－I協定。在第6A與6B圖中分別顯示由發射器102與接收器112採取的步驟的流程圖。第6A圖顯示遵守停止－與－等候協定的發射器，其中，發射器在傳輸下一信號向量之前等候，一直到接收器接受信號向量為止。可以使用其他協定(諸如返回N、選擇性重複或任何其他的適當協定)以取代停止－與－等候。因此，應當瞭解，可以修改第6A圖以執行不同的協定。
第6B圖顯示依據本發明的一個方面的HARQ類型－I接收器協定的簡化流程圖。在某時，接收器112對應於x 的第i 次傳輸而在步驟600接收到y i 。在步驟602，接收器112將截至目前為止接收到的對應於所傳輸的信號x 的所有接收向量，即y 1 、...、y i 組合為單個向量，並且將所組合的向量或所組合向量的處理後版本解碼。在第6B圖中，解碼是指根據組合的信號向量而確定CRC保護的訊息。下面結合第7圖來更詳細地討論其他可能的解碼輸出。可以藉由組合所接收的信號向量，以修正各個信號向量中的誤差，以致於藉由解碼可修正該組合的信號向量。在解碼之後，在步驟604執行誤差偵測，其在這種情況下涉及檢查解碼向量的CRC。如果偵測到誤差，則接收器可在步驟606向發射器傳輸否定確認(NACK)訊息。在接收到NACK時，發射器可傳輸相同傳輸信號向量，其在步驟600被接收為y i ＋1 。y i ＋1 可與y i 不同，即使在發射器使用相同傳輸信號向量x ，因為y i ＋1 在比y i 晚的時間被傳輸，並且被不同的雜訊及/或通道特性影響。該i ＋1個向量被組合與解碼，如同先前說明。這個程序發生N 次，一直至藉由組合與解碼N 個所接收的向量而未偵測到CRC誤差為止。在此處，接收器在步驟608向發射器發回確認(ACK)訊息，以通知發射器已經成功地接收到該向量。而且，由於在所解碼的資料中沒有誤差，因此接收器在步驟610將所解碼的資料傳輸至目的地。
在本發明的另一個實施例中，發射器將信號向量x 傳輸固定次數，而與誤差的存在無關。例如，接收器可以從重複編碼獲得x 的N 次傳輸。x 的N 個拷貝被同時或在某個時間期間內傳輸。接收器組合信號向量y 1 、...、y N ，並且可以解碼該組合或該組合的處理版本。當沒有可行的反向通道來供接收器傳輸重傳請求時，重複編碼可能有用。
HARQ類型－I與重複編碼是可以在本發明的不同實施例中使用的兩個協定。以替代方式，可以組合重複編碼與HARQ，以致於在步驟602組合與解碼之前在步驟600接收到多個向量。然而，本發明不限於在此提到的該兩個協定與其組合。當前，IEEE 802.16e標準使用HARQ與重複編碼，因此這些具體協定僅說明本發明的實施例。允許接收器接收相同傳輸向量的多個拷貝的任何協定是在本發明的範圍中。
第7圖是依據本發明的一個方面的接收器112之實施例之方塊圖。此外，其說明用於在第6B圖中步驟602執行組合與解碼的一種方式。組合器702(其可以使用亦可以不使用從通道組合器700提供的通道資訊718)使用任何適當的組合技術，來組合N個所接收的向量的符號。這種組合以下被稱為符號－位準組合，因為該組合器在信號向量的符號上操作。經組合接收向量706，可以被傳輸到信號處理器712。信號處理器712可以處理該組合接收向量以產生具有白雜訊分量的新的信號向量。如果雜訊已經是白雜訊，則信號處理器712可被繞過或可從接收器中省略，或可以對於經組合接收信號向量執行其他的處理功能。信號處理器712亦可以使用由通道組合器/預處理器700提供的通道資訊716。在白化組合接收向量的雜訊後，解碼器704解碼所處理的信號向量y ’。解碼器704可以使用由組合器700提供的通道資訊708，以對於所處理信號向量710y ’執行操作。解碼器704可以返回信號向量x 的估計。解碼器704可以返回軟資訊或硬資訊。如果解碼器704返回硬資訊，則其可能是硬解碼或軟解碼的結果。對於編碼系統，解碼器704可以返回編碼資訊或解碼資訊。
單輸入單輸出(SISO)系統是MIMO系統的一個特殊情況，其中，N t ＝N r ＝1。第8圖中的系統800顯示SISO系統的第7圖的一個詳細實施例。首先，藉由加權相加來組合信號。權重820可以被選擇來最大化信號－對－雜訊比(SNR)，這是被稱為最大比率組合(MRC)的技術。對於MRC或其他加權相加組合，權重820可以是由組合器800確定的通道資訊808的函數。在藉由符號組合器802的組合之後，可以使用最大可能性(ML)解碼器804而解碼組合接收信號806。
第9圖顯示加權相加組合的一個示例－第8圖中所示的組態的HARQ接收器。信號星座集是如上參考第4A圖所述的4－QAM。信號點900A－900D表示所傳輸符號的幅度與相位。為了說明的目的，假定發射器正在使用HARQ類型I協定來向接收器傳輸符號“00”(902A)。再次為了說明，假定通道不以任何方式衰減、放大或改變信號。因此，理想上，將接收到具有信號點900A的幅度與相位的符號。然而，如果由於加性雜訊而實際接收到具有信號點904的幅度與相位的信號，則其將被錯誤地解碼為“01”(902B)，因為其相對於900A更接近900B。注意，如果假定雜訊是AWGN，則ML解碼器將進行這個決定。該誤差偵測代碼可以然後偵測位元誤差的存在，產生對於重新傳輸的請求。在第二次傳輸時，接收到對應於信號點906的信號。如果信號點906本身被解碼，則其將被錯誤地解碼為“10”(902D)。然而，藉由加權相加信號點904與906，結果產生的組合符號將大致落在虛線908上。組合符號現在最接近信號點900A，並且將被正確地解碼為“00”。因此，第8圖中所示的接收器配置可以用於有效地解碼多個接收信號向量。
回頭參考第8圖，考慮SISO系統的組合設計的數學處理。為了最大化SNR，權重802可以對於每個接收符號y i 採用值。這些權重可以被組合器/預處理器800計算。因此，組合接收符號可以等於 其中，，並且。注意此經組合接收符號中的雜訊分量是高斯的，因為高斯變數的加權和仍然是高斯的。此外，選擇用於MRC的權重，以致於雜訊具有單位變異數。因此，不需要諸如第7圖中的信號處理器712之類的雜訊白化濾波器。如式(5)中所示，可以將組合符號當作由通道與高斯雜訊影響的單獨接收的信號向量。
因此，在組合後，ML解碼器804可以解碼組合符號，就好像其是單個接收符號一樣。ML解碼器804可以計算共同傳輸序列的每個位元的對數可能比(LLR)。LLR是經常與最大可能性解碼相關聯的軟位元度量。對於包含對應於所傳輸位元b k 的位元的接收符號y (其中y 是從具有響應h 的通道接收的)，可以將位元b k 的LLR定義為。因為可以將當作單個接收符號，則可以將LLR計算表達為。LLR的符號(sign)指示所傳輸位元的最可能的值(如果為正則為1，如果為負則為0)，並且LLR的幅度表示決定的強度或可信度。因此，ML解碼器804可以每個位元的LLR的形式來輸出軟資訊。以替代方式，ML解碼器802可以將該LLR映射到硬決定，並且輸出傳輸序列的二進位估計，或可以向軟解碼器提供LLR。為了計算共同傳輸符號ML解碼器的位元bk 的LLR，ML解碼器可以實現 其在下面的式(7)－(12)中將被得出。式(6)中的變數表示信號星座集的子集，其第λ個位元等於j (j ＝0，1)。例如，第10A圖與10B說明4－QAM信號星座集的四個可能子集。上面結合第4A圖更詳細地說明了4－QAM。在每個附圖中，第λ個位元劃底線以強調。注意，與該子集的定義一致，被強調的位元對於子集的所有成員相同。因此，象限A中的信號點屬於子集與。類似地，象限B中的信號點屬於子集與等。
式(6)，符號－位準組合LLR式，可以被計算如下： 從如上所述的LLR的定義得出式(7)與(8)。藉由向式(8)應用本技術中所熟知之Bayes’定理以得到式(9)。然後，式(10)顯示從所傳輸符號而不是所傳輸位元b k 角度所寫的式(9)。例如，在式(9)的分子中，b 0 ＝1的或然率是所傳輸符號對於4－QAM系統是“01”或“11”的或然率之和。如第10A圖中所示，“01”與“11”是子集。因此，等同於。最後，式(11)使用近似Σ i loga i log max i a i ，並且式(12)產生自插入用於條件或然率的式(2)。回憶式(2)是AWGN通道的條件或然率分佈函數(PDF)。
具有MRC的在第8圖中所示的SISO系統的接收器被稱為用於解碼信號向量的最適接收器設計。以下將最適接收器設計定義為在給定N 個接收信號向量的情況下選擇下述信號向量的設計：該信號向量在存在AWGN時作為實際傳輸信號向量的或然率最高。這被認為是最適的，因為完全地使用來自N個接收信號的所有資訊。在數學上，最適解碼設計選擇信號向量，其最大化
最大化式(13)的解碼器是最大可能性解碼器。因此，這樣的解碼器可以計算每個位元的相關聯的LLR，其在此被稱為最適LLR或LLR opt 。
LLRopt 可以如下導出： 從對數可能比的定義獲得式(14)與(15)。藉由與式(7)－(12)實質相同的處理來得到大多數其餘的式。從每個接收的信號向量之間的統計獨立性來得到式(18)。因此，對於獨立的接收符號y 1 與y 2 ，Pr(y 1 ,y 2 )＝Pr(y 1 )Pr(y 2 )，如式(18)中所示。
雖然由符號－位準組合接收器確定的LLR(式(12))看起來不等於最適的LLR(式(20))，然而該不同的產生是由於Σ i loga i log max i a i 近似。在Σ i loga i log max i a i 近似之前，可以證明第8圖的依據MRC的符號－位準－組合設計產生最適接收器。回憶式(10)是在應用該近似之前計算第8圖的依據MRC的符號－位準的組合設計中的LLR的式。式(10)在下面被再產生為式(21)。因此，下面的式序列表明由符號－位準組合產生的LLR等同於最適LLR。
藉由插入用於式(2)中所示的AWGN通道的PDF而從式(21)獲得式(22)。從數學變換獲得其餘的式。式(28)與式(18)相同，式(18)在上面被示出為等於最適的LLR。因此，由第8圖中的接收器使用的解碼設計是用於從AWGN通道接收的信號的最適解碼設計。即使接收器實現式(6)(其使用Σ i loga i log max i a i 近似)，接收器的解碼結果可以仍然是近乎最適的。
第11圖顯示MIMO系統中的符號位準組合接收器的說明性方塊圖。而且，第11圖是第7圖中所示的接收器配置的一個實施例的詳細圖式。組合器1102可以藉由加權相加而組合N 個所接收的信號向量。在本發明的一個實施例中，結果產生的組合接收信號向量可以是： 其中，，並且。是被稱為組合通道矩陣的N t ×N t 矩陣，並且可以被組合器/預處理器1100計算。是以下被稱為組合雜訊向量的N t ×1雜訊向量。在此處，式(30)與式(31)中的權重被選擇來最大化SNR。雖然術語最大比率組合(MRC)通常用於SISO系統，然而其亦在此處被稱為最大化SNR的符號位準MIMO組合設計。因此，在此處描述的實施例可以被稱為MRC MIMO接收器。在該組合後，式(32)表明組合接收信號向量可以被模製為單個接收向量，其被通道與雜訊分量影響。因此，可以以與任何其他接收信號向量類似的方式來解碼組合接收信號向量。
然而，可以很容易證明組合雜訊向量的共變異數等於。因此，該雜訊不是白雜訊，因為公知白雜訊具有對角共變異數矩陣。因此，為了白化雜訊分量，由信號處理器1112處理組合接收信號。信號處理器1112可以藉由將該信號乘以而白化雜訊，其中，矩陣A 1/2 被定義為任何矩陣，其中，A 1/2 A 1/2 ＝A 。可以從組合器/預處理器1100獲得的值。在該相乘之後，所處理的信號y' 可以等於： (34)其中，所處理雜訊向量n' 的共變異數是所希望的。因此，所處理的組合信號向量y' 可以被模製為由AWGN通道影響的單個接收信號向量，其中，通道響應矩陣是，並且雜訊向量是n' 。
然後可以由ML解碼器1104解碼被濾波的信號y' 。ML解碼器可以藉由實現下面的式來計算對數可能比 式(35)可以如下導出： 從LLR的定義獲得式(36)與(37)。可以藉由與用於獲得式(7)－(12)的處理實質上相同的過程來得到其餘的式。ML解碼器1104可以將LLR直接輸出為軟資訊，或可以將LLR轉換為另一個軟位元度量。以替代方式，ML解碼器1104可以將LLR映射為硬決定，並且輸出所傳輸序列的二進位序列估計，或可以將LLR輸出到軟解碼器。
可以證明第11圖中所示的依據MRC的符號位準組合設計是最適的解碼設計。MIMO系統的最適LLR可以被計算如下： 從對數可能比得到式(41)與(42)。藉由與式(7)－(12)或式(14)－(20)大致相同的處理來得到其餘的式。
雖然由符號位準組合接收器確定的LLR(式(40))看起來不等於最適LLR(式(46))，然而該差別的產生是因為Σ i loga i log max i a i 近似。在該近似之前，可以證明依據MRC的符號－位準－組合設計產生最適的接收器。下面的式序列表明由符號－位準－組合產生的LLR等同於最適的LLR。
藉由插入用於式(2)中所示的AWGN通道的PDF而從式(38)(用於依據MRC的符號位準組合接收器的LLR式)得出式(47)。從數學變換獲得其餘的式。式(51)等同於用於AWGN通道的式(43)，式(43)在上面被證明為等於最適LLR。因此，由第11圖中的接收器使用的解碼設計可以用於實現用於從AWGN通道接收的信號向量的最適解碼設計。即使接收器實現式(40)(其使用Σ i loga i log max i a i 近似)，接收器的解碼結果亦可以仍然是近乎最適的。
注意運算式實質上是距離計算，並且是用於計算MIMO系統的LLR(在上面被示出為式(35))的式的主要部分。因此，以下將LLR式中的該距離式或任何其他這樣的式稱為解碼度量。ML解碼器1104的解碼度量可以被計算如下： 注意，式(55)中的最後項不依賴於被傳輸的信號向量。因此，該最後項對於在得出LLR(在上面式(36)－(39)中得出)中的分子與分母是共同的，並且可以在LLR計算(或等同地，在該計算的電路執行)中被忽略。
第7、8與11圖中圖解的接收器顯示作為到其各自的組合區塊中的輸入的所有N 個接收向量與N 個通道響應矩陣。然而，所有N 個信號向量與N 個通道矩陣不必然同時被提供到組合器，並且不要求接收器等候一直到接收到所有N 個信號向量之後才開始操作。相反，第7、8與11圖中所示的接收器僅圖解了該系統能夠以任何適當方式組合來自一個共同傳輸信號向量的所有N 次傳輸的資訊。事實上，在一些實施例中，諸如當使用HARQ協定時，組合器可能僅需要在任何給定時間接受一個信號向量或通道矩陣，並且關於先前的傳輸的資訊可以從某個其他源獲得。
第12圖顯示第11圖的更詳細的接收器，其圖解了當以P 個信號向量的組接收N 個信號向量時(其中P ≦N )接收器如何可以運行。以下將變數P 定義為基本上同時(例如同時、在給定的時間量內等)接收的信號向量的數量。因此，對於HARQ或ARQ協定，P 可以等於1。對於重複編碼或另一個適當的固定傳輸設計，P 可以等於N 。對於其地的適當協定，1<P <N 。為了簡單，假定P 可被N 整除。在這種情況下，有P 信號向量的總共P/N 次傳輸。然而，本發明不限於這種受限的情況。而且，為了清楚起見，在任何組合向量或矩陣上的下標將指示在該組合中包括的向量或矩陣的數量。例如，可以指示接收向量y 1 ,...,y i 或y i ＋1 ,...,y 2i 等組合的組合接收信號向量。
當第12圖中的系統接收到第一組P個信號向量時，不可獲得關於共同傳輸信號向量的任何以往資訊。因此，組合器1200與1202可以計算該P個信號向量的組合接收向量與組合通道矩陣。可以分別在儲存體1222與1220中儲存與的值以用於未來使用。雖然儲存體1220與1222在第12圖中被示出為分離的，然而它們亦可以是單個儲存系統。組合器/預處理器1200可以另外使用計算。因此，ML解碼器1204可以根據在該P 個接收信號向量中可以獲得的資訊最適地解碼共同傳輸信號。
當接收到第二組P 個信號向量時，組合器1200與1202可以組合新接收的信號向量與在儲存體1220與1222中儲存的第一組信號向量的資訊。即，組合器1202可以計算第二組P 個信號向量的，並且可以將它們加到已經被計算的組合向量上。類似地，組合器1200可以計算第二組P 個通道矩陣的(如果它們與第一組不同的話)，並且可以將它們加到已經被計算的組合通道矩陣上。如果通道矩陣與第一次傳輸相同，則組合器1200可以簡單地使用從先前的計算獲得的資訊。因此，組合器1200與1204可以獲得前2P 個信號向量的組合信號向量與組合通道矩陣(與)，而不重新計算從先前的傳輸獲得的資訊。
在數學上，組合器1200與1202可以計算： 藉由覆寫在第一次傳輸後儲存的與，可以分別在儲存體1222與1220中儲存與。然後，當接收到第三組P 個信號向量時，可以使用與。
使用第12圖中所示的儲存系統，當接收到新的信號向量組時，接收器可以遞增地改變其組合接收向量與組合通道矩陣。在接收到每組P 個信號向量後，ML解碼器1304產生已經被接收的給定數量的信號向量的共同傳輸信號向量的最適估計。因此，接收器的有效性不依賴於接收向量的數量。這對於諸如HARQ之類的某些傳輸協定特別有益，其中，所接收的信號向量的數量可能改變。
由第12圖中的接收器配置圖解並且對於本發明的其他實施例的任何一個(例如第7、11、13與14圖)來說都是如此的另一個益處是對於任何的N 的解碼器可再用性。即，僅實現一個解碼器，而不論接收到多少信號向量。對於N 的每個可能值使用單獨的解碼器將大大地提高硬體的數量與複雜性。另外，因為對於所有的N ≧1執行不同的解碼器是不實際與不可能的，因此將限制解碼器的解碼彈性。因此，在解碼器複雜性與彈性上可能非常有益的是，第7、11、12、13與14圖中所示的接收器配置可以對於任何N 執行單個解碼器。
第12圖中的接收器配置的另一個益處是記憶體效率。在接收到每組P 個信號向量後，計算新的組合信號向量。這個信號向量可以替換在記憶體中儲存的先前的資訊。因此，儲存體1220與1222的記憶體要求不依賴於所接收向量的數量。具體上，儲存體1200可以剛好大到足以儲存的一個拷貝，並且儲存體1202可以剛好大到足以儲存的一個拷貝。這與每次接收到新的一組向量時重新計算與的系統不同。在這種情況下，接收器需要儲存所有先前的傳輸的信號向量與通道響應矩陣。
現在參考第13與14圖，顯示用於符號－位準－組合接收器的第7圖的其他詳細實施例。這些實施例使用另外的信號處理技術，其可以用於減少ML解碼器的計算複雜度。諸如儲存體1220與1222的儲存系統未明確地被示出在第13與14圖中，而是可以假定作為它們的對應組合器的一部分。
第13圖顯示符號－位準接收器，其使用QR分解來減少計算ML解碼度量的複雜度。除了組合信號響應矩陣與確定之外，組合器/預處理器1300亦可以將因數分解為具有正交列的矩陣Q與方上三角矩陣R。因此，，並且。因此，由信號處理器1312計算的被處理的組合接收信號向量 可以被表達為 其中，雜訊的共變異數是。信號處理器1312可以另外藉由將其與Q ＊ 相乘而處理。這個操作得到 因此，因為Q ＊ 是正交的與確定性的，因此的共變異數仍然是單位矩陣。因此，可以被當作受到通道R與白雜訊影響的單個接收信號向量。
第13圖中的信號處理器1312處理y' 後，解碼器1304可以使用由通道處理器1300提供的通道資訊1308來解碼該結果。所處理信號的解碼度量可以是或。因為R是上三角矩陣，則與由第12圖中的ML解碼器1204實現的解碼度量的複雜度相比較，可以減少解碼度量的複雜度。
現在參考第14圖，所圖解的接收器使用Cholesky因數分解來減低計算ML解碼度量的複雜度。在組合器1400產生組合通道矩陣後，組合器可以使用Cholesky因數分解來因數分解組合矩陣。Cholesky因數分解將方矩陣因數分解為下三角矩陣L 與其共軛轉置L ＊ 。因此，組合通道矩陣可以被寫為 因此，來自組合器1402的組合接收信號向量 可以被表達為 然而，組合雜訊向量的共變異數等於。因此，雜訊不是白雜訊，因此不容易被解碼。為了白化雜訊，可以將組合接收向量傳遞到信號處理器1412。信號處理器1412可以將乘以從預處理器1400獲得的L 的逆或L －1 。這產生了被處理信號向量 其中，。新的雜訊分量是白雜訊，因為。因此，可以被當作受到通道L ＊ 與白雜訊影響的單個接收信號，並且如此被解碼。
因此，第14圖中的信號處理器1412產生y' 後，解碼器1404可以使用由通道預處理器1400提供的通道資訊1408來解碼y' 。所處理信號的解碼度量可以是。因為L ＊ 是上三角矩陣，因此與第12圖中的ML解碼器1204執行的解碼度量的複雜度相比較，可以減少解碼度量的複雜度。
下面結合第15－17圖與式(68)－(120)來說明預處理器1400、信號處理器1412與解碼器1404(第14圖)的更詳細的實施例。具體上，第15與16圖與式(76)－(98)描述了如何對於2輸入2輸出MIMO系統執行第14圖中的各個元件。第15與17圖與式(99)－(120)描述了如何對於3輸入3輸出MIMO系統執行第14圖中的各個元件。雖然僅給出了2輸入2輸出與3輸入3輸出示例，然而應當瞭解，可以依據下面對於任何R輸入R輸出MIMO系統的說明而實踐第14圖的接收器。
預處理器1400可以使用Cholesky演算法來計算組合通道矩陣的Cholesky因數分解。該Cholesky演算法是是R步驟遞迴演算法，其中，R是MIMO系統中的輸入或輸出的數量。因此，當通道矩陣的大小增大時，由預處理器執行的計算的數量增加。在每個步驟，Cholesky演算法計算矩陣A ( i ) ，其中 該遞迴演算法以作為原始矩陣的A (1) 開始，並且以結尾，其中，A ( R ＋1) 是單位矩陣I R × R 。因此，藉由插入A ( i ) 的所有R 式，該演算法得到， 預期的結果是的分解，其產生下三角矩陣L ＝L 1 L 2 ...L R 與其共軛轉置。在每個階段i ，矩陣A ( i ) 可以被寫為 a ( i ) 是A ( i ) 中的單個項目，b ( i ) 是(R －i )×1向量，是b ( i ) 的共軛轉置，B ( i ) 是(R －i )×(R －i )矩陣。使用式(68)與在式(73)中定義的變數，可以將用於該演算法的下一個步驟的矩陣A ( i ＋1) 與L i 寫為 因此，預處理器1400可以連續地計算矩陣L 1 ,...,L R ，並且計算L ＝L 1 ...L R 及其逆。
對於2×2組合通道矩陣，，並且可以將矩陣分量表示為h 11 、h 12 、與h 22 。因此，第一矩陣A (1) 給出為 注意，第二行上的第一分量h 21 等於，因為。使用式(73)的變數，亦可以將A (1) 表達為 遞迴演算法中的第一步驟包含分別使用式(74)與(75)來確定A (2) 與L 1 。因此，A (2) 與L 1 可以被給出為 其中，。
在確定A (2) 後，Cholesky演算法中的第二與最後步驟包含計算L 2 與A (3) 。依據式(73)，可以將A(2) 寫為 因此，可以將L 2 與A (3) 表達為 如在Cholesky演算法的最後步驟中所預期的那樣，矩陣A (3) ＝A ( R ＋1) 是單位矩陣。注意在Cholesky演算法中僅有兩個步驟，因為是2×2。
可以依據如上所述的遞迴演算法來確定下三角矩陣L (其中)。一般，藉由將L 1 ,...,L P 相乘來確定L 。因此，對於2×2的情況，可以藉由將L 1 與L 2 相乘來計算L ，產生 亦可以藉由下述方式來計算L 的逆或L －1 ：藉由計算L 1 與L 2 的逆，並且以逆序將它們相乘。即，
因此，使用Cholesky演算法，MIMO接收器中的預處理器(例如預處理器1400)可以計算組合通道矩陣的L 與L －1 。這些矩陣可以由諸如信號處理器1412的信號處理器或被諸如ML解碼器1404的解碼器使用。以替代方式，預處理器可以使用於一個或更多個因數分解的式或式的等同表示被硬編碼或硬連線。例如，預處理器可以對式(83)與(84)進行硬編碼或硬連線。
在如上所述的Cholesky演算法中計算的L 與L －1 可以被ML解碼器使用來計算傳輸序列中的每個位元的對數可能比。例如，第14圖中的接收器可以被配置使得ML解碼器依據 計算LLR。因此，這個接收器的解碼度量可以是∥L －1 Y －L ＊ X ∥2 。藉由如上所述從Cholesky因數分解插入L 2x2 與，由解碼器執行的度量將是 因為L －1 Y 可以是到解碼器的輸入(例如從第14圖中的信號處理器1412)，因此解碼器可以實際計算 其中，y' ＝L －1 Y 是該輸入。為了在式(85)中計算LLR，可以使用X 的所有可能組合來重複計算式(87)中的解碼度量。以這種方式，解碼器可以確定產生對於b＝1與b＝0的式(87)的最小值的組合。對於2×2 64－QAM系統，對於X 中的每個符號存在64個可能值。因此，將64×64＝4096次計算距離計算∥L －1 Y －L ＊ X ∥2 。
注意，式(87)中所示的解碼度量計算平方根、相除與相乘。這些可能是在計算上昂貴的操作，因此在執行上可能是時間密集及/或複雜的。而且，可能重複地(例如4096次)計算該度量。因此，可能放大複雜/時間密集計算的效果。以下將重複計算的計算部分稱為關鍵路徑。因此，在本發明中提供了不同的解碼策略，其降低了關鍵路徑的複雜度。具體上，可以將密集計算的一部分並入預處理器(例如預處理器1400)或在確定了X 的最小化值後的計算中。
為了減低關鍵路徑的複雜度，可以將式(85)中所示的解碼度量因數分解如下： 為了簡單起見，可以將因數分解的解碼度量寫為 其中，，，並且是簡化的解碼度量。因此，可以將LLR表達為 注意，與原始解碼度量不同，可以重複地計算該簡化的解碼度量。因此，已經從關鍵路徑中去除有相乘與相除運算的計算。因此，降低了關鍵路徑中的計算的複雜度，然而其代價是增加了最後的LLR計算。然而，通常比距離計算(例如4096)計算更少的LLR(例如用於2×2 64－QAM系統的16個LLR)。因此，從關鍵路徑去除仍然可以提供相當大的時間及/或複雜度節省。
此外，可以不需要在最後的LLR計算中使用的項，直到完成關鍵路徑計算後。因此，可以在正在執行時間密集關鍵路徑計算期間計算。因此，可以使用慢的然而不太複雜的相乘與相除計算執行方式，而不增加計算LLR所需要的時間量。例如，可以使用序列逆轉機構來執行該相除運算。
在一些實施例中，不是計算平方的簡化的解碼度量，而是可以使用線性近似。例如，簡化的解碼度量可以是 其省去該平方的簡化的解碼度量中的平方項。這種近似可以減少關鍵路徑中的計算的複雜度，因此與距離計算的平方版本相比較可以節省很多時間及/或複雜度。
如果式(93)中的線性距離度量被用作解碼度量，則可以將最後的LLR計算更新為 注意，已經以最後LLR計算的複雜度為代價再次降低了關鍵路徑的複雜度。然而，因為可以在計算關鍵路徑計算的同時計算，因此可以使用可以具有低複雜度與時間密集的技術來執行。而且，如果以硬體來執行，則可以使用相同的平方根電路來計算與，由此減少硬體的總量。
實現式(93)的線性解碼度量與式(94)的LLR的另一個益處是該計算是依據符號的而不是依據向量的。即，最小化可以包含確定X 中的所有符號的值。然而，最小化包含確定X 中的單個符號的最小值。因此，使用線性度量的解碼器可以逐個符號地輸出結果，而不是以符號組來輸出結果。當使用硬解碼時，這可以是有益的。使用硬解碼，亦可以逐個符號地計算LLR linear ，然後可以將其直接地映射到硬決定。因此，可以不需要修正項。不必計算除法運算與額外的平方根運算，可以相當大地進一步降低系統的複雜度。
現在參考第15圖，顯示說明性流程圖1500，用於根據解碼度量而解碼信號向量。依據流程圖1500的步驟而解碼的信號向量可以是組合信號向量，諸如由第14圖的組合器1402產生的組合信號向量。在步驟1502，可以預處理通道資訊(例如藉由第14圖的預處理器1400)以用於計算簡化的解碼度量。可以藉由因數分解該解碼度量而得到簡化的解碼度量。例如，該解碼度量可以是∥L －1 Y －L ＊ X ∥2 ，其中，在上面的式(86)中顯示L ＊ 與L －1 。在這種情況下，該簡化度量可以是。從該解碼度量因數分解出的項可以是，其可以被稱為修改量值或簡稱為修改量(modifier)。以替代方式，該簡化的解碼度量可以是，並且結果產生的修改量可以是。因此，簡化的解碼度量可以是信號向量與通道特性的函數，而修改量可以僅是通道特性的函數。
在步驟1502執行的通道預處理可以減少在關鍵路徑中執行的計算的數量或複雜度。即，通道預處理可以在關鍵路徑中的操作之前計算否則將在關鍵路徑中計算－可能重複地－的通道資訊的任何函數。預處理器可以計算針對X的不同值的簡化解碼度量的每次計算來說共同的任何通道函數。例如，如果簡化解碼度量是或，則或對於簡化解碼度量的每次計算可以是共同的。因此，通道預處理器可以在步驟1502計算以用於計算簡化解碼度量，這亦可以用於計算修改量。
繼續參考第15圖，在步驟1504，可以根據簡化解碼度量來計算諸如對數可能比的軟位元資訊度量。繼續在步驟1502中上述的示例，可以使用簡化的解碼度量以LLR的形式來計算軟位元資訊度量，其中 以替代方式，可以依據 使用線性簡化解碼度量來計算軟位元度量。
可以與步驟1504基本上同時地(例如並行地)在步驟1506計算修改量。即，在對於X的不同可能值重複計算簡化解碼度量的同時，可以計算修改量。對於如上所述的示例，步驟1506可以包含計算。在這個實施例中，硬體(在硬體實現方式中)可以包括乘法器與除法器。以替代方式，步驟1506可以包含計算，在這種情況下，該硬體可以另外包括平方根電路。在一些實施例中，用於執行步驟1504的資源的一些亦可以用於執行在步驟1506中的操作。如上所述，因為步驟1504可能需要較長的時間來完成，因此可以在更慢與更低複雜度的實現方式中包含用於計算步驟1506的任何乘法器、除法器或平方根電路。
在步驟1508，可以組合該軟位元資訊度量與修改量以產生對應於所傳輸的數位序列的軟資訊。可以藉由相乘這兩個值來組合該軟位元資訊度量與修改量。在這些實施例中，可以實現R 乘法器以將該R 軟位元資訊度量乘以該修改量以產生R 個最後的LLR值。可以依據關鍵路徑並且在後處理器中計算這種組合步驟。
可以使用流程圖1500來解碼組合信號向量，其有益地從關鍵路徑拉出盡可能多的計算。該計算改為由預處理器在步驟1502或由後處理器在步驟1508執行。因此，重複執行的計算可以具有低複雜度及/或可以效率高。
現在參考第16圖，流程圖1600顯示依據流程圖1500(第15圖)的解碼策略在2×2 MIMO系統中解碼組合信號向量的更詳細的、然而仍然簡化的圖示。在步驟1602，計算用於確定與涉及的計算。對於2×2系統(其中，並且)，步驟1602可以首先涉及確定，並且可以然後涉及確定其平方根。可以由通道預處理器(例如預處理器1400(第14圖))來確定這些值。在步驟1604，可以藉由將向量乘以而處理組合接收信號向量。可以使用MRC或任何其他的適當組合方法(諸如加權相加的另一種形式)而獲得組合接收信號向量。可以從信號向量組合器(諸如第14圖中的MRC組合器1402)獲得該組合接收信號向量。可以藉由諸如第14圖中的信號處理器1412的信號處理器來執行與的相乘。
在步驟1606，可以對於X的每個可能組合計算簡化的解碼度量。對於2×2系統，該簡化解碼度量可以是。因此，在步驟1606，可以將乘以每個有效的共同傳輸信號向量X，並且可以使用每個相乘的結果來確定簡化解碼度量。以替代方式，該解碼度量可以是簡化解碼度量的線性近似。因此，步驟1606可以包含多次(例如對於2×2 64－QAM系統4096次或用於每個符號的64次)計算適當的解碼度量。可以藉由諸如第14圖中的ML解碼器1404的最大可能性解碼器來執行步驟1606。
在對於每個可能X計算解碼度量後，在步驟1608使用針對b＝1與b＝0下的最小化值來確定簡化LLR。如上所述，可以藉由計算 或LLR ' linear 而確定簡化的LLR。可以藉由諸如第14圖中的ML解碼器1404的最大可能性解碼器來計算簡化的LLR。在步驟1612，可以藉由一個因數來修改該簡化的LLR以計算真實的LLR。在2×2的情況下，該因數可以是或，這取決於使用了哪個解碼度量。這個因數可以由步驟1610確定。
可以在正在執行步驟1604、1606與1608的同時執行步驟1610。即，可以在計算步驟1604、1606與1608的同時在任何時間計算步驟1610。以替代方式，可以在其他步驟之前某個時間或在其後某個時間計算步驟1610。步驟1610包含執行未由步驟1604、1606與1608使用的、然而用於計算最後LLR值的計算。因此，步驟1610可以執行在關鍵路徑後的計算中使用的任何適當計算(例如步驟1612)。對於2×2系統，步驟1610可以包含計算，並且使用結果來計算。以替代方式，步驟1610可以包含計算，然後使用結果來計算，最後計算。回憶已經在步驟1602中計算了。因此，可以使用與用於計算的硬體相同的硬體－如果適用的話－來計算。或可以由步驟1610使用來計算最後的LLR，如上所述。步驟1610可以被諸如第14圖中的預處理器1400的通道處理器計算。
給上結合式(76)－(95)與第15與16圖給出的Cholesky因數分解與解碼示例用於2輸入2輸出MIMO系統。然而，應當瞭解，可以將Cholesky因數分解應用到任何R 輸入R 輸出MIMO系統，並且可以將流程圖1500與1600用於任何R 輸入T 輸出MIMO系統。為了進一步說明本發明的上述方面，下面結合第17圖與式(99)－(120)而說明3×3的完整示例。
在此說明用於3×3組合通道矩陣的Cholesky因數分解。可以將的分量表示為h 11 、h 12 、、h 13 、、h 22 、、h 33 與。因此，可以藉由 來給出第一矩陣A (1) 。依據式(73)，變數a (1) 、b (1) 與B (1) 可以採用下面的值：a (1) ＝h 11 , (100) Cholesky遞迴演算法中的第一步驟包含分別使用式(74)與(75)來確定A (2) 與L 1 。因此，A (2) 與L 1 可以被給出為 其中，，並且。
在確定A (2) 後，Cholesky演算法中的第二步驟包含再次使用式(74)與(75)來確定A (3) 與L 2 。首先，從式(73)，變數a (2) 、b (2) 與B (2) 可以採用下面的值：
因此，A (3) 與L 2 可以被給出為 其中，。
在確定A (3) 後，Cholesky演算法中的第三與最後步驟包含計算A (4) 與L 3 。依據式(73)，A (3) 可以被寫為 因此，A (4) 與L 3 可以被表達為 如Cholesky演算法的最後步驟所預期的那樣，矩陣A (4) ＝A ( R ＋1) 是單位矩陣。
可以依據如上所述的遞迴演算法而確定下三角矩陣L (其中)。一般，藉由將L 1 ,...,L P 相乘來確定L 。因此，對於3×3情況，可以藉由將L 1 、L 2 與L 3 相乘來計算L 。因此， 其中， 亦可以藉由下述方式來計算L 的逆或L －1 ：藉由計算L 1 、L 2 、L 3 的逆，並且以逆序將它們相乘。即 其中
如果組合通道矩陣是3×3，預處理器可以如上所述結合式(99)－(119)計算3×3 Cholesky演算法。以替代方式，預處理器可以使用於一個或更多個因數分解的式或式的等同表示被硬編碼或硬連線。例如，預處理器可以對式(114)與(117)進行硬編碼或硬連線。
第17圖顯示用於依據流程圖1500(第15圖)的解碼策略而解碼來自3×3 MIMO系統的組合接收信號向量的說明性流程圖1700。在步驟1702，對於將用於電腦簡化的解碼度量的組合通道響應矩陣的分量執行處理。具體上，可以執行處理以確定式(116)與(119)中所示的與矩陣。首先，可以確定在Cholesky因數分解的第一步驟中定義的、與。使用該結果，可以計算在Cholesky因數分解的第二步驟中定義的。而且，可以並行地計算、的平方根。在確定後，亦可以計算、的平方根。在一些實施例中，用於計算的平方根電路(如果適用的話)可以用於計算。最後，使用上述的計算的結果，可以構造與矩陣。即，可以計算與的非零分量(它們是、、、、與)。注意在任何上述的計算中不需要除法運算。至少由於這個原因，在步驟1702中執行的計算可以比使用原始的解碼度量所需要的任何通道處理複雜度低得多。在一些實施例中，可以由通道預處理器(例如第14圖中的預處理器1400)執行如上所述的通道處理計算。
在步驟1704，可以藉由將向量乘以從步驟1702確定的而處理組合接收信號向量。可以使用MRC或任何其他適當的組合方法(諸如另一種形式的加權相加)而獲得組合接收信號向量。可以從諸如第14圖中的MRC組合器1402的信號向量組合器獲得組合接收信號向量。可以藉由諸如第14圖中的信號處理器1412的信號處理器來執行與的相乘。
在步驟1706，可以對於X的每個可能的組合計算簡化的解碼度量。對於3×3系統，簡化的解碼度量可以是，其中，，並且分別藉由式(116)與(119)給出與。因此，在步驟1706，可以將乘以每個有效共同傳輸信號向量X ，並且可以使用每個相乘的結果來確定簡化解碼度量。以替代方式，該解碼度量可以是簡化解碼度量的線性近似。因此，步驟1706可以包含多次(例如對於3×3、64－QAM系統為64×64×64＝262,144次，或對於每個符號為64次)計算適當的解碼度量。可以由諸如第14圖中的ML解碼器1404的最大可能性解碼器來執行步驟1706。
在對於每個可能的X 計算解碼度量後，針對b＝1與b＝0的最小化值用於在步驟1708確定簡化的LLR。藉由計算 或LLR ' linear 來確定簡化的LLR。可以藉由諸如第14圖中的ML解碼器1404的最大可能性解碼器來計算簡化LLR。在步驟1712，可以藉由一個因數來修改簡化LLR以計算真實的LLR。在3×3的情況下，該因數可以是或，這取決於使用哪個解碼度量。可以在步驟1710確定這個因數。
可以在正在執行步驟1704、1706與1708的同時執行步驟1710。即，可以在計算步驟1704、1706與1708的同時在任何時間計算步驟1710。以替代方式，可以在其他步驟之前某個時間或在其後某個時間計算步驟1710。步驟1710包含執行未由步驟1704、1706與1708使用的、然而用於計算最後LLR值的計算。因此，步驟1710可以執行在關鍵路徑後的計算中使用的任何適當計算(例如步驟1712)。對於3×3系統，步驟1710可以包含計算，並且使用結果來計算。以替代方式，步驟1710可以包含計算，然後使用結果來計算，最後計算。回憶已經在步驟1602中計算了與。因此，可以使用與用於計算及/或的硬體相同的硬體－如果適用的話－來計算。或可以由步驟1610使用來計算最後的LLR，如上所述。步驟1610可以被諸如第14圖中的預處理器1400的通道處理器計算。
如上在2×2示例中所述，上面所示的解碼實現方式具有許多優點。首先，從關鍵路徑省去相除運算，並且可以在與關鍵路徑計算基本上同時地執行相除運算。因此，可以使用慢的、然而低複雜度的演算法－諸如序列逆轉機構－來實現相除運算。而且，從關鍵路徑省去平方根運算，其可以再次允許接收器設計者降低平方根實現方式的複雜度。
其次，如果使用線性簡化解碼度量，則解碼可以依據符號。即，解碼器可以輸出每個符號的估計而不是整個信號向量。如果使用硬決定，則逐個符號確定的簡化LLR足以將每個符號映射到硬決定。因此，不再需要修改量，並且可以完全省略步驟1710與1712。因此，不需要相除運算，並且不需要任何最後的乘法器來計算真實的LLR。
一般，可以將用於R ×R MIMO系統的、具有Cholesky因數分解的解碼度量因數分解為平方的簡化的解碼度量與修改量，其中，。以替代方式，可以將解碼度量因數分解為線性的簡化解碼度量與修改量，其中，。上面給出了用於2×2與3×3 MIMO系統的式的導出。可以使用第15圖中所示的步驟來執行用於一般的R 輸入、R 輸出MIMO系統的信號向量的解碼，並且，用於一般的R 輸入、R 輸出MIMO系統的信號向量的解碼可以具有以上結合第16圖與第17圖的2×2與3×3示例所述的任何特徵。
現在參考第18A－18G圖，顯示本發明的各種示例實現方式。
現在參考第18A圖，本發明可以被實現在硬碟驅動器1800中。本發明可以實現信號處理及/或控制電路的任何一個或兩者，其在第18A圖中一般標示為1802。在一些實現方式中，HDD 1800中的信號處理及/或控制向量1802及/或其他電路(未示出)可以處理資料，執行編碼及/或加密，執行計算，及/或格式化被輸出到磁性儲存媒體1806及/或從磁性儲存媒體1806接收的資料。
HDD 1800可以經由一個或更多個有線或無線通信連接1808與諸如電腦的主機裝置(未示出)、諸如個人數位助理的行動計算裝置、行動電話、媒體或MP3播放器等及/或其他裝置通信。HDD 1800可以連接到諸如隨機存取記憶體(RAM)的記憶體1809、諸如快閃記憶體的低等候時間非揮發性記憶體、唯讀記憶體(ROM)及/或其他適當的電子資料儲存體。
現在參考第18B圖，本發明可以被實現在數位多功能碟(DVD)驅動器1810中。本發明可以實現信號處理及/或控制電路的任何一個或兩者(其在第18B圖中一般標示為1812)及/或DVD驅動器1810的大容量資料儲存裝置。DVD 1810中的信號處理及/或控制電路1812及/或其他電路(未示出)可以處理資料，執行編碼及/或加密，執行計算，及/或格式化從光學儲存媒體1816讀取的資料及/或被寫入到光學儲存媒體1816的資料。在一些實現方式中，DVD 1810中的信號處理及/或控制電路1812及/或其他電路(未示出)亦可以執行其他功能，諸如編碼及/或解碼及/或與DVD驅動器相關聯的任何其他的信號處理功能。
DVD驅動器1810可以經由一個或更多個有線或無線通信連接1817與諸如電腦的輸出裝置(未示出)、電視機或其他裝置通信。DVD 1810可以與以非揮發性方式儲存資料的大容量資料儲存裝置1818通信。該大容量資料儲存裝置1818可以包括硬碟驅動器(HDD)。該HDD可以具有第18A圖中所示的配置。HDD可以是微型HDD，其包括一個或更多個碟片，其直徑小於大約1.8"。DVD 1810可以連接到記憶體1819，該記憶體1819例如是RAM、ROM、諸如快閃記憶體的低等候時間非揮發性記憶體及/或其他的適當電子資料儲存體。
現在參考第18C圖，本發明可以被實現在高畫質電視機(HDTV)1820中。本發明可以實現HDTV 1820的信號處理及/或控制電路的任何一個或兩者(其在第18C圖中一般標示為1822)、WLAN介面及/或大容量資料儲存裝置。HDTV 1820以有線或無線的格式來接收HDTV輸入信號，並且產生用於顯示器1826的HDTV輸出信號。在一些實現方式中，HDTV 1820的信號處理電路及/或控制電路1822及/或其他電路(未示出)可以處理資料，執行編碼及/或加密，執行計算，格式化資料，及/或執行可能需要的任何其他類型的HDTV處理。
HDTV 1820可以與以非揮發性方式儲存資料的大容量資料儲存裝置1827(諸如光學及/或磁性儲存裝置，例如硬碟驅動器HDD及/或DVD)通信。至少一個HDD可以具有第18A圖中所示的配置，及/或，至少一個DVD可以具有第18B圖中所示的配置。該HDD可以是微型HDD，其包括一個或更多個碟片，其直徑小於大約1.8"。HDTV 1820可以連接到記憶體1828，例如RAM、ROM、諸如快閃記憶體的低等候時間非揮發性記憶體及/或其他適當的電子資料儲存體。HDTV 1820亦可以支援經由WLAN網路介面1829與WLAN連接。
現在參考第18D圖，本發明實現車輛1830的控制系統、WLAN介面及/或車輛控制系統的大容量資料儲存裝置。在一些實現方式中，本發明可以實現動力系控制系統1832，其接收來自一個或更多個感測器(諸如溫度感測器、壓力感測器、旋轉感測器、氣流感測器及/或任何其他適當的感測器)的輸入，及/或，動力系控制系統1832產生一個或更多個輸出控制信號，諸如引擎操作參數、傳動裝置操作參數及/或其他控制信號。
本發明亦可以被實現在車輛1830的其他控制系統1840中。該控制系統1840可以同樣地從輸入感測器1842接收信號，及/或向一個或更多個輸出裝置1844輸出控制信號。在一些實現方式中，控制系統1840可以是防鎖死煞車系統(ABS)、導航系統、遠端資訊處理系統、車輛遠端資訊處理系統、車道脫離系統、自適應巡遊控制系統、諸如身歷聲、DVD、CD等的車輛娛樂系統的一部分。可以考慮其他的實現方式。
該動力系控制系統1832可以與以非揮發性方式而儲存資料的大容量資料儲存裝置1846通信。大容量資料儲存裝置1846可以包括光學及/或磁性儲存裝置，諸如硬碟驅動器HDD及/或DVD。至少一個HDD可以具有第18A圖中所示的配置，及/或，至少一個DVD可以具有第18B圖中所示的配置。HDD可以是微型HDD，其包括一個或更多個碟片，其直徑小於大約1.8"。該動力系控制系統1832可以連接到記憶體1847，例如RAM、ROM、諸如快閃記憶體的低等候時間非揮發性記憶體及/或其他適當的電子資料儲存體。該動力系控制系統1832亦可以支援經由WLAN網路介面1848與WLAN連接。控制系統1840亦可以包括大容量資料儲存裝置、記憶體及/或WLAN介面(全部未示出)。
現在參考第18E圖，本發明可以被實現在包括行動天線1851的行動電話1850中。本發明可以實現行動電話1850的信號處理及/或控制電路的任何一個或兩者(其在第18E圖中一般標示為1852)、WLAN介面及/或大容量資料儲存裝置。在一些實現方式中，行動電話1850包括麥克風1856、諸如揚聲器及/或音頻輸出插孔的音頻輸出1858、顯示器1860及/或輸入裝置1862，該輸入裝置1862諸如鍵碟、指示器件、語音啟動及/或其他輸入裝置。行動電話1850中的該信號處理及/或控制電路1852及/或其他電路(未示出)可以處理資料，執行編碼及/或加密，執行計算，格式化資料，及/或執行其他的行動電話功能。
行動電話1850可以與大容量資料儲存裝置1864通信，該大容量資料儲存裝置1864以非揮發性方式來儲存資料，它例如是光學及/或磁性儲存裝置，如硬碟驅動器HDD及/或DVD。至少一個HDD可以具有第18A圖中所示的配置，及/或，至少一個DVD可以具有第18B圖中所示的配置。該HDD可以是微型HDD，其包括一個或更多個碟片，其直徑小於大約1.8"。行動電話1850可以連接到記憶體1866，例如RAM、ROM、諸如快閃記憶體的低等候時間非揮發性記憶體及/或其他適當的電子資料儲存體。行動電話1850亦可以支援經由WLAN網路介面1868而與WLAN連接。
現在參考第18F圖，本發明可以被實現在機上盒1880中。本發明可以實現機上盒1880的信號處理及/或控制電路的任何一個或兩者(其在第18F圖中一般標示為1884)、WLAN介面及/或大容量資料儲存裝置。機上盒1880從諸如寬帶源之類的源接收信號，並且輸出適合於顯示器1888(諸如電視機及/或監控器及/或其他視頻及/或音頻輸出裝置)的標準及/或高清晰度音頻/視頻信號。機上盒1880的信號處理及/或控制電路1884及/或其他電路(未示出)可以處理資料，執行編碼及/或加密，執行計算，格式化資料，及/或執行任何其他機上盒功能。
機上盒1880可以與以非揮發性方式儲存資料的大容量資料儲存裝置1890通信。該大容量資料儲存裝置1890可以包括光學及/或磁性儲存裝置，如硬碟驅動器HDD及/或DVD。至少一個HDD可以具有第18A圖中所示的配置，及/或，至少一個DVD可以具有第18B圖中所示的配置。該HDD可以是微型HDD，其包括一個或更多個碟片，其直徑小於大約1.8"。機上盒1880可以連接到記憶體1894，例如RAM、ROM、諸如快閃記憶體的低等候時間非揮發性記憶體及/或其他適當的電子資料儲存體。機上盒1880亦可以支援經由WLAN網路介面1896與WLAN連接。
現在參考第18G圖，本發明可以被實現在媒體播放器1960中。本發明可以實現媒體播放器1900的信號處理及/或控制電路的任何一個或兩者(其在第18G圖中一般標示為1904)、WLAN介面及/或大容量資料儲存裝置。在一些實現方式中，媒體播放器1900包括顯示器1907及/或使用者輸入1908，如鍵墊與觸摸墊等。在一些實現方式中，媒體播放器1900可以使用圖形使用者介面(GUI)，其通常經由顯示器1907及/或使用者輸入1908使用選單、下拉選單、圖像及/或指示與點擊介面。媒體播放器1900更包括音頻輸出1909，例如揚聲器及/或音頻輸出插孔。媒體播放器1900的信號處理及/或控制電路1904及/或其他電路(未示出)可以處理資料，執行編碼及/或加密，執行計算，格式化資料及/或執行任何其他媒體播放器功能。
媒體播放器1900可以與以非揮發性方式儲存諸如壓縮音頻及/或視頻內容的資料的大容量資料儲存裝置1910通信。在一些實現方式中，該壓縮音頻文件包括符合MP3格式或其他適當的壓縮音頻及/或視頻格式的文件。大容量資料儲存裝置可以包括光學及/或磁性儲存裝置，諸如硬碟驅動器HDD及/或DVD。至少一個HDD可以具有第18A圖中所示的配置，及/或，至少一個DVD可以具有第18B圖中所示的配置。該HDD可以是微型HDD，其包括一個或更多個碟片，其直徑小於大約1.8"。媒體播放器1900可以連接到記憶體1914，例如RAM、ROM、諸如快閃記憶體的低等候時間非揮發性記憶體及/或其他適當的電子資料儲存體。媒體播放器1900亦可以支援經由WLAN網路介面1916與WLAN連接。除了如上所述的那些，可以還考慮其他的實現方式。
以上說明用於解碼信號向量之系統與方法，其中接收器可以獲得接收相同傳輸信號向量的多個實例。本發明的上述實施例被提供來用於說明而非限制。此外，本發明並不受限於特定實施方式。本發明可以於硬體、例如特殊用途積體電路(ASCI)、或場可規劃閘陣列(FPGA)上實施。本發明亦可以在軟體中實施。
100．．．位元序列
102．．．發射器
104．．．輸出/信號
106．．．通道
108．．．雜訊源
110．．．輸入
112．．．接收器
200．．．發射天線
202．．．接收天線
204．．．無線伺服器
206．．．無線接收器
208．．．空間
300．．．間條器及/或編碼器
302．．．間條器及/或編碼區塊
304．．．調變器
306．．．位元序列
308．．．解多工器
310．．．輸出
312．．．位元序列
400A．．．信號點
400B．．．信號點
400C．．．信號點
400D．．．信號點
402．．．2位元符號
402A．．．2位元符號
402B．．．2位元符號
402C．．．2位元符號
402D．．．2位元符號
404．．．信號點
406．．．4位元序列
500．．．通道矩陣
600、602、604、606、608、610．．．步驟
700．．．通道組合器
702．．．組合器
704．．．解碼器
706．．．經組合接收向量
708．．．通道資訊
710．．．所處理信號向量
712．．．信號處理器
716．．．通道資訊
718．．．通道資訊
800．．．組合器/預處理器
802．．．符號組合器
804．．．ML解碼器
806．．．組合接收信號
808．．．通道資訊
820．．．權重
900A、900B、900C、900D．．．信號點
902A、902B、902C、902D．．．符號
904、906．．．信號點
908．．．虛線
1100．．．組合器/預處理器
1102．．．組合器
1104．．．ML解碼器
1112．．．信號處理器
1200．．．組合器/預處理器
1202．．．MRC組合器
1204．．．ML解碼器
1212．．．矩陣
1220、1222．．．儲存體
1300．．．組合器/預處理器
1302．．．MRC組合器
1304．．．ML解碼器
1308．．．通道資訊
1312．．．信號處理器
1400．．．組合器/預處理器
1402．．．MRC組合器
1404．．．ML解碼器
1408．．．通道資訊
1412．．．信號處理器
1500．．．流程圖
1502、1504、1506、1508．．．步驟
1600．．．流程圖
1602、1604、1606、1608、1610、1612．．．步驟
1700．．．流程圖
1702、1704、1706、1708、1710、1712．．．步驟
1800．．．硬碟驅動器
1802．．．信號處理及/或控制電路
1806．．．磁性儲存媒體
1808．．．有線或無線通信連接
1809．．．記憶體
1810．．．DVD驅動器
1812．．．信號處理及/或控制電路
1816．．．光學儲存媒體
1817．．．有線或無線通信連接
1818．．．大容量資料儲存裝置
1819．．．記憶體
1820．．．高畫質電視
1822．．．信號處理及/或控制電路
1826．．．顯示器
1827．．．大容量資料儲存裝置
1828．．．記憶體
1829．．．WLAN網路介面
1830．．．車輛
1832．．．動力控制系統
1836．．．感測器
1838．．．輸出
1840．．．其他控制系統
1842．．．輸入感測器
1844．．．輸出裝置
1846．．．大容量資料儲存裝置
1847．．．記憶體
1848．．．WLAN網路介面
1850．．．行動電話
1851．．．行動天線
1852．．．信號處理及/或控制電路
1856．．．麥克風
1858．．．音頻輸出
1860．．．顯示器
1862．．．輸入裝置
1864．．．大容量資料儲存裝置
1866．．．記憶體
1868．．．WLAN網路介面
1880．．．機上盒
1884．．．信號處理及/或控制電路
1888．．．顯示器
1890．．．大容量資料儲存裝置
1894．．．記憶體
1896．．．WLAN網路介面
1900．．．媒體播放器
1904．．．信號處理及/或控制電路
1907．．．顯示器
1908．．．使用者輸入
1909．．．音頻輸出
1910．．．大容量資料儲存裝置
1914．．．記憶體
1916．．．WLAN網路介面
第1圖為多重輸入多重輸出資料(MIMO)傳輸或儲存系統的高階方塊圖；第2圖為依據第1圖中之系統之實施例的無線傳輸系統；第3圖為發射器的方塊圖；第4A圖為用於具有4個信號點的正交調幅的信號星座集；第4B圖為用於具有16個信號點的正交調幅的信號星座集；第5圖為第1圖中之系統的向量模型；第6A圖為停止－與－等候HARQ發射器的流程圖；第6B圖為HARQ接收器的流程圖；第7圖為接收器的高階方塊圖；第8圖為用於單輸入單輸出(SISO)系統的、第7圖的詳細實施例；第9圖說明使用加權相加的4－QAM系統中的符號－位準組合；第10A－10B圖顯示4－QAM信號星座集中的信號點的子集合；第11－12圖顯示用於MIMO系統的第7圖的詳細實施例；第13圖顯示用於此使用QR分解的MIMO系統的第7圖的詳細實施例；第14圖顯示用於此使用Cholesky因數分解的MIMO系統的第7圖的詳細實施例；第15圖顯示用於從解碼度量來解碼信號向量的說明性流程圖；第16圖顯示使用第15圖的策略的、用於在2×2 MIMO系統中將信號向量解碼的說明性流程圖；第17圖顯示使用第15圖的策略的、用於在3×3 MIMO系統中將信號向量解碼的說明性流程圖；第18A圖為可以使用所揭示技術的典範硬碟驅動器的方塊圖；第18B圖為可以使用所揭示技術的典範數位多功能碟的方塊圖；第18C圖為可以使用所揭示技術的典範高畫質電視機的方塊圖；第18D圖為可以使用所揭示技術的典範車輛的方塊圖；第18E圖為可以使用所揭示技術的典範行動電話的方塊圖；第18F圖為可以使用所揭示技術的典範機上盒的方塊圖；以及第18G圖為可以使用所揭示技術的典範媒體播放器的方塊圖。
700．．．通道組合器
702．．．組合器
704．．．解碼器
706．．．經組合接收向量
708．．．通道資訊
710．．．所處理信號向量
712．．．信號處理器
716．．．通道資訊
718．．．通道資訊

Claims (13)

  1. 一種用於在多重輸入多重輸出傳輸設計中將信號向量解碼之方法，包括：處理通道資訊以用於計算簡化解碼度量；根據該簡化解碼度量來計算該信號向量的簡化軟位元度量；計算修改量；以及組合該修改量與該簡化軟位元度量，以產生最終的軟位元度量，其中藉由因數分解解碼度量而得到該簡化解碼度量與該修改量，其中該解碼度量是，其中L是組合通道響應矩陣的Cholesky因數分解，並且L -1 與L * 分別是L 的逆與共軛轉置，且係組合接收向量。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之方法，更包括：接收對應於共同傳輸信號向量的多個信號向量，其中，被解碼的信號向量是從多個接收信號向量所導出，且其中從組合通道矩陣獲得通道資訊，該組合通道矩陣是從與該多個接收信號向量相關聯的通道矩陣所得到。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該簡化解碼度量是傳輸信號X 的函數，以及其中計算簡化軟位元度量包括：對於X 的每個有效值計算簡化解碼度量。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該簡化解碼度量是歐幾里德距離度量，其中對於R ×R MIMO系統，該簡化解碼度量是，並且該修改量是，其中h 11 係矩陣分量。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該簡化解碼度量是線性近似距離度量，其中對於R ×R MIMO系統，該簡化解碼度量是，並且該修改量是，其中h 11 係矩陣分量。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之方法，其中該解碼包括硬決定解碼，並且解碼更包括將該簡化軟位元度量映射到硬決定。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該簡化軟位元度量是簡化的對數可能比(LLR)，其中依據來計算該簡化LLR， 其中，是簡化解碼度量。
  8. 一種用於在多重輸入多重輸出傳輸設計中將信號向量解碼之系統，包括：一預處理器，用於預處理通道資訊以用於計算簡化解碼度量；一解碼器，用於根據該簡化解碼度量來計算該信號向量的簡化軟位元度量；一修改器，用於計算修改量值；以及一組合器，用於組合該修改量與該簡化軟位元度量以產生最終的軟位元度量，其中藉由因數分解解碼度量而得到該簡化解碼度量與該修改量值，其中該解碼度量是，其中L 是組合通道響應矩陣的Cholesky因數分解，並且L -1 與L * 分別是L 的逆與共軛轉置，且係組合接收向量。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之系統，其中該簡化解碼度量是傳輸信號X 的函數，以及其中，該解碼器包括：用於對於X 的每個有效值計算簡化解碼度量的電路。
  10. 如申請專利範圍第8項所述之系統，其中該簡化解碼度量是歐幾里德距離度量，其中對於R ×R MIMO系統，該簡化解碼度量是，並且該修改量是，其中h 11 係矩陣分量。
  11. 如申請專利範圍第8項所述之系統，其中該簡化解碼度量是線性近似距離度量，其中對於R ×R MIMO系統，該簡化解碼度量是，並且該修改量是，其中h 11 係矩陣分量。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之系統，其中該解碼器是硬決定解碼器，並且該解碼器更包括用於將該簡化軟位元度量映射到硬決定的電路。
  13. 如申請專利範圍第8項所述之系統，其中該簡化軟位元度量是簡化的對數可能比(LLR)，其中依據來計算該簡化 LLR，其中，是簡化解碼度量。
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