TWI440856B - 具用以測量物理參數之電容性感測器之電子電路及啓動該電子電路之方法 - Google Patents

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Description

具用以測量物理參數之電容性感測器之電子電路及啓動該電子電路之方法
本發明係有關具用以測量諸如加速度、角速度、力或壓力之物理參數之電容性感測器之電子電路及啓動該電子電路之方法。電容性感測器包括兩個差動安裝之電容器，其共同電極可例如經由力量的作用，移動於二固定電極間，以改變各電容器之電容值。
本發明亦有關啓動電子電路之方法。
通常，於此種用以測量物理參數之電容性感測器中，活動共同電極形成電樞之一部分，其彈性地保持在二固定電極間。此共同電極可沿固定電極之一或另一者之方向，例如經由力量的作用，移動某一距離。於不操作狀態中，共同電極理想地與固定電極等距，其界定二電容器之相等電容值。當共同電極例如經由力量的作用移動時，各電容器之電容值反向變化。連接到電子電路電容性感測器之介面用來提供形式為電壓，依電容器之電容之變化而定之輸出信號。
於理想情況下，輸出電壓以線性方式相對於活動共同電極之移動變化。然而，由於電子電路零件以至少一積體電路之形式形成於半導體基體中，因此，除了電容器電容值外，必須考慮到加入雜散電容。此等雜散電容實際上與共同電極之移動無關，其產生非線性。結果，電子電路之輸出電壓不相對於活動共同電極之移動線性變化。此等雜散電容亦有降低電子電路之敏感度或產能率的作用。
由於MEMS型感測器亦可集積於諸如矽基板之半導體基板中，因此，亦有於感測器之操作期間內仍非線性連接到基板之電位之問題。難以遍及該感測器整體構造控制基板電位，此乃因為基板恆不完全導通。由於非線性，當電子電路處於不操作模式時，所測得靜電力並非零。基板電位對靜電力之影響導致所測得實際力之變化，此力遍及移動中的共同電極發生，這是電子電路的缺點。甚而，必須將與感測器電容器並聯之雜散電容器考慮在內。假設雜散電容器之電容準恆定且與施加於電子電路之力無關。這有減少電子電路之敏感度及產能之作用，這是電容性感測器之電子電路之另一缺點。
一般為實施力、加速度或壓力測量，須藉相反電極之電壓，相對於未操作之參考電壓，循環性地使二電容器之固定電極偏壓或將其激發。藉由使不同電壓位準之二固定電極偏壓或極化，可測量跨移動電極的電荷差，並將其轉換成電子電路輸出電壓。當輸出電壓於其最後值穩作為時脈，跨移動電極之總電荷變成零。該輸出電壓可被供應、取樣至能依感測器之構造提供加速度、力、壓力或角速度資料之處理電路。
於第1圖中顯示習知技術之具電容性感測器之電子電路，並於第2圖中以各個電壓信號之時序圖顯示其啓動。圖示之電子電路係根據出現於名為“感測器及致動器”A21-23(1990),278至281頁之H Leuthold及F. Rudolph之論文所述的電子電路。
圖示之電子電路1包括連接到電容性感測器2，其包含二差動安裝之電容器C1及C2。二電容器具有可移動於二固定電極間之共同電極Cm。電子電路1之介面包含：電荷轉換放大器單元4，其於輸入端連接到共同電極Cm；積分器單元5，用來於輸出端永久供應與放大器單元4所供應積分電荷相等之電壓Vm；以及激發單元3，用來循環性使既定電壓位準之固定電極偏壓或極化。
激發單元3包含四個開關12、13、14及15，其等可由積體電路中的MOS開關電晶體形成。第一開關12配置在積分器單元5之輸出端與電容器C1之固定電極間。第二開關13配置在積分器單元輸出端與電容器C2之固定電極間。第三開關14配置在連續電壓源之高電壓端VDD 與電容器C1之固定電極間。最後，第四開關15配置在電壓源之低電壓端VSS 與電容器C2之固定電極間。
如第2圖所示，於電子電路操作模式中，將各連續測量期間或循環分成階段P1及P2，如圖2所示。自一階段至另一階段之變化藉未圖示之時脈信號控制，以分別斷開或閉合開關。開關12及13藉信號SW2，於“1”狀態下，在第1及2圖中P1所標示的第一階段中閉合，而開關14及15則於第一階段P1中成開路。於此第一階段P1中，積分器單元輸出端之電壓Vm被施加至感測器之各電極，如電壓圖VC1 、VCm 及VC2 所示，將二電容器完全放電。
開關14及15藉信號SW1，於“1”狀態下，在P2所標示之第二階段中閉合，而開關12及13則成開路。於第二階段P2中，施加電壓VDD 於VC1 圖中所示固定電極C1，而電壓VSS 則施加於VC2 圖中所示固定電極C2。若移動電極沿固定電極之一或另一者方向移動某一距離，電容器之電容即反相變化。這會造成各電容器所儲蓄電荷差，其亦依先前施加於電容器之各電極之電壓Vm而定。
依VCm 電壓圖所示二固定電極間移動電極之移動而定，在電子電路之若干操作循環後，於積分器單元輸出端獲得電壓Vm之最後值，作為VCm 電壓圖所示二固定電極間移動電極之移動之函數。於此情況下，共同電極沿電容器C1之固定電極之方向移動，這造成最後積分器單元輸出端電壓其高於中間電壓(VDD -VSS )/2。如此，調整共同電極的電位以消除任何電荷流，並因此，根據電荷補償原理，將總電荷維持在零。
為操作共同電極Cm所累積之轉換電荷，電荷轉換放大器單元4包含運算放大器10、三個電容器C3、C4及C5以及二開關16及17。該放大器之反相器輸入端連接到共同電極Cm。與開關16並聯之電容器C3連接到放大器10之反相器輸入端與輸出端間。電容器C4連接於放大器10之輸出端與積分器5之輸入端間。電容器C5連接於非反相器輸入端與參考電壓端Vref間，其可界定為等於VSS 或(VDD -VSS )/2或另一電位之接地DC。最後，配置開關17於積分器單元5之輸出端與放大器10之非反相輸入端間。
於電子電路操作模式中，藉信號SW2，於“1”狀態下，在第一階段P1中閉合二開關16及17，以局部地將電容器C3放電，並以放大器之非反相輸入端之輸出電壓Vm使電容器C5極化。於第二階段P2期間，維持電容器C5之電壓位準Vm。
在電荷轉換單元4之後配置之積分器單元5包含二輸入開關18及19、運算放大器11及積分電容器Cf。電容器Cf連接於放大器11反相器輸入端與輸出端間，其供應積分器5之輸出電壓Vm。輸入開關18配置於電荷轉換單元4之電容器C4之輸出端與放大器11之非反相輸入端之間。將放大器11之該非反相輸入端之電位設定在參考電壓Vref。開關19配置於電荷轉換單元4之電容器C4之輸出端與放大器11之反相器輸入端之間。
於電子電路操作模式中，藉信號SW2，於“1”狀態下，在第一階段P1中閉合開關18，俾若參考電壓Vref接地，電荷轉換單元之電容器C4之端之電壓等於Vm。藉信號SW1，於“1”狀態下，在第一階段P2中閉合開關19，以在電荷轉換單元4之電容器C4之輸出與積分器5間實施電荷流動。將來自電荷轉換單元4之電荷流整合於電容器Cf中。如此，輸出電壓Vm即以和第二階段期間跨共同移動電極累積之電荷量成正比的量更新，亦即變更。
上述電子電路之操作不對稱，此乃因為電容器C1之固定電極恆在各第二階段P2中的相同電位VDD 極化，而電容器C2之固定電極恆在各第二階段P2中的相同電位VSS 偏壓。因此，此類積體電子電路遭逢與以上參照雜散電容器及基板電位所述非線性相同的問題，此為其一缺點。甚而，由於電子電路作成積體電路之形式，因此，無法去除連結到不匹配之電子組件之電壓偏移，此為其另一缺點。
一種以電容性感測器改進電子電路中非線性的方法在本發明電子電路所據之法國專利FP 2 720 150號中被提出。在此所提出之電子電路和上述參照第1圖說明之電子電路間之差異在於其有利地包含位於積分器單元輸出端之另一補償電容器。此補償電容器主要補償雜散電容之影響，特別是電容性感測器之影響，以增加電子電路之增益。然而，此電子電路無法防止電子電路輸出在電子電路測量範圍外，諸如施加於感測器之衝擊之突然變化之後被限制或鎖在電壓源的高電位或低電位。這造成電子電路介面之飽和，此為缺點。即使高振幅消失，介面飽和仍保持不變，這意謂電子電路不再運轉。因此，須完全初始化電子電路，使其適當操作，這牽涉到很大的設作為時脈間及更大的功耗。
因此，本發明之主要目的在於提供一種用以測量物理參數之具電容性感測器之電子電路，其克服上述缺點，以防止特別是在諸如施加於感測器之衝擊之突然變化之後，輸出被阻止或鎖定。
因此，本發明係有關上述用來測量諸如加速度、角速度、力或壓力之物理參數之具有電容性感測器之電子電路，其中感測器包含至少兩個差動安裝之電容器，其等之共同電極可相對於二電容器之各個固定電極移動，以在物理參數測量期間，變更各電容器之電容值，該電子電路具有連接到電容性感測器之介面，其包含：電荷轉移放大器單元，其連接到共同電極；積分器單元，用來對電荷轉移放大器單元所提供之電荷積分，並用來供應輸出電壓，該積分器單元於輸入端包含補償電容器；以及激發單元，其配置在積分器單元之輸出端與感測器間，以既定電壓值將感測器電容器之各個固定電極極化；其中電子電路介面亦包含比較機構，其用來比較該輸出電壓與比較電壓，以便於該輸出電壓與該比較電壓間的偏差高於既定電壓臨限值時，控制該補償電容器於該積分器單元輸入端之斷開。
電子電路之具體實施例界定於附屬申請專利範圍2至7項中。
電子電路之一優點在於，比較機構可快速防止在力測量期間，諸如施加於感測器之衝擊之突然變化之後，輸出被阻止或鎖定於高電壓或低電壓。因有諸如動態比較器之比較機構，所以若輸出被阻止於預定電壓臨限外，不再須要完全重新起始電子電路。因此，於比較期間或循環，將輸出電壓與預定比較電壓比較。由於電子電路之各測量循環可包括二預作為時脈間長度的階段，因此，比較期間可為三個循環，亦即，各階段時間長度的六倍。若輸出電壓與比較電壓間的偏差超出預定電壓臨限，在測量範圍外，即可能例如發生補償電容器之斷開。
有利地，電子電路可包括二積分器單元及二激發單元交替地全對稱操作之雙構造。因此，對因技術或供應電壓變化而發生之電壓偏差或偏移之任何補償均可使用來自積分器單元之二輸出信號減至最小或移除。於此電子電路操作期間，將各測量循環分成四個連續階段，各積分器單元有二連續階段。於此情況下，動態比較器可於二積分器之輸出電壓間實施比較。由於各測量循環可包括四個連續階段，因此，電子電路之比較期間為三個循環，亦即，各階段時間長度的十二倍。若二輸出電壓間的偏差超出預定電壓臨限，在測量範圍外，即可能於積分器單元之輸入端發生二補償電容器之斷開。
本發明亦有關一種啓動用以測量物理參數之電子電路之方法，其用以控制至少一積分器單元之輸出電壓之位準，該方法對於各連續測量循環包含至少二階段，其包括：於第一階段中，經由激發單元，以該積分器單元之輸出電壓極化感測器之電容器的各固定電極；於第二階段中，經由激發單元，以該電子電路之供應電壓源之高電壓或低電壓極化第一電容器的固定電極，並以該電壓源之低電壓或高電壓極化與該第一電容器的固定電極相反之該第二電容器的固定電極；其中在連續物理參數測量循環期間，被啓動之比較機構比較輸出電壓與比較電壓，俾若輸出電壓與比較電壓間之偏差高於既定電壓臨限值，即供應控制信號來斷開補償電容器，該補償電容器於後續測量循環中保持斷開，而電壓偏差則保持高於電壓臨限值。
該方法之特別有利步驟界定於附屬申請專利範圍9至11項中。
於以下說明中，由於具電容性感測器之電子電路之各個不同組件業已周知，因此，不詳加說明。
第3圖顯示根據本發明，具電容性感測器2之電子電路1之第一實施例之各個組件之簡圖。該電子電路1與第1圖所示之習知技術之電子電路之主要不同在於補償電容器Cc與積分器單元5及諸如動態比較器30之比較機構之連接。此動態比較器30被用來根據既定臨限電壓，相對於預定比較電壓Vc，控制輸出電壓位準Vm。這防止輸出於跨具電容性感測器之電子電路之突然變化之後，例如在電壓供應源之高電位VDD 或低電位VSS 被飽和所阻擋。此突然變化可能是例如對用於測量加速度之具電容性感測器之電子電路之衝擊所造成。當然，由於激發單元3及電荷轉移單元4與以上參考第1圖所解釋者相同，因此，為求簡化，將不會更詳細加以說明。
電容性感測器2一般包含兩個差動安裝電容器。電容器之共同電極Cm可經由界定具有可變電容C1及C2之二電容器之二固定電極間的力量作用移動。當不操作時，此共同電極Cm彈性地保持於此二固定電極間的中央位置。這使電子電路可提供諸如加速度、角速度、力或壓力之物理參數之測量信號，例如作為移動共同電極之運動之函數。此電容性感測器2(MEMS)可有利地集積於諸如矽基板之半導體基板。於此情況下，必須將與電容器C1及C2並聯之第3圖之虛線所示雜散電容器Cp1及Cp2納入考慮。
電子電路1可藉提供高電壓VDD 至第一端及低電壓VSS 至第二端的連續電壓源(未圖示)啓動。低電壓可界定為0V。於電子電路操作模式中，各電容器之固定電極可在高電壓VDD 或低電壓VSS 極化。如此，由於二電容器在感測器2之不操作模式中具有等電容值，因此，當不操作時，跨共同電極Cm之電壓等於高電壓VDD 與低電壓VSS 間的中間電壓(VDD -VSS )/2。
積分器單元5具有與參照第1圖所示者相同之元件。此積分器單元5包含二輸入開關18及19、運算放大器11及積分電容器Cf。此電容器Cf連接於放大器11之反相器輸入端與輸出端間，其供應積分器單元5之輸出電壓Vm。輸入開關18配置於電荷轉移單元4之電容器C4之輸出端與放大器11之非反相輸入端間。將放大器11之該非反相輸入端之電位設定為參考電壓Vref。參考電壓Vref可設定為(VDD -VSS )/2。輸入開關19配置於電荷轉移單元4之電容器C4之輸出端與放大器11之反相器輸入端間。
亦參考第2圖，於電子電路操作模式中，各測量循環被分成二階段P1及P2，其每一者有相同時間長度Ts，例如6微秒。開關18於第一階段P1中，在“1”狀態下，藉信號SW2閉合，俾若參考電壓Vref較佳地為可界定為DC接地之(VDD -VSS )/2，跨電荷轉移單元之電容器C4之端之電壓即等於Vm。開關19於第二階段P2中，在“1”狀態下，藉信號SW1閉合，以進行電荷轉移單元4之電容器C4之輸出端與積分器單元5間的電荷流動。此流自電荷轉移單元4之電荷流被統合於電容器Cf中。如此，輸出電壓Vm即以和第二相期間跨移動共同電極儲蓄之電荷成正比之量更新，亦即更改。
補償電容器Cc亦連接到積分器單元5以克服在感測器2中與電容器C1及C2並聯之雜散電容器Cp1及Cp2(第3圖中的虛線所示)。為得到有關該具電容性感測器之電子電路中此型補償電容器Cc之使用之更完全技術資訊，讀者可參考於此倂入參考之法國專利FP 2 720 510。
補償電容器Cc之第一電極連接到電容C4之輸出端，並連接到開關18及19之輸入端。補償電容器Cc之第二電極經由開關18’連接到輸出電壓端Vm，並經由開關19’連接到參考電壓Vref端。於第一階段P1中，補償電容器Cc之第二電極藉由閉合開關18’，直接連接到輸出電壓端Vm。於第二階段P2中，補償電容器Cc之第二電極藉由閉合開關19’，直接連接到參考電壓Vref端。
電子電路1進一步包含比較機構30，其較佳地為以下參考第4a及4b圖所解釋之動態比較器。於此動態比較器30中比較輸出電壓Vm與預定比較電壓Vc。該比較電壓可有利地等於參考電壓Vref，亦即等於中間電壓(VDD -VSS )/2。若比較電壓Vc與輸出電壓Vm間的電壓差超過預定電壓臨限值，啓動控制信號Sc即從動態比較器傳輸至二開關18’及19’，使其等成開路而將補償電容器Cc斷開。藉電子電路1之控制邏輯，控制信號Sc優先於所有其他所有控制信號，使此二開關18’及19’成開路。只要輸出電壓Vm與比較電壓Vc間的差高於電壓臨限，控制信號Sc即取得優先。相對於中間電壓，該電壓臨限必須高於電子電路測量範圍，惟低於積分器飽和電壓。
茲參考第4a及4b圖解釋此型動態比較器之實施例及用於輸出電壓Vm與比較電壓Vc間之比較的操作模式。
於第4a圖中，動態比較器30首先包含臨限電容器CT 及用來界定電容比率之控制電容器CVm 。如以下式子所示，該電容比率藉由不得超過之臨限值乘以供應電壓源之高電位值VDD ，判定低高電位值VSS 是否為零。可使用等於4倍臨限電容器CT 之電容值CVm ，其提供等於VDD /4之電壓臨限。
須比較自比較電壓Vc減去之輸出電壓Vm與自輸出電壓Vm減去之比較電壓Vc二者，以判定輸出電壓高於或低於中間電壓(VDD -VSS )/2。針對被視為在允許測量範圍外之輸出電壓Vm，動態比較器須考慮以下比較式(1)及(2)：
(Vc-Vm)>(CT /CVm )‧VDD (1)及(Vm-Vc)>(CT /CVm )‧VDD 　(2)
於動態比較器30之實施例中，臨限電容器CT 之第一電極經由開關31連接到高電壓VDD 端，並經由開關32連接到供應電壓源(未圖示)之高電壓VSS 端。臨限電容器CT 之第二電極連接到控制電容器CVm 之第二電極，該控制電容器CVm 之第一電極經由開關33連接到比較電壓Vc，並經由開關34連接到輸出電壓Vm。
各電容器CT 及CVm 之第二電極界定一節點，其連接到第一NMOS電晶體Nm1之閘極。該連接節點亦經由開關35連接到第一NMOS電晶體Nm1之汲極，該第一NMOS電晶體Nm1之源極連接到低電位端VSS 。若臨限之連接節點及電容器CT 及CVm 之電位高於第一NMOS電晶體Nm1之導通臨限值，該電晶體即可作成導通的。第一NMOS電晶體Nm1之汲極連接到第一PMOS電晶體Pm1之汲極，該第一PMOS電晶體Pm1之源極連接到高電位端VDD 。該第一PMOS電晶體Pm1之閘極至少在動態比較器30須啓動時，藉閘極電壓Vb極化。此閘極電壓亦極化第二PMOS電晶體Pm2之閘極，該第二PMOS電晶體Pm2之源極亦連接到高電位端VDD 。第二PMOS電晶體Pm2之汲極連接到第二NMOS電晶體Nm2之汲極，該第二NMOS電晶體Nm2之源極連接到低電位端VSS 。該第二NMOS電晶體Nm2之閘極連接到第一NMOS及PMOS電晶體Nm1及Pm1之汲極。除了開關35閉合，若第一NMOS電晶體Nm1不導通，此第二NMOS電晶體Nm2即正常地變成導通。
第二NMOS及PMOS電晶體Nm2及Pm2之汲極連接到第一D正反器36之輸入端及第二D正反器37之輸入端。第一D正反器36以第一作為時脈或時脈信號CK1作為時脈，而第二D正反器37則以第二作為時脈或時脈信號CK2作為時脈。第一D正反器36之Q輸出端及第二D正反器37之Q輸出端連接到NOR邏輯閘38，其輸出端供應控制信號Sc。若第一D正反器36及37之至少一者的Q輸出處於接近高電位VDD 之高“1”狀態，該控制信號Sc即僅在“0”狀態下，使補償電容器與積分器斷開。
被視為電流源之二PMOS電晶體Pm1及Pm2藉極化之電壓Vb越過其閘極極化。選擇此極化之電壓，使決定值之電流可通過PMOS電晶體及第一NMOS電晶體Nm1及Nm2，只要其等能導通即可。若第一NMOS電晶體Nm1之閘極電位高於其導通臨限值，第一PMOS電晶體Pm1所供應決定值之電流即通過電晶體Nm1。於此情況下，若開關35斷開，第一NMOS電晶體Nm1之汲極電位即可能接近低電位VSS 。於此等條件下，第二NMOS電晶體Nm2變成不導通，且其汲極電位接近高電位VDD 。
於第一NMOS電晶體Nm1之閘極電位低於其導通臨限值之相反情況下，其變成不導通，且若開關35斷開，其汲極電位即接近高電位VDD 。於此情況下，第二NMOS電晶體Nm2變成導通，且其汲極電位接近高電位VDD ，且第二PMOS電晶體Pm2所供應決定值之電流通過該第二NMOS電晶體Nm2。於此情況下，第二NMOS電晶體Nm2之汲極電位即可能接近低電位VSS 。
可界定約1微安之第一PMOS電晶體Pm1所供應電流及約500微安之第二PMOS電晶體Pm2所供應電流。於此等條件下，第二PMOS電晶體Pm2之通道寬度兩倍大於第一PMOS電晶體Pm1之通道寬度。
可參考第4b圖，解釋於電子電路之物理參數測量期間藉諸如動態比較器30之比較機構控制輸出電壓Vm之位準之方法。第4b圖顯示用於第4a圖之開關31至35之各個控制信號SW1’至SW4’及操作用於電子電路之動態比較器時脈信號Ck1及CK2之時序圖。各控制信號之狀態按測量循環之序列顯示，如以上解釋，其各分成二階段P1及P2。
為實施輸出電壓位準Vm之比較，比較期間對應於三個測量循環，亦即各階段P1及P2之時間長度Ts之六倍。首先，須檢查自比較電壓Vc減去的輸出電壓Vm，以判定該差(Vc-Vm)是否大於以上所界定之臨限電壓。該第一比較Comp 1將持續三個連續階段，若該比較始於輸出電壓Vm變更時，此等階段即如第4b圖所示，從階段P2開始。
其次，須檢查自輸出電壓Vm減去比較電壓Vc，以判定該差(Vm-Vc)是否高於臨限電壓。該第二比較Comp 2亦將在第一比較Comp 1後直接持續三個連續階段。輸出電壓Vm再度連接到比較Comp 2之階段P2。於二比較結束時，假定輸出電壓高於或低於中間電壓，若比較電壓Vc與輸出電壓Vm之偏差高於既定電壓臨限，即供應控制信號Sc來斷開補償電容器。
於階段P2開始第一比較Comp 1，控制信號SW1’及SW4’於“1”狀態下閉合第4a圖之開關31、34至35。臨限電容器CT 之第一電極連接到電位VDD ，而電容器CVm 之第一電極則連接到正處於更新階段之輸出電壓Vm。二電容器CT 及CVm 所形成之電容除法器界定於二電容器之連接節點之電位。
為使第一NMOS電晶體Nm1導通，其閘極電壓Vg1須於臨限電壓Vt。假設開關35於此階段P2閉合，第一導通NMOS電晶體Nm1之閘極電壓Vg1即等於加至其臨限電壓Vt之汲極電壓Vd。於此等條件下，第二電晶體Nm2之閘極電壓亦高於其臨限電壓，這意謂第二NMOS電晶體亦導通。第一正反器36及第二正反器37之D輸入端之電壓接近低電位VSS 。
連接到第一NMOS電晶體Nm1之閘極和汲極之電容器CT 及CVm 之節點的電荷q1藉以下式子界定：
q1=(Vg1-VDD )‧CT +(Vg1-Vm )‧CVm
於對應測量循環之階段P1之比較Comp 1之第二階段中，藉控制信號SW2’及SW3’閉合開關32及33，而開關31、34及35則斷開。臨限電容器CT 之第一電極連接到低電位VSS ，而電容器CVm 之第一電極則於此時連接到比較電壓Vc。二電容器CT 及CVm 所形成之電容除法器界定於二電容器之連接節點之電位。第一NMOS電晶體Nm1之閘極藉電壓Vg2於二電容器CT 及CVm 之連接節點極化。
僅連接到第一NMOS電晶體Nm1之閘極之電容器CT 及CVm 之節點的電荷q2藉以下式子界定：
q2=(Vg2-VSS )‧CT +(Vg2-Vc )‧CVm
於第一比較Comp 1結束時，具有二閘極電壓間之偏差ΔVg之電荷平衡Δq以以下式子表示：
Δq=q2-q1=ΔVg(CT +CVm )+(VDD -VSS )‧CT +(Vm-Vc)‧CVm =0
一般而言，若ΔVg大於0，則第一NMOS電晶體Nm1即導通，而第二NMOS電晶體Nm2則不導通，其閘極電壓接近低電位VSS 。當信號CK1於第一比較Comp 1之最後階段給與時脈時，第一正反器36之輸出端將轉成“1”，亦即高電位VDD 。然而，若ΔVg小於0，第一NMOS電晶體即不導通，而第二NMOS電晶體則導通。於此情況下，當信號CK1給與時脈時，第一正反器36之輸出端將轉成“0”，亦即低電位VSS 。當偏差ΔVg等於0V時，如此界定電壓臨限值。於此情況下，若電位VSS 為0V，比較電壓Vc減測量電壓Vm即等於(CT /CVm )‧VDD 。如以上指出，該電壓臨限值可用等於4倍CT 之CVm 的界定，其提供電壓臨限值VDD /4。
至於第二比較Comp 2，此時，須從測量電壓Vm減去比較電壓Vc。為開始此第二比較Comp 2，控制信號SW1’及SW3’閉合開關31、33及35，而第4a圖之開關32及34則成開路。臨限電容器CT 之第一電極連接到VDD ，而電容器CVm 之第一電極則連接到Vc。於第二比較Comp 2之第二階段，控制信號閉合開關32及34，而開關31、33及35則成開路。臨限電容器CT 之第一電極連接到VSS ，而臨限電容器CVm 之第一電極則連接到Vm。
於此第二比較Comp 2結束時，第二時脈信號CK2將第二正反器37作為時脈，傳輸D輸入端之狀態至Q輸出端。若第二NMOS電晶體Nm2不導通，第二正反器之Q輸出端即處於“1”狀態，而若第二NMOS電晶體導通，Q輸出端即處於“0”狀態。從正反器36及37接收二輸出信號之邏輯閘38供應控制信號Sc。若二Q輸出端之至少一者處於“1”狀態，控制信號即僅在“0”狀態下使補償電容器與積分器單元成開路。如此將測量電壓Vm與補償電壓Vc間的偏差控制在電壓臨限值以上。
可在電子電路測量物理參數之操作期間，使用動態比較器，實施若干連續比較循環。然而，亦可想而知，在物理參數之測量循環期間，啓動用於程式化操作期間之動態比較器，以避免動態比較器持續導通。
至於第1及3圖所示實施例，第5圖之電子電路1包含以相同元件符號標示且為簡化起見完全不詳細解釋之相同元件。此電子電路1包含：電荷轉移單元4，其於輸入端連接到共同電極Cm；第一積分器單元5及第二積分器單元7，二者為相同構造，連接到電荷轉移單元4之輸出端；第一激發單元3，配置於第一積分器單元5之輸出端與感測器2之間；以及第二激發單元6，配置於第二積分器單元7之輸出端與感測器2之間。第一補償電容器Cc1連接到第一積分器單元5，而第二補償電容器Cc2則連接到第二積分器單元7。
於電荷轉移單元4中，開關17配置於第一積分器單元5之輸出端與放大器10之非反相輸入端之間，開關27配置於第二積分器單元7之輸出端與放大器10之非反相輸入端之間。當開關17閉合時，電容器C5藉輸出電壓Vm_p極化，而當開關27閉合時，電容器C5則藉輸出電壓Vm_n極化。然而，該電荷轉移單元4類似於參考第1及3圖所解釋者相同之方式操作。
第一積分器單元5恆供應等於放大器單元4所供應之電荷積分之輸出電壓Vm_p，而第二積分器單元7則恆在輸出端供應相對於中間、不操作電壓(VDD -VSS )/2之電壓Vm_p之相反電壓Vm_n。如以下所述，各激發單元3及6交替地且循環地極化特定電壓位準之固定電極。為得到有關電子電路1之該雙構造介面之更完全技術資訊，讀者可參考倂提於此供參考之歐洲專利EP 1835 263。
第一激發單元3包含四個開關12、13、14及15，其等可由MOS開關電晶體形成於積體電路中。電子電路1之開關12至15以和第1及3圖所示電子電路相同之方式連接。
第二激發單元6具有類似於第一激發單元3之構造。此第二激發單元6亦包含四個開關22、23、24及25，其等可由MOS開關電晶體形成於積體電路中。第一開關22配置於第二積分器單元7之輸出端與電容器C1之固定電極間。第二開關23配置於第二積分器單元7之輸出端與電容器C2之固定電極間。第三開關24配置於低電壓端VSS 與C1之固定電極間。最後，第四開關25配置於低電壓端VDD 與電容器C2之固定電極間。
當啓動電子電路1時，如第6圖所示，各連續操作期間或循環分成四個階段P1至P4，每一者相同時間長度Ts，其可約為6微秒。自一階段至另一階段的改變藉分別斷開及閉合第一及第二激發單元3及6之開關的時脈信號(末圖示)控制。於首先二階段P1及P2中，第一積分器單元5及第一激發單元3運轉，而於第三及第四階段P3及P4中，第二積分器單元7及第二激發單元6運轉。結果，於各一半期間，第一積分器單元5及第一激發單元3以及第二積分器單元7及第二激發單元6交替及對稱啓動。
須知，於測量物理參數之系列階段中，電子電路1之各開關於第5圖之各開關所指出之階段中閉合。
至於第3圖之第一實施例，第一積分器單元5包含以相同方式連接之二輸入開關18及19、運算放大器11及積分電容器Cf1。此電容器Cf1連接到放大器11之反相器輸入端與輸出端間，其供應第一積分器單元5之輸出電壓Vm_p。將放大器11之非反相輸入端之電位設定為參考電壓Vref，其可界定為中間電壓(VDD _VSS )/2。
第二積分器單元7亦包含二輸入開關28及29、運算放大器21及積分電容器Cf2。此電容器Cf2連接於放大器21之反相器輸入端與輸出端間，其供應第二積分器單元7之輸出電壓Vm_n。輸入開關28配置於電荷轉移單元4之電容器C4之輸出端與放大器21之非反相輸入端間。將放大器21之非反相輸入端之電位設定在參考電壓Vref 。開關29配置於電荷轉移單元4之電容器C4之輸出端與放大器21之反相輸入端間。
第一補償電容器Cc1之第一電極連接到連接到電容器C4之輸出端，及第一積分器單元5之開關18及19之輸入端。補償電容器Cc1之第二電極藉由於第一階段P1中，在第一積分器單元5之輸出電壓端Vm_p關閉開關18’而直接連接。補償電容器Cc1之此第二電極藉由於第二階段P2中關閉開關19’，而直接連接到參考電壓端Vref 。
第二補償電容器Cc2之第一電極連接到連接到電容器C4之輸出端，及第二積分器單元7之開關28及29之輸入端。補償電容器Cc2之第二電極藉由於第三階段P3中，在第二積分器單元7之輸出電壓端Vm_n關閉開關28’而直接連接。補償電容器Cc2之此第二電極藉由於第四階段P4中關閉開關29’，而直接連接到參考電壓端Vref。
於電子電路操作模式中，在以上所指各對應階段中，於“1”狀態下，開關18、18’、19、19’、28、28’、29及29’藉信號SW1至SW4閉合。為求簡化，於第5圖之各開關中說明每一開關閉合之階段。
須知，於“1”狀態下，某些控制信號之時間長度可略高於其他控制信號。這容許某些開關於P1至P4之各階段中，在其他開關之前斷開或閉合。
電子電路1進一步包含比較機構30，其較佳地為以下參考第7a及7b圖所解釋之動態比較器。於此動態比較器30中，此時比較輸出電壓Vm_p與作為比較電壓之輸出電壓Vm_n。若輸出電壓Vm_p與輸出電壓Vm_n間的電壓差超過預定電壓臨限值，啓動控制信號Sc即從動態比較器30傳輸至四個開關18’、19’、28’及29’，使其等成開路而將補償電容器Cc1及Cc2斷開。
須知，於第二實施例中，電壓臨限值可界定為第3圖之第一實施例之電壓臨限值的兩倍，藉電子電路1之控制邏輯，控制信號Sc優先於所有其他控制信號，使此四個開關18’、19’、28’及29’成開路，從而斷開補償電容器Cc1及Cc2。只要二輸出電壓Vm_p與Vm_n間的差高於電壓臨限值，控制信號Sc即取得優先。該電壓臨限值必須高於電子電路測量範圍，惟低於各積分器單元之飽和電壓。
由於動態比較器30，這快速防止在力量測量期間，諸如施加於感測器之衝擊之突然變化之後，輸出被阻止或鎖定於高電壓或低電壓。補償電容器之暫時斷開避免須完全重新起始電子電路1。
參考第6圖，於無諸如對感測器之衝擊之突然變化之電子電路之正常操作期間，首先，於第一參考階段P1中，在“1”狀態下，信號SW4閉合開關12及13，而於第一階段P1中，開關14、15、22至25則成開路。於第一階段P1中，將第一積分器單元5之輸出端之電壓Vm_p施加於感測器2之各電極。這意謂如VC1 、VCm 及VC2 電壓圖所示，二電容器完全放電。
接著，於第二參考階段P2中，在“1”狀態下，信號SW3閉合開關14及15，而開關12、13、22至25則成開路。於第二階段P2中，將電壓VSS 施加於VC2 圖所示固定電極C2，而電壓VDD 則施加於VC1 圖所示固定電極C1。於第二階段P2中，將輸出電壓Vm_p更新。若移動電極沿固定電極之一或另一者的方向移動某一距離，電容器之電容即反相變化。
如於第6圖中所示，移動電極Cm朝電容器C1之固定電極移動。這使電容C1高於電容C2。這會造成各電容器所儲蓄電荷的差，其亦依先前施加於電容器電極之每一者之電壓Vm_p而定。第一積分器單元5之輸出電壓Vm_p有朝向最後電壓Vm_p之傾向，於此情況下，其在若干循環後高於中間電壓(VDD -VSS )/2。
於第三參考階段P3中，在“1”狀態下，信號SW2閉合第二激發單元6之開關22及23，而開關24、25、12至15則成開路。於第三參考階段P3中，將第二積分器單元7之輸出端的電壓Vm_n施加於感測器之各電極。這使得二電容器如VC1 、VCm 及VC2 電壓圖所示，可於電壓Vm_n完全放電。
於第四階段P4中，在“1”狀態下，信號SW1接著閉合開關24及25，而開關22、23、12至15則成開路。於第四階段P4中，將電壓VDD 施加於VC2 圖所示固定電極C2，而電壓VSS 則施加於VC1 圖所示固定電極C1。於此第四階段P4中，更新輸出電壓Vm_n。如由此等圖可知，藉由於各測量循環中交替極化各固定電極C1或C2，一次於電壓VDD ，一次於電壓VSS ，電子電路1即完全對稱操作。
在電子電路之若干操作循環後，獲得第一積分器單元5之輸出電壓端Vm_p之最後值及第二積分器單元7之輸出電壓端Vm_n之最後值。首先，電壓Vm_p及Vm_n等於中間電壓(VDD -VSS )/2。此等電壓值係VCm 電壓圖所示二固定電極間之活動電極之移動的函數。於此情況下，共同電極已朝電容器C1之固定電極移動。這造成第一積分器單元5之最後輸出電壓Vm_p高於中間電壓(VDD -VSS )/2，以及第二積分器單元7之最後輸出電壓Vm_p低於(VDD -VSS )/2。
於若干測量循環，例如50循環，且無諸如對感測器之衝擊之突然變化之後，Vm_p和(VDD -VSS )/2之最後電壓偏差與Vm_n和(VDD -VSS )/2之最後電壓偏差相等，且二者低於既定電壓臨限。這意謂可在處理電路(未圖示)中處理二測量信號，以補償上述因基板電位及雜散電容而發生的非線性。
於平衡時，藉連接到電子電路1介面之處理電路處理之最後輸出電壓Vm_p與最後輸出電壓Vm_n間的電壓拆Vme可用以下式子表示：
Vme=Vm_p-Vm_n=((C1-C2)/(C1+C2+2‧Cp-(C3/C4)‧Cc))‧VDD 其中Cp=Cp1=Cp2，且Cc=Cc1=Cc2=2‧(C4‧Cp/C3)
為賦與不同電容值不受限制的重要等級，在操作時，各電容器C1或C2之電容約450 fF。電容器C3之電容可約為600 fF。電容器C4之電容可約為1pF。電容器C5之電容可約為1.8pF。各補償電容器Cc之電容可約為333 fF。各雜散電容器Cp之電容可約為100 fF。電容器Cf1及Cf2之電容可約為5 pF。第7a圖之動態比較器之臨限電容器CT2 之電容可約為125 fF，控制電容器CVm2 之電容可約為250 fF，其提供等於VDD /2之電壓臨限值。各循環之每一階段之時間長度Ts約6微秒，這在約1毫秒後提供最後測量電壓。而且，感測器可配置成，就例如在大至8g之測量範圍內，1g之加速，電子電路1供應輸出電壓Vm_p與20mV之中間電壓(VDD -VSS )/2間的電壓偏差。
茲參考第7a及7b圖解釋用於輸出電壓Vm_p與Vm_n間之比較之動態比較器及操作模式之實施例。
於第7a圖中，動態比較器30包含與參考第4a圖所說明者相同，以相同元件符號標示之元件。因此，為求簡化，將不重覆詳細說明大多數動態比較器元件。唯一不同在比較電壓代之以輸出電壓Vm_n，其與輸出電壓Vm_p相較。
該動態比較器30亦包含用來界定電容比之臨限電容器CT2 及控制電容器CVm2 。如下式所示，該電容比藉由必不得超過之臨限電壓乘以供應電壓源之高電位VDD 值來決定。該電壓臨限值可界定為電容器CT2 及CVm2 之電容值之函數，其為第4a圖所示動態比較器實施例之電壓臨限之兩倍。依輸出電壓Vm_p高於或低於輸出電壓Vm_n而定，亦須比較從輸出電壓Vm_n減去的輸出電壓Vm_p與從輸出電壓Vm_p減去的輸出電壓Vm_n。就輸出電壓Vm_p及Vm_n被視為在允許測量範圍外而言，動態比較器必須考慮以下比較式(1)及(2)
(Vm_n-Vm_p)>(CT2 /CVm2 )‧VDD (1)及(Vm_p-Vm_n)>(CT2 /CVm2 )‧VDD 　(2)
於動態比較器30之實施例中，臨限電容器CT2 之第一電極經由開關31連接到高電位端VDD ，並經由開關32連接到供應電壓源(未圖示)之低電位端VSS 。臨限電容器CT2 之第二電極連接到控制CVm2 之第二電極，其第一電極經由開關33連接到輸出電壓Vm_n，並經由開關34連接到輸出電壓Vm_p。
如於第4a圖之實施例中，電容器CT2 及CVm2 界定一節點，其連接到第一NMOS電晶體Nm1之閘極，並經由開關35連接到電晶體Nm1之汲極。動態比較器30亦包含第一PMOS電晶體Pm1、第二PMOS電晶體Pm2、第二NMOS電晶體Nm2、藉個別時脈信號CK1及CK2作為時脈之二正反器36及37以及供應控制信號Sc之NOR邏輯閘38。所有標以相同元件符號之相同元件均以和第4a圖者相同之方式連接，因此，為求簡化，在此不更詳細說明。
於電子電路之物理參數測量循環期間使用諸如動態比較器30之比較機構檢查輸出電壓Vm_p及Vm_n之位準之方法可參考第7b圖來解釋。第7b圖顯示各個控制信號SW1”至SW4”、第7a圖之開關31至35及操作用於電子電路之動態比較器時脈信號CK1及CK2之時序圖。各控制信號之狀態按測量循環序列顯示，其等如以上解釋，各被分成階段同時間長度Ts之四個階段P1至P4。各輸出電壓在其更新時，亦即在用於輸出電壓Vm_p之第二階段P2及用於輸出電壓Vm_n之第四階段P4被連接到比較器。
比較期間之時間長度為三個測量循環，其始於特別是用來連接輸出電壓Vm_p至動態比較器30之第二階段P2。因此，首先，檢查從輸出電壓Vm_n減去的輸出電壓Vm_p，查看差(Vm_n-Vm_p)是否高於以上界定之臨限電壓值。如第7b圖所示，第一比較Comp 1將持續六個連續階段，其始於第二階段P2，終於二階段，而於第二比較Comp 2開始前無動作。
其次，須檢查從輸出電壓Vm_p減去的輸出電壓Vm_n，查出(Vm_p-Vm_n)是否高於臨限電壓值。該第二比較Comp 2亦在第一比較Comp 1後持續六個連續階段，且亦終於二階段，而於隨著第一比較Comp 1新比較開始前無動作。一旦二比較完成，若輸出電壓Vm_p與Vm_n之偏差高於預定電壓臨限值，即從第一及第二積分器單元供應控制信號Sc，以斷開補償電容器。
為避免重覆先前參考第4a及4b圖解釋之各階段同比較階段，茲以用於第7b圖所示比較1及比較2兩比較之二正反器的控制信號SW1”至SW4”及時脈信號CK1及CK2簡單指出各個開關之連接。於第二階段P2中第一比較開始時，於“1”狀態下控制信號SW1”及SW4”閉合開關31、34及35，而其他開關32及33則成開路。電容器CT2 之第一電極連接到VDD ，且電容器CVm2 之第一電極連接到第一輸出電壓Vm_p。於階段P3中，所有開關成開路。於階段P4中，控制信號SW2”及SW3”於“1”狀態下閉合開關32及33。電容器CT2 之第一電極連接到Vss ，且電容器CVm2 之第一電極連接到第二輸出電壓Vm_n。以時脈信號CK1將正反器36作為時脈，其轉到階段P1中的狀態“1”，在輸出端Q傳輸D輸入端的狀態。於其次之階段P2及P3中，所有開關在第二比較開始前成開路。
第二比較Comp 2始於更第二輸出電壓Vm_n。於階段P4中，控制信號SW1”及SW3”於“1”狀態下閉合開關31、33及35，而開關32及34則成開路。於次一階段P1中，所有開關成開路。於次一階段P2中，控制信號SW2”及SW4”於“1”狀態下閉合開關32及34，而開關31、33及35則成開路。第二正反器37藉時脈信號CK2作為時脈，其轉到階段P3中的狀態“1”，在輸出端Q傳輸第二正反器之輸入端D的狀態。於以下階段P4及P1中，所有開關在新的比較開始前成開路。邏輯閘38之輸出供應控制信號Sc，若輸出電壓Vm_p與Vm_n間的偏差高於電壓臨限值，其即處於“0”狀態。
當然，可涉及時脈信號CK1及CK2，其等在用於第一比較Comp 1之階段P2或P3中具有第一時脈信號CK1，在用於第二比較Comp 2之階段P4或P1中具有第二時脈信號CK2。
在不悖離申請專利範圍所界定之本發明範圍下，熟於本技藝人士可由以上說明設計出具電容性感測器之電子電路之多數變化例。可想而知，在啓動電子電路來測量物理參數而實施若干測量循環後，啓動比較機構。可循環性啓動比較機構，檢查電子電路之輸出電壓之狀態。
1．．．電子電路
2．．．容性感測器
3．．．第一激發單元
4．．．電荷轉移單元
5．．．第一積分器單元
6．．．第二激發單元
7．．．第二積分器單元
10．．．放大器
11．．．運算放大器
17,18,19,18’,19’,22,23,24,25 27,28,28’,29,29’．．．開關
30．．．動態比較器
31~35．．．開關
36．．．第一D正反器
37．．．第二D正反器
C1~C5．．．電容器
Cc1．．．第一補償電容器
Cc2．．．第二補償電容器
Cf(Cf1,Cf2)．．．積分電容器
Ck1,CK2．．．時脈信號
Cm．．．共同電極
Comp 1．．．第一比較
Comp 2．．．第二比較
Cp1,Cp2．．．雜散電容器
CT ．．．臨限電容器
CVm ,CVm2 ．．．控制電容器
Nm1．．．第一NMOS電晶體
Nm2．．．第二NMOS電晶體
Pm1．．．第一PMOS電晶體
Pm2．．．第二PMOS電晶體
P1~P4．．．階段
q1,q2．．．電荷
Sc．．．控制信號
SW1,SW2,SW1’,SW3’．．．信號
VC ．．．比較電壓
VDD ．．．高電壓
Vg2．．．電壓
Vm．．．輸出電壓
Vm_n．．．輸出電壓
Vm_p．．．輸出電壓
Vref．．．參考電壓
(VDD -VSS )/2．．．中間電壓
VSS ．．．低電位
參考圖式，由以下說明，具用以測量物理參數之電容性感測器之電子電路及啓動該電子電路之方法之目的、優點及特點將更昭著。
第1圖(已引用)以簡化方式顯示習知技術之具電容性感測器之電子電路；
第2圖(已引用)顯示根據習知技術，第1圖之電子電路啓動方法於若干測量循環期間，分成兩階段之每一者之各電壓信號之時序圖；
第3圖以簡化方式顯示根據本發明，具電容性感測器之電子電路之第一實施例；
第4a及4b圖以簡化方式顯示根據本發明，第3圖之電子電路之動態比較器之一實施例，以及根據本發明，電子電路之動態比較器之開關控制信號及時脈信號之一實施例；
第5圖以簡化方式顯示根據本發明，具電容性感測器之電子電路之第一實施例；
第6圖顯示根據本發明，第5圖之電子電路啓動方法於若干測量循環期間，分成四階段之每一者之各電壓信號之時序圖；以及
第7a及7b圖以簡化方式顯示根據本發明，第5圖之電子電路之動態比較器之一實施例，以及根據本發明，電子電路之動態比較器之開關控制信號及時脈信號之一實施例。
1．．．電子電路
3．．．第一激發單元
4．．．電荷轉移單元
5．．．第一積分器單元
10．．．放大器
11．．．運算放大器
17,18,19,18’,19’．．．開關
30．．．動態比較器
C1~C5．．．電容器
Cf．．．積分電容器
Cm．．．共同電極
Cp1,Cp2．．．雜散電容器
P1,P2．．．階段
Sc．．．控制信號
Vc．．．比較電壓
VDD ．．．高電壓
Vm．．．輸出電壓
Vref．．．參考電壓
VDD ,VSS ．．．中間電壓

Claims (11)

  1. 一種具用以測量物理參數之電容性感測器之電子電路，該物理參數係諸如加速度、角速度、力或壓力，其中該感測器包含至少二差動安裝之電容器，於該物理參數之測量期間，其共用電極可相對於二電容器之各個固定電極移動，以變更各電容器之電容值，該電子電路具有連接到電容性感測器之介面，其包含：電荷轉移放大器單元，其連接到該共用電極；積分器單元，用來對該電荷轉移放大器單元所提供之電荷積分，並用來供應輸出電壓，該積分器單元於輸入端包含補償電容器；以及激發單元，其配置在該積分器單元之輸出端與該感測器間，以既定電壓值將感測器之電容器之各個固定電極極化；其中，該電子電路介面亦包含比較機構，其用來比較該輸出電壓與比較電壓，以便於該輸出電壓與該比較電壓間的偏差高於既定電壓臨限值時，控制該補償電容器於該積分器單元輸入端之斷開。
  2. 如申請專利範圍第1項之電子電路，其中，該比較機構係動態比較器。
  3. 如申請專利範圍第1項之電子電路，其中，該電子電路介面亦包含：第二積分器單元，其具有與該第一積分器單元相同之構造，用來對該電荷轉移放大器所提供之電荷積分，其中該第二積分器單元於輸入端包含第二補償電容器，其可如該第一補償電容器，若該第一積分器單元之輸出電壓與該第二積分器單元之輸出電壓間之偏差，即界定為比較電壓者，高於既定電壓臨限值時，則經由該比較機構斷開，該第一及第二積分器單元配置成於各測量循環中交替及循環地操作；以及第二激發單元，其配置在該第二積分器單元之輸出端與感測器間，以在既定電壓值將感測器之電容器之各個固定電極極化，該既定電壓值係該第一激發單元所控制電壓值之反相，該第一及第二激發單元配置成於各測量循環中交替及循環地操作，各具有個別的積分器單元，俾該電子電路完全對稱地操作，以測量物理參數。
  4. 如申請專利範圍第3項之電子電路，其中，各積分器單元具有：運算放大器；積分電容器，連接到該放大器之反相輸入端與放大器輸出端之間；第一開關，連接到該電荷轉移放大器單元之輸出端與該放大器之反相輸入端之間；以及第二開關，連接到該電荷轉移放大器單元之輸出端與該放大器之非反相輸入端之間，以參考電壓極化該放大器之非反相輸入端，各積分器單元之各開關在該電子電路之各個正常測量循環中被控制並交替關閉，其中，該第一及第二補償電容器藉第一電極連接到各積分器單元之該第一及第二開關之輸入端，且其中，各補償電容器之第二電極各藉第三開關連接到個別積分器單元之輸出端，藉第四開關連接到該參考電壓，若該第一積分器單元之輸出電壓與該第二積分器單元之輸出電壓間之電壓偏差係高於既定電壓臨限值時，則各積分器單元之第三及第四開關被該控制機構控制以將其等開路，因而斷開該等補償電容器。
  5. 如申請專利範圍第1項之電子電路，其中，屬於動態比較器之該比較機構於輸入端包含連接到控制電容器之臨限值電容器，以界定電容比例，其藉由乘以對應於自供應電壓源之高電位減去的低電位之電壓值，決定既定電壓臨限值。
  6. 如申請專利範圍第5項之電子電路，其中，該臨限值電容器之第一電極於輸入端經由該比較器之第一開關而連接到高電位，並經由第二開關而連接到該供應電壓源之低電位，且其中，為了界定連接節點，該臨限值電容器之第二電極係連接到該控制電容器之第二電極，該控制電容器之第一電極經由第三開關連接到比較電壓，且經由第四開關連接到該第一積分器單元之輸出電壓，該等開關於該動態比較器中被控制，以使該比較器能比較從該比較電壓減去的輸出電壓與從該輸出電壓減去的比較電壓。
  7. 如申請專利範圍第6項之電子電路，其中，該等臨限值及控制電容器之該連接節點藉第五開關連接到第一NMOS電晶體之閘極，並連接到汲極，該第一NMOS電晶體之源極連接到低電位端，其中，該第一NMOS電晶體之汲極連接到第一PMOS電晶體之汲極，其源極連接到高電位端，該第一PMOS電晶體之閘極以極化電壓極化，其亦極化第二PMOS電晶體之閘極，其源極連接到高電位端，該第二PMOS電晶體之汲極連接到第二NMOS電晶體之汲極，其源極連接到低電位端，該第二NMOS電晶體之閘極連接到該第一NMOS及PMOS電晶體之汲極，且其中，該第二NMOS及PMOS電晶體之汲極連接到以第一時脈信號作為時脈之第一D正反器之輸入端，並連接到以第二時脈信號作為時脈之第二D正反器之輸入端，各正反器之輸出端連接到NOR邏輯閘，其輸出端提供比較器控制信號。
  8. 一種啓動如申請專利範圍第1項之電子電路之方法，其用以控制至少一積分器單元之輸出電壓之位準，並用以測量物理參數，該方法對於各連續測量循環包含至少二階段，其包括：於第一階段中，經由激發單元，以該積分器單元之輸出電壓極化感測器之電容器的各固定電極；於第二階段中，經由該激發單元，以該電子電路之供應電壓源之高電壓或低電壓極化第一電容器的固定電極，並以該電壓源之低電壓或高電壓極化與該第一電容器的固定電極相反之該第二電容器的固定電極；其中在連續物理參數測量循環期間，被啓動之比較機構比較輸出電壓與比較電壓，俾若輸出電壓與比較電壓間之偏差高於既定電壓臨限值，則供應控制信號來斷開補償電容器，而當電壓偏差保持高於電壓臨限值，該補償電容器於後續測量循環中保持斷開。
  9. 如申請專利範圍第8項之方法，其中，該比較機構所實施來檢查該輸出電壓與該比較電壓間之偏差是否高於既定電壓臨限值之比較持續三個連續測量循環，且其中，當電壓偏差保持高於電壓臨限值，該比較機構之比較係連續反覆實施。
  10. 如申請專利範圍第9項之方法，其中，為實施比較循環，該比較機構藉由從該比較電壓減去該輸出電壓，進行第一比較，及藉由從該輸出電壓減去該比較電壓，進行第二比較，且若減去之至少一結果高於該既定電壓臨限值，則該比較機構所供應之控制信號斷開該補償電容器。
  11. 如申請專利範圍第8項之方法，其中該電子電路包含第二積分器單元，其具有構造與該第一積分器單元及第一激發單元相同之第二補償電容器及第二激發單元，惟交替地操作以測量物理參數，該方法對於各連續物理參數測量循環包含四階段，其在第一及第二階段之後包括：於第三階段中，經由該第二激發單元，以該第二積分器單元之輸出電壓極化感測器電容器的各固定電極；於第四階段中，與第二階段中之該等電極之極化相反，經由該第二激發單元，極化該感測器電容器的各固定電極，一固定電極以高電壓極化，另一固定電極以低電壓極化；其中在該等物理參數測量循環期間，該比較機構針對對應於三個連續測量循環期之期間，實施該第一積分器單元輸出電壓與該第二積分器單元輸出電壓間之比較，作為比較電壓，且其中，在各比較循環中，該比較機構實施從該第二積分器單元輸出電壓減去的第一積分器單元輸出電壓之第一比較，以及從該第一積分器單元輸出電壓減去的第二積分器單元輸出電壓之第二比較，且若減去之至少一結果高於既定電壓臨限值，則該比較機構所供應之控制信號斷開二補償電容器。
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