TWI427274B - Signal processing method, signal processing device, and Coriolis force flow meter - Google Patents

Signal processing method, signal processing device, and Coriolis force flow meter Download PDF

Info

Publication number
TWI427274B
TWI427274B TW099101648A TW99101648A TWI427274B TW I427274 B TWI427274 B TW I427274B TW 099101648 A TW099101648 A TW 099101648A TW 99101648 A TW99101648 A TW 99101648A TW I427274 B TWI427274 B TW I427274B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
signal
frequency
vibration
output
converter
Prior art date
Application number
TW099101648A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201037284A (en
Inventor
Hirokazu Kitami
Hideki Shimada
Original Assignee
Oval Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Oval Corp filed Critical Oval Corp
Publication of TW201037284A publication Critical patent/TW201037284A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI427274B publication Critical patent/TWI427274B/zh

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
    • G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
    • G01F1/76—Devices for measuring mass flow of a fluid or a fluent solid material
    • G01F1/78—Direct mass flowmeters
    • G01F1/80—Direct mass flowmeters operating by measuring pressure, force, momentum, or frequency of a fluid flow to which a rotational movement has been imparted
    • G01F1/84—Coriolis or gyroscopic mass flowmeters
    • G01F1/845—Coriolis or gyroscopic mass flowmeters arrangements of measuring means, e.g., of measuring conduits
    • G01F1/8468—Coriolis or gyroscopic mass flowmeters arrangements of measuring means, e.g., of measuring conduits vibrating measuring conduits
    • G01F1/8472—Coriolis or gyroscopic mass flowmeters arrangements of measuring means, e.g., of measuring conduits vibrating measuring conduits having curved measuring conduits, i.e. whereby the measuring conduits' curved center line lies within a plane
    • G01F1/8477—Coriolis or gyroscopic mass flowmeters arrangements of measuring means, e.g., of measuring conduits vibrating measuring conduits having curved measuring conduits, i.e. whereby the measuring conduits' curved center line lies within a plane with multiple measuring conduits
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
    • G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
    • G01F1/76—Devices for measuring mass flow of a fluid or a fluent solid material
    • G01F1/78—Direct mass flowmeters
    • G01F1/80—Direct mass flowmeters operating by measuring pressure, force, momentum, or frequency of a fluid flow to which a rotational movement has been imparted
    • G01F1/84—Coriolis or gyroscopic mass flowmeters
    • G01F1/8409—Coriolis or gyroscopic mass flowmeters constructional details
    • G01F1/8431—Coriolis or gyroscopic mass flowmeters constructional details electronic circuits
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
    • G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
    • G01F1/76—Devices for measuring mass flow of a fluid or a fluent solid material
    • G01F1/78—Direct mass flowmeters
    • G01F1/80—Direct mass flowmeters operating by measuring pressure, force, momentum, or frequency of a fluid flow to which a rotational movement has been imparted
    • G01F1/84—Coriolis or gyroscopic mass flowmeters
    • G01F1/8409—Coriolis or gyroscopic mass flowmeters constructional details
    • G01F1/8436—Coriolis or gyroscopic mass flowmeters constructional details signal processing

Description

訊號處理方法、訊號處理裝置、以及科氏力流量計
本發明，係有關於藉由與作用在流管處之科氏力成正比的相位差以及/或者是振動頻率檢測出來，而得到被計測流體之質量流量以及/或是密度之科氏流量計。
科氏流量計，係為利用有：當將被測定流體所流通之流管的兩端作支持，並於該支持點之周圍而在與流管之流動方向相垂直之方向上施加有振動時，作用在流管(以下，將應被施加振動之流管，稱為流量計管(flow tube))處之科氏力係與質量流量成正比一事，所產生的質量流量計。科氏力流量計，係為週知者，在科氏流量計中之流量計管的形狀，係可大略區分為直管式與彎曲管式。
而，科氏力流量計，係為對於被測定流體所流動之測定管而在兩端作支持，並在使被作了支持的測定管之中央部在相對於支持線而成直角的方向上作交替驅動時，在測定管之兩端支持部與中央部之間的對稱位置處，而將與質量流量成正比的相位差訊號檢測出來的質量流量計。相位差訊號，雖然係為與質量流量成正比之量，但是，若是將驅動頻率設為一定，則相位差訊號係可作為在測定管之觀測位置處的時間差訊號而檢測出來。
若是使測定管之交替驅動的頻率設為與測定管之固有的振動數相等，則係得到對應於被測定流體之密度的一定 之驅動頻率，而成為能夠以小的驅動能量來作驅動，因此，近來，將測定管藉由固有振動數來作驅動一事，係成為一般性的方法，而相位差訊號係作為時間差訊號而被檢測出來。
直管式之科氏力流量計，係被構成為：當在兩端被作了支持之直管的中央部直管軸處而施加垂直方向之振動時，在直管之支持部與中央部之間，係會得到由於科氏力所導致的直管之位移差、亦即是會得到相位差訊號，並根據此相位差訊號，而檢測出質量流量。此種直管式之科氏力流量計，係為簡單，且為緊緻(compact)，並具備有堅固的構造。然而，係亦同時存在有無法得到高檢測感度之問題點。
相對於此，彎曲管式之科氏力流量計，在能夠選擇用以將科氏力有效地取出之形狀一點上，係較直管式之科氏力流量計為更優良，實際上，係能夠檢測出高感度之質量流量。
而，作為用以驅動流量計管之驅動手段，使用線圈與磁鐵之組合一事，係成為普遍。關於該線圈以及磁鐵之安裝，在使線圈與磁鐵間之位置關係的偏差成為最小的目的上，係以安裝在相對於流量計管之振動方向而並未作偏位(offset)的位置處為理想。因此，在像是具備有並列之2根的流量計管之彎曲管式的科氏力流量計一般之並列2根的流量計管之情況時，係以將線圈以及磁鐵作挾持的狀態來作安裝。故而，係成為使相對之2根的流量計管間之距 離成為分開有至少能夠將線圈與磁鐵作挾持一般之設計。
當2根之流量計管係為分別存在於平行之面內，且口徑為大之科氏力流量計或是流量計管之剛性為高之科氏力流量計的情況時，由於係需要將驅動手段之功率提升，因此，係必須要在2根的流量計管之間而挾持大型的驅動手段。因此，就算是在身為流量計管之根部的固定端部處，該流量計管彼此之距離，亦係必然地被設計為較廣。
被一般性地週知之由U字管的測定管所成之科氏力流量計1，係如圖16中所示一般，其構成為，具備有：2根之U字管狀的測定管2、3之檢測器4；和變換器5。
在測定管2、3之檢測器4處，係具備有：使測定管2、3作共振振動之加振器6；和將當經由該加振器6而使測定管2、3振動時之在測定管、3的左側處所產生之振動速度檢測出來之左速度感測器7；和將當經由該加振器6而使測定管2、3振動時之在測定管2、3的右側處所產生之振動速度檢測出來之右速度感測器8；和將在振動速度檢測時之在測定管2、3內所流動的被測定流體之溫度檢測出來的溫度感測器9。此些之加振器6、左速度感測器7、右速度感測器8、以及溫度感測器9，係分別與變換器5相連接。
在此科氏力流量計1之測定管2、3內所流動之被測定流體，係成為從測定管2、3之右側(被設置有右速度感測器8之側)起而朝向左側(被設置有左速度感測器7之側)流動。
故而，經由右速度感測器8所檢測出之速度訊號，係成為流入至測定管2、3中之被測定流體的入口速度訊號。又，經由左速度感測器7所檢測出之速度訊號，係成為從測定管2、3所流出之被測定流體的出口速度訊號。
另外，將振動速度檢測出來之左速度感測器7、右速度感測器8，當然係亦可分別為加速度感測器。
科氏力流量計變換器5，係具備有如圖17中所示一般之區塊構成。
此科氏力流量計變換器5，係由驅動控制部10和相位計測部11以及溫度計測部12所構成。
亦即是，科氏力流量計變換器5，係具備有輸入輸出埠15。在此輸入輸出埠15處，係被設置有構成驅動控制部10之驅動訊號輸出端子16。驅動控制部10，係從驅動訊號輸出端子16，而將特定之模式的訊號輸出至被安裝於測定管2、3上之加振器6處，並使測定管2、3作共振振動。
在此驅動訊號輸出端子16處，係經介於放大器17，而被連接有驅動電路18。在此驅動電路18處，係產生使測定管2、3作共振振動之驅動訊號，並將該驅動訊號輸出至放大器17處。在此放大器處，係將被輸入了的驅動訊號作放大，並輸出至驅動訊號輸出端子16處。在此驅動訊號輸出端子16處，係將從放大器17所輸出而來之驅動訊號輸出至加振器6處。
又，在輸入輸出埠15處，係被設置有將當測定管2、 3經由加振器6而作了振動時之在測定管2、3之左側處所產生的振動速度之檢測訊號作輸入的左速度訊號輸入端子19，此左速度訊號輸入端子19，係構成相位計測部11。
又，在輸入輸出埠15處，係被設置有將當測定管2、3經由加振器6而作了振動時之在測定管2、3之右側處所產生的振動速度之檢測訊號作輸入的右速度訊號輸入端子20，此右速度訊號輸入端子20，係構成相位計測部11。
相位計測部11，係從驅動訊號輸出端子16，而將特定之模式的訊號輸出至被安裝在測定管2、3上之加振器6處，並在對經由加振器6而使測定管2、3作了振動時之一對的速度感測器之振動訊號進行A/D變換而作了數位變換處理之後，將變換後之訊號的相位差求取出來。
在左速度訊號輸入端子19處，係被連接有放大器21之輸入端子，在此放大器21之輸入端子處，係被連接有A/D變換器22。在此A/D變換器22處，係將藉由放大器21而把從左速度訊號輸入端子19所輸出之振動訊號作了放大後之類比訊號，變換為數位值。
在A/D變換器22處，係被連接有演算器23。
又，在右速度訊號輸入端子20處，係被連接有放大器24之輸入端子，在此放大器24之輸入端子處，係被連接有A/D變換器25。在此A/D變換器25處，係將藉由放大器24而把從右速度訊號輸入端子20所輸出之振動訊號作了放大後之類比訊號，變換為數位值。
而後，A/D變換器25所輸出之數位訊號，係被輸入 至演算器23處。
進而，在輸入輸出埠15處，係被設置有構成將從溫度感測器9而來之檢測值作輸入之溫度計測部11的溫度訊號輸入端子26。溫度計測部12，係經由以被設置在測定管2、3內並將測定管2、3內之溫度檢測出來的溫度感測器9所得到之檢測溫度，來進行管溫度之補償。
在此溫度感測器9處，一般係被使用有電阻型溫度感測器，並經由對電阻值作計測，而將溫度計算出來。
在溫度訊號輸入端子26處，係被連接有溫度計測電路27，經由此溫度計測電路27，而根據從溫度感測器9所輸出之電阻值來計算出測定管2、3內之溫度。在此溫度計測電路27處所計算出之測定管2、3內的溫度，係成為被輸入至演算器23處。
此種科氏力流量計1所致之相位計測方法，係從被安裝在測定管2、3處之加振器6來對於測定管2、3而以一次模式來賦予振動，而若是在被賦予有此振動的狀態下，於測定管2、3內流動有被測定流體，則在測定管2、3處係產生有相位模式。
故而，從科氏力流量計1之右速度感測器8而來之訊號(入口速度訊號)與從左速度感測器7而來之訊號(出口速度訊號)，係以使此2個的訊號相重疊的方式而被作輸出。此一以使2個的訊號相重疊的型態而被輸出的訊號，係並不僅是流量訊號，而亦包含有多數之不必要的雜訊成分，進而，起因於計測流體之密度變化等，振動數亦 會變化。
因此，在從左速度感測器7與右速度感測器8而來之訊號中，係有必要將不必要之訊號除去。然而，在從左速度感測器7與右速度感測器8而來之訊號中，將不必要之訊號除去，並計算出相位一事，係為非常困難。
進而，科氏力流量計1，係多被要求有非常高精確度之計測與高速之回應性。為了滿足此要求，係需要具備有非常複雜之演算與高處理能力之演算器，並使得科氏力流量計1本身成為非常高價者。
由於此些原因，在科氏力流量計1中，係需要確立一種兼具有能夠恆常地與計測頻率作配合之最適當的濾波器與高速之演算方法的相位差計測方法。
在先前技術之用以對流量作計算的相位差計測方法中，作為用以將雜訊除去之濾波處理方法，係存在有：使用類比濾波器之方法、和使用數位濾波器之方法。
使用類比濾波器之方法，係能夠較為低價地構成(例如，參考日本特開平2-66410號公報、日本特表平10-503017號公報)。但是，在此日本特開平2-66410號公報、日本特表平10-503017號公報中，在將濾波器之能力作提升一事上，係存在有極限，作為科氏力流量計之濾波器，係有著能力並不充分之問題點。
近年，使用有數位訊號處理之科氏力流量計係被開發有多種，在先前技術之用以計算流量的相位差計測方法中，作為用以除去雜訊之濾波處理方法而使用有數位濾波 器之方法，係被開發。
作為使用有數位訊號處理之科氏力流量計的種類，於先前技術中，係存在有：使用傅立葉變換來對相位作計測之方法(例如，參考日本專利第2799243號公報)、或是經由具備有陷波濾波器、帶通濾波器等之濾波表，而選擇與輸入頻率作了配合的最適當之表，並對於相位作計測之方法(例如，參考日本專利第2930430號公報、日本專利第3219112號公報)等。
〈使用有傅立葉變換之相位計測方法〉
由使用有傅立葉變換之相位計測方法所致的科氏力流量計變換器，係使用如同圖18中所示一般之區塊構成而進行。
於圖18中，在輸入輸出埠15處，係被設置有將經由左速度感測器7所檢測出之當把測定管2、3經由加振器6而作了振動時之在測定管2、3之左側處所產生的振動速度之檢測訊號(出口側速度訊號)作輸入的左速度訊號輸入端子19，在此左速度訊號輸入端子19處，係被連接有低通濾波器30。此低通濾波器30，係為當經由加振器6而使測定管2、3振動時，使從檢測出在測定管2、3之左側處所產生之振動速度的左速度感測器7所輸出之左速度訊號(出口側速度訊號)通過頻率濾波器，並僅將低頻率之左速度訊號(出口側速度訊號)取出的電路。
在此低通濾波器30處，係被連接有A/D變換器 31。此A/D變換器31，係將從低通濾波器30所輸出之身為類比訊號的左速度訊號變換為數位訊號。在此A/D變換器31處而被變換為數位訊號的左速度訊號，係被輸入至相位差計測器32處。
又，在此A/D變換器31處，係被連接有時序產生器33。此時序產生器33，係為產生輸入頻率之M倍(M係為自然數)的取樣(sampling)之時序者。
另一方面，在輸入輸出埠15處，係被設置有將經由右速度感測器8所檢測出之當把測定管2、3經由加振器6而作了振動時之在測定管2、3之右側處所產生的振動速度之檢測訊號(入口側速度訊號)作輸入的右速度訊號輸入端子20，在此右速度訊號輸入端子20處，係被連接有低通濾波器34。此低通濾波器34，係為當經由加振器6而使測定管2、3振動時，使從檢測出在測定管2、3之右側處所產生之振動速度的右速度感測器8所輸出之右速度訊號(入口側速度訊號)通過頻率濾波器，並僅將低頻率之右速度訊號(入口側速度訊號)取出的電路。
在此低通濾波器34處，係被連接有A/D變換器35。此A/D變換器35，係將從低通濾波器34所輸出之身為類比訊號的右速度訊號變換為數位訊號。在此A/D變換器35處而被變換為數位訊號的右速度訊號，係被輸入至相位差計測器32處。
又，在此A/D變換器35處，係被連接有時序產生器33。此時序產生器33，係為產生輸入頻率之M倍(M 係為自然數)的取樣(sampling)之時序者。
又，在將經由右速度感測器8所檢測出之當把測定管2、3經由加振器6而作了振動時之在測定管2、3之右側處所產生的振動速度之檢測訊號(入口側速度訊號)作輸入的輸入輸出埠15處所被設置之右速度訊號輸入端子20處，係被連接有頻率計測器36。此頻率計測器36，係為對於經由右速度感測器8所檢測出之當把測定管2、3經由加振器6而作了振動時之在測定管2、3之右側處所產生的振動速度之檢測訊號(入口側速度訊號)的頻率作計測者。
在此頻率計測器36處，係被連接有時序產生器33。在此頻率計測器36處所被計測出之頻率，係被輸出至時序產生器33處，在時序產生器33處，係產生輸入頻率之M倍(M為自然數)之取樣的時序，並輸出至A/D變換器31、35處。
藉由此相位差計測器32和時序產生器33以及頻率計測器36，而構成相位計測演算器40。
在如同圖18中所示一般而被構成之使用有傅立葉變換的相位計測方法中，從右速度感測器8而來之輸入訊號(入口側輸入訊號)，係首先被輸入至頻率計測器36處，並被作頻率之計測。在此頻率計測器36處所被計測出之頻率，係被輸出至時序產生器33處，在此時序產生器33處，係產生輸入頻率之M倍(M為自然數)之取樣的時序，並輸出至A/D變換器31、35處。
又，在A/D變換器31處而被變換為數位訊號之在測定管2、3之左側處所產生的振動速度之檢測訊號(出口側速度訊號)、與在A/D變換器35處而被變換為數位訊號之在測定管2、3之右側處所產生的振動速度之檢測訊號(入口側速度訊號)，係被輸入至相位差計測器32中。而後，在此相位差計測器32中，係藉由內藏之離散傅立葉變換器而被作傅立葉變換，並從此變換後之訊號的實數成分與虛數成分間的比來演算出相位差。
〈使用有數位濾波器之相位計測方法〉
由使用有數位濾波器之相位計測方法所致的科氏力流量計變換器，係使用如同圖19、圖20中所示一般之區塊構成圖來作說明。
在數位濾波器中，係存在有陷波濾波器或是帶通濾波器等之頻率選擇手段，使用此陷波濾波器或是帶通濾波器等之頻率選擇手段，來使輸入訊號之S/N比提升。
在圖19中，係展示有：作為數位濾波器，而使用有陷波濾波器之科氏力流量計變換器的區塊構成。
於圖19中所圖示之輸入輸出埠15、左速度訊號輸入端子19、右速度訊號輸入端子20、低通濾波器30、34、A/D變換器31、35，係為與於圖18中所圖示之輸入輸出埠15、左速度訊號輸入端子19、右速度訊號輸入端子20、低通濾波器30、34、A/D變換器31、35具備有相同之構成者。
於圖19中，在A/D變換器31處，係被連接有陷波濾波器51。此陷波濾波器51，係為根據在A/D變換器31中而被變換為數位訊號的左速度訊號，來對頻率作選擇，並將輸入訊號之S/N比提升而作輸出者。
在此陷波濾波器51處，係被連接有相位計測器52，此相位計測器52，係對於經由陷波濾波器51而使S/N比作了提升後之被變換成了數位訊號之左速度訊號的相位作計測者。
又，在陷波濾波器51處，係被連接有頻率計測器53。此頻率計測器53，係為對於經由陷波濾波器51而使S/N比作了提升後之被變換成了數位訊號之左速度訊號的頻率作計測者。
而後，在此頻率計測器53處而被作了計測之頻率，係被輸入至陷波濾波器51中。
又，在A/D變換器35處，係被連接有陷波濾波器54。此陷波濾波器54，係為根據在A/D變換器31中而被變換為數位訊號的左速度訊號，來對頻率作選擇，並將輸入訊號之S/N比提升而作輸出者。
在此陷波濾波器54處，係被連接有相位計測器52，此相位計測器52，係對於經由陷波濾波器54而使S/N比作了提升後之被變換成了數位訊號之右速度訊號的相位作計測者。
又，在陷波濾波器54處，係成為被輸入有在頻率計測器53處所被計測出之頻率。
於圖19中，時脈器55，係為用以取得同步者，並被輸入至A/D變換器31、35處，而取得A/D變換器31與A/D變換器35之間的同步。
藉由此陷波濾波器51、54、和相位計測器52、和頻率計測器53、以及時脈器55，而構成相位計測演算器50。
在圖20中，係展示有：作為數位濾波器，而使用有帶通濾波器(BPF)之科氏力流量計變換器的區塊構成。
於圖20中所圖示之輸入輸出埠15、左速度訊號輸入端子19、右速度訊號輸入端子20、低通濾波器30、34、A/D變換器31、35，係為與於圖19中所圖示之輸入輸出埠15、左速度訊號輸入端子19、右速度訊號輸入端子20、低通濾波器30、34、A/D變換器31、35具備有相同之構成者。
於圖20中，在A/D變換器31處，係被連接有帶通濾波器(BPF)61。此帶通濾波器61，係為使在A/D變換器31中而被變換為數位訊號之當經由加振器6而使測定管2、3振動時所檢測出之在測定管2、3之左側處所產生之振動速度的左速度感測器7所輸出之左速度訊號(出口側速度訊號)，通過頻率濾波器，並僅將所設定之頻率之左速度訊號(出口側速度訊號)取出的電路。
在此帶通濾波器61處，係被連接有相位計測器62，此相位計測器62，係對於經由帶通濾波器61而使S/N比作了提升後之被變換成了數位訊號之左速度訊號的相位 作計測者。
又，在帶通濾波器61處，係被連接有頻率計測器63。此頻率計測器63，係為對於經由A/D變換器31而被變換為數位訊號並經由帶通濾波器61而使S/N比作了提升後之左速度訊號的頻率作計測者。
而後，在此頻率計測器63處而被作了計測之頻率，係被輸入至帶通濾波器61中。
又，在A/D變換器35處，係被連接有帶通濾波器64。此帶通濾波器64，係為使在A/D變換器35中而被變換為數位訊號之當經由加振器6而使測定管2、3振動時所檢測出之在測定管2、3之右側處所產生之振動速度的右速度感測器8所輸出之右速度訊號(入口側速度訊號)，通過頻率濾波器，並僅將所設定之頻率之右速度訊號(入口側速度訊號)取出的電路。
在此帶通濾波器64處，係被連接有相位計測器62，此相位計測器62，係為對於經由帶通濾波器64而使S/N比作了提升後之被變換成了數位訊號之左速度訊號的相位作計測者。
又，在帶通濾波器64處，係被連接有頻率計測器63。而後，在此頻率計測器63處而被作了計測之頻率，係被輸入至帶通濾波器64中。
於圖20中，時脈器65，係為用以取得同步者，從時脈器65而來之時脈訊號，係被輸入至A/D變換器31、35處，而取得A/D變換器31與A/D變換器35之間的 同步。
藉由此帶通濾波器61、64、和相位計測器62、和頻率計測器63、以及時脈器65，而構成相位計測演算器60。
在日本專利第2799243號公報所揭示一般之使用有傅立葉變換的相位計測方法中，當被輸入之振動速度的檢測訊號之輸入頻率係為一定的情況時，在頻率之選擇中，由於係使用傅立葉變換，因此，係能夠進行頻率選擇性非常高之相位計測方法。
但是，在如同此日本專利第2799243號公報所揭示一般之使用有傅立葉變換的方法中，當被輸入之振動速度的檢測訊號之輸入頻率隨著密度或溫度等而作了變化的情況時，由於係成為必須要對於變換方法或是取樣率作改變，因此，演算週期或是演算方法係改變，而測定值係變動並成為不安定。
進而，在如同日本專利第2799243號公報所揭示一般之使用有傅立葉變換的方法中，當被輸入之振動速度的檢測訊號之輸入頻率隨著密度或溫度等而作了變化的情況時，由於係成為必須要將取樣率與被輸入之振動速度訊號的輸入頻率作正確地同步，因此，設計係成為非常的複雜。
故而，當被測定流體之溫度急遽地變化、或是當氣泡 等混入至流體內並使密度急遽地變化的情況時，係有著計測精確度會極端地降低的問題點。
再加上，在日本專利第2799243號公報所揭示一般之使用有傅立葉變換的方法中，係有著為了進行傅立葉變換而使得演算處理變得非常多之問題點。
在經由具備有如同日本專利第2930430號公報、日本專利第3219122號公報所揭示一般之陷波濾波器、帶通濾波器等的濾波表，而對於與輸入頻率相配合之最適當的表作選擇，並對相位作計測之方法中，係經由將取樣率固定，而能夠將設計單純化。
但是，在如同日本專利第2930430號公報、日本專利第3219122號公報所揭示一般之使用有數位濾波器的相位計測方法中，亦與如同在日本專利第2799243號公報所揭示一般之使用有傅立葉變換的方法相同的，係成為相對於輸入頻率之變化而具備有非常多的濾波表，而有著使演算器之記憶體的消耗變大之問題點。
又，在如同日本專利第2930430號公報、日本專利第3219122號公報所揭示一般之使用有數位濾波器的相位計測方法中，當輸入頻率急遽地變化的情況時，亦有著對於最適當之濾波器作選擇一事會成為困難的問題點。
進而，在如同日本專利第2930430號公報、日本專利第3219122號公報所揭示一般之使用有數位濾波器的相位計測方法中，為了將頻率之選擇能力提升，係有著必須要進行非常多之演算的問題點。
在如同此日本專利第2930430號公報、日本專利第3219122號公報所揭示一般之使用有數位濾波器的相位計測方法中，係存在有如同下述一般之問題：(1)無法相對於輸入頻率之變化而以良好精確度來作追隨。亦即是，將當被測定流體之密度會急遽變化的氣泡混入時之計測等作實現一事，係非常困難。
(2)為了將頻率之選擇能力提升，係成為需要進行非常多的演算。因此，要實現高速之回應性一事，係為困難，而並不適於進行在短時間中之批次處理等。
(3)演算器記憶體之消耗係為大，而設計係變為複雜。故而，電路構成或是設計係成為複雜，在成本上，係成為非常大的缺點。
若是對上述作總結，則在先前技術之由數位濾波器處理所致的相位計測方法中，由於均係為了將測定管2、3之管振動數以外的帶域之雜訊作除去，而必須以能夠恆常地追隨於測定管2、3之管頻率的方式來對於濾波表做切換、或者是對演算方法作變更，且更進而需要進行取樣率之變更等，因此，係有著必須要進行非常複雜且欠缺高速性之演算的問題點。
故而，當經由加振器6而使得測定管2、3振動時，當每一次之藉由對於在測定管2、3之右側所產生的振動速度作檢測之右速度感測器8以及對於在測定管2、3之左側所產生的振動速度作檢測之左速度感測器7而檢測出來的振動速度訊號之輸入頻率有所變動的情況時，係容易 產生演算誤差，而有著使計測精確度成為非常差的問題點。
本發明之目的，係在於提供一種訊號處理方法、訊號處理裝置以及科氏力流量計，其係就算是當被測定流體之溫度有所變化、或是在被測定流體中混入有氣泡、或是被測定流體從氣體而急遽地變化為液體的情況時，亦能夠恆常以一定之精確度來作計測，且實現具有高濾波能力之相位計測，並能夠以極少之演算處理量來進行。
為了解決上述之課題所進行了的申請項1中所記載之訊號處理方法，係在將構成測定用之流管的至少一根或是一對之流量計管，經由驅動裝置來使加振器作動並對前述流量計管作交替驅動，而使該流量計管振動，並經由被設置在前述流量計管之左右處的一對之身為振動檢測感測器的速度感測器或是加速度感測器，來檢測出與作用在前述流量計管處之科氏力成正比的相位差以及/或是振動頻率，藉由此，而得到被計測流體之質量流量以及/或者是密度的科氏力流量計中，具有下述特徵：具備有：第1步驟，係將從前述一對之振動檢測感測器的各個所輸出之類比訊號變換為數位訊號；和第2步驟，係對於在前述第1步驟中所變換了的與前述一對之振動檢測感測器相對應之2個的數位訊號的各個，而進行頻率變換；和第3步驟，係根據在前述第1步驟中所變換了的與前述一對之振動檢測感測器相對應之2個的數位訊號中的任一者之數位訊號，而對頻率作計測；和第4步驟，係產生在前述第3步 驟中所被計測出的數位頻率訊號之1/N的頻率訊號，設為能夠使用在前述第4步驟中所產生之數位訊號的1/N之頻率訊號，而檢測出前述一對之振動檢測感測器的檢測訊號之相位差。
為了解決上述課題所進行之申請項2所記載之訊號處理方法，其特徵為，係在申請項1所記載之訊號處理方法的產生從頻率計測器所輸出之相位θ 之數位頻率訊號的1/N之頻率訊號的過程中，求取出會使θ/N=θ-θX 一般之相位θX 的頻率訊號，而進行頻率變換。
為了解決上述課題所進行之申請項3所記載之訊號處理方法，其特徵為，係在申請項1所記載之訊號處理方法中，以使從前述頻率計測器所輸出之相位θ 之數位頻率訊號的1/N的頻率訊號成為未滿50Hz的方式，來決定N。
為了解決上述課題所進行之申請項4中所記載的訊號處理裝置，係在將構成測定用之流管的至少一根或是一對之流量計管，經由驅動裝置來使加振器作動並對前述流量計管作交替驅動，而使該流量計管振動，並經由被設置在前述流量計管之左右處的一對之身為振動檢測感測器的速度感測器或是加速度感測器，來檢測出與作用在前述流量計管處之科氏力成正比的相位差以及/或是振動頻率，藉由此，而得到被計測流體之質量流量以及/或者是密度的科氏力流量計中，具有下述特徵：具備有：A/D變換器，係用以將從前述一對之振動檢測感測器的各個所輸出之類比訊號變換為數位訊號；和一對之正交調變器，係對 於從前述A/D變換器所輸出了的與前述一對之振動檢測感測器相對應之2個的數位訊號之各個數位訊號，進行頻率變換；和頻率計測器，係根據從前述A/D變換器所輸出了的與前述一對之振動檢測感測器相對應之2個的數位訊號中的任一者之數位訊號，而對頻率作計測；和發訊器，係產生從前述頻率計測器所輸出的相位θ(1-1/N)之數位頻率訊號的頻率訊號，設為使用經由前述正交調變器所產生之訊號，而得到相位差。
為了解決上述課題所進行之申請項5所記載之訊號處理裝置，係在根據從申請項4所記載之訊號處理裝置的A/D變換器所輸出之與身為一對之振動檢測感測器的速度感測器或是加速度感測器相對應之2個的數位訊號中之任一者的數位訊號而對於頻率作計測之頻率計測器中，具備有以下特徵：係使用PLL(Phase Locked Loop)而進行頻率計測。
為了解決上述課題所進行之申請項6所記載之科氏流量計，係為將構成測定用之流管的至少一根或是一對之流量計管，經由驅動裝置來使加振器作動並對前述流量計管作交替驅動，而使該流量計管振動，並經由振動檢測感測器來檢測出與作用在前述流量計管處之科氏力成正比的相位差以及/或是振動頻率，藉由此，而得到被計測流體之質量流量以及/或者是密度的科氏力流量計，該科氏力流量計，其特徵為，具備有：A/D變換器，係用以將從前述一對之振動檢測感測器的各個所輸出之類比訊號變換為 數位訊號；和一對之正交調變器，係對於從前述A/D變換器所輸出了的與前述一對之振動檢測感測器相對應之2個的數位訊號之各個數位訊號，進行頻率變換；和頻率計測器，係根據從前述A/D變換器所輸出了的與前述一對之振動檢測感測器相對應之2個的數位訊號中的任一者之數位訊號，而對頻率作計測；和發訊器，係產生從前述頻率計測器所輸出的相位θ(1-1/N)之數位頻率訊號的頻率訊號，該科氏流量計，並設置有：訊號處理裝置，係使用經由前述正交調變器所產生之訊號，而得到相位差。
在科氏力流量計中，係存在有各式各樣之測定管的形狀。例如，係存在有彎曲管或是直管。又，在驅動測定管的模式中，亦存在有以1次或是2次之模式等的各式各樣之模式來作驅動之形態。
如同週知一般，從振動管所得到之驅動頻率帶域，係涵蓋數十Hz~數KHz，例如當使用U字管並藉由1次模式來使測定管振動的情況時，頻率係為100Hz前後，又，當將直管形狀之測定管以1次之模式來振動的情況時，係實現有500Hz~1000Hz左右。
但是，在1個的流量計中，要將科氏力流量計之相位計測在數十Hz~數KHz之頻率帶域中而恆常地使用相同的處理來進行相位計測一事，係為非常困難，而需要分成數種的形態來作設計。
若藉由本發明之訊號處理方法，則經由依據同定之演算法而為有利的訊號處理，能夠將如同上述一般的本質性 之課題解決，並且，就算是在被測定流體之溫度有所變化、或是有氣泡混入、亦或是被測定流體從氣體而急遽地變化為液體的情況時，亦能夠恆常地以安定之一定的精確度來作計測，並以具備有高濾波能力之相位計測作為特長，而能夠提供高性能。
若藉由本發明之訊號處理裝置，則就算是當被測定流體之溫度有所變化、或是在被測定流體中混入有氣泡、或是被測定流體從氣體而急遽地變化為液體的情況時，亦能夠恆常以一定之精確度來進行安定的計測，且將具有高濾波能力之相位計測以極少之演算處理量來進行。
若藉由本發明之科氏力流量計，則就算是當被測定流體之溫度有所變化、或是在被測定流體中混入有氣泡、或是被測定流體從氣體而急遽地變化為液體的情況時，亦能夠恆常以一定之精確度來進行安定的計測，且將具有高濾波能力之相位計測以極少之演算處理量來進行。
本發明，係以實現一種能夠恆常以一定之精確度來作計測，且實現具有高濾波能力之相位計測，並能夠以極少之演算處理量來進行一事，作為目的，並且，就算是當被測定流體之溫度有所變化、或是在被測定流體中混入有氣泡、或是被測定流體從氣體而急遽地變化為液體的情況時，亦能夠實現該目的。
[實施例1]
以下，針對用以實施本發明之形態的實施例1，使用圖1~圖13而作說明。
圖1，係為本發明之訊號處理方法以及該裝置之原理圖，圖2，係為對於驅動頻率為100Hz之科氏力流量計與驅動頻率為1000Hz之科氏力流量計的頻率波形作展示之圖，圖3，係為對於將驅動頻率為100Hz之科氏力流量計的驅動頻率作了分頻時之頻率波形作展示的圖，圖4，係為對於將驅動頻率為100Hz之科氏力流量計的驅動頻率作了偏移時之頻率波形作展示的圖，圖5，係為圖1中所圖示之訊號處理裝置的具體構成圖，圖6，係為對於從圖5中所圖示之低通濾波器所輸出的在測定管之左側所產生的振動速度之檢測訊號作展示的圖，圖7，係為對於將從圖5中所圖示之A/D變換器所輸出的圖6中所圖示之訊號以任意之一定週期而作取樣並數位訊號化後的訊號作展示之圖，圖8，係為對於從在圖5中所圖示之發訊器所輸出的相位(θXn )之發訊頻率訊號作展示之圖，圖9，係為對於在圖5所圖示之正交調變器的內部所產生之從A/D變換器而來之輸出訊號(cosθ)的90度偏移訊號作展示的圖，圖10，係為對於在圖5所圖示之正交調變器的內部所產生之從發訊器而來之輸出訊號(cosθXn )的90度偏移訊號作展示的圖，圖11，係為對於在圖5中所圖示之正交調變器處而被作了正交頻率變換後之訊號作展示的圖，圖12，係為對於圖5中所圖示之訊號處理裝置的具體構成圖 之時序圖作展示之圖，圖13，係為對於圖5中所圖示之訊號處理裝置的具體構成圖之時序圖作展示之圖。
在圖1中，係展示有本發明之訊號處理方法以及該裝置之原理圖。
於圖1中，當經由加振器6而使測定管2、3振動時，在測定管2、3處所產生之振動速度，係經由振動速度感測器70而被檢測出來，此被檢測出之振動速度，係在振動速度訊號演算器80處而被作演算處理。此振動速度感測器70，係相當於圖16中之左速度感測器7與右速度感測器8。
振動速度訊號演算器80，係經由正交調變器85和發訊器90以及相位計測器95而構成之。
正交調變器85，係為將振動速度感測器70所檢測出之當經由加振器6而使測定管2、3振動時而在測定管2、3處所產生之振動速度作正交調變處理者。在此正交調變器85處，係成為被輸入有從發訊器90而來之訊號。
而後，在此正交調變器85處而被作了正交調變的訊號，係被輸入至被設置在正交調變器85之後段的相位計測器95處。此相位計測器95，係對於從振動速度感測器70而來之速度訊號作A/D變換而進行數位變換處理，而後再求取出其之相位差。
於圖1中所圖示之訊號處理方法以及其裝置，係將輸入訊號正交頻率變換為1/N，並在頻率變換後進行相位計測，藉由此，而將輸入頻率之帶域設為1/N，並且能 夠安定地進行相位計測。
如同前述一般，在本發明中，係將從感測器所輸入而來之相位/以及速度訊號使用頻率變換來變換為1/N(N為任意數)之頻率，並對於變換後之相位差作計測，藉由此，而將恆常使用相同帶域之濾波器一事作了實現。又，就算是對於由於測定流體之密度或是溫度等有所變化一事所導致的相位以及速度訊號之頻率變化，亦能夠使計算精確度或是演算週期幾乎不會受到影響地來對於流量作計測。
例如，在如同圖2中所示一般之驅動頻率為100Hz的科氏力流量計中，當將濾波器之頻率帶域設為了95~105Hz的情況時，會有由於密度或溫度之變化而使驅動頻率超出濾波器之頻率帶域外的情況。因此，係成為需要其之前後的頻率帶域之濾波表，例如，係需要85Hz~95Hz與105Hz~115Hz之表。若是將濾波器之頻率帶域擴廣，則僅需要少數的表，但是，由於計測波形會成為雜訊為多之相位以及速度訊號，因此，會使計測精確度大幅地惡化。
進而，當欲對於驅動頻率為1000Hz之科氏力流量計的相位以及速度訊號作計測的情況時，由於係必須要對於取樣率或是濾波器表作改變，因此，計算精確度或是演算週期係會改變。
在本發明之訊號處理中的驅動頻率為100Hz之科氏力流量計的情況時，經由如同圖3中所示一般地而例如將N 的值設為4，當從感測器所輸入而來之相位以及速度訊號係為100Hz的情況時，則係被頻率變換為100/4之25Hz，並在對於頻率變換後之相位以及速度訊號作了濾波之後，進行相位計算。
所使用之濾波器的帶域，經由使用20Hz~30Hz程度之帶域，就算是由於密度或是溫度之變化而使驅動頻率有所變化，只要是在80Hz~120Hz之帶域外，則能夠恆常使用相同之濾波表，因此，係能夠恆常地以安定之計算精確度與演算週期來作計測。
又，在驅動頻率為1000Hz之科氏力流量計中，經由將N的值設定為40，能夠使用與驅動頻率為100Hz之科氏力流量計完全相同之濾波器的帶域來進行流量計測。
進而，在本發明中，如圖4中所示一般，在相位以及速度訊號之1/N變換的方法中，係存在著並不對輸入頻率作分頻而將頻率作偏移之方法。當此圖4中所圖示之科氏力流量計的情況時，由於係並不對輸入頻率作分頻而進行頻率偏移，因此係具備有能夠並不損及濾波之效果地來進行流量計算的特長。
例如，當如同圖3中所圖示之科氏力流量計一般地而將所輸入之訊號全部作1/N分頻的情況時，由於雜訊成分亦同樣地被設為了1/N，因此，就算是將濾波之帶域縮窄，亦無法期待有多大的效果。
故而，當如同圖4所圖示之科氏力流量計一般地而經由頻率偏移來進行了相位以及速度訊號之1/N變換的情 況時，雖然雜訊成分亦會同時地被作頻率偏移，但是，由於能夠將濾波器之帶域設為1/N，因此，相較於頻率偏移前，係能夠進行非常有效之濾波。
於圖5中，係展示有圖1所圖示之訊號處理裝置的具體之構成。
於圖5中，在左撿拾器(LPO)7(相當於左速度感測器7)處，係被連接有低通濾波器30。亦即是，若是左撿拾器7檢測出了當將測定管2、3經由加振器6而作了振動時之在測定管2、3之左側處所產生的振動速度之檢測訊號(出口側速度訊號)，則此振動速度之檢測訊號(出口側速度訊號)，係被輸入至低通濾波器30處。
此低通濾波器30，係為當經由加振器6而使測定管2、3振動時，使從檢測出在測定管2、3之左側處所產生之振動速度的左速度感測器7所輸出之左速度訊號(出口側速度訊號)通過頻率濾波器，並僅將低頻率之左速度訊號(出口側速度訊號)取出的電路。
在此低通濾波器30處，係被連接有A/D變換器31。此A/D變換器31，係為將從低通濾波器30所輸出之身為類比訊號的左速度訊號(出口側速度訊號)變換為數位訊號者。在此A/D變換器31處而被變換為數位訊號的左速度訊號(出口側速度訊號)，係被輸入至訊號處理裝置100處。
另一方面，在右撿拾器(RPO)8(相當於右速度感測器8)處，係被連接有低通濾波器34。亦即是，若是右 撿拾器8檢測出了當將測定管2、3經由加振器6而作了振動時之在測定管2、3之右側處所產生的振動速度之檢測訊號(入口側速度訊號)，則此振動速度之檢測訊號(入口側速度訊號)，係被輸入至低通濾波器34處。
此低通濾波器34，係為當經由加振器6而使測定管2、3振動時，使從檢測出在測定管2、3之右側處所產生之振動速度的右速度感測器8所輸出之右速度訊號(入口側速度訊號)通過頻率濾波器，並僅將低頻率之右速度訊號(入口側速度訊號)取出的電路。
在此低通濾波器34處，係被連接有A/D變換器35。此A/D變換器35，係為將從低通濾波器34所輸出之身為類比訊號的右速度訊號(入口側速度訊號)變換為數位訊號者。
又，此訊號處理裝置100，係被連接於A/D變換器35處。此訊號處理裝置100，係對右速度訊號(入口側速度訊號)、左速度訊號(出口側速度訊號)的各個進行正交頻率變換並變換為1/N，而在頻率變換後進行相位計測，藉由此，而將輸入頻率之帶域設為1/N，並且能夠安定地進行相位計測。
於訊號處理裝置100中，從A/D變換器31而來之訊號，係被連接有正交調變器110。此正交調變器110，係為將左速度訊號(出口側速度訊號)正交頻率變換為1/N者。
又，從A/D變換器31而來之訊號，係亦被連接於 頻率計測器120處。此頻率計測器120，係為當經由加振器6而使測定管2、3振動時，使從檢測出在測定管2、3之左側處所產生之振動速度的左速度感測器7所輸出之左速度訊號(出口側速度訊號)經由A/D變換器31來變換為數位訊號，並對於變換後之左速度訊號(出口側速度訊號)之頻率作計測者。
又，從A/D變換器35而來之訊號，係被連接有正交調變器130。此正交調變器130，係為將右速度訊號(入口側速度訊號)正交頻率變換為1/N者。
在頻率計測器120處而被作了計測之頻率計測值，係被輸出至發訊器140處。此發訊器140，係為根據從頻率計測器120所輸出之頻率計測值，而發訊輸出特定之頻率訊號者。
此發訊器140之輸出訊號，係被輸入至正交調變器110與正交調變器130中。
經由此頻率計測器120→發訊器140→正交調變器110，而求取出載波頻率，並將從A/D變換器31所輸入而來之左速度訊號(出口側速度訊號)的輸入頻率與從發訊器140所輸出之輸出頻率，藉由正交調變器110來作調變。使用由該結果所得到之根據加法定理的兩輸入訊號之頻率的和與差之任一者，來將頻率作偏移。而後，以使調變頻率成為所輸入之左速度訊號(出口側速度訊號)的輸入頻率之1/N的方式，來對發訊器140之輸出頻率作控制。
若是如此這般地而對發訊器140作控制，則藉由從此發訊器140所輸出之輸出頻率，與正交調變器110同樣的，在正交調變器130處，亦以使進行了頻率變換後之頻率成為從A/D變換器35所輸入而來之右速度訊號(入口速度訊號)之輸入頻率的1/N的方式，來進行控制。
在正交調變器110以及正交調變器130處，係被連接有相位差計測器150。此相位差計測器150，係使用從正交調變器110所輸出而來之由A/D變換器31所輸入的左速度訊號(出口側速度訊號)之輸入頻率的1/N之輸出頻率訊號、和從正交調變器130所輸出而來之由A/D變換器35所輸入的右速度訊號(入口側速度訊號)之輸入頻率的1/N之輸出頻率訊號，來進行相位計測。
藉由此種構成，若依據本實施型態，則經由將輸入頻率(左速度訊號、右速度訊號)變換為低頻率帶域(1/N之頻率)，則能夠將輸入頻率(左速度訊號、右速度訊號)之帶域設為1/N，而將濾波器之表的數量大幅的減少，並進而能夠更有效地進行相位計測處理。
在A/D變換器31與A/D變換器35處，係成為從時脈器160而被輸入有時脈訊號。此時脈器160，係為用以取得A/D變換器31與A/D變換器35之輸出的同步者，並為用以取得從A/D變換器31所輸出之左速度訊號的數位訊號與從A/D變換器35所輸出之右速度訊號的數位訊號之同步者。
經由此正交調變器110、和頻率計測器120、和正交 調變器130、和發訊器140、和相位差計測器150、以及時脈器160，而構成訊號處理裝置100。
接著，針對在圖5所圖示之訊號處理裝置100中的相位差計測演算的具體之演算方法作說明。
當經由科氏力流量計1之加振器6而使測定管2、3振動時，係將從被設置在測定管2、3處之振動速度感測器70(左撿拾器7、右撿拾器8)而來的輸出訊號(左速度訊號、右速度訊號)，如圖2中所示一般地而作為LPO、RPO之輸入訊號而得到之。
此時，若是對LPO、RPO之輸入訊號作定義，則係成為：(δ：LPO與RPO之間的相位差)
[數式1]右撿拾器：sin(θ)……(1)
[數式2]左撿拾器：sin(θ+δ)……(2)
從此2個的感測器(左撿拾器7、右撿拾器8)而來之輸出訊號(左速度訊號LPO、右速度訊號RPO)，係分別通過科氏力流量計1之變換器的內部之低通濾波器30、34，並經由A/D變換器31、35而被從類比值而變換為數位值，並被送至訊號處理裝置100處。
此訊號處理裝置100，係如同前述一般，經由正交調變器110、130和頻率計測器120和發訊器140以及相位差計測器150之4個的區塊所構成，並在對於從左撿拾器7而來之輸出訊號LPO和從右撿拾器8而來之輸出訊號 RPO之間的相位差作了演算後，依據從頻率計測器120所輸出之頻率訊號和經由溫度感測器9所檢測出來之溫度的資料，而變換為流量訊號。
經由左撿拾器7所檢測出來之在測定管2、3之左側所產生的振動速度之檢測訊號(出口側速度訊號)，係被輸入至圖5中所圖示之低通濾波器30處，在此低通濾波器30處，係輸出有將高頻雜訊除去並將在A/D變換時之折疊雜訊(Folding noise)的影響除去後之如圖6中所示一般的sin訊號(sinθ)。
從此低通濾波器30所輸出之如圖6所示一般的sin訊號(sinθ)，在A/D變換器31中，係被以任意之一定週期而作取樣並被進行數位訊號化，並得到如圖7中所示一般之取樣訊號(sinθ)，而被從A/D變換器31輸出。
從此低通濾波器30而被輸出，並在A/D變換器31處被作取樣而被進行數位訊號化了的如圖7中所示一般之訊號(sinθ)，係被輸入至圖5所圖示之訊號處理裝置100的正交調變器110與頻率計測器120中。而，在此正交調變器110處，係被輸入有從發訊器140所輸出而來之發訊器輸出訊號。
在此發訊器140處，係經由從頻率計測器120所輸出之輸出訊號頻率的計測值之輸入，而根據此輸出訊號頻率之計測值，來以所期望之頻率而將發訊器140處之相位(θXn )之發訊頻率訊號作發訊，並將發訊輸出速率設為與輸入訊號之在A/D變換器31處的取樣週期為相同之 速率，而將如圖8中所示一般之cos訊號(cosθXn )輸出。
在此正交調變器110處，若是被輸入有在A/D變換器31處被作取樣並被數位訊號化了的如圖7中所示一般之訊號(sinθ)，則在正交調變器110之內部，係將從A/D變換器31而來之輸入訊號(sinθ)作90度偏移，而產生如圖9中所示一般之訊號(cosθ)。又，在正交調變器110處，若是被輸入有從發訊器140所輸出的如圖8中所示一般之訊號(cosθXn )，則在正交調變器110之內部，係將從發訊器140而來之輸入訊號(cosθXn )作90度偏移，而產生如圖10中所示一般之訊號(sinθXn )。
而後，在此正交調變器110處，係使用從A/D變換器31而來之輸入訊號(sinθ)之0度、90度的訊號、和從發訊器140而來之輸入訊號(cosθXn )之0度、90度的訊號，來進行正交頻率變化，並作調變偏移，而如圖11中所示一般地來產生從A/D變換器31而來之輸入訊號(sinθ)的1/N之訊號(sinθcosθXn -cosθsinθXn )，並從圖中所圖示之訊號處理裝置100的正交調變器110而輸出。
當經由科氏力流量計1之加振器6而使測定管2、3作了振動時，從被設置在測定管2、3處之振動速度感測器70(左撿拾器7、右撿拾器8)而來的輸出訊號(左速度訊號、右速度訊號)，係在構成圖5所圖示之訊號處理裝置100的正交調變器110、130和發訊器140和相位差 計測器150以及頻率計測器120之4個的區塊中，被演算出相位差，而後，依據從頻率計測器120所輸出之頻率訊號、和經由溫度感測器9所檢測出之溫度的資料，而被變換為流量訊號。
接著，使用圖12、圖13中所示之時序圖，來對於在圖5所圖示之訊號處理裝置100中的動作作說明。
首先，在圖5所圖示之低通濾波器30處，若是將高頻雜訊除去並將在A/D變換時之折疊雜訊(Folding noise)的影響除去，則係被輸出有如圖6中所示一般的sin訊號(sinθ)。
若是此圖6中所示之sin訊號(sinθ)被輸出，則此圖6中所圖示之sin訊號(sinθ)係被輸入至A/D變換器31處。而後，在此A/D變換器31中，係被以任意之一定週期而作取樣並被進行數位訊號化，並得到如圖12(A)中所示一般之取樣訊號(Y1=sinθ)，而被從A/D變換器31輸出。
從此A/D變換器31所輸出之圖12(A)中所圖示的取樣訊號(sinθ)，係被輸入至圖5中所圖示之訊號處理裝置100的正交調變器110和頻率計測器120處。
在此訊號處理裝置100之頻率計測器120處，係對於經由A/D變換器31而被變換為數位訊號的左速度訊號(出口側速度訊號)之頻率作計測。
在此圖5中所圖示之訊號處理裝置100的正交調變器110處，若是被輸入有經由A/D變換器31而被變換為數 位訊號後的左速度訊號(出口側速度訊號)，則在內部，係將從A/D變換器31而來之輸入訊號(sinθ)作90度偏移，而產生如圖12(B)中所示一般之訊號(cosθ)。
在此訊號處理裝置100之頻率計測器120處，係輸出有根據從A/D變換器31所輸出之數位訊號所計測出來的頻率訊號。
從此頻率計測器120所輸出之輸出訊號頻率的計測值，係被輸入至發訊器140處，在被輸入有此輸出訊號頻率之發訊器140處，係根據此輸出訊號頻率，來發訊滿足θXn =θ×(1-1/N)
之數式的相位(θXn )之發訊頻率訊號，並將發訊輸出速率設為與輸入訊號之在A/D變換器31處的取樣週期為相同之速率，而將如圖12(C)中所示一般之cos訊號(Y3=cosθXn )輸出。
從此發訊器140所輸出之圖12(C)中所圖示的cos訊號(Y3=cosθXn )，係被輸入至正交調變器110處。若是被輸入有此圖12(C)中所圖示之cos訊號(Y3=cosθXn )，則在正交調變器110處，係將從發訊器140所輸入而來之圖12(C)中所圖示之cos訊號(Y3=cosθXn )作90度偏移，並產生如圖12(D)中所示一般之sin訊號(Y4=sinθXn )。
而後，在此正交調變器110處，係使用從A/D變換器31而來之輸入訊號(sinθ)之0度、90度的訊號、和從發訊器140而來之輸入訊號(cosθXn )之0度、90度的 訊號，來進行正交頻率變化，並作調變偏移，而將從A/D變換器31而來之輸入訊號(sinθ)的1/N之訊號(sinθcosθXn -cosθsinθXn )，產生為如圖13(E)中所示一般之sin訊號(Y5=sinθcosθXn -cosθsinθXn =sin(θ/N))。在此正交調變器110處所被產生之圖13(E)中所圖示的sin訊號(Y5=sinθcosθXn -cosθsinθXn =sin(θ/N))，係從圖5中所圖示之訊號處理裝置的正交調變器110而被輸出，並被輸入相位差計測器150處。
又，在圖5所圖示之低通濾波器34處，若是將高頻雜訊除去並將在A/D變換時之折疊雜訊(Folding noise)的影響除去，則係被輸出有sin訊號(sin(θ+δ))。
若是從此低通濾波器34而輸出有sin訊號(sin(θ+δ))，則此sin訊號(sin(θ+δ))，係被輸入至A/D變換器35處。而後，在此A/D變換器35處，係被以任意之一定週期而作取樣並進行數位訊號化。
而後，從此A/D變換器35所輸出之取樣訊號(sin(θ+δ))，係在正交調變器130之內部被作90度偏移，並產生cos訊號(cos(θ+δ))。
又，從發訊器140所輸出之圖12(C)中所圖示的cos訊號(Y3=cosθXn )，係被輸入至正交調變器130處。若是被輸入有此圖12(C)中所圖示之cos訊號(Y3=cosθXn )，則在正交調變器130處，係將從發訊器140所輸入而來之圖12(C)中所圖示之cos訊號 (Y3=cosθXn )作90度偏移，並產生如圖12(D)中所示一般之Sin訊號(Y4=sinθXn )。
而後，在此正交調變器130處，係使用從A/D變換器35而來之輸入訊號(sin(θ+δ))之0度、90度的訊號、和從發訊器140而來之輸入訊號(cosθXn )之0度、90度的訊號，來進行正交頻率變化，並作調變偏移，而作為從A/D變換器35而來之輸入訊號(sinθ)的1/N之訊號，而產生如圖13(F)中所示一般之sin訊號(Y6=sin(θ+δ-θXn )=sin(θ/N+δ))。在此正交調變器130處所產生之圖13(F)中所圖示的sin訊號(Y6=sin(θ+δ-θXn )=sin(θ/N+δ))，係從圖5中所圖示之訊號處理裝置100的正交調變器130而被輸出，並被輸入相位差計測器150處。
如此這般之從正交調變器110處所輸出之圖13(E)中所圖示的sin訊號(Y5=sin(θ/N))和從正交調變器130所輸出之圖13(F)中所圖示之sin訊號(Y6=sin(θ/N+δ))，係一同被輸入相位差計測器150處。
在此相位差計測器150處，係根據從正交調變器110處所輸出並被輸入至相位差計測器150處之圖13(E)中所圖示的sin訊號(Y5=sin(θ/N))、和從正交調變器130所輸出並被輸入至相位差計測器150處之圖13(F)中所圖示之sin訊號(Y6=sin(θ/N+δ))，而將如同圖13(G)中所示一般之訊號(Y7=δ)，作為其之相位差δ而輸出。
經由如此這般地而使演算週期與取樣時間作同步，能夠將相位計測時之即時(realtime)性作提升。
又，一對之振動速度訊號(sinθ，sin(θ+δ))，係由於兩者均被進行相同之處理並被作相位計算，因此，係幾乎沒有演算誤差，而能夠進行正確的相位計算。
[實施例2]
以下，針對用以實施本發明之形態的實施例2，使用圖14、圖15而作說明。
圖14，係為對於在圖5中所圖示之訊號處理裝置的具體之構成圖的動作流程作展示之圖，圖15，係為圖5中所圖示之訊號處理裝置的頻率計測器之區塊圖。
在圖14中，係展示有在圖5所圖示之訊號處理裝置100處所被使用的圖1中所圖示之振動速度訊號演算器80中的相位差計測演算之正交頻率調變以及相位計測的流程圖。
在圖14中，於步驟200處，係將圖1中所圖示之振動速度訊號演算器80的參數作初期化。在此步驟200中，若是振動速度訊號演算器80之參數的初期化被進行，則在步驟210中，係將從2個的感測器(左撿拾器7、右撿拾器8)而來之相位/以及速度訊號，經由A/D變換器31、A/D變換器35來以任意之取樣週期而作取樣，並從此取樣後之資料來產生sin波形、cos波形。
若是在此步驟210中而產生sin波形、cos波形，則 在步驟220中，係藉由頻率計測器120來對取樣後之資料的頻率作計測，並根據該計測頻率來決定N值。
若是在此步驟220中而決定了N值，則在步驟230中，係將計測了的頻率除以所設定了的目標分頻值N，而決定出正交頻率調變後之頻率。
若是在此步驟230中而決定了正交頻率調變後之頻率，則在步驟240中，係藉由參考訊號發訊器140而產生sin之參考訊號波形、cos之參考訊號波形，並使用參考波形，而在正交調變器110、130處進行正交頻率調變。其結果，進行了頻率調變後之訊號，係成為輸入頻率之1/N的值。
若是在此步驟240中而進行了正交頻率調變，則在步驟250中，正交調變器110、130，係將此「對於將相位/以及速度訊號經由A/D變換器31、A/D變換器35來以任意之取樣週期而作了取樣的訊號，藉由將輸入頻率之1/N之頻率的sin波形、cos波形作為參考波形，而進行正交頻率調變」所產生的sin訊號、cos訊號，送至相位差計測器150處。
若是在此步驟250中而將sin訊號、cos訊號送至相位差計測器150處，則在步驟260中，相位差計測器150，係使用此從正交調變器110、130所輸出之被作了頻率調變之1/N之頻率的相位/以及速度訊號之sin訊號、cos訊號，而計算出相位差。而後，使用此頻率變換後之相位/以及速度訊號，來進行相位計測。
(1)頻率計測器
作為頻率之計測方法，在本實施型態中，係使用採用有PLL(PLL；Phase-locked loop，相位同步電路)之原理的方法。此PLL，係將與所輸入之交流訊號為頻率相等且相位為同步之訊號，藉由反饋控制來從其他的發振器而輸出之電子電路。
如此這般，PLL原本即為用以將相位作同步的電路，並成為能夠作出相對於輸入訊號而將相位作了同步的訊號。
此PLL，係以使從外部而輸出之基準訊號與從迴圈內之發振器而來之輸出之間的相位差成為一定的方式，來對於迴圈內發振器施加反饋控制並使其發振的發振電路，較簡單，係藉由演算器來構成，並進而能夠以高速來作演算。
頻率計測器120，係如同圖15中所示一般地而被構成。
亦即是，在A/D變換器31處，係被連接有乘算器121。從此A/D變換器31，係被輸出有左速度訊號(出口側速度訊號)sinθ，該左速度訊號，係為藉由左撿拾器7，來檢測出具備有與當經由加振器6而對於測定管2、3進行交替驅動時而在一對之測定管2、3之左側處所產生之科氏力成正比的相位差以及/或是振動頻率之振動速度的檢測訊號(出口側速度訊號)，並將該檢測訊號輸入至 低通濾波器30處，而僅將低頻率之左速度訊號(出口側速度訊號)取出，再變換為數位訊號者。
而後，此乘算器121，係對於經由A/D變換器31而被變換成了數位訊號之左速度訊號(出口側速度訊號)sinθ、和從頻率計測用發訊器123所輸出之輸出訊號cosδ，其兩者間之相位作比較，並輸出至低通濾波器122處。
故而，在乘算器121之輸出端子處，係被連接有低通濾波器122。此低通濾波器122，係使從乘算器121所輸出之輸出訊號通過頻率濾波器，而僅將低頻之訊號取出。
故而，在乘算器121處，係藉由左速度訊號sinθ與頻率計測用發訊器之輸出cosδ的積，來產生θ與δ之和以及差訊號，但是，於此，係僅將從乘算器121所輸出之輸出訊號中之差的成分取出。
又，在低通濾波器122處，係被連接有頻率計測用發訊器123。此頻率計測用發訊器123，係為根據從低通濾波器122所輸出之低頻率的訊號，而產生相位資料δ者。
而後，在此頻率計測用發訊器123處，係對乘算器121輸出輸出訊號cosδ，在此乘算器121處，係對於在A/D變換器31處而被變換為數位值的輸入資料(sinθ)之相位和輸出訊號cosδ之相位作比較，並使作為其之差訊號與和訊號而從低通濾波器122所輸出並經由此低通濾波器122而被作了濾波輸出的僅存在有差成分之輸出資料V(頻率演算函數V)成為0，如此這般，而形成回歸迴 圈。
若是對於此種構成作數式性之表現，則若是如圖15中所圖示之頻率計測器120一般地將輸入訊號設為sinθ，並將頻率計測用發訊器123之輸出訊號設為cosδ，並將該2個的波形在乘算器121處作乘算，則係成為：
輸入波形：sinθ
頻率計測用發訊器輸出波形：cosδ
若是對此乘算值(sinθ．cosδ)施加低通濾波器122，則經由此低通濾波器122，高頻成分係被除去，從低通濾波器122所輸出之頻率演算函數V，係成為[數式4]V=sin(θ -δ)………………(4)
當在此式(4)中之(θ-δ)的值係為充分小的值(V≒0)時，頻率演算函數V，係能夠近似為[數式5]V=θ -δ≒0………………(5)
於此，係能夠經由以使頻率演算函數V成為0一般的方式來對於頻率計測用發訊器123之輸出訊號的輸出波形作控制，而求取出數式(5)之相位θ。
經由此種方法，藉由將把計測取樣週期設為了Ta時所求取出之頻率變換前的相位θ使用下述之數式(6)、 數式(7)以及數式(8)來作演算，能夠求取出頻率f。
△T，係代表時間變化，並成為與演算週期(取樣率)相等。
故而，相位θ係成為：[數式7]θ =2．π．f．Ta…………………(7)但是，Ta：時間變化(取樣週期)(sec)、f：輸入頻率(Hz)、θ：相位(rad)。
T：取樣週期f：輸入頻率θ：相位
經由在頻率計測器120中而進行此種計算，能夠進行高速之頻率計測。
(2)正交調變器
在圖5中，正交調變器110、130，係分別成為相同之構成，而將各別所被輸入之2個的訊號之頻率差求取出來 並輸出，再進而將與該訊號正交之訊號同時地產生並輸出。
亦即是，係使左撿拾器7檢測出當將測定管2、3經由加振器6而作了振動時之在測定管2、3之左側處所產生的振動速度之檢測訊號(出口側速度訊號)，而此左撿拾器7所檢測出的振動速度之檢測訊號(出口側速度訊號)，係被輸入至低通濾波器30處。
在此低通濾波器30處，係僅將從左速度感測器7所輸出之左速度訊號(出口側速度訊號)中的低頻率之左速度訊號(出口側速度訊號)的類比訊號取出，並經由A/D變換器31來變換為數位訊號，而輸入至正交調變器110處。
在正交調變器110處，係對於被輸入至正交調變器110中之從A/D變換器31所輸出的以左速度感測器7所檢測出之左速度訊號(出口側速度訊號)、和根據從頻率計測器120所輸出之頻率計測值而在發訊器140處所被發訊輸出之特定的頻率訊號，而求取出其兩者間之頻率差，並同時產生與此頻率訊號相正交之訊號而輸出。
又，係使右撿拾器8檢測出當將測定管2、3經由加振器6而作了振動時之在測定管2、3之右側處所產生的振動速度之檢測訊號(入口側速度訊號)，而此右撿拾器8所檢測出的振動速度之檢測訊號(入口側速度訊號)，係被輸入至低通濾波器34處。
在此低通濾波器34處，係僅將從右速度感測器8所 輸出之右速度訊號(入口側速度訊號)中的低頻率之右速度訊號(入口側速度訊號)的類比訊號取出，並經由A/D變換器35來變換為數位訊號，而輸入至正交調變器130處。
在正交調變器130處，係對於被輸入至正交調變器130中之從A/D變換器35所輸出的以右速度感測器8所檢測出之右速度訊號(入口側速度訊號)、和根據從頻率計測器120所輸出之頻率計測值而在發訊器140處所被發訊輸出之特定的頻率訊號，而求取出其兩者間之頻率差，並同時產生與此頻率訊號相正交之訊號而輸出。
將從檢測出振動速度之檢測訊號的振動速度感測器(左撿拾器7、右撿拾器8)而來之輸出訊號(左速度訊號LPO、右速度訊號RPO)、和被輸入至正交調變器(具體而言，正交調變器110、130)處的從發訊器140而來之輸出訊號，分別設為：
[數式9]振動速度感測器訊號：sin(θ)發訊器之輸出訊號：cos(θX )……(9)。
如此一來，在正交調變器110、130處，係針對從振動速度感測器(左撿拾器7、右撿拾器8)而來之輸出訊號(左速度訊號LPO、右速度訊號RPO)、和被輸入至正交調變器(具體而言，正交調變器110、130)處的從發訊器140而來之輸出訊號的各個，而分別藉由數式10、數式11來得到90°偏移之訊號： [數式10]感測器訊號：sin(θ)感測器訊號90°偏移訊號：cos(θ)……(10)
[數式11]發訊器之輸出訊號：sin(θX )感測器訊號90°偏移訊號：cos(θX )……(11)
進而，藉由數式(10)、數式(11)之從各訊號而作了頻率變換後之訊號、和頻率變換後之90°偏移訊號，而計算出頻率差，亦即是計算出(θ-θX )成分。
[數式12]sinθ ．cosθ x -cosθ ．sinθ x =sin(θ -θ x )………(12)
[數式13]cosθ ．cosθ x -sinθ ．sinθ x =cos(θ -θ x )……(13)
故而，在正交調變器110、130處，係產生從A/D變換器31、35而來之輸入訊號頻率與從發訊器140而來之輸出訊號頻率之兩者間的頻率差之IQ訊號，並藉由各別的正交調變輸出而送出。
(3)發訊器
發訊器140，係根據頻率計測器120之計測結果θ，而對於發訊器140之頻率作控制。
亦即是，發訊器140，係以相較於當將測定管2、3經由加振器6而作了振動時所經由左撿拾器7而檢測出並輸入至正交調變器110中的在測定管2、3之左側處所產生 的振動速度之檢測訊號(出口側速度訊號)的相位θ之頻率，而使正交調變器110之輸出頻率成為1/N的方式，來確定發訊器140之輸出cosθXn 。
此正交調變器110與正交調變器130，由於係為相同之構成，因此，與從正交調變器110所輸出之頻率相同的，從正交調變器130所輸出之頻率，係相較於當將測定管2、3經由加振器6而作了振動時所經由右撿拾器8而檢測出並輸入至正交調變器130中的在測定管2、3之右側處所產生的振動速度之檢測訊號(入口側速度訊號)的相位θ之頻率，而使正交調變器130之輸出頻率成為1/N。
此正交調變器110與正交調變器130，係被構成為將根據數式(12)以及數式(13)而分別被輸入至各別的正交調變器中之2個的頻率之差求取出來，並且係具備有相對於左速度訊號、右速度訊號而成為1/N之條件，而下式(數式14)係成立。
θ：輸入訊號θX ：發訊器輸出訊號N：整數
如同前述一般，係成為只要在發訊器140之輸出cosθX 的確定中而對於θX 作控制即可。
正交調變器110、130之輸出，係成為輸入訊號之1/ N，進而，左撿拾器7與右撿拾器8之各別的正交調變器110、130之輸出結果，係表示為：
科氏力流量計1之左速度感測器7的驅動頻率和右速度感測器8之驅動頻率，就算是高，亦係為1KHz左右。故而，現在，假設將N之值設為了32的情況時，在正交調變器110、130處所調變輸出之頻率，係成為30Hz左右，而成為只需要準備非常低之頻率且狹窄之帶域的濾波器即可。
在數式(15)、數式(16)中，N值係如同上述一般而成為依存於流量計之型態而為相異。於此，針對對於N之處理的其中一例，於以下作敘述。
當將感測器之驅動頻率設為50Hz~1600Hz，並將變換器之濾波器頻率帶域設為10Hz~40Hz時，係能夠如同以下之表一般地而作決定。
另外，作為N值與濾波器帶域之設定條件，設為使正 交調變後之頻率不會與50Hz~60Hz(商用頻率)之帶域相重疊一事，亦為重要。
如同上述一般，經由對N值作選擇，而將在相位計測時所使用之濾波帶域同一化，而能夠進行不會被驅動頻率(輸入頻率)所影響之濾波。
但是，於此所敘述之N值的處理，係僅為作為具體例而列舉出者，當然的，實際之N值的處理，係會隨著所適用之感測器或是在變換器中所使用之濾波器的帶域等之設計條件而有所相異。
(4)相位計測器
若是將正交調變器之輸出結果代入至以下之關係式中並算出，則係成為：
於此，若是設為
則係成為： ，而能夠求取出相位差。
又，在其他的計算方法中，係藉由 以及 ，而將各別之反正切計算出來，並能夠藉由求取出其之差而計算出相位差。
〈使用有頻率變換之相位計測方法的特長〉
本發明之相位計測系統的特徵，係在於：能夠藉由與被輸入至正交調變器(具體而言，正交調變器110、130) 中的從將振動速度之檢測訊號檢測出來之振動速度感測器(左撿拾器7、右撿拾器8)而來的輸出訊號(左速度訊號LPO、右速度訊號RPO)的頻率無關之取樣週期，來對於從振動速度感測器(左撿拾器7、右撿拾器8)而來的輸出訊號(左速度訊號LPO、右速度訊號RPO)作取樣，因此，構成係為非常的簡單，且能夠將濾波器之表大幅度的減少，並進而成為能夠進行誤差為少之演算。
又，由於係幾乎沒有任何之起因於輸入頻率所導致的相位計測之帶域限制，因此，能夠與各種之驅動頻率的感測器相結合，本系統，係具備有能夠適用於多種之型態中的優點。進而，由於係並不會因為輸入頻率而使演算精確度有所影響，因此，係能夠恆常地進行高精確度之相位計測。
[實施例3]
對於由構成測定用之流管的至少一根或者是一對之流量計管所成的測定管2、3，經由驅動裝置來使加振器6動作。經由此加振器，來對於由至少一根或者是一對之流量計管所成的測定管2、3進行交替驅動，而使此流量計管振動。
而後，經由以被設置在流量計管2、3之左右處的左撿拾器(LPO)7與右撿拾器(RPO)8所構成的身為振動檢測感測器之一對的速度感測器或是加速度感測器，來檢測出與作用在由至少一根或者是一對之流量計管所成的測 定管2、3處之科氏力成正比的相位差以及/或是振動頻率，藉由此，而得到被計測流體之質量流量以及/或者是密度。經由上述構成，而構成科氏力流量計。
在此科氏力流量計中，設置頻率計測器120，該頻率計測器120，係根據在將從速度感測器或是加速度感測器所檢測出之與作用在由一對之流量計管所成的測定管2、3處之科氏力成正比的相位差以及/或是振動頻率之2個的類比輸入訊號的各個變換為數位訊號所得到之2個的流量訊號中，至少其中一方之感測器(例如，左撿拾器7)所輸出並經介於A/D變換器31而被作了數位變換的數位輸入訊號(出口側速度訊號)之輸入訊號頻率，來對於頻率作計測。
又，係設置有發訊器140，該發訊器140，係產生並發訊從此頻率計測器120所輸出之數位頻率訊號的θ(1-1/N)之頻率訊號，而作輸出。
進而，設置一對之正交調變器110、130，其係對於一對之振動檢測感測器(左撿拾器7、右撿拾器8)之各個的速度感測器(例如，從左撿拾器7所輸入而來之輸入訊號(出口側速度訊號))，而經由2個的A/D變換器31、35來分別變換為數位訊號，而後，將此相位θ之輸入訊號頻率使用從發訊器140所輸出之相位θX 之輸出頻率，來進行加算(或是減算)，而將各別之頻率作正交調變。
又，進而設置相位差計測部150，其係對於從一對之 正交調變器110、130而被變換為一定之頻率訊號後的頻率訊號sinθ、sin(θ+δ)，而進行相位差之計測。
而後，設置訊號處理裝置100，該訊號處理裝置100，係使用從正交調變器110所輸出而來、亦即是由A/D變換器31所輸入的左速度訊號(出口側速度訊號)之輸入頻率的1/N之輸出頻率訊號，和從正交調變器130所輸出而來、亦即是由A/D變換器35所輸入的右速度訊號(入口側速度訊號)之輸入頻率的1/N之輸出頻率訊號，來得到相位差。藉由此，而構成科氏力流量計。
1‧‧‧科氏力流量計
2‧‧‧測定管
3‧‧‧測定管
4‧‧‧檢測器
5‧‧‧變換器
6‧‧‧加振器
7‧‧‧左速度感測器
8‧‧‧右速度感測器
9‧‧‧溫度感測器
10‧‧‧驅動控制部
11‧‧‧相位計測部
12‧‧‧溫度計測部
15‧‧‧輸入輸出埠
16‧‧‧驅動訊號輸出端子
17‧‧‧放大器
18‧‧‧驅動電路
19‧‧‧左速度訊號輸入端子
20‧‧‧右速度訊號輸入端子
21‧‧‧放大器
22‧‧‧A/D變換器
23‧‧‧演算器
24‧‧‧放大器
25‧‧‧A/D變換器
26‧‧‧溫度訊號輸入端子
27‧‧‧溫度計測電路
30‧‧‧低通濾波器
31‧‧‧A/D變換器
32‧‧‧相位差計測器
33‧‧‧時序產生器
34‧‧‧低通濾波器
35‧‧‧A/D變換器
36‧‧‧頻率計測器
40‧‧‧相位計測演算器
50‧‧‧相位計測演算器
51‧‧‧陷波濾波器
52‧‧‧相位計測器
53‧‧‧頻率計測器
54‧‧‧陷波濾波器
55‧‧‧時脈器
60‧‧‧相位計測演算器
61‧‧‧帶通濾波器
62‧‧‧相位計測器
63‧‧‧頻率計測器
64‧‧‧帶通濾波器
65‧‧‧時脈器
70‧‧‧振動速度感測器
80‧‧‧振動速度訊號演算器
85‧‧‧正交調變器
90‧‧‧發訊器
95‧‧‧相位計測器
100‧‧‧訊號處理裝置
110‧‧‧正交調變器
120‧‧‧頻率計測器
121‧‧‧乘算器
122‧‧‧低通濾波器
123‧‧‧頻率計測用發訊器
130‧‧‧正交調變器
140‧‧‧發訊器
150‧‧‧相位差計測器
160‧‧‧時脈器
[圖1]展示本發明之訊號處理方法以及該裝置之原理的區塊圖。
[圖2]對於在圖1所圖示之訊號處理裝置中的驅動頻率為100Hz之科氏力流量計與驅動頻率為1000Hz之科氏力流量計的頻率波形作展示之圖。
[圖3]對於將在圖1所圖示之訊號處理裝置中的驅動頻率為100Hz之科氏力流量計的驅動頻率作了分頻時之頻率波形作展示的圖。
[圖4]對於將在圖1所圖示之訊號處理裝置中的驅動頻率為100Hz之科氏力流量計的驅動頻率作了偏移時之頻率波形作展示的圖。
[圖5]圖1中所圖示之訊號處理裝置的具體構成圖。
[圖6]對於從在圖5中所圖示之低通濾波器所輸出的 在測定管之左側所產生的振動速度之檢測訊號作展示的圖。
[圖7]對於將從圖5中所圖示之A/D變換器所輸出的圖6中所圖示之訊號以任意之一定週期而作取樣並數位訊號化後的訊號作展示之圖。
[圖8]對於從在圖5中所圖示之發訊器所輸出的相位(θXn )之發訊頻率訊號作展示之圖。
[圖9]對於在圖5所圖示之正交調變器的內部所產生之從A/D變換器而來之輸出訊號(cosθ)的90度偏移訊號作展示的圖。
[圖10]對於在圖5所圖示之正交調變器的內部所產生之從發訊器而來之輸出訊號(cosθXn )的90度偏移訊號作展示的圖。
[圖11]對於在圖5中所圖示之正交調變器處而被作了正交頻率變換後之訊號作展示的圖。
[圖12]對於圖5中所圖示之訊號處理裝置的具體構成圖之時序圖作展示之圖。
[圖13]對於圖5中所圖示之訊號處理裝置的具體構成圖之時序圖作展示之圖。
[圖14]圖5中所圖示之訊號處理裝置的具體構成圖之動作流程圖。
[圖15]圖5中所圖示之頻率計測器的區塊圖。
[圖16]本發明所被適用之一般性的科氏力流量計之構成圖。
[圖17]圖16中所圖示之科氏力流量計的科氏力流量計變換器之區塊構成圖。
[圖18]對於圖17中所圖示之科氏力流量計的使用有傅立葉變換之相位計測方法作展示的區塊圖。
[圖19]對於圖17中所圖示之科氏力流量計變換器的使用有陷波濾波器之相位計測方法作展示的區塊圖。
[圖20]對於圖17中所圖示之科氏力流量計變換器的使用有帶通濾波器之相位計測方法作展示的區塊圖。

Claims (6)

  1. 一種訊號處理方法，係在將構成測定用之流管的至少一根或是一對之流量計管(flow tube)，經由驅動裝置來使加振器作動並對前述流量計管作交替驅動，而使該流量計管振動，並經由被設置在前述流量計管之左右處的一對之身為振動檢測感測器的速度感測器或是加速度感測器，來檢測出與作用在前述流量計管處之科氏力成正比的相位差以及/或是振動頻率，藉由此，而得到被計測流體之質量流量以及/或者是密度的科氏力流量計中，具備有：第1步驟，係將從前述一對之振動檢測感測器的各個所輸出之類比訊號變換為數位訊號；和第2步驟，係對於在前述第1步驟中所變換了的與前述一對之振動檢測感測器相對應之2個的數位訊號的各個，而進行頻率變換；和第3步驟，係根據在前述第1步驟中所變換了的與前述一對之振動檢測感測器相對應之2個的數位訊號中的任一者之數位訊號，而對頻率作計測；和第4步驟，係產生在前述第3步驟中所被計測出的數位頻率訊號之1/N的頻率訊號，設為能夠使用在前述第4步驟中所產生之數位訊號之1/N的頻率訊號，而檢測出前述一對之振動檢測感測器的檢測訊號之相位差。
  2. 如申請專利範圍第1項所記載之訊號處理方法， 其中，在產生從前述頻率計測器所輸出之相位θ之數位頻率訊號的1/N之頻率訊號的過程中，係求取出會使θ/N=θ-θX 一般之相位θX 之頻率訊號，而進行頻率變換。
  3. 如申請專利範圍第1項所記載之訊號處理方法，其中，係以使從前述頻率計測器所輸出之相位θ之數位頻率訊號的1/N的頻率訊號成為未滿50Hz的方式，來決定N。
  4. 一種訊號處理裝置，係在將構成測定用之流管的至少一根或是一對之流量計管，經由驅動裝置來使加振器作動並對前述流量計管作交替驅動，而使該流量計管振動，並經由被設置在前述流量計管之左右處的一對之身為振動檢測感測器的速度感測器或是加速度感測器，來檢測出與作用在前述流量計管處之科氏力成正比的相位差以及/或是振動頻率，藉由此，而得到被計測流體之質量流量以及/或者是密度的科氏力流量計中，具備有：A/D變換器，係用以將從前述一對之振動檢測感測器的各個所輸出之類比訊號變換為數位訊號；和一對之正交調變器，係對於從前述A/D變換器所輸出了的與前述一對之振動檢測感測器相對應之2個的數位訊號之各個數位訊號，進行頻率變換；和頻率計測器，係根據從前述A/D變換器所輸出了的與前述一對之振動檢測感測器相對應之2個的數位訊號中的任一者之數位訊號，而對頻率作計測；和發訊器，係產生從前述頻率計測器所輸出的相位θ(1- 1/N)之數位頻率訊號的頻率訊號，設為能夠使用經由前述正交調變器所產生之訊號，而得到相位差。
  5. 如申請專利範圍第4項所記載之訊號處理裝置，其中，在根據從前述A/D變換器所輸出之與身為前述一對之振動檢測感測器的速度感測器或是加速度感測器相對應之2個的數位訊號中之任一者的數位訊號，而對於頻率作計測之頻率計測器中，係使用PLL(Phase Locked Loop)而進行頻率計測。
  6. 一種科氏流量計，係為將構成測定用之流管的至少一根或是一對之流量計管，經由驅動裝置來使加振器作動並對前述流量計管作交替驅動，而使該流量計管振動，並經由振動檢測感測器來檢測出與作用在前述流量計管處之科氏力成正比的相位差以及/或是振動頻率，藉由此，而得到被計測流體之質量流量以及/或者是密度的科氏力流量計，該科氏力流量計，其特徵為，具備有：A/D變換器，係用以將從前述一對之振動檢測感測器的各個所輸出之類比訊號變換為數位訊號；和一對之正交調變器，係對於從前述A/D變換器所輸出了的與前述一對之振動檢測感測器相對應之2個的數位訊號之各個數位訊號，進行頻率變換；和頻率計測器，係根據從前述A/D變換器所輸出了的與前述一對之振動檢測感測器相對應之2個的數位訊號中 的任一者之數位訊號，而對頻率作計測；和發訊器，係產生從前述頻率計測器所輸出的相位θ(1-1/N)之數位頻率訊號的頻率訊號，該科氏流量計，並設置有：訊號處理裝置，係使用經由前述正交調變器所產生之訊號，而得到相位差。
TW099101648A 2009-02-06 2010-01-21 Signal processing method, signal processing device, and Coriolis force flow meter TWI427274B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009025715A JP4436882B1 (ja) 2009-02-06 2009-02-06 信号処理方法、信号処理装置、およびコリオリ流量計

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201037284A TW201037284A (en) 2010-10-16
TWI427274B true TWI427274B (zh) 2014-02-21

Family

ID=42193826

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW099101648A TWI427274B (zh) 2009-02-06 2010-01-21 Signal processing method, signal processing device, and Coriolis force flow meter

Country Status (9)

Country Link
US (1) US8676517B2 (zh)
EP (1) EP2290332B1 (zh)
JP (1) JP4436882B1 (zh)
KR (1) KR101232025B1 (zh)
CN (1) CN102007381B (zh)
CA (1) CA2717074C (zh)
RU (1) RU2448330C1 (zh)
TW (1) TWI427274B (zh)
WO (1) WO2010089906A1 (zh)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4436883B1 (ja) * 2009-02-06 2010-03-24 株式会社オーバル 信号処理方法、信号処理装置、およびコリオリ流量計
JP4694646B1 (ja) * 2010-02-19 2011-06-08 株式会社オーバル 信号処理方法、信号処理装置、およびコリオリ流量計
DE102011119949A1 (de) * 2011-12-01 2013-06-06 Northrop Grumman Litef Gmbh Regelungsvorrichtung, Drehratensensor und Verfahren zum Betrieb einer Regelungsvorrichtung mit harmonischem Sollwertsignal
WO2016076889A1 (en) * 2014-11-14 2016-05-19 Micro Motion, Inc. A method and an apparatus for reducing an error rate
US10343400B2 (en) * 2017-03-28 2019-07-09 Seiko Epson Corporation Liquid discharge apparatus and method for controlling the same
RU2687803C1 (ru) * 2017-12-28 2019-05-16 Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Южно-Уральский государственный университет (национальный исследовательский университет)" ФГАОУ ВО "ЮУрГУ (НИУ)" Способ вычисления текущей разности фаз и частоты сигналов кориолисовых расходомеров
RU2707576C1 (ru) * 2019-04-26 2019-11-28 Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Южно-Уральский государственный университет (национальный исследовательский университет)" ФГАОУ ВО "ЮУрГУ (НИУ)" Способ вычисления текущей разности фаз и частоты сигналов кориолисовых расходомеров (варианты)
CN114235072B (zh) * 2021-12-17 2023-04-18 电子科技大学 一种基于过零检测的科氏流量计相位差计算方法
CN115265691B (zh) * 2022-09-26 2022-12-09 中国空气动力研究与发展中心设备设计与测试技术研究所 一种科氏流量计振动频率跟踪方法及系统
CN116337191B (zh) * 2023-04-18 2024-03-15 淮阴工学院 过零检测和正交解调混合的科氏流量计相位差计算方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050140522A1 (en) * 2001-12-12 2005-06-30 Clemens Heilig Field device electronics with a sensor mechanism for process measurement
US20070006666A1 (en) * 2005-07-11 2007-01-11 Invensys Systems, Inc. Coriolis mode processing techniques
US20080252283A1 (en) * 2005-10-18 2008-10-16 Mcanally Craig B Meter Electronics and Methods for Determining a Phase Difference Between a First Sensor Signal and a Second Sensor Signal of a Flow Meter

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5804741A (en) * 1996-11-08 1998-09-08 Schlumberger Industries, Inc. Digital phase locked loop signal processing for coriolis mass flow meter
US6311136B1 (en) * 1997-11-26 2001-10-30 Invensys Systems, Inc. Digital flowmeter
US6513392B1 (en) * 1998-12-08 2003-02-04 Emerson Electric Co. Coriolis mass flow controller
US7617055B2 (en) * 2006-08-28 2009-11-10 Invensys Systems, Inc. Wet gas measurement

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050140522A1 (en) * 2001-12-12 2005-06-30 Clemens Heilig Field device electronics with a sensor mechanism for process measurement
US20070006666A1 (en) * 2005-07-11 2007-01-11 Invensys Systems, Inc. Coriolis mode processing techniques
US20080252283A1 (en) * 2005-10-18 2008-10-16 Mcanally Craig B Meter Electronics and Methods for Determining a Phase Difference Between a First Sensor Signal and a Second Sensor Signal of a Flow Meter

Also Published As

Publication number Publication date
US20110016989A1 (en) 2011-01-27
CN102007381B (zh) 2014-11-26
KR101232025B1 (ko) 2013-02-08
CA2717074A1 (en) 2010-08-12
JP4436882B1 (ja) 2010-03-24
EP2290332A1 (en) 2011-03-02
US8676517B2 (en) 2014-03-18
EP2290332B1 (en) 2017-12-27
WO2010089906A1 (ja) 2010-08-12
CN102007381A (zh) 2011-04-06
RU2010136830A (ru) 2012-03-10
RU2448330C1 (ru) 2012-04-20
JP2010181306A (ja) 2010-08-19
EP2290332A4 (en) 2011-08-17
KR20110009239A (ko) 2011-01-27
CA2717074C (en) 2013-07-09
TW201037284A (en) 2010-10-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI427274B (zh) Signal processing method, signal processing device, and Coriolis force flow meter
TWI422802B (zh) Signal processing method, signal processing device, and Coriolis force flow meter
EP2362191B1 (en) Signal processing method and signal processing apparatus for a vibration type density meter
TWI439675B (zh) Signal processing method, signal processing device, and Coriolis force flow meter
TWI431254B (zh) Signal processing method, signal processing device, and scientific flow meter

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees