CN102007381A - 信号处理方法、信号处理装置及哥氏流量计 - Google Patents

Abstract

在检测与作用于至少一条、或者一对流量管的哥氏力成比例的相位差和/或振动频率，得到被测量流体的质量流量和/或密度的哥氏流量计中，包括：A/D转换器，将从一对振动检测传感器即速度传感器或加速度传感器输出的模拟信号转换为数字信号；一对正交频率转换器，对与一对振动检测传感器传感器对应的数字信号进行频率转换；频率测量器，基于从一对振动检测传感器输出的任意的数字信号测量频率；以及发送器，生成该数字频率信号的θ(1-1/N)的频率信号，使用正交频率转换器生成的信号，以得到相位差。

Description

信号处理方法、信号处理装置及哥氏流量计

技术领域

本发明涉及通过检测与作用在流管的哥氏(Corioli)力成比例的相位差和/或振动频率来得到被测量流体的质量流量和/或密度的哥氏流量计。

背景技术

哥氏流量计是利用这样的原理的质量流量计：在支撑被测定流体流通的流管的两端且围绕其支撑点而沿与流管的流动方向垂直的方向施加振动时，作用在流管(以下将应该被施加振动的流管称作流量管(flow tube))的哥氏力与质量流量成比例。哥氏流量计是众所周知的，哥氏流量计的流量管的形状大致分为直管式与弯曲管式。

而且，哥氏流量计是这样的质量流量计：在两端支撑被测定流体流动的测定管且相对于支撑线而沿直角方向交替驱动所支撑的测定管的中央部时，在测定管的两端支撑部与中央部之间的对称位置检测与质量流量成比例的相位差信号。相位差信号是与质量流量成比例的量，但若驱动频率为固定(一定)，则能检测出相位差信号而作为测定管的观测位置上的时间差信号。

若测定管交替驱动的频率与测定管固有的频率相等，则由于可以得到与被测定流体的密度相应的固定的驱动频率，并且能以较小的驱动能量进行驱动，所以最近一般都是以固有频率来驱动测定管，并且检测出相位差信号而作为时间差信号。

直管式的哥氏流量计构成为，在施加与两端被支撑的直管的中央部直管轴垂直的方向的振动时，在直管的支撑部与中央部之间可以得到哥氏力导致的直管的位移差、即相位差信号，基于该相位差信号来探测质量流量。这样的直管式的哥氏流量计具有简单、紧凑、坚固的构造。然而，具有无法得到较高的检测灵敏度这样的问题。

与之相对，弯曲管式的哥氏流量计可以选择用于有效取出哥氏力的形状，在这方面优于直管式的哥氏流量计，实际上可以高灵敏度地检测质量流量。

而且，作为用于驱动流量管的驱动单元，一般而言将线圈和磁体组合使用。关于该线圈和磁体的安装，为了使线圈与磁体的位置关系的偏离最小，优选的是安装在相对于流量管的振动方向没有偏移的位置。因此，在包括并列的两条流量管的弯曲管式的哥氏流量计这样的并列的两条流量管中，安装为夹入线圈和磁体的状态。因此要进行设计，使得相对的两条流量管的距离以至少夹入线圈和磁体的程度分离。

在两条流量管存在于分别平行的面内的哥氏流量计，即口径较大的哥氏流量计或流量管的刚性较高的哥氏在流量计的情况下，由于需要提高驱动单元的功率，因此必须将较大的驱动单元夹入两条流量管之间。因此要进行设计，使得在作为流量管的根部的固定端部，该流量管彼此之间的距离也必然地变宽。

由一般已知的U形管的测定管构成的哥氏流量计1如图16所示，具有2条U形管状的测定管2、3的检测器4；以及转换器5而构成。

测定管2、3的检测器4包括：使测定管2、3谐振振动的励振器6；在通过该励振器6振动时检测在测定管2、3的左侧产生的振动速度的左速度传感器7；在通过该励振器6振动时检测在测定管2、3的右侧产生的振动速度的右速度传感器8；以及检测在振动速度检测时的测定管2、3内流动的被测定流体的温度的温度传感器9。这些励振器6、左速度传感器7、右速度传感器8、温度传感器9分别与转换器5连接。

在该哥氏流量计1的测定管2、3内流动的被测定流体，从测定管2、3的右侧(设置有右速度传感器8一侧)向左侧(设置有左速度传感器7一侧)流动。

因此，由右速度传感器8检测的速度信号，为流入测定管2、3的被测定流体的入口速度信号。另外，由左速度传感器7检测的速度信号，为从测定管2、3流出的被测定流体的出口速度信号。

另外，检测振动速度的左速度传感器7、右速度传感器8当然可以分别是加速度传感器。

哥氏流量计转换器5具有图17所示的框结构。

该哥氏流量计转换器5包括驱动控制部10、相位测量部11、温度测量部12。

即，哥氏流量计转换器5具有输入/输出端口15。在该输入/输出端口15设有构成驱动控制部10的驱动信号输出端子16。驱动控制部10将既定模式的信号从驱动信号输出端子16输出至安装在测定管2、3的励振器6，使测定管2、3谐振振动。

在该驱动信号输出端子16，通过放大器17连接有驱动电路18。在该驱动电路18中，生成使测定管2、3谐振振动的驱动信号，将该驱动信号输出至放大器17。在该放大器中，将输入的驱动信号放大，输出至驱动信号输出端子16。在该驱动信号输出端子16中，将从放大器17输出来的驱动信号输出至励振器6。

另外，在输入/输出端口15设有在通过励振器6进行振动时输入在测定管2、3的左侧产生的振动速度的检测信号的左速度信号输入端子19，该左速度信号输入端子19构成相位测量部11。

另外，在输入/输出端口15设有在通过励振器6进行振动时输入在测定管2、3的右侧产生的振动速度的检测信号的右速度信号输入端子20，该右速度信号输入端子20构成相位测量部11。

相位测量部11在将既定模式的信号从驱动信号输出端子16输出至安装在测定管2、3的励振器6，将通过励振器6使测定管2、3振动时的一对速度传感器的振动信号A/D转换并在进行数字转换处理后，求出转换的信号的相位差。

在左速度信号输入端子19连接有放大器21的输入端子，在该放大器21的输出端子连接有A/D转换器22。在该A/D转换器22中，将从左速度信号输入端子19输出的振动信号经放大器21放大的模拟信号转换为数字值。

在A/D转换器22连接有运算器23。

另外，在右速度信号输入端子20连接有放大器24的输入端子，在该放大器24的输出端子连接有A/D转换器25。在该A/D转换器25中，将从右速度信号输入端子20输出的振动信号经放大器24放大的模拟信号转换为数字值。

然后，A/D转换器25输出的数字信号输入至运算器23。

并且，在输入/输出端口15设有构成输入来自温度传感器9的检测值的温度测量部11的温度信号输入端子26。温度测量部12设在测定管2、3内，利用检测测定管2、3内的温度的温度传感器9进行的温度检测，对管温度进行补偿。

该温度传感器9一般使用电阻型温度传感器，通过测量电阻值来算出温度。

在温度信号输入端子26连接有温度测量电路27，利用该温度测量电路27基于从温度传感器9输出的电阻值来算出测定管2、3内的温度。在该温度测量电路27中算出的测定管2、3内的温度输入至运算器23。

这样的哥氏流量计1所涉及的相位测量方法中，从安装在测定管2、3的励振器6，对测定管2、3施加1阶模式的振动，在施加有该振动的状态下，若被测定流体在测定管2、3内流动，则在测定管2、3生成相位模式。

因此，来自哥氏流量计1的右速度传感器8的信号(入口侧速度信号)和来自左速度传感器7的信号(出口侧速度信号)，以这2个信号重叠的形态输出。以这2个信号重叠的形态输出的信号不仅含有流量信号，还含有较多不需要的噪声分量，进一步由于测量流体的密度变化等，频率也会变化。

因此，需要去除来自左速度传感器7和右速度传感器8的信号内不需要的信号。然而，去除来自左速度传感器7和右速度传感器8的信号内不需要的信号，计算相位是非常困难的。

并且，哥氏流量计1经常要求精度非常高的测量和非常高速的响应性。为了满足该要求，需要具有能处理非常复杂的运算和处理能力高的运算器，使哥氏流量计1其本身的价格非常高。

这样，哥氏流量计1需要确立一并具有始终与测量频率一致的最佳的滤波器和高速的运算方法的相位差测量方法。

在以往的用于计算流量的相位差测量方法中，作为用于去除噪声的滤波器处理方法，有使用模拟滤波器的方法、和使用数字滤波器的方法。

使用模拟滤波器的方法可以比较廉价地构成(例如参照日本特开平2-66410号公报、日本特表平10-503017号公报)。但是，该日本特开平2-66410号公报、日本特表平10-503017号公报存在的问题是：在提高滤波器的能力方面有极限，作为哥氏流量计的滤波器并不够用。

近年来，正在开发多种使用数字信号处理的哥氏流量计，在以往的用于计算流量的相位差测量方法中，正在开发使用数字滤波器的方法作为用于去除噪声的滤波器处理方法。

作为使用数字信号处理的哥氏流量计的类型，以往有：使用傅立叶变换测量相位的方法(例如参照日本特许第2799243号公报)；通过具有陷波滤波器、带通滤波器等滤波表(filter table)，选择与输入频率一致的最佳表数来测量相位的方法(例如参照日本特许第2930430号公报、日本特许第3219122号公报)等。

《使用傅立叶变换的相位测量方法》

使用傅立叶变换的相位测量方法所涉及的哥氏流量计转换器使用图18所示的框结构来进行。

图18中，在左速度信号输入端子19，连接有低通滤波器30，该左速度信号输入端子19设在输入由左速度传感器7检测的通过励振器6进行振动时在测定管2、3的左侧产生的振动速度的检测信号(出口侧速度信号)的输入/输出端口15。该低通滤波器30是在通过励振器6使测定管2、3振动时，将从检测在测定管2、3的左侧产生的振动速度的左速度传感器7输出的左速度信号(出口侧速度信号)，通过频率滤波器，仅取出频率较低的左速度信号(出口侧速度信号)的电路。

在该低通滤波器30连接有A/D转换器31。该A/D转换器31将从低通滤波器30输出来的模拟信号的左速度信号转换为数字信号。在该A/D转换器31中被转换为数字信号的左速度信号输入至相位差测量器32。

另外，在该A/D转换器31连接有定时发生器33。该定时发生器33生成输入频率的M倍(M为自然数)的采样的定时。

另一方面，在右速度信号输入端子20连接有低通滤波器34，该右速度信号输入端子20设在输入由右速度传感器8检测的通过励振器6进行振动时在测定管2、3的右侧产生的振动速度的检测信号(入口侧速度信号)的输入/输出端口15。该低通滤波器34是在通过励振器6使测定管2、3振动时，将从检测在测定管2、3的右侧产生的振动速度的右速度传感器8输出的右速度信号(入口侧速度信号)，通过频率滤波器，仅取出频率较低的右速度信号(入口侧速度信号)的电路。

在该低通滤波器34连接有A/D转换器35。该A/D转换器35将从低通滤波器34输出来的模拟信号的右速度信号转换为数字信号。在该A/D转换器35被转换为数字信号的右速度信号输入至相位差测量器32。

另外，在该A/D转换器35连接有定时发生器33。该定时发生器33生成输入频率的M倍(M为自然数)的采样的定时。

另外，在右速度信号输入端子20连接有频率测量器36，该右速度信号输入端子20设在输入由右速度传感器8检测的通过励振器6进行振动时在测定管2、3的右侧产生的振动速度的检测信号(入口侧速度信号)的输入/输出端口15。该频率测量器36测量由右速度传感器8检测的通过励振器6进行振动时在测定管2、3的右侧产生的振动速度的检测信号(入口侧速度信号)的频率。

在该频率测量器36连接有定时发生器33。在该频率测量器36中测量的频率输出至定时发生器33，在定时发生器33中生成输入频率的M倍(M为自然数)的采样的定时，并输出至A/D转换器31、35。

由该相位差测量器32、定时发生器33、频率测量器36构成相位测量运算器40。

在使用如图18所示那样构成的傅立叶变换的相位测量方法中，来自右速度传感器8的输入信号(入口侧速度信号)首先输入至频率测量器36，被测量频率。在该频率测量器36中测量的频率输入至定时发生器33，在该定时发生器33中生成输入频率的M倍(M为自然数)的采样的定时，并输入至A/D转换器31、35。

另外，在A/D转换器31中转换为数字信号的在测定管2、3的左侧产生的振动速度的检测信号(出口侧速度信号)；以及在A/D转换器35中转换为数字信号的在测定管2、3的右侧产生的振动速度的检测信号(入口侧速度信号)输入至相位差测量器32。然后，在该相位差测量器32中，由内置的离散的傅立叶变换器进行傅立叶变换，从该变换的信号的实数分量与虚数分量之比来运算相位差。

《使用数字滤波器的相位测量方法》

使用图19、图20所示的框构成图说明使用数字滤波器的相位测量方法的哥氏流量计转换器。

在数字滤波器有陷波滤波器或带通滤波器等频率选择单元，使用该陷波滤波器或带通滤波器等频率选择单元来提高输入信号的S/N比。

图19示出使用陷波滤波器作为数字滤波器的哥氏流量计转换器的框结构。

图19所示的输入/输出端口15、左速度信号输入端子19、右速度信号输入端子20、低通滤波器30、34、A/D转换器31、35，具有与图18所示的输入/输出端口15、左速度信号输入端子19、右速度信号输入端子20、低通滤波器30、34、A/D转换器31、35相同的结构。

图19中，在A/D转换器31连接有陷波滤波器51。该陷波滤波器51以在A/D转换器31中转换为数字信号的左速度信号为基准来选择频率，提高输入信号的S/N比并加以输出。

在该陷波滤波器51连接有相位测量器52，该相位测量器52测量由陷波滤波器51提高S/N比之后的转换为数字信号的左速度信号的相位。

另外，在陷波滤波器51连接有频率测量器53。该频率测量器53测量由陷波滤波器51提高S/N比之后的转换为数字信号的左速度信号的频率。

然后，在该频率测量器53中测量的频率输入至陷波滤波器51。

另外，在A/D转换器35连接有陷波滤波器54。该陷波滤波器54以在A/D转换器31中转换为数字信号的左速度信号为基准来选择频率，提高输入信号的S/N比并加以输出。

在该陷波滤波器54连接有相位测量器52，该相位测量器52测量由陷波滤波器54提高S/N比之后的转换为数字信号的右速度信号的相位。

另外，向陷波滤波器54输入在频率测量器53中测量的频率。

图19中，时钟55用于取得同步，输入至A/D转换器31、35，取得A/D转换器31与A/D转换器35的同步。

由该陷波滤波器51、54、相位差测量器52、频率测量器53、时钟55构成相位测量运算器50。

图20示出使用带通滤波器(BPF)作为数字滤波器的哥氏流量计转换器的框结构。

图20所示的输入/输出端口15、左速度信号输入端子19、右速度信号输入端子20、低通滤波器30、34、A/D转换器31、35，具有与图19所示的输入/输出端口15、左速度信号输入端子19、右速度信号输入端子20、低通滤波器30、34、A/D转换器31、35相同的结构。

图20中，在A/D转换器31连接有带通滤波器(BPF)61。该带通滤波器61是这样的电路：将在A/D转换器31中转换为数字信号的通过励振器6使测定管2、3振动时，从检测在测定管2、3的左侧产生的振动速度的左速度传感器7输出的左速度信号(出口侧速度信号)，通过频率滤波器，仅取出设定的频率的左速度信号(出口侧速度信号)。

在该带通滤波器61连接有相位测量器62，该相位测量器62测量由带通滤波器61提高S/N比之后的转换为数字信号的左速度信号的相位。

另外，在带通滤波器61连接有频率测量器63。该频率测量器63测量由A/D转换器31转换为数字信号，由带通滤波器61提高S/N比之后的左速度信号的频率。

然后，在该频率测量器63中测量的频率输入至带通滤波器61。

另外，在A/D转换器35连接有带通滤波器64。该带通滤波器64是这样的电路：在A/D转换器35中将转换为数字信号的通过励振器6使测定管2、3振动时，从检测在测定管2、3的右侧产生的振动速度的右速度传感器8输出的右速度信号(入口侧速度信号)，通过频率滤波器，仅取出设定的频率的右速度信号(入口侧速度信号)。

在该带通滤波器64连接有相位测量器62，该相位测量器62测量由带通滤波器64提高S/N比之后的转换为数字信号的左速度信号的相位。

另外，在带通滤波器64连接有频率测量器63。然后，在该频率测量器63中测量的频率输入至带通滤波器64。

图20中，时钟65用于取得同步，来自时钟65的时钟信号输入至A/D转换器31、35，取得A/D转换器31与A/D转换器35的同步。

由该带通滤波器61、64、相位测量器62、频率测量器63、时钟65构成相位测量运算器60。

发明内容

在使用日本特许第2799243号公报所示的傅立叶变换的相位测量方法中，在输入的振动速度的检测信号的输入频率为固定时，在频率的选择中由于使用傅立叶变换，可以进行频率选择性非常高的相位测量方法。

但是，在使用该日本特许第2799243号公报所示的傅立叶变换的方法中，输入的振动速度的检测信号的输入频率在因密度或温度等而变化时，由于必须改变转换方法或采样频率，因此运算周期或运算方法会改变，测定值会变动而导致不稳定。

并且，在使用日本特许第2799243号公报所示的傅立叶变换的方法中，在输入的振动速度的检测信号的输入频率因密度或温度等而变化时，由于必须使采样频率与输入的振动速度信号的输入频率准确同步，因此设计非常复杂。

因此，在被测定流体的温度、或气泡等混入流体使密度急剧变化时，存在测量精度极度下降的问题。

进而，在使用日本特许第2799243号公报所示的傅立叶变换的方法中，由于进行傅立叶变换，存在运算处理变得非常多的问题。

在通过具有日本特许第2930430号公报、日本特许第3219122号公报所示的陷波滤波器、带通滤波器等的滤波表，选择与输入频率一致的最佳表来测量相位的方法中，通过固定采样频率可以将设计单纯化。

但是，使用日本特许第2930430号公报、日本特许第3219122号公报所示的数字滤波器的相位测量方法，也与使用日本特许第2799243号公报所示的傅立叶变换的方法同样，对于输入频率的变化要具有非常多的滤波表，存在运算器的存储器的消耗较大的问题。

另外，在使用日本特许第2930430号公报、日本特许第3219122号公报所示的数字滤波器的相位测量方法中，存在输入频率急剧变化时难以选择最佳的滤波器的问题。

并且，在使用日本特许第2930430号公报、日本特许第3219122号公报所示的数字滤波器的相位测量方法中，存在为了提高频率的选择能力，必须进行非常多的运算的问题。

在使用该日本特许第2930430号公报、日本特许第3219122号公报所示的数字滤波器的相位测量方法中，存在以下所示的问题。

(1)对于输入频率的变化不能高精度地跟踪。即，被测定流体的密度急速变化、气泡混入时的测量等非常难以实现。

(2)为了提高频率的选择能力，必须进行非常多的运算。因此，难以实现高速的响应性，不适合短时间的成批处理等。

(3)运算器存储器的消耗较大，设计复杂。因此，电路结构或设计变得复杂，成本上缺点明显。

对以上进行总结，在以往的利用数字滤波器处理的相位测量方法中存在的问题是：由于都是为了去除测定管2、3的管振动频率以外的频带的噪声，需要进行滤波表的切换或计算方法的变更并且进行采样频率的变更等，以始终跟踪测定管2、3的管频率，因此必须进行非常复杂且缺乏高速性的运算。

因此存在的问题是：在通过励振器6使测定管2、3振动时，在每次由检测在测定管2、3的右侧产生的振动速度的右速度传感器8；以及检测在测定管2、3的左侧产生的振动速度的左速度传感器7检测的振动速度信号的输入频率变动时，容易产生运算误差，测量精度非常差。

本发明的目的在于提供，即使在被测定流体的温度变化，或在被测定流体混入气泡，或被测定流体从气体急速变化至液体时，也能以始终固定的精度进行测量，实现具有较高的滤波能力的相位测量，能以极少的运算处理量进行的信号处理方法、信号处理装置以及哥氏流量计。

为解决上述问题而成的权利要求1所记载的信号处理方法，其特征在于，在将构成测定用的流管的至少一条、或者一对流量管，通过驱动装置使励振器工作并对上述流量管进行交替驱动，使该流量管振动，通过设置在上述流量管左右的一对振动检测传感器即速度传感器或者加速度传感器检测与作用在上述流量管的哥氏力成比例的相位差和/或振动频率，得到被测量流体的质量流量和/或密度的哥氏流量计中，包括：

将从上述一对振动检测传感器分别输出的模拟信号转换为数字信号的第一步骤；

对在上述第一步骤中被转换的与上述一对振动检测传感器传感器对应的2个数字信号分别进行频率转换的第二步骤；

基于在上述第一步骤中被转换的与上述一对振动检测传感器对应的2个数字信号的任意的数字信号测量频率的第三步骤；以及

生成在上述第三步骤中被测量的数字频率信号的1/N的频率信号的第四步骤，

使用在上述第四步骤中生成的数字信号的1/N的频率信号，以能检测上述一对振动检测传感器的检测信号的相位差。

为解决上述课题而成的权利要求2所记载的信号处理方法，其特征在于，根据权利要求1所记载的信号处理方法，在生成从上述频率测量器输出的数字频率信号θ的1/N的频率信号的过程中，求出使θ/N＝θ-θx的频率θx，进行频率转换。

为解决上述课题而成的权利要求3所记载的信号处理方法，其特征在于，根据权利要求1所记载的信号处理方法，以使从上述频率测量器输出的数字频率信号θ的1/N的频率信号小于50Hz的方式决定N。

为解决上述课题而成的权利要求4所记载的信号处理装置，其特征在于，在将构成测定用的流管的至少一条、或者一对流量管，通过驱动装置使励振器工作并对上述流量管进行交替驱动，使该流量管振动，通过设置在上述流量管左右的一对振动检测传感器即速度传感器或者加速度传感器检测与作用在上述流量管的哥氏力成比例的相位差和/或振动频率，得到被测量流体的质量流量和/或密度的哥氏流量计中，包括：

A/D转换器，将从上述一对振动检测传感器分别输出的模拟信号转换为数字信号；

一对正交频率转换器，对从上述A/D转换器输出的与上述一对振动检测传感器传感器对应的2个数字信号的各个数字信号进行频率转换；

频率测量器，基于从上述A/D转换器输出的与上述一对振动检测传感器对应的2个数字信号的任意的数字信号测量频率；以及

发送器，生成从上述频率测量器输出的数字频率信号的θ(1-1/N)的频率信号，

使用上述正交频率转换器生成的信号，以得到相位差。

为解决上述课题而成的权利要求5所记载的信号处理装置，其特征在于，根据权利要求4所记载的信号处理装置，在基于与从上述A/D转换器输出的上述一对振动检测传感器即速度传感器或者加速度传感器对应的2个数字信号的任意的数字信号测量频率的频率测量器中，利用PLL(Phase Locked Loop)进行频率测量。

为解决上述课题而成的权利要求6所记载的哥氏流量计，其特征在于，将构成测定用的流管的至少一条、或者一对流量管，通过驱动装置使励振器工作并对上述流量管进行交替驱动，使该流量管振动，通过振动检测传感器检测与作用在上述流量管的哥氏力成比例的相位差和/或振动频率，得到被测量流体的质量流量和/或密度，其中包括：

A/D转换器，将从上述一对振动检测传感器分别输出的模拟信号转换为数字信号；

一对正交频率转换器，对从上述A/D转换器输出的与上述一对振动检测传感器传感器对应的2个数字信号的各个数字信号进行频率转换；

频率测量器，基于从上述A/D转换器输出的与上述一对振动检测传感器对应的2个数字信号的任意的数字信号测量频率；以及

发送器，生成从上述频率测量器输出的数字频率信号的θ(1-1/N)的频率信号，

设置使用上述正交频率转换器生成的信号得到相位差的信号处理装置。

哥氏式流量计有各种各样的测定管的形状。例如是弯曲管或直线管等。另外，驱动测定管的模式也存在以1阶或2阶模式等各种各样的模式驱动的类型。

由已知的测定管得到的驱动频带可以达到几十Hz至几KHz，例如使用U形管以1阶模式使测定管振动时，频率是100Hz左右；另外，使直线形状的测定管以1阶模式振动时，可以实现500Hz至1000Hz左右。

但是，在一个流量计转换器中，将哥氏式流量计的相位测量在几十Hz至几KHz的频带下始终使用同样的处理进行相位测量是非常困难的，需要分为多种类型进行设计。

依照本发明的信号处理方法，通过基于认定的算法的有利的信号处理，能够消除如上所述的本质的课题，而且，即使在被测定流体的温度变化或气泡混入且被测定流体从气体急速地变化成液体的情况下，也总能以稳定的固定精度进行测量，以拥有高滤波能力的相位测量为特长，能够提供高性能。

根据本发明所涉及的信号处理装置，即使在被测定流体的温度变化，或在被测定流体混入气泡，或被测定流体从气体急速变化至液体时，也能以始终固定的精度进行稳定的测量，以较少的运算处理量就可以进行具有较高的滤波能力的相位测量。

根据本发明所涉及的哥氏流量计，即使在被测定流体的温度变化，或在被测定流体混入气泡，或被测定流体从气体急速变化至液体时，也能以始终固定的精度进行稳定的测量，以较少的运算处理量就可以进行具有较高的滤波能力的相位测量。

附图说明

图1是本发明的信号处理方法及其装置的原理的框图。

图2是表示图1所示的信号处理装置中驱动频率为100Hz的哥氏流量计和驱动频率为1000Hz的哥氏流量计的频率波形的图。

图3是表示将图1所示的信号处理装置中驱动频率为100Hz的哥氏流量计的驱动频率分频时的频率波形的图。

图4是表示将图1所示的信号处理装置中驱动频率为100Hz的哥氏流量计的驱动频率频移时的频率波形的图。

图5是图1所示的信号处理装置的具体构成图。

图6是表示从图5所示的低通滤波器输出的在测定管的左侧产生的振动速度的检测信号的图。

图7是表示从图5所示的A/D转换器输出的、以任意的固定周期对图6所示的信号进行采样后数字信号化的信号的图。

图8是表示从图5所示的发送器输出的发送频率信号(θ_Xn)。

图9是表示在图5所示的正交调制器的内部生成的来自A/D转换器的输出信号(cosθ)的90度移位信号。

图10是表示在图5所示的正交调制器的内部生成的来自发送器的输出信号(cosθ_Xn)的90度移位信号。

图11是表示在图5所示的正交调制器中正交频率转换后的信号的图。

图12是表示图5所示的信号处理装置的具体构成图的时序图。

图13是表示图5所示的信号处理装置的具体构成图的时序图。

图14是表示图5所示的信号处理装置的具体构成图的工作流程图。

图15是图5所示的频率测量器的框图。

图16是适用本发明的一般的哥氏流量计的构成图。

图17是图16所示的哥氏流量计的哥氏流量计转换器的框构成图。

图18是表示使用图17所示的哥氏流量计转换器的傅立叶变换的相位测量方法的框图。

图19是表示使用图17所示的哥氏流量计转换器的陷波滤波器的相位测量方法的框图。

图20是表示使用图17所示的哥氏流量计转换器的带通滤波器的相位测量方法的框图。

具体实施方式

本发明即使在被测定流体的温度变化，或在被测定流体混入气泡，或被测定流体从气体急速变化至液体时，也能实现这样的目的：能以始终固定的精度进行测量，实现具有较高的滤波能力的相位测量，并能以极少的运算处理量进行。

(实施例1)

下面，使用图1至图13说明用于实施本发明的形态的实施例1。

图1是本发明的信号处理方法及其装置的原理图；图2是表示驱动频率为100Hz的哥氏流量计和驱动频率为1000Hz的哥氏流量计的频率波形的图；图3是表示将驱动频率为100Hz的哥氏流量计的驱动频率分频时的频率波形的图；图4是表示将驱动频率为100Hz的哥氏流量计的驱动频率频移时的频率波形的图；图5是图1所示的信号处理装置的具体构成图；图6是表示从图5所示的低通滤波器输出的在测定管的左侧产生的振动速度的检测信号的图；图7是表示从图5所示的A/D转换器输出的、以任意的固定周期对图6所示的信号进行采样后数字信号化的信号的图；图8是表示从图5所示的发送器输出的发送频率信号(θ_Xn)；图9是表示在图5所示的正交调制器的内部生成的来自A/D转换器的输出信号(cosθ)的90度移位信号；图10是表示在图5所示的正交调制器的内部生成的来自发送器的输出信号(cosθ_Xn)的90度移位信号；图11是表示在图5所示的正交调制器中正交频率转换后的信号的图；图12是表示图5所示的信号处理装置的具体构成图的时序图；图13是表示图5所示的信号处理装置的具体构成图的时序图。

图1中示出本发明的信号处理方法及其装置的原理图。

图1中，在通过励振器6使测定管2、3振动时，在测定管2、3产生的振动速度由振动速度传感器70检测，该检测的振动速度在振动速度信号运算器80中进行运算处理。该振动速度传感器70相当于图16的左速度传感器7和右速度传感器8。

振动速度信号运算器80由正交调制器85、发送器90、相位测量器95构成。

正交调制器85将由振动速度传感器70检测的、在通过励振器6使测定管2、3振动时在测定管2、3产生的振动速度进行正交调制。向该正交调制器85输入有来自发送器90的信号。

然后，在该正交调制器85中被正交调制的信号，输入至设在正交调制器85的后级的相位测量器95。该相位测量器95在将来自振动速度传感器70的速度信号A/D转换并进行数字转换处理后，求出其相位差。

图1所示的信号处理方法及其装置中，将输入信号正交频率转换成1/N，频率转换后进行相位测量，从而使输入频率的频带成为1/N，以进行稳定的相位测量。

如上所述，在本发明中，将由传感器输入的相位/及速度信号利用频率转换而转换成1/N(N是任意的数)的频率，并测量转换后的相位差，由此通过使用始终相同的频带的滤波器来实现。此外，对于测量流体的密度或温度等发生变化时的相位及速度信号的频率变化，也可能在计算精度和运算周期几乎不受影响的情况下进行流量测量。

例如，在图2所示的驱动频率为100Hz的哥氏流量计中，有这样的情况：当滤波器的频率频带为95～105Hz时，由于密度或温度的变化，驱动频率会脱离滤波器的频率频带。因此，需要其前后的频率频带的滤波表，例如85Hz～95Hz和105Hz～115Hz的表。扩大滤波器的频率频带即可用少量的表，但测量波形会变成噪声多的相位及速度信号，所以导致测量精度极其恶化。

而且，在要测量驱动频率为1000Hz的哥氏流量计的相位及速度信号时，必须更改采样频率或滤波表，所以计算精度或运算周期变化。

在本发明的信号处理中，驱动频率为100Hz的哥氏流量计，如图3所示，例如设N的值为4、从传感器输入的相位及速度信号为100Hz时，频率转换为100/4的25Hz、对频率转换的相位及速度信号采样后，进行相位计算。

所使用的滤波器的频带，通过使用20Hz～30Hz左右的频带，即使密度或温度的变化使驱动频率发生变化，只要处于80Hz～120Hz的频带外，就能总使用相同的滤波表，因此，可以总是能以稳定的计算精度和运算周期进行测量。

此外，在驱动频率为1000Hz的哥氏流量计中，设定N的值为40，从而可以使用与驱动频率为100Hz的哥氏流量计完全一样的滤波器的频带进行流量测量。

而且，在本发明中，如图4所示，在相位及速度信号的1/N转换的方法中，有将输入频率不分频而频移的方法。在该图4所示的哥氏流量计的情况下，因为输入频率不分频而频移，具有可以在不损害滤波效果的情况下进行流量计算的特长。

例如，将图3所示的哥氏流量计那样输入的信号全部1/N分频时，噪声分量也同样被1/N，即使缩小滤波的频带也无法达到很好的效果。

因而，如图4所示的哥氏流量计那样，通过频移来进行相位及速度信号的1/N转换时，噪声分量也同时被频移，能够使滤波器的频带成为1/N，比起频移前能进行非常有效的滤波。

图5示出图1所示的信号处理装置的具体结构。

图5中，在左敏感元件(LPO)7(相当于左速度传感器7)连接有低通滤波器30。即，若在通过励振器6进行振动时左敏感元件7检测在测定管2、3的左侧产生的振动速度的检测信号(出口侧速度信号)，则该振动速度的检测信号(出口侧速度信号)输入至低通滤波器30。

该低通滤波器30是这样的电路：在通过励振器6使测定管2、3振动时，将从检测在测定管2、3的左侧产生的振动速度的左速度传感器7输出的左速度信号(出口侧速度信号)，通过频率滤波器，仅取出频率较低的左速度信号(出口侧速度信号)。

在该低通滤波器30连接有A/D转换器31。该A/D转换器31将从低通滤波器30输出来的模拟信号的左速度信号(出口侧速度信号)转换为数字信号。在该A/D转换器31中被转换为数字信号的左速度信号(出口侧速度信号)输入至信号处理装置100。

另一方面，在右敏感元件(RPO)8(相当于右速度传感器8)连接有低通滤波器34。即，若在通过励振器6进行振动时右敏感元件8检测在测定管2、3的右侧产生的振动速度的检测信号(入口侧速度信号)，则该振动速度的检测信号(入口侧速度信号)输入至低通滤波器34。

该低通滤波器34是这样的电路：在通过励振器6使测定管2、3振动时，将从检测在测定管2、3的右侧产生的振动速度的右速度传感器8输出的右速度信号(入口侧速度信号)，通过频率滤波器，仅取出频率较低的右速度信号(入口侧速度信号)。

在该低通滤波器34连接有A/D转换器35。该A/D转换器35将从低通滤波器34输出来的模拟信号的右速度信号(入口侧速度信号)转换为数字信号。

此外，该信号处理装置100与A/D转换器35连接。该信号处理装置100将右速度信号(入口侧速度信号)和左速度信号(出口侧速度信号)分别正交频率转换为1/N，转换频率后进行相位测量，从而使输入频率的频带为1/N，并且进行稳定的相位测量。

信号处理装置100中，来自A/D转换器31的信号连接至正交调制器110。该正交调制器110，将左速度信号(出口侧速度信号)正交频率转换为1/N。

此外，来自A/D转换器31的信号也连接到频率测量器120。该频率测量器120在用通过加振器6使测定管2、3振动时，测量由A/D转换器31对从检测在测定管2、3左侧产生的振动速度的左速度传感器7输出的左速度信号(出口侧速度信号)转换成数字信号的左速度信号(出口侧速度信号)的频率。

此外，来自A/D转换器35的信号连接至正交调制器130。该正交调制器130将右速度信号(入口侧速度信号)正交频率转换为1/N。

频率测量器120中测量的频率测量值输出到发送器140。该发送器140，基于频率测量器120输出的频率测量值，将规定的频率信号发送输出。

此发送器140的输出信号输入到正交调制器110和正交调制器130。

由该频率测量器120→发送器140→正交调制器110求载波，用正交调制器110调制从A/D转换器31输入的左速度信号(出口侧速度信号)的输入频率和发送器140输出的输出频率。结果，可以利用基于加法定律的两个输入信号的频率的和与差的任意一个来频移。然后，控制发送器140的输出频率，使调制频率为被输入的左速度信号(出口侧速度信号)的输入频率的1/N。

通过这样控制发送器140，该发送器140输出的输出频率与正交调制器110中一样，在正交调制器130中，转换频率后的频率，被控制在A/D转换器35输入的右速度信号(入口速度信号)的输入频率的1/N。

相位差测量器150连接至正交调制器110及正交调制器130。该相位差测量器150，利用从正交调制器110输出的由A/D转换器31输入的左速度信号(出口侧速度信号)的输入频率的1/N的输出频率信号和、从正交调制器130输出的由A/D转换器35输入的右速度信号(入口侧速度信号)的输入频率的1/N的输出频率信号进行相位测量。

通过这样的结构，依据本实施方式，通过将输入频率(左速度信号，右速度信号)转换成频率较低的频带(1/N的频率)，输入频率(左速度信号，右速度信号)的频带为1/N，大幅度减少滤波器的表数，可以更有效地进行相位测量处理。

在A/D转换器31和A/D转换器35构成为被输入来自时钟160的时钟信号。该时钟160使A/D转换器31和A/D转换器35的输出取得同步，使A/D转换器31输出的左速度信号的数字信号和、A/D转换器35输出的右速度信号的数字信号取得同步。

该正交调制器110、频率测量器120、正交调制器130、发送器140、相位差测量器150、时钟160构成信号处理装置100。

接下来，说明图5所示的信号处理装置100的相位差测量运算的具体的运算方法。

在利用哥氏流量计1的励振器6使测定管2、3振动时，来自设在测定管2、3的振动速度传感器70(左敏感元件7、右敏感元件8)的输出信号(左速度信号、右速度信号)如图2所示，作为LPO、RPO的输入信号而得到。

此时，定义LPO、RPO的输入信号，(δφ为LPO和RPO间的相位差)，为

右敏感元件：sin(θ)...............(1)

左敏感元件：sin(θ+δφ)............(2)

来自这2个传感器(左敏感元件7、右敏感元件8)的输出信号(左速度信号LPO、右速度信号RPO)，分别通过哥氏流量计1的转换器内部的低通滤波器30、34，由A/D转换器31、35从模拟值转换为数字值，传送至信号处理装置100。

该信号处理装置100如上所述，由正交调制器110、130、频率测量器120、发送器140、相位差测量器150这4个框体构成，在运算来自左敏感元件7的输出信号LPO、与来自右敏感元件8的输出信号RPO的相位差后，以从频率测量器120输出的频率信号、由温度传感器9检测的温度的数据为基准转换为流量信号。

左敏感元件7检测的在测定管2、3的左侧产生的振动速度的检测信号(出口侧速度信号)输入到图5所示的低通滤波器30，在该低通滤波器30中，输出如图6所示的sin信号(sinθ)，此信号，已消除了谐波噪声，且消除了A/D转换时返回的噪声的影响。

从该低通滤波器30输出的如图6所示的sin信号(sinθ)，在A/D转换器31中，以任意的固定周期采样后进行数字信号化，取得如图7所示的采样信号(sinθ)，并从A/D转换器31输出。

如图7所示，信号(sinθ)，从该低通滤波器30输出，在A/D转换器31中采样而被进行数字信号化，输入到图5所示的信号处理装置100的正交调制器110和频率测量器120中。然后，在该正交调制器110中输入从发送器140输出的发送器输出信号。

在该发送器140中，输入从频率测量部120输出的输出信号频率的测量值，从而基于该输出信号频率的测量值，以期望的频率发送发送器140的发送频率信号(θ_Xn)，如图8所示，输出cos信号(cosθ_Xn)，使发送输出速率和输入信号的A/D转换器31的采样周期成为相同的速率。

在该正交调制器110中输入在A/D转换器31中采样而被数字信号化的如图7所示的信号(sinθ)，则在正交调制器110的内部，将来自A/D转换器31的输入信号(sinθ)90度转换后，生成如图9所示的信号(cosθ)。此外，在正交调制器110中输入从发送器140输出的如图8所示的信号(cosθ_Xn)，则在正交调制器110的内部，将从发送器140输入的输入信号(cosθ_Xn)90度转换，生成如图10所示的信号(sinθ_Xn)。

此外，在此正交调制器110中，利用来自A/D转换器31的信号(sinθ)的0度、90度的信号，来自发送器140的输入信号(cosθ_Xn)的0度、90度的信号，进行正交频率变换，进行调制转换，如图11所示，产生来自A/D转换器31的输入信号(sinθ)的1/N的信号(sinθcosθ_Xn-cosθsinθ_Xn)，从图5所示的信号处理装置100的正交调制器110输出。

在通过哥氏流量计1的加振器6使测定管2、3振动时，来自设置在测定管2、3的振动速度传感器70(左敏感元件7，右敏感元件8)的输出信号(左速度信号，右速度信号)，在图5所示的构成信号处理装置100的正交调制器110、130、发送器140、相位差测量器150、频率测量器120的4个块中运算相位差后，以从频率测量器120输出的频率信号和温度传感器9检测的温度的数据为基础转换为流量信号。

接着，利用图12、图13所示的时序图，说明图5所示的信号处理装置100的操作。

首先、在图5所示的低通滤波器30中，消除谐波噪声和A/D转换时返回的噪声的影响，如图6所示，输出sin信号(sinθ)。

此图6所示的sin信号(sinθ)被输出后输入到A/D转换器31。此外，此A/D转换器31中、在任意的一定周期采样后进行数字信号化，如图12(A)所示，得出采样信号(Y1＝sinθ)并从A/D转换器31输出。

如图12(A)所示的，该A/D转换器31输出的采样信号(sinθ)输入到图5所示的信号处理装置100的正交调制器110和频率测量部120。

该信号处理装置100的频率测量部120中测量由A/D转换器31转换成数字信号的左速度信号(出口侧速度信号)的频率。

在图5所示的信号处理装置100的正交调制器110中，由A/D转换器31转换成数字信号的左速度信号(出口侧速度信号)被输入后，在内部将来自A/D转换器31的输入信号(sinθ)90度转换，生成如图12(B)所示的信号(cosθ)。

该信号处理装置100的频率测量部120中输出以A/D转换器31输出的数字信号为基础而测量的频率信号。

从该频率测量部120输出的输出信号频率的测量值输入到发送器120，被输入此输出信号频率的发送器120中，以该输出信号频率为基础发送满足式θ_Xn＝θ×(1-1/N)的发送频率信号(θ_Xn)，输出如图12(C)所示的cos信号(Y3＝cosθ_Xn)。发送输出速率和输入信号的由A/D转换器31的采样周期是相同的。

发送器120输出的图12(C)所示的cos信号(Y3＝cosθ_Xn)输入到正交调制器110。输入图12(C)所示的cos信号(Y3＝cosθ_Xn)到正交调制器110中，将来自发送器140的图12(C)所示的cos信号(Y3＝cosθ_Xn)90度转换，生成如图12(D)所示的sin信号(Y4＝sinθ_Xn)。

此外，该正交调制器110中，利用来自A/D转换器31的输入信号(sinθ)的0度、90度的信号和来自发送器140的输入信号(cosθ_Xn)的0度、90度的信号进行正交频率变换，进行调制转换后，生成来自A/D转换器31的输入信号(sinθ)的1/N的信号(sinθcosθ_Xn-cosθsinθ_Xn)的如图13(E)所示的sin信号(Y5＝sinθcosθ_Xn-cosθsinθ_Xn＝sin(θ/N))。在该正交调制器110生成的图13(E)所示的sin信号(Y5＝sinθcosθ_Xn-cosθsinθ_Xn＝sin(θ/N))从图5所示的信号处理装置100的正交调制器110输出后输入到相位差测量器150。

此外，图5所示的低通滤波器34中，在消除谐波噪声、A/D转换时返回的噪声的影响后，输出sin信号(sin(θ+δφ))。

从该低通滤波器34输出sin信号(sin(θ+δφ))，该sin信号(sin(θ+δφ))输入到A/D转换器35。然后在A/D转换器35中以任意的固定周期采样后进行数字信号化。

并且，从该A/D转换器35输出的采样信号(sin(θ+δφ))在正交调制器130的内部90度转换后产生cos信号(cos(θ+δφ))。

此外，发送器120输出的图12(C)所示的cos信号(Y3＝cosθ_Xn)输入到正交调制器130。此图12(C)所示的cos信号(Y3＝cosθ_Xn)被输入后，在正交调制器130中，将来自发送器140的图12(C)所示的cos信号(Y3＝cosθ_Xn)90度转换，生成如图12(D)所示的sin信号(Y4＝sinθ_Xn)。

此外，在该正交调制器130中，利用来自A/D转换器35的输入信号(sin(θ+δφ))的0度、90度的信号和来自发送器140的输入信号(cosθ_Xn)的0度、90度的信号进行正交频率变换，进行调制转换，作为来自A/D转换器35的输入信号(sinθ)的1/N的信号，生成如图13(F)所示的sin信号(Y6＝(sin(θ+δφ-θ_Xn)＝sin(θ/N+δφ))。在该正交调制器130中生成的图13(F)所示的sin信号(Y6＝(sin(θ+δφ-θ_Xn)＝sin(θ/N+δφ))，从图5所示的信号处理装置100的正交调制器130输出后、输入到相位差测量器150。

如此从交调制器110输出的图13(E)所示的sin信号(Y5＝sin(θ/N))、正交调制器130输出的图13(F)所示的sin信号(Y6＝sin(θ/N+δφ))，全都输入到相位差测量器150。

此相位差测量器150中，基于从正交调制器110输出的输入到相位差测量器150的图13(E)所示的sin信号(Y5＝sin(θ/N))和从正交调制器130输出的输入到相位差测量器150的图13(F)所示的sin信号(Y6＝sin(θ/N+δφ))，输出如图13(G)所示的信号(Y7＝δφ)，以作为其相位差δφ。

如此使运算周期与采样时间同步，可以提高测量相位时的实时性。

此外，一对振动速度信号(sinθ，sin(θ+δφ))、无论是哪一方都进行相同的处理，计算相位，几乎没有运算误差，可以正确地计算相位。

(实施例2)

以下，利用图14，图15来说明本发明的实施例2。

图14是图5所示的信号处理装置的具体构成图的工作流程图，图15是图5所示的信号处理装置的频率测量器的框图。

图14示出用于图5所示的信号处理装置100的图1所示的振动速度信号运算器80的相位差测量运算的串行频率调制以及由相位测量的流程图。

图14中，在步骤200，将图1所示的振动速度信号运算器80的参数初始化。在此步骤200中进行振动速度信号运算器80的参数的初始化，在步骤210将来自2个传感器(左敏感元件7，右敏感元件8)的相位/及速度信号，由A/D转换器31、A/D转换器35以任意的采样周期采样，从该采样的数据生成sin波形、cos波形。

在该步骤210中生成sin波形、cos波形时，在步骤220用频率测量器120测量采样的数据的频率、以其测量频率决定N值。

在此步骤220中决定N值后，在步骤230中将测量的频率除以目标分频值N，决定正交频率调制后的频率。

在步骤230中决定正交频率调制后的频率，在步骤240中由参考信号发送器140产生sin的参考信号波形、cos的参考信号波形，利用参考波形，进行正交频率调制器110、130的正交频率调制。结果、频率调制后的信号是输入频率的1/N的值。

在步骤240进行正交频率调制，步骤250中，正交频率调制器110、130将sin信号、cos信号发送到相位差测量器150，此sin信号、cos信号，将相位/及速度信号由A/D转换器31、A/D转换器35以任意的采样周期采样的信号输入频率的1/N的频率的sin波形、cos波形基于参照波形正交频率调制后产生。

步骤250中，将sin信号、cos信号发送到相位差测量器150，步骤260中，相位差测量器150利用由正交频率调制器110、130输出的频率调制后的1/N的频率的相位/及速度信号的sin信号、cos信号计算相位差。此外，利用此频率转换后的相位/及速度信号测量相位。

(1)频率测量器

作为频率的测量方法，在本实施例中利用PLL(PLL；Phase-locked loop相位同步电路)的原理。此PLL是，将同步的信号利用反馈控制从别的振荡器输出的电子电路。在此PLL中，被输入的交流信号和频率相等。

像这样PLL原本就是为了取得相位的同步的电路，能够针对输入信号而制作相位同步的信号。

此PLL是，为了使由外部输入的参考信号、从循环内的振荡器输出的相位差保持一定，在循环内振荡器中设置反馈控制使之振荡的振荡电路，由运算器构成比较简单，可以更快速地运算。

频率测量器120的构成，如图15所示。

即、A/D转换器31连接乘法器121。左敏感元件7检测，此A/D转换器31由加振器6交替驱动测定管2、3时，在一对测定管2、3的左侧产生的比例于哥氏力的相位差和/或是振动频率的振动速度的检测信号(出口侧速度信号)，输入到低通滤波器30，只取低频率的左速度信号(出口侧速度信号)输出被转换成数字信号的左速度信号(出口侧速度信号)sinθ。

此外，此乘法器121比较由A/D转换器31转换为数字信号的左速度信号(出口侧速度信号)sinθ和频率测量用发送器123输出的输出信号cosδ的相位，输出到低通滤波器122。

因此，乘法器121的输出端子连接低通滤波器122。此低通滤波器122将乘法器121输出的输出信号通过频率滤波器只取较低频率的信号。

因此、乘法器121，从左速度信号sinθ和频率测量用发送器输出的cosδ的积，产生θ和δ的和及差的信号，在这里，从乘法器121输出的输出信号中只取差的分量。

此外，低通滤波器122连接频率测量用发送器123。此频率测量用发送器123以低通滤波器122输出的低频率的信号为基础生成相位数据δ。

此外，在此频率测量用发送器123中，对乘法器121输出输出信号cosδ，在此乘法器121中，由A/D转换器31转换成数字值的输入数据(sinθ)的相位和输出信号cosδ的相位做比较，其差信号与和信号从低通滤波器122输出，形成反馈循环，使通过低通滤波器122滤波输出的差的分量的输出数据V(频率运算函数V)为0。

这种结构用算式表达，如图15所示的频率测量器120，输入信号为sinθ、频率测量用发送器123的输出信号为cosδ，其2个波形通过乘法器121相乘为式(3)。

$\sin \mathrm{\θ}\·\cos \mathrm{\δ}=\frac{1}{2}(\sin (\mathrm{\θ}+\mathrm{\δ})+\sin (\mathrm{\θ}-\mathrm{\δ}))---\left(3\right)$

输入波形：sinθ

频率计算用发送器输出波形：cosδ

将该乘法值(sinθ·cosδ)与低通滤波器122相乘，通过低通滤波器122除去较高频率分量，来自低通滤波器122的频率运算函数V为式(4)。

V＝sin(θ-δ)..................(4)

当式(4)中的(θ-δ)的值为十分小的值(V≈0)时，频率运算函数V可以近似为式(5)。

V＝θ-δ≈0..................(5)

在这里，通过控制频率测量用发送器123的输出信号的输出波形，使频率运算函数V为0，求式(5)的相位θ。

通过此方法，测量采样周期为Ta时，将求得的频率转换前的相位θ，利用接下来的式(6)、式(7)、式(8)来运算，求出频率f。

$\frac{\mathrm{\Δ\θ}}{\mathrm{\ΔT}}=\mathrm{\ω}=2\·\mathrm{\π}\·f---\left(6\right)$

ΔT表示时间变化等于运算周期(采样频率)。

因而相位θ成为：

θ＝2·π·f·Ta.....................(7)

其中，Ta：时间变化(采样周期)(sec)

f：输入频率(Hz)

θ：相位变化(rad)

$f=\frac{\mathrm{\θ}}{2\·\mathrm{\π}\·T}---\left(8\right)$

其中，T：采样周期

f：输入频率

θ：输入相位

通过频率测量器120进行上述计算，可以进行高速的频率测量。

(2)正交频率调制器

图5中，正交频率调制器110、130，各自都有相同的结构，求各自输入的2个信号的频率差再输出，进而同时产生与其信号正交的信号并加以输出。

即，通过加振器6振动时，左敏感元件7检测在测定管2、3的左侧产生的振动速度的检测信号(出口速度信号)，输入到低通滤波器30。

在该低通滤波器30中，左速度传感器7输出的左速度信号(出口侧速度信号)中，只取频率较低的左速度信号(出口侧速度信号)的模拟信号，通过A/D转换器31被转换成数字信号输入到正交频率调制器110。

正交频率调制器110中，输入到正交频率调制器110的由A/D转换器31输出被左速度传感器7检测的左速度信号(出口侧速度信号)，基于频率测量器120输出的频率测量值，求出与发送器140发送输出既定频率信号的频率差，同时产生与此频率信号正交的信号并输出。

此外，通过加振器6振动测定管2、3时，右敏感元件8检测在测定管2、3的右侧产生的振动速度的检测信号(入口侧速度信号)，右敏感元件8检测到的振动速度的检测信号(入口侧速度信号)输入到低通滤波器34。

在此低通滤波器34中、右速度传感器8输出的右速度信号(入口侧速度信号)中，只取低频率的右速度信号(入口侧速度信号)的模拟信号，由A/D转换器35转换成数字信号输入到正交频率调制器130。

正交频率调制器130中，输入到正交频率调制器130的由A/D转换器35输出被右速度传感器8检测的右速度信号(入口侧速度信号)，基于发送器140输出的频率测量值，求出与发送器140中发送输出既定频率信号的频率差，同时产生与此频率信号正交的信号并输出。

检测振动速度的检测信号的振动速度传感器(左敏感元件7，右敏感元件8)的输出信号(左速度信号LPO，右速度信号RPO)和输入到正交频率调制器(具体来说、正交频率调制器110、130)的发送器140输出的信号分别如下式(9)所示。

振动速度传感器信号：sin(θ)

发送器的输出信号：cos(θ_X)........................(9)

于是，在正交频率调制器110、130中、振动速度传感器(左敏感元件7，右敏感元件8)的输出信号(左速度信号LPO，右速度信号RPO)和输入到正交频率调制器(具体而言，正交频率调制器110、130)的由发送器140的各项，从式(10)、式(11)得出90°移位信号。

传感器信号：sin(θ)

传感器信号90°移位信号：cos(θ).....................(10)

发送器的输出信号：sin(θ_X)

发送器90°移位信号：cos(θ_X).....................(11)

而且，通过式(10)，式(11)的各信号频率转换后的信号和频率转换后的90°移位信号，算出频率差，即算出(θ-θ_X)分量。

sinθ·cosθ_x-cosθ·sinθ_x＝sin(θ-θ_x)................(12)

cosθ·cosθ_x-sinθ·sinθ_x＝cos(θ-θ_x)................(13)

因此，在频率调制器110、130中，产生由A/D转换器31、35输入的信号频率和从发送器140输出的信号频率的频率差的IQ信号，通过各自的正交调制输出被输出。

(3)发送器

发送器140基于频率测量器120的测量结果θ控制发送器140的频率。

即，发送器140确定发送器140输出cosθxn，以与左敏感元件7检测的输入到频率调制器110的在测定管的左侧产生的振动速度的检测信号(出口侧速度信号)的频率θ相比较，使正交调制器110的输出频率为1/N，此振动速度的检测信号(出口侧速度信号)的频率θ，由加振器6振动测定管2、3时在测定管2、3的左侧产生。

由于频率调制器110和频率调制器130结构相同，像频率调制器110输出的频率一样，频率调制器130输出的频率与振动速度的检测信号(入口侧速度信号)的频率θ相比较，正交调制器130的输出频率为1/N，此振动速度的检测信号(入口侧速度信号)的频率θ，由加振器6振动测定管2、3时在测定管2、3的右侧产生，被右敏感元件8检测并输入到频率调制器130中。

此频率调制器110和频率调制器130，基于式(12)，式(13)，求输入到各自的频率调制器的2个频率的差，以左速度信号、右速度信号频率的1/N为条件下式(式14)成立。

$\frac{\mathrm{\θ}}{N}=\mathrm{\θ}-{\mathrm{\θ}}_x---\left(14\right)$

θ：输入信号

θ_X：发送器输出信号

N：整数

如前述，由确定发送器140输出cosθ_X控制θ_X即可。

正交频率调制器110、130的输出为输入信号的1/N时，左敏感元件7和右敏感元件8的各自的正交频率调制器110、130的输出结果如下。

$\sin (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\θ}}_x)=\sin \frac{\mathrm{\θ}}{N}---\left(15\right)$

$\cos (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\θ}}_x)=\cos \frac{\mathrm{\θ}}{N}$

$\sin (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\θ}}_x+\mathrm{\δ\φ})=\sin (\frac{\mathrm{\θ}}{N}+\mathrm{\δ\φ})---\left(16\right)$

$\cos (\mathrm{\θ}-{\mathrm{\θ}}_x+\mathrm{\δ\φ})=\cos (\frac{\mathrm{\θ}}{N}+\mathrm{\δ\φ})$

哥氏式流量计1的左速度传感器7的驱动频率、和右速度传感器8的驱动频率，最高的也有1KHz。因此、现假设N的值为32，从正交频率调制器110、130调制输出的频率为30Hz左右，频率非常低，准备及窄的频带的滤波器即可。

在式(15)，式(16)中，如上述，流量计的类型不一样，N值就不一样。以下，举例说明N的选择。

传感器的驱动频率为50Hz～1600Hz，转换器的滤波器频率频带为10Hz～40Hz时，如下表做决定。

此外，作为N值和滤波器频带的设定条件，使正交调制后的频率与50Hz～60Hz(商用频率)频带不重叠，也很重要。

驱动频率            N值(分频值)   正交调制后的频率

50Hz～200Hz         5             10Hz～40Hz

100Hz～400Hz        10            10Hz～40Hz

200Hz～800Hz        20            10Hz～40Hz

400Hz～1600Hz       40            10Hz～40Hz

如上述，由选择N值，使相位测量时使用的滤波频带统一，不影响驱动频率(输入频率)进行过滤。

但是，这里所述的N值的选择只是具体的例子，实际上N值，因使用的传感器或转换器所使用的滤波器的频带等的设计条件不同而不同。

(4)相位测量器

由以下关系式算出正交频率调制器的输出结果。

$\tan (\mathrm{\α}-\mathrm{\β})=\frac{\sin \mathrm{\α}\·\cos \mathrm{\β}-\cos \mathrm{\α}\·\sin \mathrm{\β}}{\cos \mathrm{\α}\·\cos \mathrm{\β}+\sin \mathrm{\α}\·\sin \mathrm{\β}}---\left(17\right)$

在这里

$\mathrm{\α}=\frac{\mathrm{\θ}}{N}+\mathrm{\δ\φ},\mathrm{\β}=\frac{\mathrm{\θ}}{N}---\left(18\right)$

则如下，求出相位差。

$\tan (\frac{\mathrm{\θ}}{N}+\mathrm{\δ\φ}-\frac{\mathrm{\θ}}{N})=\frac{\sin (\frac{\mathrm{\θ}}{N}+\mathrm{\δ\φ})\·\cos \left(\frac{\mathrm{\θ}}{N}\right)-\cos (\frac{\mathrm{\θ}}{N}+\mathrm{\δ\φ})\·\sin \left(\frac{\mathrm{\θ}}{N}\right)}{\cos (\frac{\mathrm{\θ}}{N}+\mathrm{\δ\φ})\·\cos \left(\frac{\mathrm{\θ}}{N}\right)+\sin (\frac{\mathrm{\θ}}{N}+\mathrm{\δ\φ})\·\sin \left(\frac{\mathrm{\θ}}{N}\right)}$

$=\tan \left(\mathrm{\δ\φ}\right)---\left(19\right)$

此外，在其它计算方法中，由式(20)及(21)，各自计算反正切，取其差来计算相位差。

$\tan \frac{\mathrm{\θ}}{N}=\frac{\sin \frac{\mathrm{\θ}}{N}}{\cos \frac{\mathrm{\θ}}{N}}---\left(20\right)$

$\tan (\frac{\mathrm{\θ}}{N}+\mathrm{\δ\φ})=\frac{\sin (\frac{\mathrm{\θ}}{N}+\mathrm{\δ\φ})}{\cos (\frac{\mathrm{\θ}}{N}+\mathrm{\δ\φ})}---\left(21\right)$

《利用频率转换的相位测量方法的特点》

本发明的相位测量系统，能以非常简单的结构，大幅度减少滤波器的表，从而减少运算误差。其特征是，振动速度传感器(左敏感元件7，右敏感元件8)检测输入到正交频率调制器(具体来说，正交频率调制器110、130)的振动速度的检测信号，能以与振动速度传感器(左敏感元件7，右敏感元件8)输出的输出信号(左速度信号LPO，右速度信号RPO)的频率无关的采样周期，对振动速度传感器(左敏感元件7，右敏感元件8)输出的输出信号(左速度信号LPO，右速度信号RPO)进行采样。

此外，几乎没有由输入频率的相位测量的频带限制，有着可以和各种驱动频率的传感器结合，适用于涉及本系统的多重类型的好处。甚至于，运算精度不受输入频率的影响，总是能够进行高精确度的相位测量。

(实施例3)

测定管2、3，由构成测定用流管的至少一条或者是一对流量管构成，用驱动装置使加振器6工作。通过此加振器，让至少由一条或者是一对流量管构成的测定管2、3交替驱动，振动该流量管。

此外，由设在流量管2、3的左右的左敏感元件(LPO)7和右敏感元件(RPO)8构成的振动检测传感器，一对速度传感器或者是加速度传感器检测作用于至少由一条、或者是一对流量管构成的测定管2、3的比例于哥氏力的相位差及/或者是振动频率，构成得到被测流体的质量流量及/或者是密度的哥氏流量计。

在此哥氏流量计设置频率测量器120。此频率测量器120，基于数字输入信号(出口侧速度信号)的输入信号频率，测量频率。此数字输入信号(出口侧速度信号)，在作用于由速度传感器或者是加速度传感器检测的一对流量管构成的测定管2、3的比例于哥氏力的相位差及/或者是振动频率的2个模拟输入信号分别转换成数字信号得出的2个流量信号中，至少从一个传感器(例如、左敏感元件7)输出，并由A/D转换器31数字变换。

此外，设置发送器140，将此频率测量器120输出的数字频率信号的θ(1-1/N)的频率信号生成并发送、输出。

再者，设置一对正交频率转换器110、130。分别将一对振动检测传感器(左敏感元件7，右敏感元件8)的速度传感器(例如、从左敏感元件7输入的输入信号(出口侧速度信号))，通过2个A/D转换器31、35分别转换成数字信号。此外，将此输入信号频率θ，利用由发送器140输出的输出频率θ_Xn，相加(或者相减)，将各自的频率正交调制。

再来，设置相位差测量部150。由一对正交频率转换器110、130转换成固定的频率信号的频率信号sinθ，测量sin(θ+δφ)的相位差。

此外，设置信号处理装置100。利用由正交调制器110输出，由A/D转换器31输入的左速度信号(出口侧速度信号)的输入频率的1/N的输出频率信号和从正交调制器130输出的，由A/D转换器35输入的右速度信号(入口侧速度信号)的输入频率的1/N的输出频率信号得出相位差，构成哥氏流量计。

Claims (6)

1.一种信号处理方法，其特征在于，在将构成测定用的流管的至少一条、或者一对流量管，通过驱动装置使励振器工作并对上述流量管进行交替驱动，使该流量管振动，通过设置在上述流量管左右的一对振动检测传感器即速度传感器或者加速度传感器检测与作用在上述流量管的哥氏力成比例的相位差和/或振动频率，得到被测量流体的质量流量和/或密度的哥氏流量计中，包括：

将从上述一对振动检测传感器分别输出的模拟信号转换为数字信号的第一步骤；

对在上述第一步骤中被转换的与上述一对振动检测传感器传感器对应的2个数字信号分别进行频率转换的第二步骤；

基于在上述第一步骤中被转换的与上述一对振动检测传感器对应的2个数字信号的任意的数字信号测量频率的第三步骤；以及

生成在上述第三步骤中被测量的数字频率信号的1/N的频率信号的第四步骤，

使用在上述第四步骤中生成的数字信号的1/N的频率信号，以能检测上述一对振动检测传感器的检测信号的相位差。

2.根据权利要求1所述的信号处理方法，其中，在生成从上述频率测量器输出的数字频率信号θ的1/N的频率信号的过程中，求出使θ/N＝θ-θx的频率θx，进行频率转换。

3.根据权利要求1所述的信号处理方法，其中，以使从上述频率测量器输出的数字频率信号θ的1/N的频率信号小于50Hz的方式决定N。

4.一种信号处理装置，其特征在于，在将构成测定用的流管的至少一条、或者一对流量管，通过驱动装置使励振器工作并对上述流量管进行交替驱动，使该流量管振动，通过设置在上述流量管左右的一对振动检测传感器即速度传感器或者加速度传感器检测与作用在上述流量管的哥氏力成比例的相位差和/或振动频率，得到被测量流体的质量流量和/或密度的哥氏流量计中，包括：

A/D转换器，将从上述一对振动检测传感器分别输出的模拟信号转换为数字信号；

一对正交频率转换器，对从上述A/D转换器输出的与上述一对振动检测传感器传感器对应的2个数字信号的各个数字信号进行频率转换；

频率测量器，基于从上述A/D转换器输出的与上述一对振动检测传感器对应的2个数字信号的任意的数字信号测量频率；以及

发送器，生成从上述频率测量器输出的数字频率信号的θ(1-1/N)的频率信号，

使用上述正交频率转换器生成的信号，以得到相位差。

5.根据权利要求4所述的信号处理装置，其中，在基于与从上述A/D转换器输出的上述一对振动检测传感器即速度传感器或者加速度传感器对应的2个数字信号的任意的数字信号测量频率的频率测量器中，利用PLL(Phase Locked Loop)进行频率测量。

6.一种哥氏流量计，其特征在于，将构成测定用的流管的至少一条、或者一对流量管，通过驱动装置使励振器工作并对上述流量管进行交替驱动，使该流量管振动，通过振动检测传感器检测与作用在上述流量管的哥氏力成比例的相位差和/或振动频率，得到被测量流体的质量流量和/或密度，其中包括：

A/D转换器，将从上述一对振动检测传感器分别输出的模拟信号转换为数字信号；

一对正交频率转换器，对从上述A/D转换器输出的与上述一对振动检测传感器传感器对应的2个数字信号的各个数字信号进行频率转换；

频率测量器，基于从上述A/D转换器输出的与上述一对振动检测传感器对应的2个数字信号的任意的数字信号测量频率；以及

发送器，生成从上述频率测量器输出的数字频率信号的θ(1-1/N)的频率信号，

设置使用上述正交频率转换器生成的信号得到相位差的信号处理装置。

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