TWI425877B - 氣體放電燈管的安定控制電路與安定電路的控制方法 - Google Patents
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Description
本案係關於一種氣體放電燈管的安定電路，尤指一種用於氣體放電燈管的電源供應器中的安定控制電路與安定電路的控制方法。
氣體放電燈管通常需要一個輸入電源來提供氣體放電燈管發光所需要的電流，以及一個安定電路來穩定流經燈管的電流。因此，安定電路的效能主宰了電源供應器的電源效率。
在各種氣體放電燈管中，高強度放電燈管(High-intensity discharge lamp, HID)乃是一種相當常見的電子燈管。高強度放電燈管的電子特性為當燈管點亮時，其阻抗非常的低，並且在預熱過後以及運作的階段，其阻抗會上升至其正常值。為了在燈管正常操作時提高電子安定器的效率，臨界導通模式(critical conduction mode)是一種比較常用的安定電路控制方法，在這種模式下安定電路的主開關的關閉時間，即從開關關閉時刻起至其再次導通時刻之間的時間段，為可彈性調整的並且開關頻率為可改變的。然而這種控制模式在當燈管阻抗很低的時候是不適合的。若是在燈管剛點亮且其阻抗很低時採用這種控制模式，主開關的開關切換頻率也會很低，並且變壓器容易飽和，進而對安定電路造成傷害。為了避免變壓器飽和，便需要一個體積較大的變壓器。然而，使用體積較大的變壓器會增加成本以及降低變壓器的轉換效率。
因此有其需要發展一種氣體放電燈管的安定控制電路以及安定電路的控制方法，其可以在當氣體放電燈管剛點亮而阻抗值很低時，避免安定電路的變壓器產生飽和，而在氣體放電燈管預熱後且阻抗值回升到一定值如一正常值時，提高安定電路的電源效率。本發明可以滿足這個需求。
在各種氣體放電燈管中，高強度放電燈管(High-intensity discharge lamp, HID)乃是一種相當常見的電子燈管。高強度放電燈管的電子特性為當燈管點亮時，其阻抗非常的低，並且在預熱過後以及運作的階段，其阻抗會上升至其正常值。為了在燈管正常操作時提高電子安定器的效率，臨界導通模式(critical conduction mode)是一種比較常用的安定電路控制方法，在這種模式下安定電路的主開關的關閉時間，即從開關關閉時刻起至其再次導通時刻之間的時間段，為可彈性調整的並且開關頻率為可改變的。然而這種控制模式在當燈管阻抗很低的時候是不適合的。若是在燈管剛點亮且其阻抗很低時採用這種控制模式，主開關的開關切換頻率也會很低，並且變壓器容易飽和，進而對安定電路造成傷害。為了避免變壓器飽和，便需要一個體積較大的變壓器。然而，使用體積較大的變壓器會增加成本以及降低變壓器的轉換效率。
因此有其需要發展一種氣體放電燈管的安定控制電路以及安定電路的控制方法，其可以在當氣體放電燈管剛點亮而阻抗值很低時，避免安定電路的變壓器產生飽和，而在氣體放電燈管預熱後且阻抗值回升到一定值如一正常值時，提高安定電路的電源效率。本發明可以滿足這個需求。
本發明的一第一目的在於提供一種氣體放電燈管的安定控制電路及安定電路的控制方法，其設定為能夠讓氣體放電燈管剛點亮而阻抗值很低時，讓安定電路中的主開關以一固定關閉時間的控制模式進行切換運作，而在氣體放電燈管預熱完畢而阻抗值上升至一定值如一正常值時，讓安定電路中的主開關以一彈性關閉時間的控制模式進行切換運作。
本發明的一第二目的在於提供一種氣體放電燈管的安定控制電路及安定電路的控制方法，其設定為能夠讓氣體放電燈管剛點亮而阻抗值很低時，讓安定電路中的主開關以一第一固定關閉時間的控制模式進行切換運作，而在氣體放電燈管預熱完畢而阻抗值上升至一定值如一正常值時，讓安定電路中的主開關以一彈性關閉時間的控制模式進行切換運作一段時間後，以一第二固定關閉時間的控制模式進行切換運作。
本發明的一第三目的在於提供一種氣體放電燈管的安定控制電路及安定電路的控制方法，其設定為能夠讓氣體放電燈管剛點亮而阻抗值很低時，讓安定電路中的主開關以一第一固定關閉時間的控制模式進行切換運作一段時間後，以一第二固定關閉時間的控制模式進行切換運作，而在氣體放電燈管預熱完畢而阻抗值上升至一定值如一正常值時，讓安定電路中的主開關以一彈性關閉時間的控制模式進行切換運作一段時間後，以一第三固定關閉時間的控制模式進行切換運作。
根據本發明的較佳實施例，其提出一種氣體放電燈管的安定控制電路，用以控制一主開關的切換運作，其包含 (I) 一調變器，連接至該主開關，用以輸出一調變信號; (II) 一固定關閉時間控制電路; (III)一彈性關閉時間控制電路; 以及(IV)一控制模式選擇電路，連接至該固定關閉時間控制電路、該彈性關閉時間控制電路以及該調變器，用以接收該氣體放電燈管的一反映燈管狀態信號以判斷該主開關的控制模式為一固定關閉時間控制模式或一彈性關閉時間控制模式，並因應判斷的結果輸出一模式選擇信號至該調變器，以驅動調變器根據該模式選擇信號來產生該調變信號。
為達成本發明的第一目的，其提出一種用於氣體放電燈管的安定電路的控制方法，包含下列步驟: (I) 取樣該氣體放電燈管的一反映燈管狀態信號; (II) 判斷該取樣的反映燈管狀態信號是否大於一參考電壓; (III) 若該取樣的反映燈管狀態信號小於一參考電壓，啟動一固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作; 以及 (IV) 若該取樣的反映燈管狀態信號大於一參考電壓，啟動一彈性關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作。
為達成本發明的第二目的，其提出一種用於氣體放電燈管的安定電路的控制方法，包含下列步驟: (I) 取樣該氣體放電燈管的一反映燈管狀態信號; (II) 判斷該取樣的反映燈管狀態信號是否大於一第一參考電壓; (III) 若該取樣的反映燈管狀態信號小於該第一參考電壓，啟動一第一固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作; (IV) 若該取樣的反映燈管狀態信號大於該第一參考電壓，判斷該取樣的反映燈管狀態信號是否大於一第二參考電壓; (V)若該取樣的反映燈管狀態信號大於該第二參考電壓，啟動一第二固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作; 以及 (VI) 若該取樣的反映燈管狀態信號小於該第二參考電壓，啟動一彈性固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作。
為達成本發明的第三目的，其提出一種用於氣體放電燈管的安定電路的控制方法，包含下列步驟: (I) 取樣該氣體放電燈管的一反映燈管狀態信號; (II) 判斷該取樣的反映燈管狀態信號是否大於一第一參考電壓; (III) 若該取樣的反映燈管狀態信號小於該第一參考電壓，判斷該取樣的反映燈管狀態信號是否大於一第二參考電壓; (IV) 若該取樣的反映燈管狀態信號小於該第二參考電壓，啟動一第一固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作; (V) 若該取樣的反映燈管狀態信號大於該第二參考電壓，啟動一第三固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作; (VI) 若該取樣的反映燈管狀態信號大於該第一參考電壓，判斷該取樣的反映燈管狀態信號是否大於一第三參考電壓; (VII) 若該取樣的反映燈管狀態信號小於該第三參考電壓，啟動一彈性固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作; 以及 (VIII) 若該取樣的反映燈管狀態信號大於該第三參考電壓，啟動一第二固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作。
本發明的一第二目的在於提供一種氣體放電燈管的安定控制電路及安定電路的控制方法，其設定為能夠讓氣體放電燈管剛點亮而阻抗值很低時，讓安定電路中的主開關以一第一固定關閉時間的控制模式進行切換運作，而在氣體放電燈管預熱完畢而阻抗值上升至一定值如一正常值時，讓安定電路中的主開關以一彈性關閉時間的控制模式進行切換運作一段時間後，以一第二固定關閉時間的控制模式進行切換運作。
本發明的一第三目的在於提供一種氣體放電燈管的安定控制電路及安定電路的控制方法，其設定為能夠讓氣體放電燈管剛點亮而阻抗值很低時，讓安定電路中的主開關以一第一固定關閉時間的控制模式進行切換運作一段時間後，以一第二固定關閉時間的控制模式進行切換運作，而在氣體放電燈管預熱完畢而阻抗值上升至一定值如一正常值時，讓安定電路中的主開關以一彈性關閉時間的控制模式進行切換運作一段時間後，以一第三固定關閉時間的控制模式進行切換運作。
根據本發明的較佳實施例，其提出一種氣體放電燈管的安定控制電路，用以控制一主開關的切換運作，其包含 (I) 一調變器，連接至該主開關，用以輸出一調變信號; (II) 一固定關閉時間控制電路; (III)一彈性關閉時間控制電路; 以及(IV)一控制模式選擇電路，連接至該固定關閉時間控制電路、該彈性關閉時間控制電路以及該調變器，用以接收該氣體放電燈管的一反映燈管狀態信號以判斷該主開關的控制模式為一固定關閉時間控制模式或一彈性關閉時間控制模式，並因應判斷的結果輸出一模式選擇信號至該調變器，以驅動調變器根據該模式選擇信號來產生該調變信號。
為達成本發明的第一目的，其提出一種用於氣體放電燈管的安定電路的控制方法，包含下列步驟: (I) 取樣該氣體放電燈管的一反映燈管狀態信號; (II) 判斷該取樣的反映燈管狀態信號是否大於一參考電壓; (III) 若該取樣的反映燈管狀態信號小於一參考電壓，啟動一固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作; 以及 (IV) 若該取樣的反映燈管狀態信號大於一參考電壓，啟動一彈性關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作。
為達成本發明的第二目的，其提出一種用於氣體放電燈管的安定電路的控制方法，包含下列步驟: (I) 取樣該氣體放電燈管的一反映燈管狀態信號; (II) 判斷該取樣的反映燈管狀態信號是否大於一第一參考電壓; (III) 若該取樣的反映燈管狀態信號小於該第一參考電壓，啟動一第一固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作; (IV) 若該取樣的反映燈管狀態信號大於該第一參考電壓，判斷該取樣的反映燈管狀態信號是否大於一第二參考電壓; (V)若該取樣的反映燈管狀態信號大於該第二參考電壓，啟動一第二固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作; 以及 (VI) 若該取樣的反映燈管狀態信號小於該第二參考電壓，啟動一彈性固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作。
為達成本發明的第三目的，其提出一種用於氣體放電燈管的安定電路的控制方法，包含下列步驟: (I) 取樣該氣體放電燈管的一反映燈管狀態信號; (II) 判斷該取樣的反映燈管狀態信號是否大於一第一參考電壓; (III) 若該取樣的反映燈管狀態信號小於該第一參考電壓，判斷該取樣的反映燈管狀態信號是否大於一第二參考電壓; (IV) 若該取樣的反映燈管狀態信號小於該第二參考電壓，啟動一第一固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作; (V) 若該取樣的反映燈管狀態信號大於該第二參考電壓，啟動一第三固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作; (VI) 若該取樣的反映燈管狀態信號大於該第一參考電壓，判斷該取樣的反映燈管狀態信號是否大於一第三參考電壓; (VII) 若該取樣的反映燈管狀態信號小於該第三參考電壓，啟動一彈性固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作; 以及 (VIII) 若該取樣的反映燈管狀態信號大於該第三參考電壓，啟動一第二固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作。
體現本案特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案的範圍，且其中的說明及圖式在本質上係當作說明之用，而非用以限制本案。
第一圖顯示採用本發明的安定控制電路的一安定電路的電路示意圖，其中安定電路(ballast circuit)100係控制氣體放電燈管Lm的運作。如第一圖所示，該安定電路100為反馳式(flyback)轉換器，且一輸入直流電壓Vin提供於安定電路100的輸入端。安定電路100具有一變壓器T1，其具有一初級側繞組L1與一次級側繞組L2，以及一主開關Q1，連接至變壓器T1的初級側繞組L1。變壓器T1設定為當主開關Q1導通時儲存直流電壓Vin輸入的能量於初級側繞組L1，並且在主開關Q1關閉時將所儲存的能量傳送到次級側繞組L2。因此在次級側繞組L2感應生成一高頻的交流電壓。安定電路100更包含一整流二極體D1，連接至次級側繞組L2以將次級側繞組L2上的高頻交流電壓整流成一直流電壓，以及一輸出電容C1，連接至該整流二極體D1以輸出整流二極體D1所輸出的直流電壓。輸出電容C1的輸出直流電壓係用以驅動一燈管Lm。燈管Lm可以為直流燈管,也可以為交流燈管。若燈管Lm為交流燈管，則還需要在電路100與燈管Lm之間添加一逆變電路（未顯示）將輸出電容C1的輸出直流電壓轉化為交流電壓以驅動燈管Lm。安定電路100更包含一驅動器102。驅動器102連接至主開關Q1的控制端以輸出一驅動信號來控制主開關Q1的切換運作。安定電路100亦包含一調變器104，連接至驅動器102以根據一模式選擇信號H來決定主開關的控制模式，並且根據主開關的控制模式輸出一調變信號B 至驅動器102，藉此驅動驅動器102調整主開關Q1的占空比(duty ratio)或工作頻率來達成燈管Lm的控制。須注意的是驅動器102與調變器104可整合為一電路元件。此外，安定電路100亦包含一控制模式選擇電路106，連接至調變器104，其接收反映燈管狀態信號D，例如安定電路100的輸出直流電壓或燈管Lm的燈電壓等來判斷所想要的主開關Q1的控制模式為固定關閉時間控制模式或彈性關閉時間控制模式，並且根據判斷的結果輸出模式選擇信號H，以驅動調變器104根據模式選擇信號H產生調變信號B，使得主開關Q1能夠在所選擇的的控制模式下進行切換運作。此外，安定電路100亦包含一固定關閉時間控制電路108以及一彈性關閉時間控制電路110，共同連接至控制模式選擇電路106。控制模式選擇電路106接收固定關閉時間控制電路108以及彈性關閉時間控制電路110的控制信號，並藉此判斷所想要的主開關Q1的控制模式為固定關閉時間控制模式或彈性關閉時間控制模式，而產生模式選擇信號H。此外，控制模式選擇電路106也可以控制固定關閉時間控制電路108以及彈性關閉時間控制電路110，如第十四圖(B)及第二圖中所示。在此須注意的是反映燈管狀態的信號D可以是來自於安定電路100的信號如燈電壓、燈電流、燈功率、安定電路100的輸入電流、輸入電壓、輸入功率等。反映燈管狀態的信號D也可以是來自安定電路的控制電路的信號如安定器電路主開關Q1的占空比等，也可以是以上各種信號的組合。在本發明中，安定控制電路包含了驅動器102、調變器104、控制模式選擇電路106、固定關閉時間控制電路108、彈性關閉時間控制電路110，其用以控制主開關Q1的切換運作。須注意的是本發明的安定電路100也可以為其他轉換器，例如降壓式(buck)轉換器、升壓式(boost)轉換器、升壓-降壓式(buck-boost)轉換器、正激(forward)轉換器、半橋(half-bridge)轉換器，或全橋(full-bridge)轉換器等轉換器拓樸中。在此較佳實施例中，乃是以一反馳式轉換器來作為說明，然而本發明的安定電路可延伸至應用於上述的轉換器拓樸中。
第十四圖(A)顯示第一圖的控制模式選擇電路106、固定關閉時間控制電路108、彈性關閉時間控制電路110的一種拓樸結構與連接組態。如圖所示，彈性關閉時間控制電路110包含一檢測電路110a，其係接收第一圖的變壓器T1的次級測的電流過零檢測信號(current zero crossing signal)以偵測變壓器T1的次級測的電流是否產生過零的狀態。控制模式選擇電路106包含了一選擇電路106a以及一檢測電路106b，其中選擇電路106a連接至固定關閉時間控制電路108及彈性關閉時間控制電路110，並接收它們的輸出信號，檢測電路106b接收反映燈管狀態信號D並輸出一信號至選擇電路106a，以根據信號D控制選擇電路106a選擇固定關閉時間控制電路108或彈性關閉時間控制電路110的輸出信號，以產生模式選擇信號H。
第十四圖(B)顯示第一圖的控制模式選擇電路106、固定關閉時間控制電路108、彈性關閉時間控制電路110的又一種拓樸結構與連接組態。與第十四圖(A)相比較，第十四圖(B)的控制模式選擇電路106僅包含檢測電路106b，其接收反映燈管狀態信號D並產生兩個控制信號，而固定關閉時間控制電路108以及彈性關閉時間控制電路110分別接收兩個控制信號以產生模式選擇信號H。
在第十四圖(A)或者第十四圖(B)中，彈性關閉時間控制電路110都採用了通過檢測電路110a 接收電流過零檢測信號(current zero crossing signal)來控制第一圖中主開關Q1的導通以使得主開關的關閉時間是彈性變化的。在這種方式下，安定電路100通常是工作在臨界導通模式。當然安定電路100也可以在這種控制方式下工作在連續導通模式(continuous conduction mode)或者是斷續導通模式(discontinuous conduction mode)下，即使在這兩種模式下也可以使主開關的關閉時間彈性變化。另外，彈性關閉時間控制電路110也可以採用別的檢測方式，例如通過與第一圖中的安定電路100中的二極體D1串連的電流檢測裝置並得到二極體D1流過的電流信號，且檢測電路110a 接收該電流信號來控制第一圖中主開關Q1的導通以使得主開關Q1的關閉時間是彈性變化的。關於本發明的安定控制電路中調變器104、控制模式選擇電路106、固定關閉時間控制電路108、彈性關閉時間控制電路110的電路結構與運作方法，將於底下詳細說明。
本發明的安定控制電路的一第一較佳實施例的部分詳細電路圖係顯示於第二圖。在第二圖中，磁滯比較器(hysteresis comparator)U3、電阻R3, R5、第一控制開關Q2及第二控制開關Q3組成第一圖的控制模式選擇電路106。電阻R2、電容C2與第二控制開關Q3組成第一圖的固定關閉時間控制電路108。語變壓器T1耦合的耦合繞組L3、電阻R1, R2, R4、電壓比較器U1、或門(OR gate)U2、彈性關閉時間控制開關Q6組成第一圖的彈性關閉時間控制電路110。誤差放大器U4、比較器U5、RS觸發器U6組成第一圖的調變器104。控制開關Q2、Q6、Q3在第二圖中係以晶體三極管(transistor)為例進行說明。誤差放大器U4的輸出信號為信號Ａ的參考信號。信號A為代表流經主開關Q1的電流的感測電流信號。信號B為RS觸發器U6的輸出信號，亦即調變器104所輸出的調變信號，其連接至或門U2以及第一圖的驅動器102。信號C為磁滯比較器U3的輸出信號，其經由電阻R3連接至第一控制開關Q2的控制端以及經由電阻R5連接至第二控制開關Q3的控制端。信號D為反映燈管狀態信號，例如燈管電壓，其連接至磁滯比較器U3的反向輸入端。第二圖的安定控制電路的運作係說明如下。
當第一圖的燈管Lm點亮時，燈管阻抗非常低使得反映燈管狀態信號D如燈管電壓小於一參考電壓Vref2。因此磁滯比較器U3的輸出信號C為高。接著控制開關Q2與Q3便會因為輸出信號C為高而導通。因此位於第一控制開關Q2的集電極(collector)的信號E為低。因此電壓比較器U1會禁能(disabled)，使得信號F，亦即電壓比較器U1的輸出信號為低。若信號B，亦即RS觸發器U6的輸出信號為高，則信號G，亦即或門U2的輸出信號為高，使得彈性關閉時間控制開關Q6導通。因此，電容C2所儲存的能量經由彈性關閉時間控制開關Q6釋放。接著，流經主開關Q1的電流上升使得信號A的準位大於誤差放大器U4的輸出信號。因此比較器U5的輸出信號為高，RS觸發器U6會重置(reset)使得信號B，亦即RS觸發器U6的輸出信號轉變為低。此時信號G，亦即或門U2的輸出信號轉變為低，使得彈性關閉時間控制開關Q6截止。電容C2會經由電阻R2由一電源電壓(voltage source) Vcc充電。當電容C2上的電壓被充電至一高電壓準位時，信號H轉變為高使得RS觸發器U6設定(set)。因此信號B，即RS觸發器U6的輸出信號再次轉變為高。因此提供至驅動器102的調變信號，亦即信號B為低的時間，亦即主開關Q1的關閉時間也會根據電阻R2與電容C2的充電時間來決定。這會使得主開關Q1的關閉時間由電阻R2與電容C2的充電時間來決定，亦即主開關Q1的截止時間由電阻R2的電阻值與電容C2的電容值相乘而得的時間常數而定。換言之，在固定關閉時間控制模式下，主開關Q1的截止時間會由電阻R2與電容C2的充電/放電運作而定。
當第一圖的燈管Lm預熱完畢後，燈管阻抗上升使得反映燈管狀態信號D如燈管電壓大於參考電壓Vref2。因此磁滯比較器U3的輸出信號C為低。接著控制開關Q2與Q3便會截止。由於控制開關Q2與Q3截止，電容C2缺少充電的路徑而使得電阻R2、電容C2與第二控制開關Q3所組成的固定關閉時間控制電路108無法運作。若信號B，亦即RS觸發器U6的輸出信號為高，則信號G，即或門U2的輸出信號為高，使得彈性關閉時間控制開關Q6導通。此時信號H，亦即RS觸發器U6的設定輸入信號為低。接著，流經主開關Q1的電流上升使得信號A的準位大於誤差放大器U4的輸出信號的準位。因此比較器U5的輸出信號為高，RS觸發器U6會重置(reset)使得信號B，亦即RS觸發器U6的輸出信號轉變為低。耦合繞組L3耦合至變壓器T1的次級側，其係用來產生與變壓器T1的次級側繞組L2上的電流過零狀態（current zero-crossing）有關的電壓信號。另外，次級側繞組L2的電流過零狀態的檢測不局限於使用耦合繞組L3來達成，也可以採用在輸出電容C1與次級側繞組L2之間串聯一個電阻來直接檢測次級側電流，也可以檢測主開關Q1的電壓的下降沿或者電位等方式來達成。該電壓信號通過電阻R1耦合至U1的同相輸入端而得到信號E。因此信號E代表變壓器T1的感測次級側電流狀態信號。當信號E的準位尚未下降時，亦即變壓器T1的次級側電流尚未過零時，信號E的準位高於參考電壓Vref1，因此信號F，亦即電壓比較器U1的輸出信號為高而彈性關閉時間控制開關Q6依然導通。當次級側電流過零後，信號E的準位下降至低於參考電壓Vref1時，信號F，亦即電壓比較器U1的輸出信號轉變為低而彈性關閉時間控制開關Q6截止。節點H上的電壓，即比較器RS觸發器U6的設定輸入信號(S input)經由上拉電阻R2轉變為高，藉此驅動信號B，亦即比較器RS觸發器U6的輸出信號再次轉變為高。這會使得主開關Q1以一彈性的關閉時間來進行重複的開關切換，且主開關Q1的關閉時間由感測次級側電流信號與參考電壓的比較結果來決定。換言之，在彈性關閉時間控制模式下，主開關Q1的截止時間會由次級側電流的變化而定。
請參見第三圖，其為顯示第二圖的安定控制電路的控制信號上的波形圖。在時間t0-t1之間，燈管Lm處於剛點亮而尚未預熱完畢的時期。此時，燈管Lm的阻抗會隨著時間而慢慢上升，但是反映燈管狀態信號D例如燈管電壓小於參考電壓Vref2，因此信號C為高。由於控制開關Q2, Q3導通，信號E為低而信號F亦因此為低。當信號B為高時，信號G亦為高，使得彈性關閉時間控制開關Q6導通而電容C2經由彈性關閉時間控制開關Q6迅速放電。當信號A的準位上升至大於誤差放大器U4的輸出信號時，RS觸發器U6會重置而導致信號B轉變為低。此時信號G轉變為低，使得彈性關閉時間控制開關Q6截止而電容C2經由電阻R2由電壓Vcc充電。
在時間t1以後，燈管Lm已經預熱完畢。此時，燈管Lm的阻抗會上升到一定值如正常值，因此信號D大於參考電壓Vref2，則信號C轉變為低。接著控制開關Q2, Q3便會截止。因此，經由耦合電阻L3與電阻R1而產生的感測次級側電流信號E便會上升至超過參考電壓Vref1。此時，電壓比較器U1的輸出信號F為高，因此或門U2的輸出信號G亦為高，使得彈性關閉時間控制開關Q6導通而信號H為低。因此RS觸發器U6的設定輸入為低而信號B為低。當次級側電流過零後，信號E開始下降，且當信號E降低至低於參考電壓Vref1時，電壓比較器U1的輸出信號F轉變為低，因此或門U2的輸出信號G轉變為低，使得彈性關閉時間控制開關Q6截止。接著藉由上拉電阻R2使得信號H轉變為高，使得RS觸發器U6的設定輸入轉變為高而信號B轉變為高。當信號B轉變為高後，信號G再度轉變為高使得彈性關閉時間控制開關Q6再度導通，信號H再度轉變為低。因此信號G與H僅有在F轉變為低而信號B尚未因應信號H的轉變而轉變為高時，分別短暫的下降為低及上升為高。因此，主開關Q1的關閉時間可依據感測次級測電流狀態的信號與參考電壓的比較結果來彈性調整。
請參見第四圖，其顯示本發明的第一較佳實施例中開關切換頻率對燈管電壓的關係圖。關係曲線1為使用固定關閉時間的控制方法的開關切換頻率對燈管電壓的關係曲線，而關係曲線2為使用彈性關閉時間的控制方法的開關切換頻率對燈管電壓的關係曲線。當燈管點亮時，安定控制電路會採用固定關閉時間的控制方法來控制主開關Q1的切換，因此開關切換頻率對燈管電壓的關係會沿著關係曲線1來發展。也就是，即燈管電壓從v0開始向v2變化時，切換頻率從f0沿曲線1變化。當燈管電壓上升到v1時，燈管已經預熱完畢而燈管阻抗上升到一定值如一正常值，此時安定控制電路會採用彈性關閉時間的控制方法來控制主開關Q1的切換，因此開關切換頻率對燈管電壓的關係會沿著關係曲線2來發展。因此安定電路100的工作點會由圖中的0移動至1再移動至2，這樣燈管電壓會由電壓v0上升至v1再上升至v2，而開關切換頻率會由頻率f0下降至頻率f1再上升至頻率f2，且最大開關切換頻率f2會由最大燈管電壓v2來決定。須注意的是電壓v1係與第二圖的參考電壓Vref2相關，例如v1與參考電壓Vref2之間存在線性關係或比例關係等，並且代表使用固定關閉時間的控制方法的關係曲線1的斜率可根據電阻R2的電阻值與電容C2的電容值的選擇來調整。
請參見第五圖，其顯示本發明的一第二較佳實施例中開關切換頻率對燈管電壓的關係圖。在第四圖中若最大開關頻率f2太高而使得安定電路的成本較高與轉換效率較低時，可以增加一條新的使用固定關閉時間的控制方法的開關切換頻率對燈管電壓的關係曲線至第四圖的關係圖中來限制最大開關頻率。如第五圖所示，一條新的關係曲線3加入關係圖中，代表使用固定關閉時間的控制方法的開關切換頻率對燈管電壓的關係曲線。因此開關切換頻率對燈管電壓的關係在燈管尚未預熱完畢時會沿著關係曲線1來發展，而在燈管預熱完畢後會沿著關係曲線2來發展，並且在燈管電壓上升至小於最大燈管電壓v2的一電壓v3時沿著關係曲線3來發展。因此安定電路100的工作點會由圖中的0移動至1再移動至3再移動至2，也即燈管電壓會由電壓v0上升至v1再上升至v3，最後上升至v2，而開關切換頻率會由頻率f0下降至頻率f1再上升至頻率f3，最後下降至最大燈管電壓v2所對應的開關切換頻率，其中最大開關切換頻率f3會由燈管電壓v3來決定，且小於第四圖的最大開關切換頻率f2。
第六圖顯示本發明的安定控制電路的一第二較佳實施例的部分詳細電路圖。與第二圖相比較，控制模式選擇電路更包含磁滯比較器U7、電阻R7、第三控制開關Q4與電阻R6，而固定關閉時間控制電路更包含電容C3。磁滯比較器U7係比較反映燈管狀態信號D與另一個參考電壓Vref3而輸出控制信號I。控制信號I經由電阻R7連接至第一控制開關Q2的控制端以及經由電阻R6連接至第三控制開關Q4的控制端。電容C3的一端連接至第三控制開關Q4的一端（若第三控制開關為例如一晶體三極管，則電容C3的一端連接至第三控制開關Q4的集電極）而另一端與電容C2共同連接至電阻R2。須注意的是第五圖的電壓v1與第六圖的參考電壓Vref2相關，而第五圖的電壓v3與參考電壓Vref3相關。當燈管Lm預熱完畢後且反映燈管狀態信號D如燈管電壓大於參考電壓Vref3時，第三控制開關Q4會導通使得電容C3能夠經由彈性關閉時間控制開關Q6放電以及經由電阻R2充電。因此在反映燈管信號D大於參考電壓Vref3時，經由電容C3的充電與放電運作可用來增加主開關Q1的關閉時間以降低主開關Q1的開關切換頻率。
第七圖顯示第六圖的安定控制電路的控制節點上的波形圖。第七圖的波形圖中各個控制信號的波形變化與第三圖相似，其中第七圖中時間t0-t1的波形變化與第三圖中時間t0-t1的波形變化類似，第七圖中時間t1-t2的波形變化與第三圖中時間t1以後的波形變化類似，而第七圖中時間t2以後的波形變化與第三圖中時間t0-t1的波形變化類似。此外，如前所述控制信號I為磁滯比較器U7比較反映燈管狀態信號D與另一個參考電壓Vref3的輸出信號，因此控制信號I在時間t2之後，亦即反映燈管狀態信號D大於參考電壓Vref3時才會轉變為高。因此第七圖的波形圖在此不予以贅述。
請參見第八圖，其顯示本發明的一第三較佳實施例中開關切換頻率對燈管電壓的關係圖。為了更進一步縮減變壓器T1的體積，可以將另一條使用固定關閉時間的控制方法的開關切換頻率對燈管電壓的關係曲線加入至第五圖的關係圖中，而得到第八圖的關係圖。與第五圖相比較，在第八圖中一條新的關係曲線4加入關係圖中，代表使用固定關閉時間的控制方法的開關切換頻率對燈管電壓的關係曲線。因此開關切換頻率對燈管電壓的關係在燈管Lm尚未預熱完畢時會沿著關係曲線1與4來發展，而在燈管預熱完畢後會沿著關係曲線2來發展，並且在燈管電壓上升至小於最大燈管電壓v2的一電壓v3時沿著關係曲線3來發展。因此安定電路的工作點會由圖中的0移動至4再移動至5再移動至6再移動至3最後移動至2，即燈管電壓會由電壓v0上升至v4再上升至v1再上升至v5再上升至v3最後上升至v2，而開關切換頻率會由頻率f0下降至頻率f4再上升至頻率f5再下降至頻率f4再上升至頻率f3最後下降至最大燈管電壓v2所對應的開關切換頻率，其中最大開關切換頻率f3會由燈管電壓v3來決定，且小於第四圖的最大開關切換頻率f2。本發明的第三實施例的優點相對於第二實施例在於最低開關切換頻率由頻率f1上升至頻率f4，使得頻率變化範圍縮減，如第八圖所示。
本發明的安定控制電路的一第三較佳實施例的詳細電路可為將第六圖的本發明的安定控制電路的一第二較佳實施例的詳細電路擴充以改變控制模式選擇電路與固定關閉時間控制電路來達成。因此，如果想要實現本發明的安定控制電路的一第三較佳實施例，可加入一個磁滯比較器於第六圖中以比較反映燈管狀態信號D以及一參考電壓Vref4，以及一個新的控制開關，其中該新加入的磁滯比較器的輸出控制信號透過一電阻連接至第六圖的第一控制開關Q2的控制端，以及透過一電阻連接至新加入的控制開關的控制端，並且新加入的控制開關的集電極經由一電容連接至電阻R2，其中該控制開關與該電容的串聯回路與第六圖的控制開關Q3和電容C2的串聯回路並聯。本實施例的控制模式選擇電路添加了磁滯比較器，新加入的控制開關和連接到開關Q2以及新加入的控制開關控制端的電阻，並且固定關閉時間控制電路添加了與新加入的控制開關連接的電容。另外一種可行的實施手段為將第六圖的磁滯比較器U7改為一窗口比較器(window comparator)，其為兩個運算放大器所組成而能夠將一輸入電壓與一低參考電壓例如參考電壓Vref4及一高參考電壓例如參考電壓Vref3作比較，而當輸入電壓位於低參考電壓與高參考電壓之間時，輸出一個邏輯低信號。因此可設計為將第六圖的磁滯比較器U7改為一窗口比較器，其中該窗口比較器的輸入電壓為反映燈管狀態信號D，其低參考電壓為與第八圖的電壓v4相關，而其高參考電壓為與第八圖的電壓v3相關。此外，磁滯比較器U3的比較電壓Vref2係與第八圖所示的電壓v5相關。因此，當燈管電壓小於電壓v4時，控制開關Q3與Q4皆導通。當燈管電壓在電壓v4與v5之間時，控制開關Q3導通而Q4截止。當燈管電壓在電壓v3與v5之間時，控制開關Q3截止而Q4依然截止。當燈管電壓在電壓v2與v3之間時，控制開關Q3依然截止而Q4導通。藉由如此設定安定控制電路，便可以得到如第八圖所示的開關切換頻率對燈管電壓的關係圖。
第九圖顯示本發明的安定控制電路實現於混合型的類比/數位控制電路的示意圖。在第九圖中，一數位控制電路902，係可為一微控制器單元例如MCU或一數位信號處理器例如DSP所組成，係用來對反映燈管狀態信號D進行取樣，抓取耦合繞組L3的電壓信號的下降沿，並且偵測RS觸發器U6的輸出信號B的準位，其中第九圖中的其餘電路與前面所述的實施例相同。若反映燈管狀態信號D為低，數位控制電路902會採用固定關閉時間控制方法來控制主開關Q1的開關切換。若反映燈管狀態信號D為高，數位控制電路902會採用彈性關閉時間控制方法來控制主開關Q1的切換。
第十圖顯示本發明的第一較佳實施例實現於一數位控制電路中的控制流程示意圖。流程開始於步驟1000。在步驟1002中，數位控制電路對反映燈管狀態信號D進行取樣。在步驟1004，所取樣的反映燈管狀態信號D的準位會被判斷是否大於參考電壓Vref2。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位小於參考電壓Vref2，則進行步驟1006以啟動固定關閉時間控制方法(如第四圖的關係曲線1)來控制主開關Q1的開關切換。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位大於參考電壓Vref2，則進行步驟1008以啟動彈性關閉時間控制方法(如第四圖的關係曲線2)來控制主開關Q1的開關切換。流程結束於步驟1010。
第十一圖顯示本發明的第二較佳實施例實現於一數位控制電路中的控制流程示意圖。流程開始於步驟1100。在步驟1102中，數位控制電路對反映燈管狀態信號D進行取樣。在步驟1104，所取樣的反映燈管狀態信號D的準位會被判斷是否大於一第一參考電壓Vref2。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位小於第一參考電壓Vref2，則進行步驟1106以啟動一第一固定關閉時間控制方法(如第五圖的關係曲線1)來控制主開關Q1的開關切換。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位大於第一參考電壓Vref2，則進行步驟1108以判斷所取樣的反映燈管狀態信號D的準位是否大於一第二參考電壓Vref3。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位小於第二參考電壓Vref3，則進行步驟1110以啟動一彈性關閉時間控制方法(如第五圖的關係曲線2)來控制主開關Q1的開關切換。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位大於第二參考電壓Vref3，則進行步驟1112以啟動一第二固定關閉時間控制方法(如第五圖的關係曲線3)來控制主開關Q1的開關切換。流程結束於步驟1114。
第十二圖顯示本發明的第三較佳實施例實現於一數位控制電路中的控制流程示意圖。流程開始於步驟1200。在步驟1202中，數位控制電路對反映燈管狀態信號D進行取樣。在步驟1204，所取樣的反映燈管狀態信號D的準位會被判斷是否大於第一參考電壓Vref2。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位小於第一參考電壓Vref2，則進行步驟1206以判斷所取樣的反映燈管狀態信號D的準位是否大於第二參考電壓Vref4。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位小於第二參考電壓Vref4，則進行步驟1208以啟動一第一關閉時間控制方法(如第八圖的關係曲線1)來控制主開關Q1的開關切換。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位大於第二參考電壓Vref4，則進行步驟1210以啟動一第三關閉時間控制方法(如第八圖的關係曲線4)來控制主開關Q1的開關切換。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位大於第一參考電壓Vref2，則進行步驟1212以判斷所取樣的反映燈管狀態信號D的準位是否大於第三參考電壓Vref3。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位小於第三參考電壓Vref3，則進行步驟1214以啟動一彈性時間控制方法(如第八圖的關係曲線2)來控制主開關Q1的開關切換。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位大於第三參考電壓Vref3，則進行步驟1216以啟動一第二關閉時間控制方法(如第八圖的關係曲線3)來控制主開關Q1的開關切換。流程結束於步驟1218。
第十三圖顯示本發明的安定控制電路實現於一數位控制電路的示意圖。在第十三圖中，一數位控制電路1302，係可為一微控制器單元或一數位信號處理器所組成，係用來對反映燈管狀態信號D進行取樣，抓取耦合繞組L3的電壓信號的下降緣，對流經主開關Q1的感測電流信號A進行取樣。藉由監控安定電路的狀態與燈管的狀態，數位控制電路1302可產生適當的驅動信號B來控制主開關Q1的開關切換。第十三圖與第九圖的差異在於第十三圖中少了第九圖中的U4、 U5、U6等類比電路，而由這些類比電路實現的功能都由第十三圖中的數位控制電路來實現。
總合來說，本發明提出一種氣體放電燈管的安定控制電路以及控制方法，其可以在當氣體放電燈管剛點亮而阻抗值很低時，讓安定電路的主開關的關閉時間為固定以避免變壓器產生飽和，而在氣體放電燈管正常運作而阻抗值回升到一定值如一正常值時，讓主開關的關閉時間為可彈性調整以便調整主開關的切換頻率。因此，本發明額外設置了一個控制模式選擇電路、固定關閉時間控制電路以及彈性關閉時間控制電路，其中控制模式選擇電路可根據燈管的一狀態信號決定所想要的控制模式，並且所選擇的控制模式驅動固定關閉時間控制電路或彈性關閉時間控制電路，藉此產生一模式選擇信號來驅動調變器產生調變信號，以控制主開關於所想要的控制模式下操作。因此本發明可以在燈管剛點亮時控制開關以一固定的關閉時間來運作主開關以避免變壓器飽和，而在燈管預熱完畢後控制主開關以一彈性的關閉時間來運作主開關以增進切換效率。
本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附申請專利範圍所欲保護者。
第一圖顯示採用本發明的安定控制電路的一安定電路的電路示意圖，其中安定電路(ballast circuit)100係控制氣體放電燈管Lm的運作。如第一圖所示，該安定電路100為反馳式(flyback)轉換器，且一輸入直流電壓Vin提供於安定電路100的輸入端。安定電路100具有一變壓器T1，其具有一初級側繞組L1與一次級側繞組L2，以及一主開關Q1，連接至變壓器T1的初級側繞組L1。變壓器T1設定為當主開關Q1導通時儲存直流電壓Vin輸入的能量於初級側繞組L1，並且在主開關Q1關閉時將所儲存的能量傳送到次級側繞組L2。因此在次級側繞組L2感應生成一高頻的交流電壓。安定電路100更包含一整流二極體D1，連接至次級側繞組L2以將次級側繞組L2上的高頻交流電壓整流成一直流電壓，以及一輸出電容C1，連接至該整流二極體D1以輸出整流二極體D1所輸出的直流電壓。輸出電容C1的輸出直流電壓係用以驅動一燈管Lm。燈管Lm可以為直流燈管,也可以為交流燈管。若燈管Lm為交流燈管，則還需要在電路100與燈管Lm之間添加一逆變電路（未顯示）將輸出電容C1的輸出直流電壓轉化為交流電壓以驅動燈管Lm。安定電路100更包含一驅動器102。驅動器102連接至主開關Q1的控制端以輸出一驅動信號來控制主開關Q1的切換運作。安定電路100亦包含一調變器104，連接至驅動器102以根據一模式選擇信號H來決定主開關的控制模式，並且根據主開關的控制模式輸出一調變信號B 至驅動器102，藉此驅動驅動器102調整主開關Q1的占空比(duty ratio)或工作頻率來達成燈管Lm的控制。須注意的是驅動器102與調變器104可整合為一電路元件。此外，安定電路100亦包含一控制模式選擇電路106，連接至調變器104，其接收反映燈管狀態信號D，例如安定電路100的輸出直流電壓或燈管Lm的燈電壓等來判斷所想要的主開關Q1的控制模式為固定關閉時間控制模式或彈性關閉時間控制模式，並且根據判斷的結果輸出模式選擇信號H，以驅動調變器104根據模式選擇信號H產生調變信號B，使得主開關Q1能夠在所選擇的的控制模式下進行切換運作。此外，安定電路100亦包含一固定關閉時間控制電路108以及一彈性關閉時間控制電路110，共同連接至控制模式選擇電路106。控制模式選擇電路106接收固定關閉時間控制電路108以及彈性關閉時間控制電路110的控制信號，並藉此判斷所想要的主開關Q1的控制模式為固定關閉時間控制模式或彈性關閉時間控制模式，而產生模式選擇信號H。此外，控制模式選擇電路106也可以控制固定關閉時間控制電路108以及彈性關閉時間控制電路110，如第十四圖(B)及第二圖中所示。在此須注意的是反映燈管狀態的信號D可以是來自於安定電路100的信號如燈電壓、燈電流、燈功率、安定電路100的輸入電流、輸入電壓、輸入功率等。反映燈管狀態的信號D也可以是來自安定電路的控制電路的信號如安定器電路主開關Q1的占空比等，也可以是以上各種信號的組合。在本發明中，安定控制電路包含了驅動器102、調變器104、控制模式選擇電路106、固定關閉時間控制電路108、彈性關閉時間控制電路110，其用以控制主開關Q1的切換運作。須注意的是本發明的安定電路100也可以為其他轉換器，例如降壓式(buck)轉換器、升壓式(boost)轉換器、升壓-降壓式(buck-boost)轉換器、正激(forward)轉換器、半橋(half-bridge)轉換器，或全橋(full-bridge)轉換器等轉換器拓樸中。在此較佳實施例中，乃是以一反馳式轉換器來作為說明，然而本發明的安定電路可延伸至應用於上述的轉換器拓樸中。
第十四圖(A)顯示第一圖的控制模式選擇電路106、固定關閉時間控制電路108、彈性關閉時間控制電路110的一種拓樸結構與連接組態。如圖所示，彈性關閉時間控制電路110包含一檢測電路110a，其係接收第一圖的變壓器T1的次級測的電流過零檢測信號(current zero crossing signal)以偵測變壓器T1的次級測的電流是否產生過零的狀態。控制模式選擇電路106包含了一選擇電路106a以及一檢測電路106b，其中選擇電路106a連接至固定關閉時間控制電路108及彈性關閉時間控制電路110，並接收它們的輸出信號，檢測電路106b接收反映燈管狀態信號D並輸出一信號至選擇電路106a，以根據信號D控制選擇電路106a選擇固定關閉時間控制電路108或彈性關閉時間控制電路110的輸出信號，以產生模式選擇信號H。
第十四圖(B)顯示第一圖的控制模式選擇電路106、固定關閉時間控制電路108、彈性關閉時間控制電路110的又一種拓樸結構與連接組態。與第十四圖(A)相比較，第十四圖(B)的控制模式選擇電路106僅包含檢測電路106b，其接收反映燈管狀態信號D並產生兩個控制信號，而固定關閉時間控制電路108以及彈性關閉時間控制電路110分別接收兩個控制信號以產生模式選擇信號H。
在第十四圖(A)或者第十四圖(B)中，彈性關閉時間控制電路110都採用了通過檢測電路110a 接收電流過零檢測信號(current zero crossing signal)來控制第一圖中主開關Q1的導通以使得主開關的關閉時間是彈性變化的。在這種方式下，安定電路100通常是工作在臨界導通模式。當然安定電路100也可以在這種控制方式下工作在連續導通模式(continuous conduction mode)或者是斷續導通模式(discontinuous conduction mode)下，即使在這兩種模式下也可以使主開關的關閉時間彈性變化。另外，彈性關閉時間控制電路110也可以採用別的檢測方式，例如通過與第一圖中的安定電路100中的二極體D1串連的電流檢測裝置並得到二極體D1流過的電流信號，且檢測電路110a 接收該電流信號來控制第一圖中主開關Q1的導通以使得主開關Q1的關閉時間是彈性變化的。關於本發明的安定控制電路中調變器104、控制模式選擇電路106、固定關閉時間控制電路108、彈性關閉時間控制電路110的電路結構與運作方法，將於底下詳細說明。
本發明的安定控制電路的一第一較佳實施例的部分詳細電路圖係顯示於第二圖。在第二圖中，磁滯比較器(hysteresis comparator)U3、電阻R3, R5、第一控制開關Q2及第二控制開關Q3組成第一圖的控制模式選擇電路106。電阻R2、電容C2與第二控制開關Q3組成第一圖的固定關閉時間控制電路108。語變壓器T1耦合的耦合繞組L3、電阻R1, R2, R4、電壓比較器U1、或門(OR gate)U2、彈性關閉時間控制開關Q6組成第一圖的彈性關閉時間控制電路110。誤差放大器U4、比較器U5、RS觸發器U6組成第一圖的調變器104。控制開關Q2、Q6、Q3在第二圖中係以晶體三極管(transistor)為例進行說明。誤差放大器U4的輸出信號為信號Ａ的參考信號。信號A為代表流經主開關Q1的電流的感測電流信號。信號B為RS觸發器U6的輸出信號，亦即調變器104所輸出的調變信號，其連接至或門U2以及第一圖的驅動器102。信號C為磁滯比較器U3的輸出信號，其經由電阻R3連接至第一控制開關Q2的控制端以及經由電阻R5連接至第二控制開關Q3的控制端。信號D為反映燈管狀態信號，例如燈管電壓，其連接至磁滯比較器U3的反向輸入端。第二圖的安定控制電路的運作係說明如下。
當第一圖的燈管Lm點亮時，燈管阻抗非常低使得反映燈管狀態信號D如燈管電壓小於一參考電壓Vref2。因此磁滯比較器U3的輸出信號C為高。接著控制開關Q2與Q3便會因為輸出信號C為高而導通。因此位於第一控制開關Q2的集電極(collector)的信號E為低。因此電壓比較器U1會禁能(disabled)，使得信號F，亦即電壓比較器U1的輸出信號為低。若信號B，亦即RS觸發器U6的輸出信號為高，則信號G，亦即或門U2的輸出信號為高，使得彈性關閉時間控制開關Q6導通。因此，電容C2所儲存的能量經由彈性關閉時間控制開關Q6釋放。接著，流經主開關Q1的電流上升使得信號A的準位大於誤差放大器U4的輸出信號。因此比較器U5的輸出信號為高，RS觸發器U6會重置(reset)使得信號B，亦即RS觸發器U6的輸出信號轉變為低。此時信號G，亦即或門U2的輸出信號轉變為低，使得彈性關閉時間控制開關Q6截止。電容C2會經由電阻R2由一電源電壓(voltage source) Vcc充電。當電容C2上的電壓被充電至一高電壓準位時，信號H轉變為高使得RS觸發器U6設定(set)。因此信號B，即RS觸發器U6的輸出信號再次轉變為高。因此提供至驅動器102的調變信號，亦即信號B為低的時間，亦即主開關Q1的關閉時間也會根據電阻R2與電容C2的充電時間來決定。這會使得主開關Q1的關閉時間由電阻R2與電容C2的充電時間來決定，亦即主開關Q1的截止時間由電阻R2的電阻值與電容C2的電容值相乘而得的時間常數而定。換言之，在固定關閉時間控制模式下，主開關Q1的截止時間會由電阻R2與電容C2的充電/放電運作而定。
當第一圖的燈管Lm預熱完畢後，燈管阻抗上升使得反映燈管狀態信號D如燈管電壓大於參考電壓Vref2。因此磁滯比較器U3的輸出信號C為低。接著控制開關Q2與Q3便會截止。由於控制開關Q2與Q3截止，電容C2缺少充電的路徑而使得電阻R2、電容C2與第二控制開關Q3所組成的固定關閉時間控制電路108無法運作。若信號B，亦即RS觸發器U6的輸出信號為高，則信號G，即或門U2的輸出信號為高，使得彈性關閉時間控制開關Q6導通。此時信號H，亦即RS觸發器U6的設定輸入信號為低。接著，流經主開關Q1的電流上升使得信號A的準位大於誤差放大器U4的輸出信號的準位。因此比較器U5的輸出信號為高，RS觸發器U6會重置(reset)使得信號B，亦即RS觸發器U6的輸出信號轉變為低。耦合繞組L3耦合至變壓器T1的次級側，其係用來產生與變壓器T1的次級側繞組L2上的電流過零狀態（current zero-crossing）有關的電壓信號。另外，次級側繞組L2的電流過零狀態的檢測不局限於使用耦合繞組L3來達成，也可以採用在輸出電容C1與次級側繞組L2之間串聯一個電阻來直接檢測次級側電流，也可以檢測主開關Q1的電壓的下降沿或者電位等方式來達成。該電壓信號通過電阻R1耦合至U1的同相輸入端而得到信號E。因此信號E代表變壓器T1的感測次級側電流狀態信號。當信號E的準位尚未下降時，亦即變壓器T1的次級側電流尚未過零時，信號E的準位高於參考電壓Vref1，因此信號F，亦即電壓比較器U1的輸出信號為高而彈性關閉時間控制開關Q6依然導通。當次級側電流過零後，信號E的準位下降至低於參考電壓Vref1時，信號F，亦即電壓比較器U1的輸出信號轉變為低而彈性關閉時間控制開關Q6截止。節點H上的電壓，即比較器RS觸發器U6的設定輸入信號(S input)經由上拉電阻R2轉變為高，藉此驅動信號B，亦即比較器RS觸發器U6的輸出信號再次轉變為高。這會使得主開關Q1以一彈性的關閉時間來進行重複的開關切換，且主開關Q1的關閉時間由感測次級側電流信號與參考電壓的比較結果來決定。換言之，在彈性關閉時間控制模式下，主開關Q1的截止時間會由次級側電流的變化而定。
請參見第三圖，其為顯示第二圖的安定控制電路的控制信號上的波形圖。在時間t0-t1之間，燈管Lm處於剛點亮而尚未預熱完畢的時期。此時，燈管Lm的阻抗會隨著時間而慢慢上升，但是反映燈管狀態信號D例如燈管電壓小於參考電壓Vref2，因此信號C為高。由於控制開關Q2, Q3導通，信號E為低而信號F亦因此為低。當信號B為高時，信號G亦為高，使得彈性關閉時間控制開關Q6導通而電容C2經由彈性關閉時間控制開關Q6迅速放電。當信號A的準位上升至大於誤差放大器U4的輸出信號時，RS觸發器U6會重置而導致信號B轉變為低。此時信號G轉變為低，使得彈性關閉時間控制開關Q6截止而電容C2經由電阻R2由電壓Vcc充電。
在時間t1以後，燈管Lm已經預熱完畢。此時，燈管Lm的阻抗會上升到一定值如正常值，因此信號D大於參考電壓Vref2，則信號C轉變為低。接著控制開關Q2, Q3便會截止。因此，經由耦合電阻L3與電阻R1而產生的感測次級側電流信號E便會上升至超過參考電壓Vref1。此時，電壓比較器U1的輸出信號F為高，因此或門U2的輸出信號G亦為高，使得彈性關閉時間控制開關Q6導通而信號H為低。因此RS觸發器U6的設定輸入為低而信號B為低。當次級側電流過零後，信號E開始下降，且當信號E降低至低於參考電壓Vref1時，電壓比較器U1的輸出信號F轉變為低，因此或門U2的輸出信號G轉變為低，使得彈性關閉時間控制開關Q6截止。接著藉由上拉電阻R2使得信號H轉變為高，使得RS觸發器U6的設定輸入轉變為高而信號B轉變為高。當信號B轉變為高後，信號G再度轉變為高使得彈性關閉時間控制開關Q6再度導通，信號H再度轉變為低。因此信號G與H僅有在F轉變為低而信號B尚未因應信號H的轉變而轉變為高時，分別短暫的下降為低及上升為高。因此，主開關Q1的關閉時間可依據感測次級測電流狀態的信號與參考電壓的比較結果來彈性調整。
請參見第四圖，其顯示本發明的第一較佳實施例中開關切換頻率對燈管電壓的關係圖。關係曲線1為使用固定關閉時間的控制方法的開關切換頻率對燈管電壓的關係曲線，而關係曲線2為使用彈性關閉時間的控制方法的開關切換頻率對燈管電壓的關係曲線。當燈管點亮時，安定控制電路會採用固定關閉時間的控制方法來控制主開關Q1的切換，因此開關切換頻率對燈管電壓的關係會沿著關係曲線1來發展。也就是，即燈管電壓從v0開始向v2變化時，切換頻率從f0沿曲線1變化。當燈管電壓上升到v1時，燈管已經預熱完畢而燈管阻抗上升到一定值如一正常值，此時安定控制電路會採用彈性關閉時間的控制方法來控制主開關Q1的切換，因此開關切換頻率對燈管電壓的關係會沿著關係曲線2來發展。因此安定電路100的工作點會由圖中的0移動至1再移動至2，這樣燈管電壓會由電壓v0上升至v1再上升至v2，而開關切換頻率會由頻率f0下降至頻率f1再上升至頻率f2，且最大開關切換頻率f2會由最大燈管電壓v2來決定。須注意的是電壓v1係與第二圖的參考電壓Vref2相關，例如v1與參考電壓Vref2之間存在線性關係或比例關係等，並且代表使用固定關閉時間的控制方法的關係曲線1的斜率可根據電阻R2的電阻值與電容C2的電容值的選擇來調整。
請參見第五圖，其顯示本發明的一第二較佳實施例中開關切換頻率對燈管電壓的關係圖。在第四圖中若最大開關頻率f2太高而使得安定電路的成本較高與轉換效率較低時，可以增加一條新的使用固定關閉時間的控制方法的開關切換頻率對燈管電壓的關係曲線至第四圖的關係圖中來限制最大開關頻率。如第五圖所示，一條新的關係曲線3加入關係圖中，代表使用固定關閉時間的控制方法的開關切換頻率對燈管電壓的關係曲線。因此開關切換頻率對燈管電壓的關係在燈管尚未預熱完畢時會沿著關係曲線1來發展，而在燈管預熱完畢後會沿著關係曲線2來發展，並且在燈管電壓上升至小於最大燈管電壓v2的一電壓v3時沿著關係曲線3來發展。因此安定電路100的工作點會由圖中的0移動至1再移動至3再移動至2，也即燈管電壓會由電壓v0上升至v1再上升至v3，最後上升至v2，而開關切換頻率會由頻率f0下降至頻率f1再上升至頻率f3，最後下降至最大燈管電壓v2所對應的開關切換頻率，其中最大開關切換頻率f3會由燈管電壓v3來決定，且小於第四圖的最大開關切換頻率f2。
第六圖顯示本發明的安定控制電路的一第二較佳實施例的部分詳細電路圖。與第二圖相比較，控制模式選擇電路更包含磁滯比較器U7、電阻R7、第三控制開關Q4與電阻R6，而固定關閉時間控制電路更包含電容C3。磁滯比較器U7係比較反映燈管狀態信號D與另一個參考電壓Vref3而輸出控制信號I。控制信號I經由電阻R7連接至第一控制開關Q2的控制端以及經由電阻R6連接至第三控制開關Q4的控制端。電容C3的一端連接至第三控制開關Q4的一端（若第三控制開關為例如一晶體三極管，則電容C3的一端連接至第三控制開關Q4的集電極）而另一端與電容C2共同連接至電阻R2。須注意的是第五圖的電壓v1與第六圖的參考電壓Vref2相關，而第五圖的電壓v3與參考電壓Vref3相關。當燈管Lm預熱完畢後且反映燈管狀態信號D如燈管電壓大於參考電壓Vref3時，第三控制開關Q4會導通使得電容C3能夠經由彈性關閉時間控制開關Q6放電以及經由電阻R2充電。因此在反映燈管信號D大於參考電壓Vref3時，經由電容C3的充電與放電運作可用來增加主開關Q1的關閉時間以降低主開關Q1的開關切換頻率。
第七圖顯示第六圖的安定控制電路的控制節點上的波形圖。第七圖的波形圖中各個控制信號的波形變化與第三圖相似，其中第七圖中時間t0-t1的波形變化與第三圖中時間t0-t1的波形變化類似，第七圖中時間t1-t2的波形變化與第三圖中時間t1以後的波形變化類似，而第七圖中時間t2以後的波形變化與第三圖中時間t0-t1的波形變化類似。此外，如前所述控制信號I為磁滯比較器U7比較反映燈管狀態信號D與另一個參考電壓Vref3的輸出信號，因此控制信號I在時間t2之後，亦即反映燈管狀態信號D大於參考電壓Vref3時才會轉變為高。因此第七圖的波形圖在此不予以贅述。
請參見第八圖，其顯示本發明的一第三較佳實施例中開關切換頻率對燈管電壓的關係圖。為了更進一步縮減變壓器T1的體積，可以將另一條使用固定關閉時間的控制方法的開關切換頻率對燈管電壓的關係曲線加入至第五圖的關係圖中，而得到第八圖的關係圖。與第五圖相比較，在第八圖中一條新的關係曲線4加入關係圖中，代表使用固定關閉時間的控制方法的開關切換頻率對燈管電壓的關係曲線。因此開關切換頻率對燈管電壓的關係在燈管Lm尚未預熱完畢時會沿著關係曲線1與4來發展，而在燈管預熱完畢後會沿著關係曲線2來發展，並且在燈管電壓上升至小於最大燈管電壓v2的一電壓v3時沿著關係曲線3來發展。因此安定電路的工作點會由圖中的0移動至4再移動至5再移動至6再移動至3最後移動至2，即燈管電壓會由電壓v0上升至v4再上升至v1再上升至v5再上升至v3最後上升至v2，而開關切換頻率會由頻率f0下降至頻率f4再上升至頻率f5再下降至頻率f4再上升至頻率f3最後下降至最大燈管電壓v2所對應的開關切換頻率，其中最大開關切換頻率f3會由燈管電壓v3來決定，且小於第四圖的最大開關切換頻率f2。本發明的第三實施例的優點相對於第二實施例在於最低開關切換頻率由頻率f1上升至頻率f4，使得頻率變化範圍縮減，如第八圖所示。
本發明的安定控制電路的一第三較佳實施例的詳細電路可為將第六圖的本發明的安定控制電路的一第二較佳實施例的詳細電路擴充以改變控制模式選擇電路與固定關閉時間控制電路來達成。因此，如果想要實現本發明的安定控制電路的一第三較佳實施例，可加入一個磁滯比較器於第六圖中以比較反映燈管狀態信號D以及一參考電壓Vref4，以及一個新的控制開關，其中該新加入的磁滯比較器的輸出控制信號透過一電阻連接至第六圖的第一控制開關Q2的控制端，以及透過一電阻連接至新加入的控制開關的控制端，並且新加入的控制開關的集電極經由一電容連接至電阻R2，其中該控制開關與該電容的串聯回路與第六圖的控制開關Q3和電容C2的串聯回路並聯。本實施例的控制模式選擇電路添加了磁滯比較器，新加入的控制開關和連接到開關Q2以及新加入的控制開關控制端的電阻，並且固定關閉時間控制電路添加了與新加入的控制開關連接的電容。另外一種可行的實施手段為將第六圖的磁滯比較器U7改為一窗口比較器(window comparator)，其為兩個運算放大器所組成而能夠將一輸入電壓與一低參考電壓例如參考電壓Vref4及一高參考電壓例如參考電壓Vref3作比較，而當輸入電壓位於低參考電壓與高參考電壓之間時，輸出一個邏輯低信號。因此可設計為將第六圖的磁滯比較器U7改為一窗口比較器，其中該窗口比較器的輸入電壓為反映燈管狀態信號D，其低參考電壓為與第八圖的電壓v4相關，而其高參考電壓為與第八圖的電壓v3相關。此外，磁滯比較器U3的比較電壓Vref2係與第八圖所示的電壓v5相關。因此，當燈管電壓小於電壓v4時，控制開關Q3與Q4皆導通。當燈管電壓在電壓v4與v5之間時，控制開關Q3導通而Q4截止。當燈管電壓在電壓v3與v5之間時，控制開關Q3截止而Q4依然截止。當燈管電壓在電壓v2與v3之間時，控制開關Q3依然截止而Q4導通。藉由如此設定安定控制電路，便可以得到如第八圖所示的開關切換頻率對燈管電壓的關係圖。
第九圖顯示本發明的安定控制電路實現於混合型的類比/數位控制電路的示意圖。在第九圖中，一數位控制電路902，係可為一微控制器單元例如MCU或一數位信號處理器例如DSP所組成，係用來對反映燈管狀態信號D進行取樣，抓取耦合繞組L3的電壓信號的下降沿，並且偵測RS觸發器U6的輸出信號B的準位，其中第九圖中的其餘電路與前面所述的實施例相同。若反映燈管狀態信號D為低，數位控制電路902會採用固定關閉時間控制方法來控制主開關Q1的開關切換。若反映燈管狀態信號D為高，數位控制電路902會採用彈性關閉時間控制方法來控制主開關Q1的切換。
第十圖顯示本發明的第一較佳實施例實現於一數位控制電路中的控制流程示意圖。流程開始於步驟1000。在步驟1002中，數位控制電路對反映燈管狀態信號D進行取樣。在步驟1004，所取樣的反映燈管狀態信號D的準位會被判斷是否大於參考電壓Vref2。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位小於參考電壓Vref2，則進行步驟1006以啟動固定關閉時間控制方法(如第四圖的關係曲線1)來控制主開關Q1的開關切換。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位大於參考電壓Vref2，則進行步驟1008以啟動彈性關閉時間控制方法(如第四圖的關係曲線2)來控制主開關Q1的開關切換。流程結束於步驟1010。
第十一圖顯示本發明的第二較佳實施例實現於一數位控制電路中的控制流程示意圖。流程開始於步驟1100。在步驟1102中，數位控制電路對反映燈管狀態信號D進行取樣。在步驟1104，所取樣的反映燈管狀態信號D的準位會被判斷是否大於一第一參考電壓Vref2。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位小於第一參考電壓Vref2，則進行步驟1106以啟動一第一固定關閉時間控制方法(如第五圖的關係曲線1)來控制主開關Q1的開關切換。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位大於第一參考電壓Vref2，則進行步驟1108以判斷所取樣的反映燈管狀態信號D的準位是否大於一第二參考電壓Vref3。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位小於第二參考電壓Vref3，則進行步驟1110以啟動一彈性關閉時間控制方法(如第五圖的關係曲線2)來控制主開關Q1的開關切換。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位大於第二參考電壓Vref3，則進行步驟1112以啟動一第二固定關閉時間控制方法(如第五圖的關係曲線3)來控制主開關Q1的開關切換。流程結束於步驟1114。
第十二圖顯示本發明的第三較佳實施例實現於一數位控制電路中的控制流程示意圖。流程開始於步驟1200。在步驟1202中，數位控制電路對反映燈管狀態信號D進行取樣。在步驟1204，所取樣的反映燈管狀態信號D的準位會被判斷是否大於第一參考電壓Vref2。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位小於第一參考電壓Vref2，則進行步驟1206以判斷所取樣的反映燈管狀態信號D的準位是否大於第二參考電壓Vref4。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位小於第二參考電壓Vref4，則進行步驟1208以啟動一第一關閉時間控制方法(如第八圖的關係曲線1)來控制主開關Q1的開關切換。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位大於第二參考電壓Vref4，則進行步驟1210以啟動一第三關閉時間控制方法(如第八圖的關係曲線4)來控制主開關Q1的開關切換。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位大於第一參考電壓Vref2，則進行步驟1212以判斷所取樣的反映燈管狀態信號D的準位是否大於第三參考電壓Vref3。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位小於第三參考電壓Vref3，則進行步驟1214以啟動一彈性時間控制方法(如第八圖的關係曲線2)來控制主開關Q1的開關切換。若所取樣的反映燈管狀態信號D的準位大於第三參考電壓Vref3，則進行步驟1216以啟動一第二關閉時間控制方法(如第八圖的關係曲線3)來控制主開關Q1的開關切換。流程結束於步驟1218。
第十三圖顯示本發明的安定控制電路實現於一數位控制電路的示意圖。在第十三圖中，一數位控制電路1302，係可為一微控制器單元或一數位信號處理器所組成，係用來對反映燈管狀態信號D進行取樣，抓取耦合繞組L3的電壓信號的下降緣，對流經主開關Q1的感測電流信號A進行取樣。藉由監控安定電路的狀態與燈管的狀態，數位控制電路1302可產生適當的驅動信號B來控制主開關Q1的開關切換。第十三圖與第九圖的差異在於第十三圖中少了第九圖中的U4、 U5、U6等類比電路，而由這些類比電路實現的功能都由第十三圖中的數位控制電路來實現。
總合來說，本發明提出一種氣體放電燈管的安定控制電路以及控制方法，其可以在當氣體放電燈管剛點亮而阻抗值很低時，讓安定電路的主開關的關閉時間為固定以避免變壓器產生飽和，而在氣體放電燈管正常運作而阻抗值回升到一定值如一正常值時，讓主開關的關閉時間為可彈性調整以便調整主開關的切換頻率。因此，本發明額外設置了一個控制模式選擇電路、固定關閉時間控制電路以及彈性關閉時間控制電路，其中控制模式選擇電路可根據燈管的一狀態信號決定所想要的控制模式，並且所選擇的控制模式驅動固定關閉時間控制電路或彈性關閉時間控制電路，藉此產生一模式選擇信號來驅動調變器產生調變信號，以控制主開關於所想要的控制模式下操作。因此本發明可以在燈管剛點亮時控制開關以一固定的關閉時間來運作主開關以避免變壓器飽和，而在燈管預熱完畢後控制主開關以一彈性的關閉時間來運作主開關以增進切換效率。
本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附申請專利範圍所欲保護者。
Vin‧‧‧輸入直流電壓
100‧‧‧安定電路
T1‧‧‧變壓器
L1‧‧‧變壓器T1的初級側繞組
L2‧‧‧變壓器T1的次級側繞組
Q1‧‧‧主開關
D1‧‧‧整流二極體
C1‧‧‧輸出電容
Lm‧‧‧燈管
102‧‧‧驅動器
104‧‧‧調變器
106‧‧‧控制模式選擇電路
108‧‧‧固定關閉時間控制電路
110‧‧‧彈性關閉時間控制電路
902‧‧‧數位控制電路
1302‧‧‧數位控制電路
U1‧‧‧電壓比較器
U2‧‧‧或門
Q2‧‧‧第一控制開關
Q3‧‧‧第二控制開關
Q6‧‧‧彈性關閉時間控制開關
Q4‧‧‧第三控制開關
U6‧‧‧RS觸發器
U4‧‧‧誤差放大器
U3,U7‧‧‧磁滯比較器
U5‧‧‧比較器
106a‧‧‧選擇電路
106b‧‧‧檢測電路
110a‧‧‧檢測電路
100‧‧‧安定電路
T1‧‧‧變壓器
L1‧‧‧變壓器T1的初級側繞組
L2‧‧‧變壓器T1的次級側繞組
Q1‧‧‧主開關
D1‧‧‧整流二極體
C1‧‧‧輸出電容
Lm‧‧‧燈管
102‧‧‧驅動器
104‧‧‧調變器
106‧‧‧控制模式選擇電路
108‧‧‧固定關閉時間控制電路
110‧‧‧彈性關閉時間控制電路
902‧‧‧數位控制電路
1302‧‧‧數位控制電路
U1‧‧‧電壓比較器
U2‧‧‧或門
Q2‧‧‧第一控制開關
Q3‧‧‧第二控制開關
Q6‧‧‧彈性關閉時間控制開關
Q4‧‧‧第三控制開關
U6‧‧‧RS觸發器
U4‧‧‧誤差放大器
U3,U7‧‧‧磁滯比較器
U5‧‧‧比較器
106a‧‧‧選擇電路
106b‧‧‧檢測電路
110a‧‧‧檢測電路
第一圖顯示採用本發明的安定控制電路的一電源轉換器的電路示意圖;
第二圖顯示本發明的安定控制電路的一第一較佳實施例的部分詳細電路圖;
第三圖顯示第二圖的安定控制電路的控制節點上的控制波形圖;
第四圖顯示本發明的第一較佳實施例中開關切換頻率對燈管電壓的關係圖;
第五圖顯示本發明的一第二較佳實施例中開關切換頻率對燈管電壓的關係圖;
第六圖顯示本發明的安定控制電路的一第二較佳實施例的部分詳細電路圖;
第七圖顯示第六圖的安定控制電路的控制節點上的控制波形圖;
第八圖顯示本發明的一第三較佳實施例中開關切換頻率對燈管電壓的關係圖;
第九圖顯示本發明的安定控制電路實現於混合型的類比/數位控制電路的示意圖;
第十圖顯示本發明的第一較佳實施例實現於一數位控制電路中的控制流程示意圖;
第十一圖顯示本發明的第二較佳實施例實現於一數位控制電路中的控制流程示意圖;
第十二圖顯示本發明的第三較佳實施例實現於一數位控制電路中的控制流程示意圖;
第十三圖顯示本發明的安定控制電路實現於一數位控制電路的示意圖;
第十四圖(A)顯示第一圖的控制模式選擇電路、固定關閉時間控制電路、彈性關閉時間控制電路的另一種拓樸結構與連接組態; 以及
第十四圖(B)顯示第一圖的控制模式選擇電路、固定關閉時間控制電路、彈性關閉時間控制電路的又一種拓樸結構與連接組態。
第二圖顯示本發明的安定控制電路的一第一較佳實施例的部分詳細電路圖;
第三圖顯示第二圖的安定控制電路的控制節點上的控制波形圖;
第四圖顯示本發明的第一較佳實施例中開關切換頻率對燈管電壓的關係圖;
第五圖顯示本發明的一第二較佳實施例中開關切換頻率對燈管電壓的關係圖;
第六圖顯示本發明的安定控制電路的一第二較佳實施例的部分詳細電路圖;
第七圖顯示第六圖的安定控制電路的控制節點上的控制波形圖;
第八圖顯示本發明的一第三較佳實施例中開關切換頻率對燈管電壓的關係圖;
第九圖顯示本發明的安定控制電路實現於混合型的類比/數位控制電路的示意圖;
第十圖顯示本發明的第一較佳實施例實現於一數位控制電路中的控制流程示意圖;
第十一圖顯示本發明的第二較佳實施例實現於一數位控制電路中的控制流程示意圖;
第十二圖顯示本發明的第三較佳實施例實現於一數位控制電路中的控制流程示意圖;
第十三圖顯示本發明的安定控制電路實現於一數位控制電路的示意圖;
第十四圖(A)顯示第一圖的控制模式選擇電路、固定關閉時間控制電路、彈性關閉時間控制電路的另一種拓樸結構與連接組態; 以及
第十四圖(B)顯示第一圖的控制模式選擇電路、固定關閉時間控制電路、彈性關閉時間控制電路的又一種拓樸結構與連接組態。
Vin‧‧‧輸入直流電壓
100‧‧‧安定電路
T1‧‧‧變壓器
L1‧‧‧變壓器T1的初級側繞組
L2‧‧‧變壓器T1的次級側繞組
Q1‧‧‧開關
D1‧‧‧整流二極體
C1‧‧‧輸出電容
Lm‧‧‧燈管
102‧‧‧驅動器
104‧‧‧調變器
106‧‧‧控制模式選擇電路
108‧‧‧固定關閉時間控制電路
110‧‧‧彈性關閉時間控制電路
Claims (20)
- 一種氣體放電燈管的安定控制電路，用以控制包含一主開關的安定電路的運作，其包含:
一固定關閉時間控制電路;
一彈性關閉時間控制電路; 以及
一控制模式選擇電路，連接至該固定關閉時間控制電路以及該彈性關閉時間控制電路，用以接收該氣體放電燈管的一反映燈管狀態信號以判斷該主開關的控制模式為一固定關閉時間控制模式或一彈性關閉時間控制模式，並因應判斷的結果輸出一模式選擇信號以控制該主開關的切換運作。 - 如申請專利範圍第1項所述的安定控制電路，更包含一調變器與一驅動器，其中該驅動器連接於該主開關與該調變器之間，該調變器接收該模式選擇信號並輸出一調變信號至該驅動器以控制該主開關的切換運作。
- 如申請專利範圍第1項所述的安定控制電路，其中該安定電路係為一反馳式轉換器、一降壓式轉換器、一升壓式轉換器、一升壓-降壓式轉換器、一正激轉換器、一半橋轉換器或一全橋轉換器之一。
- 申請專利範圍第1項所述的安定控制電路，其中該反映燈管狀態信號為來自該安定電路的信號。
- 如申請專利範圍第4項所述的安定控制電路，其中該反映燈管狀態信號為燈管電壓、燈管電流、燈管功率、該安定電路的輸入電壓、輸入電流、輸入功率之一或其組合。
- 如申請專利範圍第1項所述的安定控制電路，其中該反映燈管狀態信號為來自於安定控制電路的信號。
- 如申請專利範圍第6項所述的安定控制電路，其中該反映燈管狀態信號為安定電路主開關的一占空比信號。
- 如申請專利範圍第1項所述的安定控制電路，其係該控制模式選擇電路包含:
一檢測電路，用以接收該反映燈管狀態信號並藉此輸出一控制信號; 以及
一選擇電路，連接至該固定關閉時間控制電路及該彈性關閉時間控制電路，用以根據該檢測電路所輸出的控制信號選擇固定關閉時間控制電路或彈性關閉時間控制電路的輸出信號，以產生該模式選擇信號。 - 如申請專利範圍第1項所述的安定控制電路，其係該控制模式選擇電路包含:
一檢測電路，連接至該固定關閉時間控制電路及該彈性關閉時間控制電路，用以接收該反映燈管狀態信號並分別輸出一控制信號至該固定關閉時間控制電路及該彈性關閉時間控制電路;
其中該固定關閉時間控制電路及該彈性關閉時間控制電路根據檢測電路所輸出的控制信號來產生該模式選擇信號。 - 如申請專利範圍第1項所述的安定控制電路，其係該控制模式選擇電路包含:
一磁滯比較器，用以比較該反映燈管狀態信號以及一參考電壓，並根據比較的結果輸出一控制信號;
一第一控制開關，具有一控制端，接收該磁滯比較器的控制信號，一第一端，連接至地，以及一第二端; 以及
一第二控制開關，具有一控制端，接收該磁滯比較器的控制信號，一第一端，連接至地，以及一第二端。 - 如申請專利範圍第10項所述的安定控制電路，其係該固定關閉時間控制電路包含:
該第二控制開關；
一電容，具有一第一端，連接至該第二控制開關的第二端，以及一第二端; 以及
一電阻，連接於該電容的第二端以及一電源電壓之間。 - 如申請專利範圍第1項所述的安定控制電路，其係該控制模式選擇電路包含:
一第一磁滯比較器，用以比較該反映燈管狀態信號以及一第一參考電壓，並根據比較的結果輸出一第一控制信號;
一第二磁滯比較器，用以比較該反映燈管狀態信號以及一第二參考電壓，並根據比較的結果輸出一第二控制信號;
一第一控制開關，具有一控制端，分別接收該第一控制信號與該第二控制信號，一第一端，連接至地，以及一第二端;
一第二控制開關，具有一控制端，接收該第一控制信號，一第一端，連接至地，以及一第二端; 以及
一第三控制開關，具有一控制端，接收該第二控制信號，一第一端，連接至地，以及一第二端。 - 如申請專利範圍第12項所述的安定控制電路，其係該固定關閉時間控制電路包含:
該第二控制開關；
該第三控制開關；
一第一電容，具有一第一端，連接至該第二控制開關的第二端，以及一第二端
一第二電容，具有一第一端，連接至該第三控制開關的第二端，以及一第二端，連接至該第一電容的第二端; 以及
一電阻，連接於該第一電容的第二端與該第二電容的第二端以及一電源電壓之間。 - 如申請專利範圍第1項所述的安定控制電路，其係該控制模式選擇電路包含:
一磁滯比較器，用以比較該反映燈管狀態信號以及一第一參考電壓，並根據比較的結果輸出一第一控制信號;
一窗口比較器，用以比較該反映燈管狀態信號以及一第二參考電壓以及一第三參考電壓，並根據比較的結果輸出一第二控制信號;
一第一控制開關，具有一控制端，分別接收該第一控制信號與該第二控制信號，一第一端，連接至地，以及一第二端;
一第二控制開關，具有一控制端，接收該第一控制信號，一第一端，連接至地，以及一第二端; 以及
一第三控制開關，具有一控制端，接收該第二控制信號，一第一端，連接至地，以及一第二端。 - 如申請專利範圍第14項所述的安定控制電路，其係該固定關閉時間控制電路包含:
該第二控制開關；
該第三控制開關；
一第一電容，具有一第一端，連接至該第二控制開關的第二端，以及一第二端;
一第二電容，具有一第一端，連接至該第三控制開關的第二端，以及一第二端，連接至該第一電容的第二端; 以及
一電阻，連接於該第一電容的第二端與該第二電容的第二端以及一電源電壓之間。 - 如申請專利範圍第2項所述的安定控制電路，其係該彈性關閉時間控制電路包含:
一耦合繞組，耦合至一變壓器，用以產生與該變壓器的一次級側電流相關的一感測次級側電流信號;
一電壓比較器，具有一反向輸入端以接收一參考電壓，以及一非反向輸入端，接收該感測次級側電流信號，藉此比較該感測次級側電流信號以及該參考電壓，以及一輸出端;
一或門，具有一第一輸入端連接至該電壓比較器的輸出端，以及一第二輸入端，連接至該調變信號，以及一輸出端; 以及
一彈性關閉時間控制開關，具有一控制端連接至該或門的輸出端，一第一端，連接至地，以及一第二端。 - 如申請專利範圍第2項所述的安定控制電路，其係該調變器包含:
一誤差放大器;
一比較器，具有一反向輸入端連接至該誤差放大器的一輸出端，以及一非反向輸入端，用以接收流經該主開關的一感測電流信號，以及一輸出端; 以及
一RS觸發器，具有一重置輸入端以及一設定輸入端，其中該重置輸入端連接至該比較器的輸出端而該設定輸入端係接收該模式選擇信號，以及一輸出端以輸出該調變信號。 - 一種用於氣體放電燈管的安定電路的控制方法，包含下列步驟:
取樣該氣體放電燈管的一反映燈管狀態信號;
判斷該取樣的反映燈管狀態信號是否大於一參考電壓;
若該取樣的反映燈管狀態信號小於一參考電壓，啟動一固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作; 以及
若該取樣的反映燈管狀態信號大於一參考電壓，啟動一彈性關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作。 - 一種用於氣體放電燈管的安定電路的控制方法，包含下列步驟:
取樣該氣體放電燈管的一反映燈管狀態信號;
判斷該取樣的反映燈管狀態信號是否大於一第一參考電壓;
若該取樣的反映燈管狀態信號小於該第一參考電壓，啟動一第一固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作;
若該取樣的反映燈管狀態信號大於該第一參考電壓，判斷該取樣的燈管狀態信號是否大於一第二參考電壓;
若該取樣的反映燈管狀態信號大於該第二參考電壓，啟動一第二固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作; 以及
若該取樣的反映燈管狀態信號小於該第二參考電壓，啟動一彈性固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作。 - 一種用於氣體放電燈管的安定電路的控制方法，包含下列步驟:
取樣該氣體放電燈管的一反映燈管狀態信號;
判斷該取樣的反映燈管狀態信號是否大於一第一參考電壓;
若該取樣的反映燈管狀態信號小於該第一參考電壓，判斷該取樣的反映燈管狀態信號是否大於一第二參考電壓;
若該取樣的反映燈管狀態信號小於該第二參考電壓，啟動一第一固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作;
若該取樣的反映燈管狀態信號大於該第二參考電壓，啟動一第三固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作;
若該取樣的反映燈管狀態信號大於該第一參考電壓，判斷該取樣的燈管狀態信號是否大於一第三參考電壓;
若該取樣的反映燈管狀態信號小於該第三參考電壓，啟動一彈性固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作; 以及
若該取樣的反映燈管狀態信號大於該第三參考電壓，啟動一第二固定關閉時間控制方法來控制該安定電路中的主開關的切換運作。
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| US5424611A (en) * | 1993-12-22 | 1995-06-13 | At&T Corp. | Method for pre-heating a gas-discharge lamp |
| US6696803B2 (en) * | 2000-12-14 | 2004-02-24 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Self-oscillating electronic discharge lamp ballast with dimming control |
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| TW200850063A (en) * | 2007-06-15 | 2008-12-16 | System General Corp | An integrated circuit controller for ballast |
-
2010
- 2010-10-04 TW TW99133711A patent/TWI425877B/zh not_active IP Right Cessation
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