TWI405400B - 用於操作一馬達之方法及電動馬達 - Google Patents

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Description

用於操作一馬達之方法及電動馬達
本發明大體而言係關於用於各種應用中的DC(直流)馬達，諸如硬碟驅動馬達、冷卻風扇、用於器具的驅動馬達等。
一電動馬達使用電能來產生機械能。電動馬達用於大量應用中，包括多個不同的家用器具、泵、冷卻風扇等。馬達可大體分類為交流(AC)馬達或直流(DC)馬達。
馬達大體包括一轉子(其為馬達之非固定(移動)部分)及一定子(其為馬達的固定部分)。定子大體作為一場磁體(例如，電磁體)而操作，其與一電樞相互作用以誘發轉子的運動。馬達之導線及磁場(通常在定子中)經配置，以使得一轉矩圍繞轉子之軸線而產生，從而引起轉子的旋轉。一馬達通常亦包括一整流器(commutator)，其為週期性地使電動馬達中之電流方向反相從而幫助誘發轉子之運動的電開關。電樞在馬達中載運電流，且大體經定向為與磁場及所產生之轉矩垂直。電樞之目的在於載運電流跨越磁場，由此在馬達中產生軸轉矩(shaft torque)且產生一電動勢(「EMF」)。
在一典型有刷DC馬達中，轉子包含環繞一軸纏繞之導線的一或多個線圈。電刷用以與轉子上之一組電接觸點(稱為整流器)進行機械接觸，從而在DC電源與電樞線圈-繞組之間形成一電路。隨著電樞在軸線上旋轉，固定電刷會與正在旋轉之整流器的不同區段相接觸。整流器及電刷系統形成一組電開關，每一者依序被啟動，使得電功率始終流過最靠近固定定子(永久磁體)的電樞線圈。因此，一電源連接至轉子線圈，從而使得電流流動並產生電磁。電刷用以施壓於轉子上之整流器並將電流提供至旋轉軸。隨著轉子轉動，整流器使得該等線圈中之電流切換，從而避免轉子之磁極與定子場的磁極永遠完全對準，因此維持轉子的旋轉。電刷之使用在馬達中產生摩擦並導致維修問題及降低的效率。
在一無刷DC馬達設計中，整流器/電刷裝置(brushgear)總成(其有效地係一機械「旋轉開關」)由一與轉子之位置同步的外部電子開關取代。無刷DC馬達由此具有一電子控制之整流系統，而非基於電刷之機械整流系統。在一無刷DC馬達中，電磁體不移動，而是永久磁體旋轉且電樞保持靜止。此避免了必須將電流傳送至正在移動之電樞的問題。相較於有刷DC馬達，無刷DC馬達提供多個優點，包括較高之效率及可靠性、降低之雜訊、較長的壽命(無電刷侵蝕)、消除來自整流器之電離火花，及電磁干擾(EMI)的整體降低。
一在一些應用中用以降低功率之技術已引入三相無刷馬達。此等馬達之典型組態展示於圖1中。此等馬達之驅動電子設備通常依賴於霍爾(Hall)元件(霍爾效應感測器)來偵測轉子於所有時間的絕對位置，且切換驅動電晶體以維持馬達旋轉。一霍爾效應感測器係一回應於磁場之改變而使其輸出電壓變化的傳感器。馬達常常以一「Y」組態電連接，歸因於類似於字母「Y」而如此命名。三個線圈之共用點連接至電源，且驅動電子設備切換驅動電晶體以維持轉動馬達所需的旋轉電磁場。
第二方法需要使用六(6)個驅動電晶體，如圖2中所示。在此組態中，一高側與低側對及時地在任何點處為接通的，從而經由馬達之三個支腳中的兩者來完成電路。將非激勵線圈使用作為一磁性感測器以判定轉子位置被稱為反電動勢(BEMF)偵測。此技術之動機為消除相對昂貴之霍爾元件及相關聯的電子設備。BEMF整流技術已成功地應用於廣泛範圍的馬達。
先前技術文獻描述許多不同技術以用於經設計以改良風扇於操作時之音跡的基礎整流及增強技術兩者。此等解決方案之架構屬於兩個基本類別，混頻信號微控制器單元(MCU)、或類比特殊應用積體電路(ASIC)。所有此等中最簡單的是低側整流方案。
存在使用當前可用之差動整流方案的多個類比ASIC解決方案。演算法中之複雜度範圍隨著經由各種技術來「軟化」起動電流的嘗試而變化，直至可偵測到BEMF信號為止。類比ASIC解決方案傾向於使用外部組件來產生參考斜坡(reference ramps)與鋸齒波形，以用作對馬達線圈回應的參考。在更緊密之同時，類比解決方案依賴於外部被動組件來控制在IC中的操作設定點。
混頻信號MCU通常包含一基於8051之微控制器，其具有各種類比至數位轉換器(ADC)模組、比較器及在一些狀況下具有濾波器模組。MCU精準地控制時序、執行複雜計算及變換，並致能與一外部控制器的直接通信。
高電壓解決方案使用此等方法中之任一者分離電子設備，並使用外部電晶體及隔離。
為了控制馬達對所提供之命令(電壓或PWM工作週期)的速度，產生一錯誤信號。理論方法在於隨著轉子通過定子線圈而量測BEMF信號的斜率，並使用彼資訊來判定轉子的位置。觀念為，若BEMF信號自其中點偏移，則此指示轉子正自電整流偏離。若BEMF信號過高且早，則此指示轉子之自旋比電整流快，且下一整流週期必須延長。同樣地，一過慢且晚的BEMF信號指示轉子之自旋比電整流慢，且該週期應縮短。過去，在數位電路中產生此類型之錯誤信號需要一微控制器或微處理器，及一高速類比至數位轉換器(ADC)。替代例為產生用以產生參考脈衝串(pulse trains)的類比電路，並使用類比組件對BEMF信號進行鎖相。
此等解決方案已提供一定程度之功率節省，但未達到預期位準。大部分情形是，並非所有此等解決方案經設計用於一特定馬達類型，且在不同應用間、或甚至不同製造商間未極好地轉譯。每一馬達類型需要調諧電容器以調整整流及起動頻率，以及在整流序列中的交叉(crossover)與空時(dead-time)位置。
先前技術解決方案之單一最大不足為，缺乏所實現之功率節省。所有文獻論述相對於其他解決方案而言，在15%至30%範圍內的功率節省，多達在經驅動之馬達之中間範圍內的50%。儘管一些應用文獻論述使用PWM方法來降低在切換固定電磁體時所產生之聲學雜訊的技術，但並未提及需要額外功率來以此方式驅動馬達線圈。觀念在於降低在驅動電晶體經切斷時所引起的整體感應尖峰(inductive spike)。該文獻堅決主張以比整流頻率高非常、非常多的速率來切換線圈將「軟化」該切換且減少音跡。取決於用以「軟化」上升及下降邊緣兩者所需之時間量，會在多達整體時間之30%內發現所有三個驅動電晶體在傳導，從而由於所有3個線圈正在傳導，因此電流消耗增加1/3。
在一些先前技術解決方案中，功率無效率之另一來源為缺乏「差動整流」，此意謂高側與低側電晶體皆同時經切斷，如一用以控制旋轉速度的方法。在一經典組態中，馬達之高側直接連接至電源。
一些實施並未控制前往驅動電晶體之PWM信號的頻率或工作週期，而是允許傳入之PWM直接調變該等信號。無法限制頻率或工作週期意謂馬達無法對於一給定操作點最佳地驅動，而是受到一可能或可能不知曉馬達限制的外部裝置的控制。此將使得馬達使用比所需更多的電流，從而產生必須自系統移除的額外熱量。
過電流/鎖定轉子的問題亦尚未於一些先前技術解決方案中得到恰當地解決。所使用之電流足以損壞馬達之繞組，且在無回饋方法的情況下，一計時器在該損壞情形可被偵測到且經校正之前必須期滿。在一些解決方案中，未防範此事件，且馬達將因繼續驅動而遭到破壞。先前技術解決方案在起動期間使用一蠻力方法來驅動馬達線圈，且可能持續數秒，從而汲取正常操作電流的數倍。在文獻中將出現此情形之時間週期稱為起旋(spin-up)的強迫整流相(Forced Commutation phase)。此係BEMF整流方法之缺點中的一者。直至馬達之自旋足夠快以產生一BEMF信號，馬達才在一預定頻率及PWM工作週期下驅動為開放迴路，從而將不適當的應力施於馬達組件上。
因此，需要馬達設計及操作之改良。
當冷卻任何計算平台時，必要地消耗功率來移除系統中之其他組件所產生的熱量。傳統上，當平台所消耗之功率比在移除熱量時使用的風扇多很多時，此並非考量的重點。隨著所有平台之功率消耗降低，冷卻系統消耗可用以延長膝上型電腦的電池壽命或減小伺服器系統之碳佔據面積的功率。因此，亦需要冷卻系統中所使用之馬達的改良。
呈現一種用於控制一無刷三相DC馬達之系統及方法的各種實施例。該馬達可為一電動馬達，且可包括一具有一或多個永久磁體的轉子。該一或多個永久磁體可實體上位於馬達之固定區段(稱為定子)的內側(in-board)或外側(out-board)，該定子可包括複數個電磁體。馬達可包括一電壓感測器，其經組態以量測跨越該等電磁體中之一或多者所感應產生的一電壓。該電壓感測器可為電磁體的部分。每一電磁體可包括該一電壓感測器，或替代地，一電壓感測器可能可用以量測該等電磁體中之一些或全部的電壓。或者，馬達可包含一或多個霍爾(Hall)感測器或用於量測電壓的其他等效感測器。
該系統可包括用於控制該馬達之操作的邏輯。該邏輯可為類比或數位的，例如，該邏輯可包括一或多個基於狀態機之控制器或一或多個特殊應用積體電路。馬達可替代地(或額外地)包括一處理器(諸如，一微控制器)及一電腦可存取記憶媒體，該電腦可存取記憶媒體儲存可執行以控制馬達的程式指令。該處理器可經組態以執行來自該記憶媒體的程式指令以控制馬達。
該邏輯可經組態以反覆地執行以下步驟。
該方法可計算一脈寬調變(PWM)工作週期。該PWM工作週期可基於一最小工作週期及一輸入命令而計算。該輸入命令可能可自最小工作週期按比例縮放至一最大工作週期。該輸入命令可能可以一可調整間隔(諸如，該方法之多個反覆或一時間量)更新。該可調整間隔可基於以下而調整：1)自該方法起始(例如，初始反覆)起已出現的間隔數目；或2)自該方法起始時已發生的一時間量；或3)馬達之一所估計或所計算速度。
一電壓可在一第一預期零交叉值處量測。在一實施例中，由轉子之旋轉所感應產生的電壓可在一第一預期零交叉值處取樣。該電壓可跨越該複數個電磁體之一未驅動電磁體而感應產生。取樣此感應電壓產生一第一取樣電壓值。該方法計算複數個取樣電壓值的一平均值。該複數個取樣電壓值可包括在複數個先前預期零交叉值處所取樣的電壓值及該第一取樣電壓。接著可自該所計算之平均值減去該第一取樣電壓值以產生一零交叉誤差差值。
該零交叉誤差差值可乘以一第一常數以產生一角速度的一表示，其中該第一常數可表示馬達之機電性質。該角速度之該表示可除以第二常數，接著被截尾(例如)為一整數值。該方法可接著基於該角速度之該表示而產生一或多個時間值。該一或多個時間值可包括一週期，例如，直至該複數個電磁體之下一整流為止的一時間量。該一或多個時間值可指示一下一預期零交叉值。該下一預期零交叉值可為與該複數個電磁體之下一整流時間相同的時間值，或其可為不同時間值。
該方法接著基於該一或多個時間值及PWM工作週期而控制馬達之操作。更具體言之，在定子上之該複數個電磁體可以在一特定旋轉速度下驅動轉子的方式受到電流之週期性叢發(其頻率及功率可藉由PWM工作週期指定)驅動，而該一或多個時間值可判定在定子上之該等電磁體的整流時序，使得定子之電磁場可實質上保持與轉子最佳對準，從而實現在彼特定旋轉速度下到達轉子之功率的有效傳送。
上文所述之方法可以複數個反覆(iterations)而重複。在一實施例中，來自先前反覆之下一零交叉值用作下一反覆中的第一預期零交叉值。
以上方法提供顯著更大的馬達效能，例如，與先前技術設計相比增加的效率。詳言之，以上方法藉由簡單地回應一給定負載而使用於該負載之所需電流更準確地匹配至所要旋轉速度，從而實現更有效的能量使用。另外，以上方法可降低停轉狀況出現的頻率，此歸因於角速度截尾步驟，從而潛在地產生較平滑之效能及額外能量節省。此外，該方法相較於先前技術設計的複雜度之降低允許一更緊密且有效的控制機構設計，此進一步降低總體功率使用。
圖1A及圖1B-例示性風扇及風扇馬達
圖1A及圖1B說明根據一實施例之例示性風扇總成110。風扇110可為一冷卻風扇，例如，一用於一膝上型電腦或一桌上型電腦中的風扇。風扇110可替代地為一商用或工業風扇，或由馬達所驅動的大體上任何類型之風扇。風扇總成110可包括一馬達總成100以及扇葉120。馬達總成100可包含一馬達(102，圖2)，以及用於控制馬達102之驅動電路(402，圖4)。
儘管圖1A及圖1B說明一風扇作為馬達所驅動的負載，但應注意，如本文中所描述之用於控制一馬達的系統及方法可適用於驅動各種類型之負載中的任一者，包括(但不限於)硬碟驅動器、用於器具之驅動馬達、推進器、車輪、泵或其他負載。
圖2-無刷四極三相馬達
圖2說明一例示性無刷四極三相馬達102的簡化圖式。馬達102可(例如)由直流(DC)電電力供電。馬達亦可受電子控制。馬達102可包括一轉子202，其可包括一或多個永久磁體。轉子202可具有四個極，如所示。或者，轉子202可包括兩個、六個或任何數目個極。馬達可包括一定子204，包含在轉子202周圍，其可包括複數個電磁體206。可存在六個電磁體206，其可以相等間隔排列在定子204周圍。電磁體206可作為三對電磁體206而排列，使得每一對電磁體可在不同相位被供給不同於其他對的電力。該三對電磁體206可以一「Y」組態連接。因此，馬達102可為三相馬達。馬達102可為無刷的，例如，可能不包括將電流連接至轉子202的任何電刷。另外，馬達102可為無感測器的，例如，可能不包括離散轉子位置感測機構，諸如一或多個霍爾感測器。在另一實施例中，馬達102包括霍爾感測器。在定子204上之該三對電磁體中的兩對可在任何給定時間經驅動以誘發或維持轉子202的旋轉。馬達102可接著利用定子204之未驅動電磁體中的一者來間接地偵測轉子202之位置(或可使用霍爾感測器)。定子204之相位可以經理想地組態以誘發轉子202之旋轉的樣式經驅動。該等電磁體206之極性可經週期性地轉換，作為此樣式的部分。
圖3-無刷三相馬達之整流樣式
圖3說明描繪根據一實施例之無刷三相馬達之一整流樣式的簡化電路圖。馬達102可為一無刷、三相DC馬達，如上文所述。電磁體206可以一「Y」組態連接，如所示。馬達102亦可為一無感測器馬達，如上文所述，例如，可利用一未驅動定子電磁體來間接地偵測轉子的位置(或馬達102可包括霍爾感測器)。馬達102可根據本文中所述之方法的一實施例而判定整流樣式之每一整流的時序。為了控制轉子202之旋轉，在定子204上之兩對電磁體可在任一時間經驅動。一給定對可在「高側」或「低側」上經驅動，從而指示電流流經彼對電磁體之繞組的方向。取決於轉子中之極的數目，一對電磁體可以相同方向或以相反方向纏繞。舉例而言，在一具有四極之轉子(如圖2中所示)的情況下，繞組可經組態以使得一電磁體對的相對側可對轉子呈現相同極性(例如，「S」)，而在一具有兩極的轉子之情況下，繞組可經組態以使得相對側可呈現相反極性(例如，一個「S」，一個「N」)。因此，在一些狀況下，用以定義「高側」及「低側」所指示之極性的慣例可取決於轉子磁性。其他命名及/或驅動慣例亦可為可能的。
一整流循環可包括六個相位。該等相位可對應於圖3中之經編號的箭頭。在圖3中，每一箭頭自高側驅動對指向低側驅動對。因此，舉例而言，「1」可指示在該循環之第一相位中，「U」對電磁體302可在高側上經驅動，而「V」對電磁體304可在低側上經驅動，而「W」對電磁體306可保持未驅動。接著，「2」可指示在該循環之第二相位中，「U」對電磁體306可再次在高側上經驅動，而「W」對電磁體304可在低側上經驅動，且「V」對電磁體302可為未驅動的。剩餘之經編號之相位中的每一者可以類似方式操作以產生一可重複以增加、維持或以其他方式影響轉子之旋轉的完整整流循環。
若馬達102係一DC供電馬達，則旋轉速度可借助於電磁體之脈寬調變(PWM)而控制。大體而言，一PWM工作週期可指示轉子202應旋轉之速度。更具體言之，該PWM工作週期可指定用以驅動定子之電磁體之功率的頻率及供給量。
如上文所提，在整流循環之每一相位期間，一對電磁體可保持未驅動。若轉子202正在旋轉，則轉子202中之一或多個永久磁體通過未驅動電磁體的移動將在該未驅動電磁體中引起感應電壓。因此，在該整流循環之每一相位期間，無論哪一對電磁體未被驅動，其皆可用以取樣在彼等電磁體中之一者或兩者中由轉子202中的該(等)永久磁體之旋轉感應產生的電壓。此亦稱為BEMF取樣。該取樣電壓可用以幫助判定轉子202之當前位置及/或旋轉速度。該取樣電壓或自該取樣電壓推斷之資訊可用以控制未來的整流時序、或根據各種實施例之馬達控制的其他態樣。如上文所提，在一實施例中，馬達102包括霍爾元件(霍爾效應感測器)以偵測轉子之絕對位置，且此實施例可能不使用BEMF取樣。
圖4-具有驅動控制邏輯之馬達的電路圖
圖4說明一馬達及其驅動控制邏輯402的一簡化電路圖。馬達可為一無感測器、無刷、三相馬達，如上文所述且於各圖式中所說明。如所示，馬達可包括一定子204，定子204可包括三對電磁體。每一對電磁體可具有相應的電晶體對，例如，場效電晶體(FET)。該等電晶體可經組態以使得每一對電磁體有效地為雙極的，例如，極性可為可顛倒的。換言之，對於每一電磁體對而言，一個電晶體可在高側上驅動該對電磁體，或另一電晶體可在低側上驅動該對電磁體。舉例而言，FET 404可為「U」對電磁體302之高側電晶體，而FET 406可為「U」對電磁體302的低側電晶體。類似地，FET 414、416可為「V」對電磁體304之各別高側及低側電晶體，而FET 424、426可為「W」對電磁體306的各別高側及低側電晶體。除所示之特定實施例之外，任何數目個其他接線組態(例如，使用不同數目或類型之電晶體)亦可為可能的。
用於每一對電磁體之電晶體可受到驅動控制邏輯402的控制。驅動控制邏輯402可為經組態以執行如本文所述之各種操作的電子邏輯，諸如取樣跨越該等電磁體所感應產生之電壓，執行計算(例如，簡單整數數學運算或更複雜之運算)來判定用於控制該等電磁體的值，及/或發送控制及/或功率信號至該等電磁體。驅動控制邏輯402亦可接收來自一或多個外部控制裝置(諸如，一風扇速度控制裝置)的信號。舉例而言，一風扇速度控制裝置可週期性地發送一輸入命令，其指示基於一些外部條件(諸如，驅動控制邏輯402可併入其控制計算中的環境溫度)之馬達速度的所要改變。亦預想其他外部控制裝置。或者，該等控制裝置可併入驅動控制邏輯402自身中。
除本文所述之任何穩定狀態或自然整流控制邏輯功能之外，驅動控制邏輯402亦可具有用於在其他條件下控制馬達的邏輯；舉例而言，驅動控制邏輯402可包括：用於一DC激發操作以在開始旋轉之前使轉子對準一已知位置的邏輯；用於一強迫整流操作以開始轉子之旋轉的邏輯；用於停止轉子之旋轉的邏輯；用於判定一停轉狀況(stall condition)是否存在的邏輯；及/或用於其他功能的邏輯，以及用於在一適當時間自一個功能切換至另一個的邏輯。
驅動控制邏輯402自身可為各種類型之邏輯中的任一者，例如，類比或數位或其組合。舉例而言，驅動控制邏輯402可經實施為一處理器，例如，一微控制器，從而執行包含於一記憶媒體上的指令；一基於狀態機之數位控制器；場可程式化閘陣列(FPGA)及/或一混頻信號特殊應用積體電路(ASIC)。或者，驅動控制邏輯402可包括以上之任何組合。驅動控制邏輯可由此使用各種數位或類比技術中之任一者，或其組合而實施，如對一般熟習此項技術者將為顯而易見的。
圖5-說明用於控制一馬達之穩定狀態操作之方法的流程圖
圖5說明根據一實施例之用於控制一馬達之穩定狀態操作的方法。馬達之一穩定狀態操作亦可稱為馬達的自然整流操作。穩定狀態或自然整流可指代一旦轉子已自旋的馬達操作。換言之，自然整流可指代維持或調整轉子在一旦其已處於運動中時的旋轉速度。在一些實施例中，一馬達可使用一不同方法(例如，不同控制邏輯)用於開始一固定轉子的旋轉而非其可用於維持或調整一已旋轉之轉子的旋轉速度。
馬達102可為一無刷、三相馬達，如上文所述且在各圖式中所說明。馬達102可由此包括一可包括一或多個永久磁體之轉子202。轉子202上的該一或多個永久磁體可包括四個極；或者，永久磁體可包括兩個、六個或另一數目個極。馬達亦可包括一定子204。定子204可位於轉子202周圍，並可包括複數個電磁體206。舉例而言，在定子204上可存在六個電磁體206，其可作為三對電磁體206而操作。每一對電磁體302、304、306可定位為彼此相對。該複數個電磁體206可均勻地分布於定子204周圍。該等電磁體之各個電磁體可在不同時間及/或在不同相位中藉由各種電壓及電流而驅動，以電磁地誘發轉子202旋轉。
在圖5中所說明且在下文所述的方法可根據各種實施例以反覆型式操作。隨著轉子202旋轉，馬達102之控制可能需要經頻繁地調整，例如，以針對有效馬達操作而在適當時間對該等電磁體進行整流。因此，下文所述之方法的步驟中之一些或全部可能可在馬達102之操作期間經由不確定次數之反覆而根據各種實施例重複。
該方法可藉由包含於馬達總成100中之邏輯402來實施。舉例而言，邏輯402(其實施本文所述之方法)可包含一處理器，例如，一微控制器，從而執行包含於一記憶媒體上的指令；一基於狀態機之數位控制器；及/或一混頻信號特殊應用積體電路(ASIC)。或者，該方法可藉由以上之任何組合來實施。
在502中，可計算一脈寬調變(PWM)工作週期。該PWM工作週期可基於一最小工作週期及一輸入命令而計算。最小工作週期可為用以驅動在定子上之電磁體之線圈所需的最小工作週期。輸入命令可自零值、或在一些實施例中自小的非零值(在該狀況下，PWM工作週期將為(精確地或近似地)最小工作週期)按比例縮放至一最大值(在該狀況下，PWM工作週期將以對於馬達可用之最大驅動電流來驅動該馬達)。一初始輸入命令可經預先設定，或替代地可自一控制裝置接收。該輸入命令可藉由該控制裝置週期性地更新。該輸入命令經更新之週期可長於該方法可經反覆的週期。在該方法於該輸入命令之更新之間的任何反覆中，該輸入命令之最近更新可繼續用於PWM工作週期計算。
對該輸入命令的更新可指示維持、增加或減小馬達102之旋轉速度的需要。發送該輸入命令及/或輸入命令更新之控制裝置可為一控制裝置，例如，一風扇速度控制裝置。舉例而言，若馬達102正驅動一冷卻風扇110，則風扇速度控制裝置可基於在待冷卻之位置所量測的一或多個溫度而更新該輸入命令。因此，在此實例中，若所量測之溫度過熱，則該控制裝置可發送一輸入命令以增加PWM工作週期驅動，例如，增加轉子202的旋轉速度，藉此增加空氣循環且移除過多的熱量。應注意，亦預想其他類型之控制裝置，例如，用於其他類型的馬達負載。在504中，在一預期之零交叉處取樣一感應電壓以產生一第一電壓值。隨著轉子202(例如，包括一永久磁體)旋轉，其可隨著其依序通過該複數個電磁體206中之每一者而在電磁體206中的每一者中感應產生一電壓。當在驅動馬達102之過程中，該等電磁體中之一者未經有效地驅動時，例如，可能無動力，可能有可能量測由轉子202之旋轉感應產生的跨越彼電磁體的電壓。類似感應電壓可能已在複數個先前預期零交叉處經取樣。基於該等先前感應電壓取樣，可存在跨越一特定無動力電磁體之電壓經預期跨越零時的特定時間。因此，在此預期零交叉處取樣該感應電壓可提供指示轉子202之實際位置及/或速度的資訊。舉例而言，一小的或大的正或負電壓可指示轉子202之位置在彼電磁體前方或後方比所預期更靠近或更遠離。在此預期零交叉處之感應電壓取樣在本文中被稱為「第一電壓值」。該第一電壓值可接著用於後續步驟中以判定馬達控制的任何調整。
在一替代實施例中，霍爾元件(霍爾效應感測器)用以偵測轉子之絕對位置，而非BEMF取樣。在本發明之使用霍爾感測器的實施例中，本文所述之信號處理中的某些可稍微修改。舉例而言，下文之計算將仍被執行，但可包括一偏移及不同增益值。作為一實例，霍爾感測器量測結果可經處理以顯現為一BEMF信號，並可接著執行下文所述的方法。
在506中，計算在複數個預期零交叉值處所取樣之先前電壓值與第一電壓值的一平均值。跨越非作用中電磁體之感應電壓可能已在先前預期零交叉處類似地取樣。因此，可能有可能計算若干先前取樣之電壓值連同第一電壓值的一平均值。舉例而言，該平均值可包括在一完整整流循環內取樣的電壓值，例如，若一個整流循環有六個電磁體及六個相位，則5個先前取樣電壓值可與第一取樣電壓值一起平均化。該所計算之平均值由此在計算預期零交叉時提供新近平均誤差的一指示項。
在508中，自所計算之平均值減去第一電壓值以產生零交叉誤差差值。在任何馬達內部之真實狀況將為非均一的；換言之，在馬達102內部之任何場及/或電磁體206、永久磁體及馬達102之其他部分或態樣可能不會始終完全一致地等同。藉由建立一非零平均值(在步驟506中)且自彼平均值減去第一電壓值(在步驟508中)，此操作以在一整體整流循環內對一給定取樣電壓中之真實非均一性的任何效應進行平衡。因此，使用此零交叉誤差差值(在進一步計算之後)作為馬達控制的部分可為保持轉子磁性實質上與驅動定子電磁性最佳地對準的方式。
在510中，將零交叉誤差差值乘以一第一常數以產生一角速度的一表示。該第一常數可表示馬達之機電性質及/或經驅動之負載的性質。各種馬達架構具有不同機電性質。另外，若馬達102正驅動一負載，則可能需要考慮該負載之性質。舉例而言，若馬達正驅動一風扇，則在馬達上可承載的負載不同於馬達正驅動一車輪時的負載。該第一常數可基於特定馬達之機電性質及經驅動的負載而判定。該第一常數可經判定以使得在其與零交叉誤差差值相乘時，其將產生一角速度的一表示。該所表示之角速度可為可用的(例如，直接或間接)以使馬達102在給定馬達102之當前狀態的情況下以一理想效率執行，如第一取樣電壓值及先前取樣電壓值所表示。
在一例示性實施例中，以實驗方式判定一給定馬達設計之第一常數的一最佳值。該第一常數之值可(例如)藉由以下來判定：首先將常數設定於一任意值(例如，任意低的值)，接著隨著該第一常數之值變化而在馬達之操作期間觀測轉速計頻率及/或電流漣波(current ripple)(例如，藉由使用示波器)，且最後判定該第一常數在轉速計頻率及/或電流漣波之變化經最小化時的值。在一些實施例中，該第一常數之值可部分結合一第二常數之值而判定，如下文所述。轉速計頻率及電流漣波可為零交叉誤差預測在一整流循環中平衡之程度的指示項。換言之，若轉速計頻率不穩定或在馬達電流中存在大漣波，則其可指示電磁體並未以相等間隔經整流，此可為控制迴路不穩定的指示(例如，過調整或調整不足)。因此，判定該第一常數之使轉速計頻率變化及/或電流漣波最小化的值可最佳化控制迴路的穩定性。在一些實施例中，該第一常數之最佳值可在轉速計頻率及電流漣波中產生小於1%的變化。在一些實施例中，一旦以實驗方式判定一給定馬達設計之第一常數的一最佳值，則第一常數可用於相同設計的任何馬達。
在一些實施例中，藉由將零交叉誤差差值乘以第一常數所產生的值可接著除以一第二常數(例如，在一利用整數數學運算的系統中)。除以一第二常數(若使用整數數學運算)的一個優點可為將該值截尾(亦即，稍微減小)。藉由將此值截尾，馬達102可在稍微低於峰值效率的效率下操作。此可為需要的，以便在不引起一停轉狀況的情況下保留適應任何環境條件調整(諸如，對額外轉矩的需要)的一些能力。因為需要較不複雜之計算電路，所以使用整數數學運算就其本身條件而言可為有益的。利用整數數學除法所固有的截尾能力可提供此額外益處。第二常數可結合第一常數而判定，例如，以最小化轉速計頻率變化及電流漣波兩者且在一適當解析度下將該值截尾。或者，第二常數可對於所有馬達經最佳判定(例如，理想的第二常數可能不取決於特定馬達類型)，而第一常數可鑒於第二常數來判定。第二常數亦可最初以實驗方式判定，以最佳化馬達之效率。舉例而言，若第二常數過小，則該驅動控制方法可能容易變得不穩定(例如，可能相對頻繁地出現停轉狀況)。另一方面，若第二常數過大，則效率可能降低。因此，可以實驗方式判定產生良好效率及穩定性的最佳中間值。因此，在一些實施例中，在除以第二常數之後的值可為角速度的表示。
根據一實施例，零交叉誤差差值之一實例可為-14。第一常數可為30，而第二常數可為16。因此，步驟510可包括計算int(-14*30)=420及int(420/16)=26。在此實例中，基於零交叉誤差差值之角速度的表示可接著為-26。
在512中，基於角速度之表示而產生一或多個時間值。該一或多個時間值可表示一週期，例如，轉子之運轉週期(revolution)之一部分的時間週期。該週期可為7.5度或一機械運轉週期的1/48th 。該一或多個時間值可表示在電磁體之下一整流之前的時間量。換言之，該一或多個時間值可表示下一預期零交叉值。
在一些實施例中，角速度之表示可結合一或多個其他值而使用以產生該一或多個時間值。舉例而言，輸入命令可用以產生一角速度值的另一表示。在該狀況下，輸入命令之角速度值可表示一基本角速度(例如，PWM工作週期應產生的旋轉速度)，而零交叉誤差差值之角速度值可表示用以校正實際轉子位置之任何偏移的調整。因此，繼續先前實例，一基於輸入命令之角速度值的一實例可為48。該方法可自輸入命令之角速度減去零交叉誤差差值的角速度以產生一最終角速度值(一角速度值的表示)。使用先前實例，此可在一實施例中包括計算int(48-(-26))=int(48+26)=74。
在一些實施例中，一或多個進一步之計算可用於產生該一或多個時間值。舉例而言，可存在一第三常數，其用以將最終角速度值按比例縮放為一時間值。第三常數可簡單地為本質上用以將單位自角速度之單位(例如，每毫秒弧度)改變為時間(例如，毫秒)的轉換因子。再次繼續先前的實例，第三常數在一實施例中可為9000，且此計算可為int(9000/74)=121。因此，在此實例中，可產生一個時間值，例如，一旋轉週期，其可為121。儘管此為一特定實例，但應注意，在其他實施例中，除剛剛描述之計算之外亦可使用其他計算或可替代於剛剛描述之計算而使用其他計算以產生該一或多個時間值(例如，使用其他值)。另外，應注意，其他時間值(例如，除一旋轉週期之外或替代於一旋轉週期)亦可產生而作為步驟512的部分。
在514中，可基於該一或多個時間值及PWM工作週期而控制馬達102之操作。如上文所提，該一或多個時間值可表示在電磁體之下一整流之前的時間量。該一或多個時間值亦可表示下一個預期之零交叉值。此等值可為相同值或不同值。電磁體可基於該值(例如，在該(等)值所指示的時間)而經整流。下一個零交叉電壓值亦可基於該值(例如，在該(等)值所指示的時間)而經取樣。
如先前所提，在一些實施例中，於圖4中所示之方法可重複，例如，持續複數個反覆。一個致能連續反覆該方法的可能方式可如下執行。該一或多個時間值中之一者可為下一個預期之零交叉值。接下來的反覆可接著包括使用下一個預期之零交叉值作為其第一預期零交叉值。若輸入命令尚未更新，則PWM工作週期可基於最小工作週期及與先前反覆相同的輸入命令而計算。或者，PWM工作週期可基於最小工作週期及一經更新的輸入命令而計算。該方法之剩餘步驟可接著以類似方式再次執行以產生馬達的穩定狀態操作。
在一些實施例中，該方法可以特定規則時間間隔(諸如，每隔1ms一次)執行。在其他實施例中，該方法可以規則角度間隔(其可處於可變時間間隔)執行。舉例而言，該方法可每個機械運轉週期執行12次，或每隔30度之旋轉執行一次；此間隔可為取決於馬達之自旋速度的可變時間量。或者，該方法可依賴於兩個或兩個以上非同步控制迴路。在該等狀況下，該方法之不同部分可以不同規則(可變或特定)間隔來執行，而該方法整體可以不規則間隔執行。在一組實施例中，可存在一整流迴路，其可負責在特定時間(例如，在步驟512中所產生的該一或多個時間值處)取樣感應電壓(例如，步驟504)。在一些實施例中，整流迴路亦可負責整流電磁體(例如，步驟514的部分)。該整流迴路亦可負責計算零交叉誤差差值(例如，步驟506及508)。亦可存在一速度控制迴路，其使用零交叉誤差差值來產生該一或多個時間值(例如，步驟510及512)。在一些實施例中，該速度控制迴路亦可負責判定PWM工作週期(例如，步驟502)。
該等控制迴路可以不同速率(例如，非同步地)操作。舉例而言，整流迴路可取決於馬達之速度以一可變速度操作，而速度控制迴路可以一固定速率(諸如，每隔1ms)操作。在此等實施例中，該方法之步驟可能不具有固定次序；舉例而言，一些步驟可在其他步驟經執行之前重複多次。舉例而言，若馬達正以一高速率(諸如，8000rpm)進行自旋，則整流迴路在速度控制迴路得到(最新)零交叉誤差差值且使用該零交叉誤差差值來產生該一或多個時間值之前可多次整流電磁體、取樣一第一電壓值、計算複數個經取樣電壓值的一平均值，及自該所計算平均值減去第一取樣電壓值以產生一零交叉誤差差值。在其他(例如，較慢)馬達速度下，速度控制迴路之循環可比整流迴路更頻繁亦可為可能的，例如，可繼續再使用同一零交叉誤差差值值，直至整流迴路取樣一下一經取樣電壓並計算一新的零交叉誤差差值為止。
如上文所提，輸入命令係一連同一最小工作週期一起的命令，其可用以計算PWM工作週期。換言之，輸入命令可為一控制裝置將一所要旋轉速度輸入至控制演算法中的一手段。在一些實施例中，輸入命令亦可用作產生一或多個時間值的部分。輸入命令可週期性地更新。換言之，輸入命令可為可僅以一特定間隔進行更新的。該間隔可為該方法之多個反覆，例如，輸入命令可每隔該方法之128個反覆更新一次。該間隔可替代地為用以執行該方法的控制迴路中之一者(例如，速度控制迴路)的多個反覆。該間隔可為一可調整間隔。該間隔可(例如)在自速度控制迴路之一初始反覆起已經過特定數目個間隔之後經調整。舉例而言，輸入命令可最初可在每128個反覆之後(例如，在一實施例中，128ms之後)進行更新，然而，在輸入命令已更新8次之後，輸入命令可在每連續64個反覆之後進行更新，例如，該間隔可減小兩倍。該間隔可替代地減小一不同倍、或增加或可在已經過不同數目個間隔之後經調整；大體而言，該間隔可能可以任何數目個方式進行調整。
該間隔可經調整一次以上，例如，複數次。舉例而言，在已接收8次輸入命令更新之後，該間隔可減小兩倍，且在已接收另外8次(或16次、或另一數目個)輸入命令更新之後，該間隔可再次進一步減小兩倍、或四倍或某一其他倍數。其他調整準則亦可或替代地用以(例如)基於自該方法之初始反覆起的時間量、基於馬達之一當前旋轉速度或任何數目個準則判定可更新輸入命令之頻率何時可改變。
每次輸入命令經更新時，轉子之旋轉速度可改變(例如，在若干反覆的過程中)。此可能影響與預期零交叉值相關的實際零交叉值歷時該方法在該更新後的多個反覆。為此原因，尤其在馬達剛剛開始自旋時，可能需要輸入命令可能僅不頻繁地更新，例如，可調整間隔最初相對長。因此，可執行速度控制迴路之大量反覆(例如，128個反覆)，從而允許平均零交叉誤差在輸入命令再次被更新之前穩定(例如，達到最小值)。另一方面，一旦馬達自旋且預期零交叉值相對準確及穩定，則可能需要更頻繁地更新輸入命令。因此，間隔可減小(例如，至64、32或另一數目個反覆)以改良馬達對該馬達之旋轉速度之所要改變的回應。
圖 6-比較驅動技術之測試結果的曲線圖
圖6說明比較兩種驅動技術之所測試效能的曲線圖。該曲線圖展示當前RPM對DC馬達電流。每一驅動技術用以控制等同馬達，例如，同一型號的馬達。該馬達係使用一現有先前技術驅動器606且使用一根據本發明之一實施例的「新」驅動器602而測試。先前驅動技術組態用於單相操作的定子，而「新」驅動技術組態用於三相操作的定子。亦展示每一結果的曲線擬合604、608。相對於先前技術驅動器之結果，新驅動器之結果展示大量功率節省。亦值得一提的是，與先前技術驅動器之線性回應604相比，新驅動器之最佳曲線擬合展示一平方負載回應608。咸信，所示之功率節省係在無傳統控制迴路的情況下部分地藉由使該回應匹配該負載而達成。
圖7A及圖7B-馬達驅動信號與時序
圖7A至圖7B說明根據一實施例的馬達驅動信號與時序。在所示之實施例中，轉子可為一四極轉子，使得一個機械運轉週期採用兩個電運轉週期(或整流循環)。在7A中，展示每一線圈在轉子之一機械運轉週期過程中的驅動/整流樣式。每一對電磁體(「U」302、「V」304、「W」306)可以同一樣式，但在不同於其他對電磁體的相位下被驅動。每一虛線標示一先前逾時週期之結束及下一逾時週期的開始，例如，自「A」702至「B」704可為一逾時週期，而自「C」706至「D」708可為另一逾時週期。在每一逾時週期之開始，可整流一對電磁體。
圖7B展示電磁體對「W」306之驅動循環的開始於時間「A」702且結束於時間「D」708的放大部分。在所示之實施例中，正好在時間「A」702之前，電磁體對「W」306在「低側」上經驅動。在時間「A」702，該電磁體對經整流並可接著保持未驅動，直至下一逾時週期在時間「B」704開始為止。儘管電磁體對「W」306未驅動，但可採用一或多個感應電壓樣本。此等取樣電壓值可為由轉子之永久磁體之旋轉所感應產生的電壓(BEMF)，如先前所論述。舉例而言，在時間「A」702與時間「B」704之間的時間「Vzero_cross」750可為一預期零交叉值，且由此在該時間的電壓可經取樣。此可為在圖5中所示之方法中用以判定一時間量直至一下一整流及/或直至一下一預期零交叉值(例如，在此實例中，其可跨越電磁體對「V」304經取樣)為止的第一取樣電壓。換言之，在「Vzero_cross」750所取樣的電壓可為圖5之方法的第一取樣電壓，且可用以產生如圖7A至圖7B中所示之(多個)逾時值，其可為圖5之方法之該一或多個時間值中的一者。
如圖7B中所示及上文所提，在一些實施例中，亦可在時間「A」702與時間「B」704之間的週期中自電磁體對「W」306取樣一或多個其他電壓。此等值可包括感應電壓之斜率的一或多個取樣，及/或感應電流及/或馬達電流的一或多個取樣。在一些實施例中，此等取樣值可由驅動控制邏輯用以檢查停轉狀況或非穩定狀態馬達狀況的其他指示，或檢查其他驅動控制功能。
在時間「B」704，電磁體對「W」306可於「高側」上經驅動。電磁體對「W」306可經由時間「B」704與時間「C」706之間的兩個逾時週期繼續驅動為「高」。此時，第一電磁體對「V」304可為未驅動的並用以取樣感應電壓及/或電流，同時電磁體對「U」302可經驅動為「低」，接著電磁體對「U」302可為未驅動的並用以取樣感應電壓及/或電流，同時電磁體對「V」304可經驅動為「低」。在時間「C」706，電磁體對「W」306可再次經整流且未經驅動歷時持續直至時間「D」708為止的逾時週期。在此逾時週期期間，可在電磁體對「W」306上再次取樣一或多個電壓(包括在Vzero_cross 750處)。接著在時間「D」708，電磁體對「W」306可經驅動為「低」。
圖7A描繪一個機械運轉週期之兩個完整整流循環，此機械運轉週期如上文所提可對應於一利用一四極轉子的馬達。在其他實施例中，例如，利用一具有兩個、六個或另一數目個極的轉子，整流循環與機械運轉週期的關係可能不同。另外，其他驅動樣式亦可為可能的，例如，電磁體對「U」302及「V」304之相位可相反以產生相反方向上的旋轉。如上文所提，圖5之方法可反覆地執行；應注意，根據一實施例，圖7A確實可描繪圖5中所示之方法的12個反覆，例如，每隔一逾時週期一次。
圖8-功率傳送曲線圖
圖8說明一曲線圖，其展示一馬達之與當前馬達速度ω對非負載馬達速度ωo 之比率相關的功率輸入802、功率輸出804及效率806。該非負載馬達速度為達到100%效率之處，但不存在供應至一負載的轉矩。同樣，當馬達速度為0時，可獲得最大轉矩，但無速度，無功(work)發生。此等兩種狀況定義操作之理論界限。實務上，ω/ωo 值可通常在.25與.75之間變化，在現實(例如，當實際驅動一負載時)理想下，在不放棄過多轉矩的情況下可在.75附近達成良好效率。
圖 9-驅動控制邏輯之方塊圖
圖9為驅動控制邏輯之一例示性方塊圖，該驅動控制邏輯用於控制一根據一實施例之馬達的自然整流狀態操作。展示於圖4中並關於一無感測器、無刷、三相馬達之各種實施例描述的驅動控制邏輯402可(例如)如圖9中所示而進行操作。然而，儘管展示於圖9中之驅動控制邏輯為一無感測器、無刷、三相馬達之驅動控制邏輯的一例示性實施例，但亦預想其他可能的實施例。
驅動控制邏輯402可包括多個控制迴路，其可為同步或非同步的。在所示之實施例中，存在兩個非同步控制迴路：一整流迴路900及一速度控制迴路950。
整流迴路900可以規則角度間隔循環通過多個步驟。舉例而言，可存在四個步驟，其可以7.5度間隔執行。該循環可由此每隔30度重複，或每個運轉週期重複12次。在0度910處，驅動邏輯可整流定子電磁體。另外，驅動邏輯可執行一或多個其他功能，諸如計算驅動電流及/或檢查停轉狀況。此等其他功能可用以控制或判定是否應對驅動控制之一或多個其他操作狀態(例如，除自然整流操作狀態以外的態樣)進行改變。舉例而言，若偵測到一停轉狀況，則馬達驅動控制邏輯可能需要自自然整流切換操作，以便停止並重新起動馬達。在7.5度920處，驅動控制邏輯可自定子上之一未驅動電磁體取樣一感應電壓。在一些實施例中，此感應電壓亦可用以控制或判定是否應對驅動控制之一或多個其他操作狀態進行改變，而非用於控制自然整流狀態操作。在15度930處，可預期出現跨越未驅動電磁體而感應產生之電壓的零交叉值，且驅動控制邏輯可在此步驟處取樣第一取樣電壓值。驅動控制邏輯亦可計算零交叉誤差差值並在此步驟處將其儲存於對速度控制迴路950可存取的記憶位置999。在22.5度940處，可自定子上之一未驅動電磁體取樣另一感應電壓，其亦可用作一或多個其他操作狀態之驅動控制的部分。在30度之後，該循環可重設，再次於0度910處開始。
如所提，在每一步驟之間的間隔可為7.5度(一個運轉週期的1/48)。每一間隔之時間可儲存為一旋轉週期逾時(RPT)，例如，儲存於對整流迴路可存取的記憶位置998。因此，在0度處(例如，先前RPT之末尾)，除上文所述之其他功能之外，驅動控制邏輯亦可載入一新RPT(自記憶位置998)。在彼RPT之末尾，驅動控制邏輯可執行對於7.5度所指定的功能，包括載入一新RPT。只要馬達在自然整流狀態下操作，則驅動控制邏輯可繼續以此方式循環整流迴路。
速度控制迴路950可以規則時間間隔循環通過多個步驟。舉例而言，可存在一逾時A 960。逾時A 960可為1ms或任何時間值。在一些實施例中，逾時A 960之一典型值可在1ms至10ms之間。亦可存在一逾時B 970。逾時B 970可為128ms或任何時間值。在一些實施例中，逾時B 970之一典型值可為128ms、64ms或32ms。
速度控制迴路950可包括可在每一逾時A 960之後執行的步驟980。在步驟980中，驅動控制邏輯可計算PWM工作週期且計算RPT。驅動控制邏輯可使用輸入命令來計算PWM工作週期(例如，如圖5之步驟502中所述)，且可使用零交叉誤差差值及輸入命令來計算RPT(例如，RPT可為根據圖5之步驟512所產生的時間值)。零交叉誤差差值可自記憶位置999可得，而對輸入命令之更新可在步驟590中於每個逾時B 970之後擷取。步驟590可進一步包括改變一或多個其他值。舉例而言，在一實施例中，驅動控制邏輯可改變比例增益常數(Kp)及RPM額定值(rating)。在於步驟580中計算RPT之後，驅動控制邏輯可將RPT儲存在對組成整流迴路900之驅動控制邏輯可存取的記憶位置998。
速度控制迴路950及整流迴路900可各自使用另一控制迴路所提供的資訊。換言之，速度控制迴路950可使用整流迴路900所計算的零交叉誤差差值來計算RPT，而整流迴路900可使用該RPT來控制其用於取樣第一取樣電壓值的時序並自其計算零交叉誤差差值。
該方法之優點
本文所述之方法原則上比大部分解決方案簡單得多，因為無對於旋轉速度及位置的預測性估計。以一直接了當的方式，馬達經對準並被迫以已知週期及PWM工作週期進行旋轉。在一機械旋轉結束時，BEMF誤差用以調整時間計算同時加速達到所命令之速度。此方法之一優點為在類比及數位電路中之實質降低。特定實施例所需要的不多於比例控制，且在此等實施例中，不需要幾乎所有先前技術解決方案需要用於PID控制的積分及導數計算。
本發明之實施例可操作以在控制馬達之速度時調變兩個驅動電晶體。在任何時間點，一高側及一低側電晶體係作用中的。傳入命令用以判定已被命令的最大旋轉速度之百分比，但此外部信號並非用以直接調變線圈。
整個設計之簡單性係獨特的。先前技術所使用之方法需要微控制器來用於支援演算法所需之數學運算。本發明之至少一些實施例使用簡單積分數學，且僅需要比例控制來實現該方法。
先前技術解決方案需要複雜的座標變換，且依賴於對關於馬達之參數資料(諸如，電感、線圈電阻、轉矩、轉子質量等)的瞭解。本文所述之實施例可能僅需要基本的初始狀況資訊(何時整流及何時取樣BEMF、用於線圈驅動的最小PWM工作週期)、旋轉方向及最大速度。並非依賴於預測及估計器，本文所述之實施例提供知曉需要何旋轉週期及調整以最小化零交叉誤差的非常直接了當的方法。
此簡單性之部分來自知曉絕對最大效率在何處出現。此出現於所有所供應之能量被使用時，從而意謂馬達無法獲得「額外」轉矩。此狀況在環境條件改變時導致一停轉，從而反映對於來自馬達之額外轉矩的需要且未獲得滿足。此環境改變對觀測者而言可能無法察覺，且產生怪異行為。在一實施例中，藉由控制馬達以稍微低於最大效率之效率運轉，此允許控制迴路具有在週期中進行調整所需的時間以適應所需的額外轉矩。此係藉由在計算中截尾誤差信號從而留下一小的剩餘零交叉誤差而實現。由於不存在來自積分或預測計算之時間滯後，因此此使迴路穩定，並允許在旋轉週期中的快速改變。
由於演算法係直接了當的，且不需要較高階層之數學計算，因此實施可在一基於狀態機之數位控制器及混頻信號ASIC中達成(相對於混頻信號微控制器方法)。功率需求之降低意謂對於同一馬達而言，裝置之整體佔據面積可小得多。本發明之其他實施例利用一混頻信號微控制器方法。
儘管以上實施例已相當詳細地被描述，但對熟習此項技術者而言，一旦完全瞭解以上揭示內容，則眾多變化及修改將變得顯而易見。預期以下申請專利範圍經解譯為包含所有該等變化及修改。
100．．．馬達總成
102．．．馬達
110．．．風扇總成
120．．．扇葉
202．．．轉子
204．．．定子
206．．．電磁體
302．．．電磁體對
304．．．電磁體對
306．．．電磁體對
402．．．驅動電路/驅動控制邏輯
404．．．FET
406．．．FET
414．．．FET
416．．．FET
424．．．FET
426．．．FET
602．．．「新」驅動器
604．．．曲線擬合/線性回應
606．．．先前技術驅動器
608．．．曲線擬合/平方負載回應
702．．．時間「A」
704．．．時間「B」
706．．．時間「C」
708．．．時間「D」
750．．．時間「Vzero_cross」
802．．．功率輸入
804．．．功率輸出
806．．．效率
900．．．整流迴路
950．．．速度控制迴路
960．．．逾時A
970．．．逾時B
998．．．記憶位置
999．．．記憶位置
圖1A及圖1B說明根據一實施例之例示性風扇及風扇馬達的不同視圖；
圖2說明根據一實施例之無刷四極三相電動馬達的簡化圖式；
圖3說明根據一實施例之無刷三相電動馬達的一整流樣式；
圖4為根據一實施例之具有驅動控制邏輯的馬達之電路圖；
圖5為描述根據一實施例之用於操作無感測器、無刷三相馬達之方法的流程圖；
圖6為描繪一先前技術驅動技術與根據本發明之一實施例之驅動技術之間的比較之測試結果的曲線圖；
圖7A及圖7B說明根據一實施例之馬達驅動信號與時序；
圖8為描繪隨角速度而變之功率傳送的曲線圖；及
圖9為描繪根據一實施例之驅動控制邏輯的方塊圖。
儘管本發明易受各種修改及替代形式的影響，但其特定實施例在圖式中藉由實例來展示且在本文中詳細描述。然而，應理解，圖式及其詳細描述不欲將本發明限於所揭示之特定形式，而相反，本發明涵蓋屬於如由所附申請專利範圍界定的本發明之精神及範疇的所有修改、等效物及替代。
(無元件符號說明)

Claims (20)

  1. 一種用於操作一馬達之方法，其中該馬達包含複數個電磁體，該方法包含：計算一脈寬調變(PWM)工作週期；在一第一預期零交叉值處取樣由轉子之旋轉所感應產生的一電壓，其中該取樣產生一第一取樣電壓值；計算複數個取樣電壓值之一平均值，其中該複數個取樣電壓值包含在複數個先前預期零交叉值處所取樣的電壓值及該第一取樣電壓值；自該所計算之平均值減去該第一取樣電壓值以產生一零交叉誤差差值；將該零交叉誤差差值乘以一第一常數以產生一角速度的一表示，其中該第一常數表示該馬達之機電性質；基於該角速度之該表示而產生一或多個時間值；基於該一或多個時間值及該PWM工作週期而控制該馬達的操作。
  2. 如請求項1之方法，其中該角速度之該表示經截尾為一整數值。
  3. 如請求項1之方法，其中該基於該角速度之該表示而產生一或多個時間值包含將該角速度的該表示除以一第二常數以產生該一或多個時間值，其中該第二常數表示該馬達的性質。
  4. 如請求項1之方法，其中該一或多個時間值表示一週期。
  5. 如請求項1之方法，其中該一或多個時間值表示直至該複數個電磁體之一下一整流為止的一時間量。
  6. 如請求項1之方法，其進一步包含：以複數個反覆重複該方法，其中該一或多個時間值包含一下一零交叉值，其中該方法之每一反覆係基於將該先前反覆之該下一預期零交叉值使用作為該第一預期零交叉值。
  7. 如請求項1之方法，其中該PWM工作週期係基於一最小工作週期及一輸入命令而計算。
  8. 如請求項7之方法，其中該輸入命令可以一可調整間隔而更新。
  9. 如請求項8之方法，其進一步包含：以複數個反覆重複該方法；其中該可調整間隔包含該方法之多個反覆，其中該可調整間隔可基於自該方法起始時已出現的間隔之一數目而調整。
  10. 一種電動馬達，其包含一轉子，其包含一永久磁體；一定子，其包含複數個電磁體；一電壓感測器，其經組態以量測跨越該複數個電磁體之一電磁體所感應產生的一電壓；邏輯，其經組態以：計算一脈寬調變(PWM)工作週期；使用該電壓感測器在一預期零交叉值處取樣跨越該複數個電磁體之該電磁體的一電壓以產生一第一取樣電壓值，其中該跨越該電磁體之電壓係由該轉子之旋轉而感應產生；計算在複數個預期零交叉值處所取樣之先前電壓值與該第一取樣電壓值的一平均值；自該所計算之平均值減去該第一取樣電壓值以產生一零交叉誤差差值；將該零交叉誤差差值乘以一第一常數以產生一角速度之一表示，其中該第一常數表示該馬達的機電性質；基於該角速度之該表示而產生一或多個時間值；基於該一或多個時間值及該PWM工作週期而控制該馬達的操作。
  11. 如請求項10之電動馬達，其中該角速度之該表示經截尾為一整數值。
  12. 如請求項10之電動馬達，其中該基於該角速度之該表示而產生一或多個時間值包含將該角速度的該表示除以一第二常數以產生該一或多個時間值，其中該第二常數表示該馬達的性質。
  13. 如請求項10之電動馬達，其中該一或多個時間值表示一週期。
  14. 如請求項10之電動馬達，其中該一或多個時間值表示直至該複數個電磁體之一下一整流為止的一時間量。
  15. 如請求項10之電動馬達，其中該邏輯進一步經組態以在複數個反覆內操作，其中該一或多個時間值包含一下一零交叉值，其中該方法之每一反覆係基於將先前反覆之該下一預期零交叉值使用作為第一預期零交叉值。
  16. 如請求項10之電動馬達，其中該PWM工作週期係基於一最小工作週期及一輸入命令而計算。
  17. 如請求項16之電動馬達，其中該輸入命令可以一可調整間隔而更新。
  18. 如請求項17之電動馬達，其中該邏輯進一步經組態以在複數個反覆內操作；其中該可調整間隔包含多個該等反覆，其中該可調整間隔可基於自該方法起始時已出現的間隔之一數目而調整。
  19. 如請求項10之電動馬達，其中該邏輯包含一基於狀態機之數位控制器及一混頻信號特殊應用積體電路。
  20. 如請求項10之電動馬達，其中該邏輯包含一電腦可存取記憶媒體，其儲存可由一處理器執行以執行所列步驟之程式指令。
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