TWI384815B - 利用以符號為基礎隨機化正交分頻多工之用於通訊資料的系統及方法 - Google Patents

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Description

利用以符號為基礎隨機化正交分頻多工之用於通訊資料的系統及方法
本發明係關於通訊系統，且更特定言之，本發明係關於多重載波通訊系統，包括(但不限於)正交分頻多工(OFDM)通訊系統。
在OFDM通訊系統中，分頻多工(FDM)通訊訊號之頻率及調變經配置以相互正交從而消除每一頻率上之訊號之間的干擾。在此系統中，與通道時間特徵相比具有相對較長之符號的低速率調變對多路徑傳播問題較不敏感。OFDM由此利用多重頻率在單獨之窄頻率次頻帶上同時傳輸多個低符號速率資料流，而非以單一頻率在一寬頻帶上傳輸單一高符號速率流。此等多重次頻帶具有優勢在於，給定次頻帶上之通道傳播效應通常比作為整體之整個通道上更恆定。可在個別次頻帶上傳輸典型之同相/正交(I/Q)調變。又，OFDM通常結合前向誤差校正機制來利用，其在此實例中有時被稱作經編碼之正交FDM或COFDM。
可將OFDM訊號看作多個正交副載波訊號之總和，其中(例如)藉由正交振幅調變(QAM)或相移鍵控(PSK)來獨立地調變每一個別副載波上之基頻資料。此基頻訊號亦可調變主RF載波。
OFDM通訊系統具有高頻譜效率(頻帶每赫茲每秒大量位元)、輕易減輕多路徑干擾且易於濾波雜訊。然而，OFDM通訊系統遭受通道中之時間變化的損害，尤其係引起載波頻率偏移的時間變化。由於OFDM訊號為大量副載波訊號之總和，因此其可具有較高之峰均振幅或功率比。亦有必要最小化副載波訊號之間的互調變，該互調變可建立帶內自干擾且建立相鄰通道干擾。載波相位雜訊、都蔔勒頻移及時脈抖動可對頻率上間隔很近之副載波建立載波間干擾(ICI)。通常在傳輸頻譜內於經指派之頻率位置處傳輸該等副載波。在OFDM訊號之傳輸持續時間內，每一副載波之平均功率顯著且可輕易地偵測並截獲到，此對於要求低偵測機率(LPD)及低截獲機率(LPI)特徵之系統而言係不合需要的。接收OFDM訊號之接收器要求最小之每副載波訊雜比(SNR)以便以可接受之低位元錯誤率(BER)來解調變並解碼訊號。若在傳輸頻譜內存在其他不需要之能量，則SNR可下降從而導致BER增加。該不需要之能量可為來自其他來源之無意雜訊。在此情形中，雜訊被稱作"干擾"且來源被稱作"干擾碼"。若某一稱作"擾亂碼"之第三方來源有意地傳輸破壞傳輸之不需要能量，則其被稱作擾亂訊號。由於達到可接受之低BER所需要的每副載波最小SNR，習知OFDM訊號易受該等干擾碼及擾亂碼之影響。此外，通道中之頻率選擇性衰落導致在OFDM訊號之傳輸頻譜內存在傳輸空值，此視空值之頻率位置而有選擇性地降低彼等空值內之特定副載波上的SNR，從而導致BER不合需要地增加。
一種系統及設備對資料進行通訊。一調變與映射電路以固定或可變OFDM符號速率為基礎對資料符號進行調變且將資料符號映射成彼此正交之複數個多重副載波頻率以形成正交分頻多工(OFDM)通訊訊號。一偽隨機訊號產生器可連同調變與映射電路進行操作以用於以加密演算法為基礎向調變與映射電路產生偽隨機訊號以用於以OFDM符號速率對每一副載波進行跳頻從而降低任何截獲及偵測機率、降低每頻率功率(dB/Hz/sec)且降低任何所需之傳輸功率，同時維持瞬時訊雜比。
偽隨機訊號產生器可操作以用於以加密演算法為基礎來產生偽隨機訊號以使得連續之OFDM符號不會在同一頻率上傳輸副載波。該偽隨機訊號產生器亦可操作以用於以加密演算法為基礎來產生偽隨機訊號以便減小或消除保護間隔。一反向快速傅立葉轉換(IFFT)電路施加反向快速傅立葉轉換且調變彼此正交之副載波。調變與映射電路亦可包括一以加密演算法為基礎將副載波映射至IFFT電路的副載波映射電路。調變與映射電路亦可操作以用於插入訊號以降低峰均功率比(PAPR)。調變器可以特定映射演算法為基礎將通訊資料映射成經調變之符號。
在另一態樣中，偽隨機訊號產生器可以操作方式連接至調變器以用於利用加密演算法來改變振幅及相位值。在一非限制性實例中，一作為編碼器之前向誤差校正電路可添加一FEC碼。該設備可被包括以作為傳輸器之部分，且一接收器可接收通訊訊號且包括一解映射與解調變電路以用於處理通訊訊號從而獲得通訊資料。此傳輸器可操作以用於調變一主載波訊號。偽隨機訊號產生器亦可操作以用於以加密演算法為基礎來產生偽隨機訊號，以使得OFDM符號不會在相鄰頻率上傳輸副載波以達成經降低之載波間干擾(ICI)。亦提出一種方法態樣。
現將參看附圖在下文中更充分地描述本發明，附圖中展示了本發明之較佳實施例。然而，本發明可以多種不同形式具體化且不應理解為限於本文中所提出之實施例。實情為，此等實施例經提供以使得本揭示案將為詳盡且完整的，且將向熟習此項技術者充分傳達本發明之範疇。相似數字貫穿全文指代相似元件。
根據本發明之一非限制性實例的系統、裝置及方法利用以符號為基礎之隨機化(SBR)、正交分頻多工(OFDM)通訊訊號來增強低截獲機率(LPI)及低偵測機率(LPD)。此訊號亦允許藉由降低每秒每赫茲平均功率同時維持同一瞬時訊雜比(SNR)來增加聯邦通訊委員會(FCC)頻譜遮罩內之傳輸功率。亦可將諸如沃爾什轉換之頻域分散函數施加於頻域中以增強效能。
正交分頻多工(OFDM)亦稱作多載波調變(MCM)，因為訊號利用以不同頻率而傳輸之多重載波訊號。通常在一通道或載波上傳輸之位元或符號中的一些現藉由此系統而在通道中於多重載波上傳輸。高級數位訊號處理(DSP)技術以預定頻率將資料分布在多重載波(副載波)上。舉例而言，若最低頻率副載波利用基本頻率，則其他副載波可為彼基本頻率之整數倍。副載波之間的特定關係被認為係正交的，以使得來自一副載波之能量可出現在所有其他副載波之能量等於零的頻率處。在同一頻率範圍內可能存在頻率重疊。此導致每一副載波上具有較低之符號速率，其具有較少之歸因於多路徑之負面效應而造成的符號間干擾(ISI)。在許多OFDM通訊系統中，將保護間隔(GI)或循環前置項(CP)置於OFDM符號之前或附至OFDM符號以減輕ISI之效應。
圖1A及圖1B為展示IEEE 802.11a OFDM數據機之基本電路組件且展示圖1A中之傳輸器電路30及圖1B中之接收器電路32的高階方塊圖。傳輸器電路30(亦為了清楚而稱作"傳輸器")傳輸一如圖2C所示之OFDM訊號。比較而言，圖2A展示單載波訊號之頻譜且圖2B對比圖2A之單載波訊號而展示典型分頻多工(FDM)訊號之頻譜。圖2C展示OFDM訊號之頻譜。
圖2A至圖2C中之圖式展示，OFDM係以分頻多工(FDM)系統為基礎，其中對每一頻率通道進行調變。FDM系統之頻率及調變現彼此正交以消除通道之間的干擾。由於與通道時間特徵相比具有相對較長之符號的低速率調變對多路徑較不敏感，因此OFDM通訊系統允許在多重載波上同時傳輸多個低速率符號流而非在單載波上傳輸一高速率符號流。因此，OFDM通訊系統中之頻譜被分為多重低頻寬次頻帶。由於每一次頻帶覆蓋頻譜之一相對較窄之區段，因此與整個被佔用頻譜上之通道變化相比，給定次頻帶上之通道傳播效應更加恆定或"平坦"。可利用任何類型之同相與正交(I/Q)調變來對任何副載波進行調變，例如，二元相移鍵控(BPSK)、正交相移鍵控(QPSK)或正交振幅調變(QAM)，或此等調變機制之眾多且不同之推導形式中的任一者。可向一或多個次頻帶施加不同訊號處理技術，例如，通道編碼、功率配置、調適性調變編碼及類似機制。(例如)利用時間、編碼或頻率分離，多用戶配置亦係可能的。
在利用諸如圖1A及圖1B中所示之傳輸器及接收器的OFDM通訊系統中，一傳輸器將在數十或數千個不同正交頻率上傳輸訊號，該等頻率關於頻率之間的相對振幅與相位關係係獨立的。每一副載波訊號通常將具有僅用於單一窄頻訊號之空間，因為該等訊號間隔很近，且防止相鄰副載波上之訊號相互干擾係至關重要的。在OFDM系統中，每一副載波上之符號經建構以使得來自其頻率分量之能量在每一其他副載波之中心處為零，從而賦能OFDM符號具有比典型FDM中所可能達到之頻譜效率高的頻譜效率。
如圖1A及圖1B中所示之OFDM系統包括如前向誤差校正(FEC)技術之通道編碼，其利用前向誤差校正編碼器來建立經編碼之正交FDM(COFDM)訊號。亦可利用通道狀態資訊(CSI)技術，其包括連續波(CW)干擾碼及/或選擇性通道系統。
OFDM訊號通常為正交副載波中之每一者的總和。利用某一類型之調變(諸如之前論述之正交振幅調變(QAM)機制或相移鍵控(PSK)機制)將基頻資料獨立地調變至正交副載波中之每一者上。由於每一副載波之頻譜重疊，因此其可顯著寬於不允許重疊之情形。因此，OFDM提供高頻譜效率。由於每一副載波以低符號速率進行操作，因此副載波中之每一符號的持續時間較長。(出於清楚之目的，"符號速率"等於"符號持續時間"之倒數)。藉由利用前向誤差校正(FEC)均衡及調變，可存在：a)增強之抗鏈路分散性，b)增強之抗緩慢改變相位失真及衰落性，c)增強之抗頻率回應空值性，d)增強之抗恆定干擾性及e)增強之抗叢發雜訊性。此外，對保護間隔(GI)或循環前置項之利用在傳輸通道中提供了增強之抗多路徑性。
通常，在OFDM通訊系統中，可藉由在傳輸器內利用反向快速傅立葉轉換(IFFT)電路進行反向離散傅立葉轉換(IDFT)來利用副載波及略呈矩形之脈衝且使其可操作。在接收器處，快速傅立葉轉換(FFT)電路顛倒此操作。矩形脈衝形狀在副載波中產生Sin(x)/x頻譜。
副載波之間距可經選擇，以使得當接收器與傳輸器同步時，所接收之副載波可引起零或可接受的低載波間干擾(ICI)。通常，OFDM通訊系統將可用頻寬分為許多(少至數十個至多達八千個至一萬個)窄頻次頻帶。不同於圖2b中之利用典型FDM來提供多重通道的通訊系統，OFDM中之每一次頻帶的副載波彼此正交且具有較近之間距及少許耗用。如同在劃時多重存取(TDMA)通訊系統中一樣，在OFDM通訊系統中亦存在與任何可能發生在使用者之間的切換相關聯之少許耗用。通常，OFDM通訊系統中之副載波的正交性允許每一載波在一符號週期中具有整數數目之循環。結果，副載波之頻譜在其鄰近副載波的中心頻率處具有空值。
通常，在OFDM通訊系統中，傳輸資料所需之頻譜係以輸入資料及一待連同被分配有待傳輸之資料的每一載波而利用之所要調變機制為基礎來選擇的。載波之任何振幅與相位係以調變(例如，之前提及之BPSK、QPSK或QAM)為基礎來計算的。利用IFFT電路來轉換任何所需頻譜以確保載波訊號正交。
應理解，FFT電路藉由找出一產生為正交正弦分量之總和的等效波形來將一循環時域訊號轉換為等效頻譜。時域訊號之頻譜通常由振幅與相位正弦分量來表示。IFFT電路執行相反處理且將振幅與相位之頻譜轉換為一時域訊號。舉例而言，IFFT電路可將一組複雜之資料點轉換為一具有相同數目之點的時域訊號。每一複雜之輸入點將產生由與輸入至IFFT時相同數目之點來表示的整數數目之正弦波循環及餘弦波循環。稱作同相分量之每一正弦波及稱作正交分量之餘弦波將與IFFT所產生之所有其他分量正交。因此，可藉由為每一頻率點設定一表示所要副載波頻率的振幅與相位且執行IFFT來產生正交載波。
應理解，常常向OFDM符號中添加保護間隔(GI)(亦稱作循環前置項)。保護間隔減小了無線通道對符號間干擾(ISI)之效應且含有冗餘傳輸資訊。參看如非限制性實例之IEEE 802.11a標準，若載波間距為312.5 KHz且在3.2微秒內執行傅立葉轉換，則可施加0.8微秒之保護間隔以用於ISI排除。保護"間隔"可為一有效符號週期中之最後Tg 秒，其被置於OFDM符號之前以使其成為一循環前置項。使對應於有效符號之總長度的"T"之一部分較短，但仍長於通道脈衝回應。此有助於降低ISI及載波間干擾(ICI)且維持副載波正交性。在此實例中，時間波形在FFT之持續時間內對接收器表現為週期性的。
為降低ICI，OFDM符號可在保護時間內循環延伸以確保OFDM符號之延遲複本可在FFT間隔內具有整數數目之循環，只要延遲小於保護時間即可。結果，具有小於保護時間之延遲的多路徑訊號將不會產生ICI。
當所傳輸之訊號的多重複本於不同時間達到接收器時引起多路徑干擾。應理解，OFDM通訊系統藉由提供利用各種編碼演算法在頻率及時間兩者中添加訊號冗餘之能力來減小多路徑干擾之效應。舉例而言，藉由利用OFDM之IEEE 802.11a標準，可同時傳輸48個載波。可利用傳輸器處之二分之一(1/2)卷積編碼器且稍後利用維特比(Viterbi)解碼器來提供編碼增益。資料位元可在多重符號及載波上經交錯。由於在頻率及時間空間上之交錯，丟失之資料常常可恢復。
對於固定數目之載波、固定調變機制及固定取樣率，增加資料速率需要增加符號速率。對於單載波系統而言，要求接收器處具有複雜之均衡器及調適性濾波器以補償由通道引起之量值及時間失真。隨著符號時間減少，要求該等均衡器及濾波器具有之精確度及動態範圍顯著增加。然而，在OFDM系統中，例如，當同時傳輸48個副載波時，符號速率有效地降低了48倍，從而顯著降低了通道均衡器及濾波器之要求。OFDM系統之經降低之符號速率賦能一穩固之抗ISI的通訊鏈路。
應理解，OFDM接收器接收作為副載波之不同訊號的總和。保護間隔之添加可藉由確保在每一接收符號時間期間未發生符號轉變來進一步增強OFDM系統中之效能。舉例而言，若OFDM副載波經BPSK調變，則將在符號邊界處存在180度相位跳躍。藉由選擇一長於第一多路徑訊號與最後一個多路徑訊號之間的最大預期時間差的保護間隔，該等相位轉變可僅在保護時間期間發生，從而意謂在FFT間隔期間不存在相位轉變。若在接收器之FFT間隔內發生延遲路徑之相位轉變，則第一路徑之副載波與延遲路徑之相位調變波的總和將不再會產生一組正交副載波，從而導致特定位準之干擾。
圖1A說明上文所描述之IEEE 802.11a OFDM數據機之先前技術傳輸器30的高階方塊圖，且包括一前向誤差校正(FEC)編碼器電路34，該前向誤差校正(FEC)編碼器電路34接收一表示待通訊之資料33的訊號，且如上文所述以前向誤差校正碼來對該訊號進行編碼。訊號傳遞至一交錯與映射電路36，在該交錯與映射電路36中發生交錯及頻率映射。一IFFT電路38接收經交錯且經頻率映射之訊號且建立歸總於一稱作符號之單一同相/正交時域序列中的多重時域載波。一保護間隔電路40添加保護間隔。一符號波整形電路42(例如，上升餘弦濾波器)對符號波形進行整形以限制其頻譜內容。隨後，同相/正交(I/Q)調變器44對基頻I/Q訊號進行處理，從而產生I/Q調變且亦接收來自LO訊號產生器46之本地振盪器(LO)訊號。在混頻器48處發生訊號之向最終傳輸載波頻率的增頻轉換，該混頻器48接收一由LO訊號產生器50所產生之本地振盪器訊號。隨後，該訊號經高功率放大器(HPA)52放大，且OFDM訊號在其載波上經由天線54傳輸至RF通道31中。(例如)在I/Q調變器44與混頻器48之間、及在混頻器48與HPA 52之間以及在HPA 52之輸出處的各種頻率濾波階段未示於方塊圖中。
圖1B展示在例示性IEEE 802.11a OFDM數據機中利用之先前技術接收器電路32的高階方塊圖。天線60在載波上接收來自RF通道31之OFDM訊號。該OFDM訊號在一低雜訊放大器(LNA)62內被放大。在一混頻器64內發生訊號降頻轉換，該混頻器64亦接收一LO訊號產生器66所產生之本地振盪器訊號。一自動增益控制(AGC)放大器68向經降頻轉換之訊號提供自動增益控制以確保適當之訊號位準施加至隨後之電路。AGC電路利用反饋技術且為熟習此項技術者所熟知。如所說明，在I/Q偵測電路70內發生同相及正交訊號偵測，該I/Q偵測電路70亦接收一自LO訊號產生器72產生之本地振盪器訊號，該LO訊號產生器72亦可連同一自動頻率控制(AFC)時脈恢復電路74來操作。AFC電路對本地振盪器72頻率進行調整以保持I/Q偵測器被適當地調諧。I/Q偵測電路70、AFC時脈恢復電路74及LO訊號產生器72形成一如所說明且為熟習此項技術者所知的反饋迴路。在GI電路76內移除保護間隔。在FFT電路78內於副載波上施加作為IFFT之相反形式的快速傅立葉轉換(FFT)。在解映射與解交錯電路80內發生解映射與解交錯。在FEC解碼器82內發生前向誤差校正解碼，該FEC解碼器82結束訊號處理且將原始資料恢復為所接收之通訊資料83。因此顯而易見，圖1B中所示之接收器電路32的功能以一就功能而言與圖1A所示之傳輸器電路30相反的方式進行操作。
如上文所論述，OFDM通訊系統可如圖1A所示在進行IFFT處理之前利用FEC技術及已知之交錯與映射技術，且可如圖1B中所示在進行FFT處理之後利用解映射與解交錯技術，之後進行FEC解碼。
此等交錯、編碼(例如，卷積碼)(包括擊穿)以及解交錯與解碼以及相關技術常常為OFDM通訊系統之整體部分。如一實例，可在編碼期間利用速率為1/2，K＝7之卷積碼作為用於前向誤差校正(FEC)之工業標準碼。出於理解本發明之目的，現在下文中給出對此等基本系統組件之更為詳細的描述。在一非限制性實例中，卷積碼為一誤差校正碼且通常具有三個參數(n,k,m)，其中n等於輸出位元之數目，k等於輸入位元之數目且m等於記憶體暫存器之數目。藉由此定義，量k/n可稱作碼速率，且係對碼之效率的一量測。在非限制性實例中，k及n參數之範圍通常為1至8，m之範圍通常為2至10且碼速率之範圍通常為1/8至7/8。有時藉由參數(n,k,L)來指定卷積碼碼片，其中L等於碼之約束長度。因此，約束長度可表示編碼器記憶體中之位元的數目，其將影響n個輸出位元之產生。有時可視所利用之定義來切換字母。
對編碼資料之轉換係資訊符號及碼之約束長度的函數。單位元輸入碼可產生給出不同碼速率之擊穿碼。舉例而言，當利用速率為1/2之碼時，對編碼器之輸出位元之一子集的傳輸可將速率為1/2之碼轉換為速率為2/3之碼。因此，一硬體電路或模組可產生具有不同速率之碼。亦可利用經擊穿之碼，此允許視諸如下雨或其他通道削弱條件之通道條件而經由軟體或硬體來動態改變速率。
用於卷積碼之編碼器通常利用線性反饋移位暫存器(LFSR)或查找表(LUT)來進行編碼，其通常包括一輸入位元以及多個先前輸入位元(稱作編碼器之狀態)，表值為編碼器之輸出位元。可能將編碼器函數看作狀態圖、樹形圖或格子圖。
卷積碼之解碼系統可利用：1)依序解碼，或2)通常更合意之最大可能解碼，諸如一非限制性實例中之維特比解碼。依序解碼允許在格子中向前及向後移動。作為最大可能解碼之維特比解碼檢查一具有給定長度之接收序列、計算每一路徑之量度且以該量度為基礎做出決策。渦輪碼為可利用之前向誤差校正機制的另一實例。
一些OFDM系統中常常利用擊穿卷積碼且可根據本發明之非限制實例利用擊穿卷積碼。應理解，在一些實例中，經擊穿之卷積碼為藉由自低速率編碼器之輸出週期性地消除特定邏輯位元或符號而獲得的較高速率碼。與原始碼相比，經擊穿之卷積碼效能可能降級，但通常資料速率增加。
可用作本發明之非限制性實例之基本組件中的一些包括之前所描述之併有一卷積編碼器的傳輸器，該卷積編碼器對二元輸入向量之序列進行編碼以產生二元輸出向量之序列且可利用格子結構來界定。一交錯器(例如，區塊交錯器)可置換輸出向量之位元。經交錯之資料亦應在傳輸器處經調變(藉由映射至傳輸符號)並被傳輸。在接收器處，解調變器對訊號進行解調變。
一區塊解交錯器恢復經交錯之位元。一維特比解碼器可對經解交錯之位元軟式決策進行解碼以產生二元輸出資料。
常常利用一維特比前向誤差校正模組或核心，其將如上文所述包括一卷積編碼器及維特比解碼器作為無線電數據機或收發器之部分。舉例而言，若卷積碼之約束長度為7，則編碼器及維特比解碼器可利用工業標準擊穿演算法來支援1/2、2/3、3/4、4/5、5/6、6/7、7/8之可選碼速率。
不同設計及區塊系統參數可包括約束長度作為計算卷積碼所用之輸入位元的數目及卷積碼速率作為卷積編碼器之輸入位元與輸出位元的比率。擊穿速率可包括利用擊穿處理之卷積編碼器的輸入位元與輸出位元之比率(例如，得自速率為1/2之碼)。
維特比解碼器參數可包括卷積碼速率作為卷積編碼器之輸入位元與輸出位元的比率。擊穿速率可為利用擊穿處理之卷積編碼器之輸入位元與輸出位元的比率且可得自一速率為1/2之母碼。輸入位元可為解碼器之處理位元的數目。維特比輸入寬度可為維特比解碼器之輸入資料(亦即，軟式決策)的寬度。量度暫存器長度可為儲存量度之暫存器的寬度。回溯深度可為維特比解碼器要求用以計算最可能解碼之位元值的路徑長度。儲存用於解碼處理之路徑量度資訊的記憶體之大小可為記憶體大小。在一些實例中，維特比解碼器可包括一位於去擊穿(depuncture)與維特比功能區塊或模組之間的先進/先出(FIFO)緩衝器。維特比輸出寬度可為維特比解碼器之輸入資料的寬度。
編碼器可如上文所提及包括一擊穿區塊電路或模組。卷積編碼器通常可具有為7之約束長度且採用具有多個(例如，6個)元件之移位暫存器的形式。可針對每一時脈循環輸入一位元。因此，可藉由利用標準產生器碼之移位暫存器元件的組合來界定輸出位元且可將其序連以形成一編碼輸出序列。在輸入處可能存在串聯或並聯位元組資料介面。輸出寬度可視應用之擊穿碼速率而程式化。
非限制性實例中之維特比解碼器可將輸入資料流分為區塊，且估計最可能之資料序列。可以叢發形式輸出每一解碼資料序列。在一非限制性實例中，輸入與計算可連續進行且針對資料之每兩個位元需要四個時脈循環。輸入FIFO可視去擊穿輸入資料速率而定。
亦可利用渦輪碼作為高效能誤差校正碼或低密度同位檢查碼，其接近作為在吵雜通道上之最大資訊傳送速率之理論極限的向農(Shannon)極限。因此，無需增加傳輸功率便可增加一些可用頻寬。解碼器之前端可經設計以針對每一位元產生一可能性量測而非根據訊號產生二元數位。
圖3A至圖3D為展示習知OFDM訊號之不同表示的圖式，諸如由圖1A所示之先前技術OFDM數據機傳輸器30產生的OFDM訊號。
圖3A為展示OFDM訊號之三維表示的圖式，其中沿一軸為頻率，沿另一軸為以秒為單位的時間，且垂直軸上為"量值"或功率，從而形成一指示量值對頻率對時間表示的圖式。自圖3A中顯而易見，可在頻域中偵測到OFDM訊號。圖3B為展示圖3A中所示之OFDM訊號之頻譜圖或功率分布的圖式。圖3C為表示圖3A中所示之三維OFDM訊號之二維OFDM頻譜的圖式。圖3D展示圖3A中所示之OFDM訊號的64－QAM群集。此等圖式共同描繪分布於多重副載波上的功率。圖4E為由頻譜密度函數來表示總傳輸功率的闡釋及方程式。
圖4A至圖4D為展示對OFDM訊號頻譜之表示的圖式，其中開啟及關閉不同頻率副載波。在左上圖(圖4A)中，OFDM訊號頻譜展示所有52個載波均開啟，此指示在此非限制性實例中，IEEE 802.11a標準利用52個載波。在右上方(圖4B)中，開啟26個副載波，此展示歸因於關閉了26個載波(副載波)，傳輸功率比圖4a之52個載波的情形增加了三分貝。應理解，總傳輸功率等於功率譜密度函數之曲線下方的面積。左下圖及右下圖(圖4C及圖4D)分別展示開啟十三個副載波及開啟六個副載波。開啟13個載波時傳輸功率增加了6分貝(6 dB)且開啟6個副載波時傳輸功率增加了9分貝(9 dB)。由於在13個副載波之情形中峰值功率高出6 dB，因此可利用之訊號的距離(對於自由空間通道而言)將加倍。隨著峰值功率增加，可實現範圍之進一步增加。圖4d說明歸因於副載波間距較寬而造成的降低之載波間干擾(ICI)。
應理解，非預期接收者可能藉由偵測資料副載波及前導載頻調而輕易地偵測並接收到OFDM編碼傳輸。在波形中添加具有隨機振幅與相位之多重正弦波或載波將歸因於中心極限定理而導致其接近高斯分布。內在具有高斯隨機分布之訊號具有增強之低截獲機率(LPI)及低偵測機率(LPD)，因為其在接收器看來類似於加成性白高斯雜訊(AWGN)。
根據本發明之非限制性實例，如在下文中詳細闡釋的經修改之傳輸器利用IFFT來建立位於特定頻率處之多重副載波。在任一時間僅需利用可能之載波的一較小子集來增強功率、降低ICI且增強LPI及LPD。可根據加密演算法在OFDM符號時間改變副載波中心頻率。根據本發明之一非限制性實例，該演算法可產生偽隨機跳頻序列及跳頻副載波。因此，快速跳頻可改變每一OFDM符號之副載波頻率，且提供比藍芽標準快一千(1000)倍的跳頻以及比藍芽標準快十倍的資料速率。額外益處可包括由於保護間隔而降低之ICI、降低之ISI及降低之傳輸器耗用。根據本發明之一非限制性實例的系統、裝置及方法允許對OFDM訊號進行以符號為基礎之隨機化。
可施加沃爾什轉換以在頻域中分散副載波，從而與習知CDMA系統在時域中進行分散形成對比。在任何IFFT電路之前施加沃爾什轉換可降低平均功率以達到增強之LPI/LPD。可容易地改變通訊系統之各種態樣以達到經改良之效能。藉由與IFFT大小及分散序列長度相比較少之副載波，可藉由頻域分散而實現更多之處理增益。此外，可增強LPI/LPD及抗擾(AJ)效能，且每一副載波可存在更高之SNR。
增加取樣率亦增加頻寬、資料速率且改良LPI/LPD/AJ效能。
圖5為一圖式，其表示以符號為基礎、頻率隨機化之副載波的三維頻譜圖且以對數尺度來展示與量值對頻率對時間表示501的比較。習知單頻率載波訊號502被疊置以進行比較且被說明為朝向頻帶之較低頻率端的單載波。此單載波訊號表現地類似於擾亂碼或干擾碼。藉由增加之頻率載波間距來展示降低之載波間干擾(ICI)。藉由增加之每頻率符號間距來展示降低之符號間干擾(ISI)。此確保了連續之OFDM符號副載波不會利用同一頻率且避免了多路徑延遲分散所導致之負面效應。亦說明與單載波相同之瞬時訊雜比(SNR)。
現參看圖6及圖7，其說明可根據本發明之非限制性實例來利用之傳輸器100(圖6)及接收器200(圖7)的各別功能方塊圖。所說明之傳輸器100在IFFT電路之前對OFDM副載波施加跳頻演算法且應用頻率域分散器(例如，沃爾什轉換)。
所說明之傳輸器100及接收器200之高階組件中的許多在功能上類似於圖1A及圖1B之先前技術數據機中所示的組件，但圖6及圖7中展示了進一步細節及添加至傳輸器及接收器方塊圖中的功能區塊組件。出於參考之目的，對傳輸器之描述以100系列之參考數字開始，且對接收器之描述以200系列之參考數字開始。
所添加之有助於產生可根據本發明之一非限制性實例經沃爾什轉換之跳頻OFDM訊號的功能組件包括偽隨機振幅與相位產生器102及偽隨機副載波位置電路104。產生器102及電路104均可連同加密演算法106及密碼與鍵產生器電路(密碼鍵)108及主時脈110來操作。此等組件可大體稱作加密偽隨機訊號產生器。如所說明，頻域分散器電路112位於IFFT電路之前且可操作以用於(諸如)藉由施加沃爾什轉換對訊號進行頻率分散。又，數位/類比轉換器可接收一來自頻寬調整DAC取樣率電路114之訊號以用於移除頻譜線。下文中將進一步詳細闡釋此等組件。
如圖6所說明，訊號接收於資料緩衝器120內且通過CRC產生器121及資料攪亂器122。在124處由虛線來展示之FEC編碼器電路包括一前向誤差校正編碼器126(例如，卷積編碼器)及擊穿器電路128。編碼訊號在交錯器電路130內得以交錯。訊號進入一大體在132處由虛線來展示之調變與符號映射電路中。此調變與符號映射電路132包括一QAM/PSK調變器134及將前導載波與PAPR減小載波插入訊號中的插入前導載波與PAPR減小載波電路136。在此實例中之PAPR對應於峰均功率比。在副載波映射器電路138中於矩陣運算中將載波映射至IFFT。
加密演算法106不僅可連同密碼鍵電路108及主時脈110來操作，亦可連同根據本發明之一非限制性實例向QAM/PSK調變器134產生偽隨機訊號的偽隨機振幅與相位產生器102來操作。偽隨機副載波位置電路104亦可連同副載波映射器電路138來操作且接收來自加密演算法106之訊號。OFDM副載波藉由該等電路而快速跳頻。
根據本發明之一非限制性實例，頻域分散器電路112位於IFFT電路140之前且在頻域中施加沃爾什轉換。若頻域分散器電路112位於IFFT電路140之後，則沃爾什或其他函數將迫使產生時域分散。應理解，通常可將頻域分散器電路112及IFFT電路140連同調變與映射電路132認作OFDM調變電路或OFDM調變與映射電路。根據本發明之一非限制性實例，在頻域中發生由施加沃爾什轉換而導致的分散。可在循環延伸電路142內添加作為保護間隔之循環延伸。諸如有限脈衝回應(FIR)濾波器、餘弦濾波器或上升餘弦濾波器之符號整形濾波器144可作為"時窗"來操作以用於結合循環延伸進行符號整形。封包緩衝器146接收訊號，且在緩衝之後，於數位/類比轉換器148中將訊號轉換為類比訊號。D/A轉換器148亦自頻寬調整DAC取樣率電路114接收一訊號以進行移除頻譜線之進一步處理。D/A轉換器148將訊號傳遞至無線電積體電路(IC)寬頻緩慢跳頻電路150。如所說明，RF載波可經受偽隨機跳頻演算法以達到經增大之頻寬，且亦可作為增頻轉換器來操作。
增頻轉換器電路150之基本組件可包括一接收到達混頻器154中之訊號的傳輸鏈電路152。訊號通過帶通濾波器156、一系列放大器158且通過單刀雙擲(SPDT)開關160。在切換之後，低通濾波器162濾波訊號。射頻訊號經功率放大器164放大以用於隨後經由天線166進行傳輸。電路150中之其他組件包括一鎖相迴路電路170、一作為非限制性實例之40 MHz訊號產生器172、一低通濾波器174、一放大器176、一合成器178、另一放大器180、一帶通濾波器182、一加法器電路184及連接至混頻器154的另一放大器186。增頻轉換器電路150之組件部分可用以影響低速率跳頻機制，其中整個OFDM基頻波形經頻率解譯為不同中心頻率。該緩慢跳頻可進一步進行保護以免受干擾且提供額外之加密程度(若緩慢跳頻序列如此設計的話)。
所描述之傳輸器100為一非限制性實例且可利用許多其他類型之傳輸器。應理解，隨著DSP及其他電路功能之進步，處理有可能直接在基頻處發生。
亦應理解，副載波映射器電路138將載波映射至IFFT電路140。舉例而言，若IFFT電路140具有一在頻域中具有64樣本訊號的輸入，則其將在時域中給出64樣本訊號作為矩陣運算。副載波映射器電路138可改變向量之次序以將符號定位於任意副載波上且對其他副載波施加零。舉例而言，在64樣本向量中之樣本中的一些應為零，從而意謂若其關閉則其不會展現在頻域中。任何開啟或非零者將在每一IFFT循環(每符號一次)中改變位置以產生跳頻OFDM訊號。OFDM訊號之調頻的性質係由加密演算法106及偽隨機副載波位置電路104與偽隨機振幅與相位產生器102來產生的。QAM/PSK調變器134有助於產生群集振幅與相位。
本發明之態樣中的一者包括向非預期接收器掩飾資料已被加密。為掩飾加密，傳輸器產生三個未知。舉例而言，存在a)對於傳輸振幅與相位之未知；b)對於偽隨機振幅與相位之未知；及c)對於通道振幅與相位之未知。由於存在三個未知，因此不可能獲知哪一訊號係藉由以密碼鍵及主時脈為基礎之加密演算法來傳輸的。
頻域分散器電路112作為矩陣運算來操作。舉例而言，若利用64 IFFT電路140，則可利用64×64沃爾什矩陣(作為一非限制性實例)來對副載波進行頻率分散且提供處理增益。可將輸入向量乘以沃爾什矩陣。應理解，沃爾什矩陣為一正方形矩陣，其具有冪可為"二"之尺寸。輸入項為正一或負一(＋1,－1)。沃爾什矩陣可藉由哈達瑪(Hadamard)矩陣而獲得，該哈達瑪矩陣係以一具有相同尺寸之遞歸式藉由配置列以使符號改變之數目呈遞增次序(亦即，連續排序)來界定。沃爾什矩陣中之每一列對應於一沃爾什函數。沃爾什矩陣中之列的排序可藉由施加位元倒置排列及格雷碼排列對哈達瑪矩陣進行排序而導出。沃爾什函數形成可整合至一單位間隔上之正方形的正交基礎。因此，其可產生適合在加密時利用之統計上唯一的數字集合，亦稱作"偽隨機及雜訊碼"。可將乘法有效地實施為一系列加法及減法。
頻寬調整DAC取樣率電路114可連同D/A轉換器148來操作且可調整取樣率並移除頻譜線。結果，更難藉由頻譜圖來偵測波形。應理解，所描述之傳輸器100可操作以形成具有沃爾什轉換之跳頻OFDM訊號。舉例而言，若以每一符號64個樣本來利用IFFT，則每一副載波之頻率位置可每64個樣本改變一次。如一實例，若每四微秒計算一次IFFT，則可每四微秒在所有64個載波上發生一次跳頻以賦予快速跳頻速率。由於此過程可逐個符號地完成，因此所描述之跳頻OFDM通訊系統亦可稱作以符號為基礎之隨機化OFDM，因為副載波頻率位置隨機改變。另一接收器在無加密演算法及相關電路且在不完全同步的情況下無法判定副載波位置。
圖7展示可根據本發明之一非限制性實例利用之接收器200的高階功能方塊圖。對諸如加密演算法電路、密碼鍵電路、主時脈、偽隨機振幅與相位產生器、偽隨機副載波位置電路及頻寬調整ADC取樣率電路之在圖6之方塊圖中利用的類似組件給予與在圖6中利用時類似的參考數字，除了該等組件現置於200系列以外。此接收器電路200亦包括以符號為基礎之副載波同步電路216的添加。其亦利用頻域解分散器電路212而非如在圖6之傳輸器100中的頻域分散器電路112。
針對此接收器電路200而說明之其他高階組件包括一天線220、一低雜訊放大器(LNA)222及無線電積體電路降頻轉換器224，若一跳頻載波訊號已由圖6之傳輸器100中所示之無線電IC寬頻緩慢跳頻電路150針對寬頻進行了處理，則該無線電積體電路降頻轉換器224可以相反方式對該訊號進行處理。類比/數位轉換器226接收一來自降頻轉換器224之IF或基頻訊號，及一來自頻寬調整ADC取樣率電路214之訊號且顛倒在傳輸器100處所利用之處理。訊號被轉發至資料緩衝器228及以符號為基礎之副載波同步電路216(其使副載波同步以用於進一步處理)。保護間隔電路230移除保護間隔，且在FFT電路232中以作為OFDM解調變器之快速傅立葉轉換來處理訊號。在反向沃爾什轉換電路212中施加反向沃爾什轉換。在234處由虛線展示一副載波解映射器與解調變電路且在副載波解映射器電路236中對副載波執行反向映射操作，在前導移除電路238中移除前導載頻調且在符號至數字(QAM/PSK)解調變器電路240中解調變訊號。解交錯器電路242將訊號解交錯。一解碼電路於244處由虛線展示且可操作以在去擊穿電路246中進行去擊穿且在諸如維特比解碼器之FEC解碼器248內進行諸如維特比解碼之前向誤差校正(FEC)解碼。在資料解攪亂器250處發生資料解攪亂，隨後在資料緩衝器252中進行資料緩衝，且由CRC電路254進行處理以用於CRC檢查。
在圖6中所示之傳輸器100及在圖7中所示之接收器200可產生且接收一為快速載波跳頻信號的信號。此跳頻可遠遠快於習知藍芽系統，習知藍芽系統利用具有1 MHz頻寬之單載波在80 MHz射頻頻寬上以1600次跳頻/秒來跳頻。亦應理解，例如，如圖4之圖式中所示，訊雜比(S/N)之改變可以副載波之數目為基礎且可用作一在調適性無線通訊系統中相對於彼資料速率來改變瞬時副載波訊雜比之範圍的方法。
舉例而言，接收器200可(例如)藉由利用通道估計符號、序文或特殊通道估計封包來量測每一副載波之所接收訊雜比。資訊可作為"通道遮罩"傳回傳輸器，從而指定將"關閉"之副載波的數目及作為通道損害之干擾碼的可能頻率位置以使得傳輸器100可利用經協商之通道遮罩來避免在任何不合需要之頻率上進行傳輸。在一實例中，在100 MHz頻寬上同時開啟十個載波，且每一載波被傳輸持續640奈秒(對應於1/FFT速率)，以使得每一載波每秒可跳頻1,562,500次。此約比藍芽協定跳頻快一千倍且可提供十倍以上之資料速率。
傳輸器100可建立位於特定頻率處之多重副載波且可如之前所闡釋藉由施加跳頻演算法而針對每一副載波頻率產生一偽隨機跳頻。IFFT電路140建立位於特定頻率處之多重副載波。根據本發明之一非限制性實例，雖然在必要時可利用所有副載波，但在任一時間僅需利用所有可能之副載波中的一較小子集。舉例而言，如在上文所論述之實例中，在此非限制性實例中可僅利用10個副載波而非64個副載波，從而在彼實例中給出每秒1,562,500次跳頻。
可藉由利用用於偽隨機頻率之加密演算法以OFDM符號速率來改變副載波中心頻率。此發生在調變與映射電路132處，在該調變與映射電路132中，載波被映射至IFFT。由於跳頻演算法，副載波之中心頻率可表現為隨機的。如上文所提及，符號時間持續時間可能極短，且因此，每一副載波將在任何特定頻率處出現持續較短時間。
可藉由確保連續符號不會含有位於同一頻率位置之副載波來減少或消除保護時間。舉例而言，在先前技術系統中，若兩個符號緊挨著位於同一頻率上，則多路徑訊號可於不同時間到達同一位置。藉由利用圖6及圖7中所示之系統及電路，此等訊號不會出現在同一頻率上且訊號通常將不會為多路徑所影響，由此防止了符號間干擾(ISI)且大體上減少了所需保護時間，減少了傳輸耗用且增加了資料速率。
可能利用圖6中所示之傳輸器100及圖7中所示之接收器200來消除或大體減少保護時間，例如"保護間隔"。又，應理解，可藉由修改跳頻演算法來添加額外保護以使得不會針對連續符號在一列中將任何頻率利用兩次，且藉此防止了由於多路徑通道效應而產生之符號間干擾(ISI)。如上文所提及，此消除或大體上減小了所需保護間隔、減少了傳輸耗用且增加了資料速率。
亦可能視所需資料速率而動態添加及移除副載波。由於跳頻訊號，可增加最小載波間距以降低載波間干擾(ICI)且提供對擾亂之穩固性(亦即，抗擾(AJ)能力)。只要不在頻域中彼此接連地傳輸載波，便將降低載波間干擾。
亦可能使載波頻率偽隨機跳頻且覆蓋較寬之頻寬。此可藉由圖6所示且可作為增頻轉換器電路來操作之無線電IC寬頻緩慢跳頻電路150來完成。
可將"寂時"偽隨機產生器引入系統中以減少"開啟"時間且可增加符號之間的輸出間距。可利用偽隨機產生器來改變間距以防止頻譜線且減小訊號之循環穩態統計。可在無輸出樣本控制之情況下實施此類型之系統。該系統可在傳輸之前等待隨機量之時間。藉由移除頻譜線，其他系統更難偵測到經傳輸之通訊。術語"循環穩態"可指代作為訊號之二階統計的平均標準偏差。輸出樣本控制可指代D/A轉換器148處之控制。
亦可利用可連同如圖6所示之調變器134操作的產生器102來偽隨機改變副載波群集振幅與相位值。舉例而言，可利用加密演算法來產生偽隨機振幅與相位值。可在傳輸之前將偽隨機振幅與相位值添加至預期振幅與相位值中。藉由將偽隨機振幅與相位值添加至每一副載波，符號群集不再為標準QAM/PSK。若傳輸器訊號被非預期接收器偵測到，則由於存在過多未知，因此彼接收器將無法對訊號進行解調變。舉例而言，所傳輸或預期之振幅與相位、連同添加至訊號中之偽隨機振幅與相位將為未知，且又一未知為多路徑之通道振幅與相位。此導致三個未知。偽隨機振幅與相位值對於未經授權或非預期接收器而言將表現為典型隨機通道效應。
應理解，可將此等演算法添加至軟體界定無線電(SDR)中且可連同一些改變來實施該等演算法以改變資料速率及調變。可藉由改變副載波調變機制、取樣率、IFFT大小、IFFT持續時間及每一OFDM符號所利用之副載波的數目來改良資料速率、頻寬、傳輸功率及LPI/LPD效能。
如圖6中所示，可在頻域中施加沃爾什轉換以用於頻率分散，因為沃爾什轉換係在IFFT電路140之前利用頻域分散器電路112來施加的。已知，通常在諸如CDMA之通訊系統中利用沃爾什轉換以用於時域分散且用於建立正交碼以用於多重存取機制。可在本發明之系統、裝置及方法中利用沃爾什轉換以在頻域上分散副載波。此可提供顯著之平均功率降低(dBm/Hz/sec)以達成增強之LPI/LPD效能，從而允許在同一FCC頻譜遮罩內具有更多傳輸功率且藉由提供頻域處理增益來減小頻率選擇性衰落之效應。其亦提供額外之抗擾(AJ)穩固性。又，由於沃爾什轉換所導致之急劇"衰減"，可類似於開時窗來減少帶外雜訊(OBN)發射。作為矩陣之沃爾什轉換僅由正一及負一(＋1,－1)構成且僅要求進行加法及減法且無需乘法。此將允許針對同一FCC頻譜遮罩達到載波數目對資料速率對傳輸功率與距離的折衷。在沃爾什轉換中，矩陣列可彼此交換。接收器200處之轉換仍將為正交的。可執行此等列排列以進一步增加LPI。
應理解，由於多路徑，OFDM易遭受頻率選擇性衰落。沃爾什轉換可向系統提供處理增益且提供抗頻率選擇性衰落之穩固性。
所描述之系統、裝置及方法藉由(例如)以OFDM符號速率來改變副載波頻率位置而提供極快速之跳頻。因此，其可提供隨時間而降低之頻譜密度(分貝/赫茲/秒)以提供低截獲機率(LPI)及低偵測機率(LPD)。所描述之系統比藍芽系統快得多，且使得可能在FCC頻譜遮罩內以更大之距離進行傳輸。其亦藉由確保副載波針對連續OFDM符號不會出現在同一頻率上來消除或大體上減小保護間隔。系統亦提供抗歸因於多路徑之符號間干擾(ISI)的穩固性。可在頻域中施加沃爾什轉換以在頻譜上分散跳頻副載波且降低功率譜密度(分貝/赫茲)以改良LPI/LDP效能或有助於服從FCC頻譜遮罩要求。其亦可提供抗頻率選擇性衰落之處理增益且提供抗擾亂之穩固性。
現參看圖8A及圖8B，展示習知單載波波形與以符號為基礎隨機化跳頻副載波之間的頻譜比較。如上圖中所示，頻率位於水平軸上且以分貝為單位之相對功率位於垂直軸上。在基頻處展示一頻譜且連同勝於習知系統之30分貝LPD改良而說明平均強度。現可在同一FCC頻譜遮罩內傳輸更多功率。無線電臺或傳輸數位資料之其他傳輸器可能根據本發明之一非限制性實例使其OFDM訊號進行跳頻且降低平均功率。
圖9之圖式展示諸如緊鄰傳輸器之雜訊的頻譜比較。將單載波與跳頻OFDM副載波進行比較。
圖10係根據本發明之一非限制性實例以三維來展示在沃爾什轉換之前之經傳輸跳頻OFDM訊號的圖式。說明了跳頻OFDM訊號。
圖11為根據本發明之一非限制性實例展示在沃爾什轉換之後之經傳輸跳頻OFDM訊號的三維圖，其中功率降低得更多。每一副載波具有施加於頻域中之沃爾什轉換。副載波在頻率上"敷開"或分散從而以大於沃爾什轉換之前的程度來降低每赫茲功率。
圖12為根據本發明之一非限制性實例展示將沃爾什轉換添加至以符號為基礎隨機化副載波中的圖式。展示了當沃爾什轉換關閉及開啟時之沃爾什轉換，亦展示各種功率差異。
圖13係以三維來展示在反向沃爾什轉換之前之經接收跳頻OFDM訊號且建議訊號在不知道加密演算法之情形下進行解碼之困難程度的圖式。
圖14A係展示來自圖13之接收訊號在施加反向沃爾什轉換之後的三維圖，其中訊號"彈出"且可被解碼。在右下方於圖14B中展示反向沃爾什轉換之後的經接收訊號群集。
圖15A及圖15B展示沃爾什轉換之前及沃爾什轉換之後的跳頻OFDM訊號，其中一單載波系統展示於頻帶中部之1501處。如圖15B之圖式中所示，在沃爾什轉換之後，單載波不具有所施加之沃爾什轉換，但經受根據本發明之一非限制性實例之跳頻的另一OFDM訊號分散在頻率上。
圖16為展示具有干擾碼之頻域解分散的三維圖，其中該干擾碼在反向沃爾什轉換之後分散在頻率上。因此，存在干擾碼之頻域解分散。
圖17以類似模擬在添加雜訊之前來展示沃爾什轉換之前的經傳輸OFDM訊號。此圖展示在施加頻域分散及在吵雜通道上傳輸之前的經傳輸訊號。
圖18展示在真實吵雜環境中在反向沃爾什轉換之前具有干擾碼且展示延伸之干擾碼訊號的經接收OFDM訊號。跳頻及分散OFDM訊號展示於雜訊底部上方。
圖19為展示在沃爾什轉換開啟及關閉時與干擾碼之頻譜比較且展示干擾碼及跳頻OFDM訊號以及經沃爾什轉換之訊號之位置的圖式。
圖20為反向沃爾什轉換前具有干擾碼之經接收跳頻及分散OFDM訊號的功率譜。
圖21為展示具有干擾碼之頻域解分散的二維圖，其中該干擾碼在反向沃爾什轉換後分散在頻率上。
圖22為展示頻域解分散(其中干擾碼在反向沃爾什轉換之後分散在頻率上)且展示經接收訊號群集的圖式。
現關於圖23提出可經修改以連同本發明利用之通訊系統的一實例。
可連同該系統及方法利用之無線電的一實例為Florida之Melbourne之Harris Corporation製造並出售的FalconTM III無線電。FalconTM III可包括一基本傳輸開關及熟習此項技術者所知之其他功能開關及控制器。應理解，可利用不同無線電，包括(但不限於)軟體界定無線電，其通常可以相對標準之處理器及硬體組件而實施。一特定種類之軟體無線電為聯合戰略無線電(JTR)，其包括相對標準之無線電及處理硬體，連同任何適當之波形軟體模組以實施所要通訊波形。JTR無線電亦利用符合軟體通訊架構(SCA)規範(見www.jtrs.saalt.mil)之作業系統軟體，該規範之全文藉此以引用的方式併入。SCA為開放式架構框架，其指定了硬體組件及軟體組件將如何相互操作以使得不同製造商及開發商可易於將各別組件整合至單一設備中。
聯合戰略無線電系統(JTRS)軟體組件架構(SCA)常常以公共物件請求代理架構(CORBA)為基礎來界定一組介面及協定，以用於實施軟體界定無線電(SDR)。部分地，連同軟體可再程式化無線電之族來利用JTRS及其SCA。同樣，SCA為用於實施軟體可再程式化數位無線電之規則、方法及設計準則的一特定集合。
JTRS SCA規範由JTRS聯合計劃辦公室(JPO)公布。JTRS SCA已經結構化以提供應用軟體在不同JTRS SCA實施之間的攜帶性、調節商業標準以降低開發成本、經由再用設計模組之能力來減少新波形之開發時間且建立演進之商業框架及架構。
JTRS SCA並非系統規範(因為其意欲為獨立於實施的)，而是對系統之設計加以約束以達成所要之JTRS目標的一組規則。JTRS SCA之軟體框架界定了操作環境(OE)且根據彼環境指定應用所利用之服務及介面。SCA OE包含：核心框架(CF)、CORBA中間軟體及具有相關聯之板支援封包之以攜帶型作業系統介面(POSIX)為基礎的作業系統(OS)。JTRS SCA亦提供建置區塊結構(界定於API附錄中)以用於界定應用軟體組件之間的應用程式化介面(API)。
JTRS SCA核心框架(CF)係一架構概念，其界定在嵌入式分布計算通訊系統中提供軟體應用組件之布署、管理、互連及互通訊之開放式軟體介面及資料檔的基本"核心"集合。介面可界定於JTRS SCA規範中。然而，開發商可實施其中之一些，一些可藉由非核心應用(亦即，波形等)來實施，且一些可藉由硬體設備提供者來實施。
僅出於描述之目的，相對於圖23所示之非限制性實例來描述對將得益於本發明之通訊系統之一實例的簡要描述。通訊系統350之此高階方塊圖包括一基地台區段352及可經修改以連同本發明來利用之無線訊息終端機。基地台區段352包括在無線鏈路上向VHF網364或HF網366通訊並傳輸語音或資料的VHF無線電360及HF無線電362，VHF網364及HF網366各包括多個各別VHF無線電368及HF無線電370，及連接至無線電368、無線電370的個人電腦工作站372。特用通訊網路373可與所說明之各種組件交互操作。因此，應理解，HF網路或VHF網路包括無基礎架構且可作為特用通訊網路操作的HF網區段及VHF網區段。雖然未說明UHF無線電及網區段，但可包括此等。
HF無線電作為非限制性實例可包括：解調變器電路362a及適當之卷積編碼器電路362b、區塊交錯器362c、資料隨機化電路362d、資料及成框電路362e、調變電路362f、匹配濾波器電路362g、具有適當之夾持設備的區塊或符號均衡器電路362h、解交錯器與解碼器電路362i、數據機362j及功率調適電路362k。語音編碼器(語音編碼器/解碼器)電路362l可併有編碼功能及解碼功能以及可為所描述之各種電路之組合或單獨電路的轉換單元。傳輸密鑰開關362m可如上文所闡釋進行操作。此等及其他電路操作以執行本發明所必需之任何功能以及熟習此項技術者所建議之其他功能。此處引用之電路可包括軟體及/或硬體元件之任何組合，包括(但不限於)通用微處理器及相關聯軟體、用於數位訊號處理之專用微處理器及其相關聯軟體、特殊應用積體電路(ASIC)、場可程式化閘陣列(FPGA)、邏輯電路或熟習此項技術者所知之其他種類之設備及/或軟體或韌體。包括所有VHF行動無線電及傳輸與接收站的所說明之其他無線電可具有類似功能電路。
基地台區段352包括向公眾交換電話網路(PSTN)380之陸上連接，該公眾交換電話網路(PSTN)380連接至PABX 382。諸如衛星地面站之衛星介面384連接至PABX 382，該PABX 382連接至形成無線閘道器386a、386b之處理器。無線閘道器386a、386b分別互連至VHF無線電360或HF無線電362。處理器經由區域網路連接至PABX 382及電子郵件用戶端390。無線電包括適當之訊號產生器及調變器。利用本發明之技術在網路內傳輸的封包化或非封包化數位語音資訊可來源於或遞送至一連接至無線電中之一者的手機、一附接至諸如RF－6010戰略網路集線器之無線閘道器設備的電話或其他介面設備，或一連接至PABX或位於公眾交換電話網路內的用戶電話。
乙太網路/TCP－IP區域網路可操作作為"無線電"郵件伺服器。可利用作為第二代協定/波形之STANAG－5066(其揭示內容全文藉此以引用的方式併入)及(當然)較佳連同第三代互操作性標準STANAG－4538(其揭示內容全文藉此以引用的方式併入)在無線電鏈路及區域空中網路上發送電子郵件訊息。可連同傳統無線設備利用互操作性標準FED－STD－1052，其揭示內容全文藉此以引用的方式併入。可在本發明中利用之儀器的實例包括不同無線閘道器及Florida之Melbourne之Harris Corporation製造的無線電。此儀器作為非限制性實例包括RF5800、5022、7210、5710、6010、5285及PRC 117與138系列儀器及設備。
此等系統可連同RF 5710A高頻率(HF)數據機且連同稱作STANAG 4539之NATO標準(其揭示內容全文藉此以引用的方式併入)來操作，其允許長距離HF無線電電路以高達9,600 bps之速率來進行傳輸。除了數據機技術之外，彼等系統還可利用無線郵件產品，該等無線郵件產品利用一套為緊迫戰略通道而設計並完成的資料鏈路協定，諸如STANAG 4538或STANAG 5066(其揭示內容全文藉此以引用的方式併入)。亦可能連同一設定為ISB模式之無線電及一設定為固定資料速率之HF數據機來利用高達19,200 bps或更高之固定非調適性資料速率。可能利用碼組合技術及ARQ。
30．．．傳輸器電路/傳輸器
31．．．RF通道
32．．．接收器電路
33．．．待通訊之資料
34．．．前向誤差校正(FEC)編碼器電路
36．．．交錯與映射電路
38．．．IFFT電路
40．．．保護間隔電路
42．．．符號波整形電路
44．．．同相/正交(I/Q)調變器
46．．．LO訊號產生器
48．．．混頻器
50．．．LO訊號產生器
52．．．高功率放大器(HPA)
54．．．天線
60．．．天線
62．．．低雜訊放大器(LNA)
64．．．混頻器
66．．．LO訊號產生器
68．．．自動增益控制(AGC)放大器
70．．．I/Q偵測電路
72．．．LO訊號產生器/本地振盪器
74．．．自動頻率控制(AFC)時脈恢復電路
76．．．GI電路
78．．．FFT電路
80．．．解映射與解交錯電路
82．．．FEC解碼器
83．．．所接收之通訊資料
100．．．傳輸器
102．．．偽隨機振幅與相位產生器
104．．．偽隨機副載波位置電路
106．．．加密演算法
108．．．密碼與鍵產生器電路/密碼鍵電路
110．．．主時脈
112．．．頻域分散器電路
114．．．頻寬調整DAC取樣率電路
120．．．資料緩衝器
121．．．CRC產生器
122．．．資料攪亂器
124．．．FEC編碼器電路
126．．．前向誤差校正編碼器
128．．．擊穿器電路
130．．．交錯器電路
132．．．調變與符號映射電路/調變與映射電路
134．．．QAM/PSK調變器
136．．．插入前導載波與PAPR減小載波電路
138．．．副載波映射器電路
140．．．IFFT電路
142．．．循環延伸電路
144．．．符號整形濾波器
146．．．封包緩衝器
148．．．數位/類比轉換器//D/A轉換器
150．．．無線電積體電路(IC)寬頻緩慢跳頻電路/增頻轉換器電路
152．．．傳輸鏈電路
154．．．混頻器
156．．．帶通濾波器
158．．．放大器
160．．．單刀雙擲(SPDT)開關
162．．．低通濾波器
164．．．功率放大器
166．．．天線
170．．．鎖相迴路電路
172．．．40 MHz訊號產生器
174．．．低通濾波器
176．．．放大器
178．．．合成器
180．．．放大器
182．．．帶通濾波器
184．．．加法器電路
186．．．放大器
200．．．接收器/接收器電路
202．．．偽隨機振幅與相位產生器
204．．．偽隨機副載波位置
206．．．加密演算法
208．．．密碼鍵
210．．．主時脈
212．．．頻域解分散器電路/反向沃爾什轉換電路
214．．．頻寬調整ADC取樣率電路
216．．．以符號為基礎之副載波同步電路
220．．．天線
222．．．低雜訊放大器(LNA)
224．．．無線電積體電路降頻轉換器
226．．．類比/數位轉換器
228．．．資料緩衝器
230．．．保護間隔電路
232．．．FFT電路
234．．．副載波解映射器與解調變電路
236．．．副載波解映射器電路
238．．．前導移除電路
240．．．符號至數字(QAM/PSK)解調變器電路
242．．．解交錯器電路
244．．．解碼電路
246．．．去擊穿電路
248．．．FEC解碼器
250．．．資料解攪亂器
252．．．資料緩衝器
254．．．CRC電路
352．．．基地台區段
360．．．VHF無線電
362．．．HF無線電
362a．．．解調變器電路
362b．．．卷積編碼器電路
362c．．．區塊交錯器
362d．．．資料隨機化電路
362e．．．資料及成框電路
362f．．．調變電路
362g．．．匹配濾波器電路
362h．．．區塊或符號均衡器電路
362i．．．解交錯器與解碼器電路
362j．．．數據機
362k．．．功率調適電路
362l．．．語音編碼器
362m．．．傳輸密鑰開關
364．．．VHF網
366．．．HF網
368．．．VHF無線電
370．．．HF無線電
372．．．個人電腦工作站
373．．．特用通訊網路
380．．．公眾交換電話網路(PSTN)
382．．．PABX
384．．．衛星介面
386a．．．無線閘道器
386b．．．無線閘道器
390．．．電子郵件用戶端
1501．．．單載波系統
圖1A及圖1B為展示經由無線電傳輸通道連接之IEEE 802.11a OFDM數據機之各別傳輸器電路及接收器電路的先前技術高階方塊圖。
圖2A至圖2C為表示a)一單載波訊號；b)一分頻多工(FDM)訊號；及c)一正交分頻多工(OFDM)訊號的頻譜圖。
圖3A為展示習知OFDM訊號之三維表示的圖式。
圖3B為展示一諸如圖3A所示之習知OFDM訊號之一實例的功率分布之頻譜圖。
圖3C為展示對諸如圖3A所示之典型OFDM頻譜之二維表示的圖式。
圖3D為諸如圖3A所示之習知OFDM訊號之64－QAM群集的圖式。
圖4a至圖4d為頻譜密度圖，其中每一圖式展示一OFDM頻譜，其中一圖式展示開啟52個副載波，且以一頻譜圖來與此圖式進行比較，其中開啟各別26個副載波、開啟13個副載波且開啟6個副載波以產生經降低之載波間干擾(ICI)。圖4e為由頻譜密度函數來表示總傳輸功率的闡釋及方程式。
圖5為一圖式，其根據本發明之一非限制性實例展示跳頻OFDM訊號之以符號為基礎且頻率隨機化之副載波的三維頻譜圖(功率對頻率對時間)，且亦展示一經疊置以進行比較的習知單載波訊號。
圖6為根據本發明之一非限制性實例的可用於產生跳頻OFDM訊號之傳輸器的高階方塊圖。
圖7為根據本發明之一非限制性實例的可用於接收並處理所傳輸之跳頻OFDM訊號之接收器的高階方塊圖。
圖8A及圖8B為根據本發明之一非限制性實例展示跳頻OFDM訊號之頻譜比較且展示LPD改良的圖式。
圖9為根據本發明之一非限制性實例展示跳頻OFDM訊號與一經修改以降低其可偵測度之訊號之雜訊頻譜比較的圖式。
圖10為根據本發明之一非限制性實例展示在沃爾什轉換前之跳頻OFDM訊號的三維表示之圖式。
圖11為根據本發明之一非限制性實例展示在沃爾什轉換後之跳頻OFDM訊號的三維表示之圖式。
圖12為根據本發明之一非限制性實例展示向跳頻OFDM訊號(其中副載波以符號為基礎且經隨機化)之副載波中添加沃爾什轉換的功率對頻率圖。
圖13為展示反向沃爾什轉換前之所接收跳頻OFDM訊號之三維表示的圖式。
圖14A及14B為展示反向沃爾什轉換後之所接收跳頻OFDM訊號之三維表示且亦展示接收訊號群集的圖式。
圖15A及圖15B為圖式，其展示沃爾什轉換前及沃爾什轉換後之跳頻OFDM訊號的三維表示且出於說明及比較之目的展示一位於頻帶中部之單載波。
圖16為根據本發明之一非限制性實例展示在頻域解分散後具有一干擾訊號之所接收跳頻OFDM訊號之三維表示的圖式。
圖17為展示在添加雜訊之沃爾什轉換前跳頻OFDM訊號之三維表示的圖式。
圖18為根據本發明之一非限制性實例展示在反向沃爾什轉換前具有一干擾碼之所接收跳頻OFDM訊號之三維表示的圖式。
圖19為根據本發明之一非限制性實例當開啟及關閉沃爾什轉換時展示跳頻OFDM訊號與一干擾碼之頻譜比較，說明具有圖形表示之頻譜的圖式。
圖20為展示在反向沃爾什轉換前具有干擾碼之所接收跳頻OFDM訊號之功率譜的圖式。
圖21為根據本發明之一非限制性實例展示具有一干擾碼之跳頻OFDM訊號之頻域解分散的圖式。
圖22為根據本發明之一非限制性實例展示具有頻域解分散且具有干擾碼之跳頻OFDM訊號之三維表示且亦展示所接收訊號群集的圖式。
圖23為可根據本發明之一非限制性實例利用之通訊系統之一實例的方塊圖。
100．．．傳輸器
102．．．偽隨機振幅與相位產生器
104．．．偽隨機副載波位置電路
106．．．加密演算法
108．．．密碼與鍵產生器電路/密碼鍵電路
110．．．主時脈
112．．．頻域分散器電路
114．．．頻寬調整DAC取樣率電路
120．．．資料緩衝器
121．．．CRC產生器
122．．．資料攪亂器
124．．．FEC編碼器電路
126．．．前向誤差校正編碼器
128．．．擊穿器電路
130．．．交錯器電路
132．．．調變與符號映射電路/調變與映射電路
134．．．QAM/PSK調變器
136．．．插入前導載波與PAPR減小載波電路
138．．．副載波映射器電路
140．．．IFFT電路
142．．．循環延伸電路
144．．．符號整形濾波器
146．．．封包緩衝器
148．．．數位/類比轉換器//D/A轉換器
150．．．無線電積體電路(IC)寬頻緩慢跳頻電路/增頻轉換器電路
152．．．傳輸鏈電路
154．．．混頻器
156．．．帶通濾波器
158．．．放大器
160．．．單刀雙擲(SPDT)開關
162．．．低通濾波器
164．．．功率放大器
166．．．天線
170．．．鎖相迴路電路
172．．．40 MHz訊號產生器
174．．．低通濾波器
176．．．放大器
178．．．合成器
180．．．放大器
182．．．帶通濾波器
184．．．加法器電路
186．．．放大器

Claims (9)

  1. 一種用於通訊資料之設備，其包含：一調變與映射電路，其以一固定或可變OFDM符號速率為基礎對資料符號進行調變且將資料符號映射成彼此正交之複數個多重副載波頻率以形成一正交分頻多工(OFDM)通訊訊號，且該調變與映射電路包含一調變器及一用於在一矩陣運算中將若干載波映射至反向快速傅立葉轉換(IFFT)之副載波映射器電路；及一包含一偽隨機振幅與相位訊號產生器之偽隨機訊號產生器，其可連同該調變器進行操作以用於使用一加密演算法向該調變器產生若干偽隨機訊號以用於改變副載波群集振幅與相位值，及一連同該副載波映射器電路進行操作之偽隨機副載波位置電路，該偽隨機副載波位置電路使用該相同之用於改變副載波群集振幅與相位值之加密演算法向該副載波映射器電路產生若干偽隨機訊號，使得每一副載波以一OFDM符號速率跳頻，且副載波中心頻率係根據該加密演算法而在OFDM符號時間改變，從而降低任何截獲及偵測之機率、降低每頻率功率(dB/Hz/sec)且降低任何所需傳輸功率，同時維持一瞬時訊雜比。
  2. 如請求項1之設備，其中該偽隨機訊號產生器可操作以用於使用該加密演算法來產生一偽隨機訊號以使得連續之OFDM符號不會在同一頻率上傳輸副載波。
  3. 如請求項1之設備，其中該偽隨機訊號產生器可操作以 用於使用該加密演算法來產生一偽隨機訊號以使得一保護間隔被減小或消除。
  4. 如請求項1之設備，且進一步包含一反向快速傅立葉轉換(IFFT)電路，該反向快速傅立葉轉換(IFFT)電路施加反向快速傅立葉轉換以用於調變彼此正交之副載波。
  5. 一種用於通訊資料之方法，其包含：在一調變器電路及一於一矩陣運算中將若干載波映射至反向快速傅立葉轉換(IFFT)之副載波映射器電路中使用固定或可變OFDM符號速率將通訊資料分布在彼此正交之多重副載波頻率上以形成一正交分頻多工(OFDM)通訊訊號；以一OFDM符號速率對每一副載波進行跳頻，同時使用一加密演算法自一偽隨機振幅與相位訊號產生器向該調變器產生若干偽隨機訊號以用於改變副載波群集振幅與相位值，及使用該相同之用於改變副載波群集振幅與相位值之加密演算法自一偽隨機副載波位置電路向該副載波映射器電路產生若干偽隨機訊號，使得每一副載波以一OFDM符號速率跳頻，且副載波中心頻率係根據該加密演算法而在OFDM符號時間改變，以降低任何截獲及偵測之機率、降低每頻率功率(dB/Hz/sec)且降低任何所需傳輸功率，同時維持一瞬時訊雜比；及經由一包括該等跳頻副載波之通訊訊號來傳輸該通訊資料。
  6. 如請求項5之方法，其進一步包含使用該加密演算法來 產生一偽隨機訊號以使得連續之OFDM符號不會在同一頻率上傳輸副載波。
  7. 如請求項5之方法，其進一步包含使用該加密演算法來產生一偽隨機訊號以使得一保護間隔被減小或消除。
  8. 如請求項5之方法，其進一步包含插入訊號以用於降低峰均功率比(PAPR)。
  9. 如請求項5之方法，其進一步包含對傳輸該等多重副載波頻率所在之一主載波訊號進行調變。
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