TWI381665B

TWI381665B - 分段等化器

Info

Publication number: TWI381665B
Application number: TW095144150A
Authority: TW
Inventors: Ping Dong; Tao Yu
Original assignee: Zoran Corp
Priority date: 2005-11-30
Filing date: 2006-11-29
Publication date: 2013-01-01
Also published as: US8107523B2; MXPA06013816A; KR20070057056A; CN101009672B; TW200737782A; US20100177817A1; CN101009672A; CA2568429A1; US7649932B2; US20070121717A1

Description

分段等化器

本發明係大致關於適應性(adaptive)等化器之領域，且尤指當運用於無線資料傳輸環境以降低多路徑效應與自有雜訊且提高收斂速度之適應性等化器。

等化器係經常運用以修正頻道的線性失真。於無線頻道中，線性失真係經常包括：多路徑與衰落(fading)。此係歸因於事實在於：除了來自發射器的視線訊號之外，接收的訊號係通常包括多重反射之訊號成分。通常，此等多重反射的訊號成分並不具有相對於視線訊號、或於其本身之間的固定訊號強度。此等多重反射的訊號係於接收的訊號中造成衰落。

多路徑係於頻道頻率響應中造成變動。衰落係進一步使得此等變動為隨時間變化。

適應性等化器與適應性決策反饋等化器係經常被用以對抗於頻道頻率響應中之此等變動。針對於該種等化器之進一步的細節，讀者可參閱下列的參考文獻：Simon Haykin之“適應性濾波器理論”第四版(Prentice Hall,西元2001年)；及，John G.Proakis之“數位通訊”第四版(McGraw－Hill,西元2001年)。

運用最小均方(LMS)更新準則且具有長度N之一種適應性有限脈衝響應(FIR)等化器係以下述方式運作。

參照第1圖，一種習用的LMS等化器100係顯示為接收一輸入訊號取樣序列{v _n }，藉由延遲元件110以產生該等訊號取樣之多重延遲版本，接著將此等多重延遲的訊號取樣乘上一組等化器係數c ₀ ,...,c _N _－ ₁ 131，其中，N 係等化器長度。該些結果接著是藉由一總和器115所總和在一起，以形成一個等化器濾波器輸出序列{y _n }。此係顯示於以下的濾波器方程式：

來自等化器之輸出係由式(1)所產生的等化器濾波器輸出序列{y _n }，接著為通過一決策裝置Q 140以產生等化器決策序列{d _n }。等化器決策連同等化器濾波器輸出係被運用以根據以下的誤差方程式而藉由一差分運算子160產生等化器誤差序列{e _n }：e _n ＝d _n －y _n (2)

等化器誤差係進而為由一步階尺寸乘法器150所調整比例，以形成調整比例後的等化器誤差。等化器之係數係接著由一更新機構120所更新，其係運用調整比例後的等化器誤差與延遲線資料(來自延遲線方塊110)，根據以下的更新方程式加以更新：其中，v _n _－ _i 係等化器延遲線訊號取樣，e _n 係等化器誤差，且△係用於等化器係數更新之步階尺寸。(如同c _i )與係目前組與下一組的等化器係數。

第2圖係顯示第1圖之等化器100的更高階方塊圖，其中，一個等化器濾波器與更新方塊290係包括一延遲線方塊240，其為相同於第1圖之延遲元件110，等化器濾波器方塊210係相同於相乘該組等化器係數c ₀ ,...,c _N _－ ₁ 與第1圖之總和130，係數更新方塊230係相同於第1圖之更新機構120。決策裝置Q 220係相同於第1圖之決策裝置Q 140，且用於誤差形成之差分運算子260及誤差乘法器250(乘以步階尺寸)係分別為相同於第1圖之160與150。

運用LMS更新準則之一種適應性決策反饋等化器(DFE)係以類似的方式運作。在此，對應於式(1)至(3)之三個關鍵方程式係針對於時間索引n 為如下：濾波器方程式：誤差方程式：e _n ＝d _n －y _n (5)更新方程式：其中，N 係針對於前饋部分之等化器長度，B 係針對於反饋部分之等化器長度，v _n _－ _i 係等化器延遲線取樣，d _n _－ _i 係延遲的等化器決策，c _i 係等化器前饋係數，b _i 係等化器反饋係數，e _n 係等化器誤差，且△_ff 與△_fb 係分別為針對於前饋部分與反饋部分之係數更新步階尺寸。(如同c _i )、(如同b _i )與、係目前與下一組的等化器前饋與反饋係數。

第3圖係顯示一個範例的習用決策反饋等化器300，其包括：一決策反饋等化器濾波器與更新方塊330、及一前饋濾波器與更新方塊320。決策反饋等化器濾波器與更新方塊330係顯示為實行濾波器功能，其為藉由DFE濾波器302所實行，該DFE濾波器302係運用來自一決策反饋等化器係數更新函數304之反饋係數與儲存於延遲線303之先前的等化器決策輸出{d _n }。方塊304係顯示為更新等化器反饋係數，其係運用乘法器306以一反饋步階尺寸△_fb 來調整比例的等化器誤差{e _n }以及儲存於延遲線303之等化器決策的先前輸出。類似於第2圖之方塊290的前饋濾波器與更新方塊320係顯示為藉由FFE濾波器312來實行濾波器功能，該FFE濾波器312係運用儲存於延遲線313之取樣輸入{v _n }及來自一FFE更新方塊314之前饋係數。前饋等化器更新方塊314係類似於第2圖之方塊230，用於更新等化器前饋係數。

一種前饋步階尺寸乘法器308係提供乘上前饋步階尺寸△_ff 而調整比例的等化器誤差至係數更新功能314。同理，前饋濾波器方塊312係類似於第2圖之方塊210，且其輸出係提供至一總和器316以用於與方塊330之輸出做總和運算，並且於總和器316之輸出的總和運算結果(由{y _n }所代表)係提供至一等化器決策方塊Q 310，其為類似於第2圖之方塊220。總和器316之輸出亦提供至一差分運算子318以產生等化器誤差{e _n }。式(4)係由方塊320中之功能320、方塊330中之功能302、與總和器316所實施，式(5)係由差分運算子318所實施，式(6)係由方塊320中之功能314所實施，且式(7)係由方塊330中之功能304所實施。

當輸入訊號取樣資料{v _n }係以符號時脈速率取樣時，該種等化器係稱為符號間隔的等化器。當資料{v _n }係以較快於符號時脈之時脈速率取樣時，則稱為部分間隔的等化器。取樣資料、等化器決策與係數係可為實數或複數。

除了LMS係數更新方案之外，存在有諸如強制歸零(ZF)、遞迴最小平方(RLS)、等等之其他的係數更新方案。

在初始收斂之後，一種等化器係需要連續更新其係數以追蹤於頻道響應上之可能的變化。於多路徑與衰落環境中，頻道響應可能相當快速地改變。

於目前技術領域中，等化器典型為運用其延遲線取樣與係數為具有有限的操作精確度之裝置而被實施。等化器係典型於其濾波與更新運算(包括乘法及累加(MAC))為具有有限的精確度。此種有限精確度的實施之問題係於等化器濾波器輸出產生額外的雜訊。此雜訊係稱為量化雜訊。

於初始收斂階段與稍後追蹤階段期間，等化器係數係在其理論最佳值的附近變動。因為此種變動與自其最佳值之偏差，等化器之性能係不同於其最佳值。此非最佳的特徵係於等化器濾波器輸出產生另一額外的雜訊。此雜訊係稱為等化器之自有雜訊。

自有雜訊與量化雜訊係二個雜訊因數，其係自理論可達成最佳等化器性能降低了等化器性能。其影響到初始的收斂與穩態兩者的性能。

一種適應性等化器之性能需求係取決於頻道條件、輸出訊號雜訊比(SNR)需求、以及收斂速度需求。此等需求係決定等化器長度、更新步階尺寸、與其係數及濾波器運算之精確度。所有此等者均直接影響實施等化器之成本。

等化器的長度係決定其時間跨度。一方面，假設係數為達到其理論最佳狀態，則較長的等化器係提供較佳的理論穩態性能。另一方面，在相同頻道條件之下，較長的適應性等化器係需要較小的步階尺寸。較小的步階尺寸係通常造成較慢的收斂速度。因此，較長的適應性等化器係具有較慢的收斂速度。

針對於相同的步階尺寸與頻道條件，較長的等化器係產生較多的自有雜訊，因為較多的係數是在非最佳狀態。

較長的等化器亦需要於其係數與運算上有較大的精確度。此係因為各個量化的係數與運算多少會引起等化器的量化雜訊，且歸因於係數與運算量化之對於量化雜訊的總作用係各個各別作用之總和。因此，於一種習用等化器結構中，對於相同的個別係數與運算量化程度而言，等化器愈長，則量化雜訊變得愈嚴重。換言之，欲保持整體的量化雜訊程度於一期望程度，較長的等化器需要較高的係數與運算精確度。

如為論述於K.Ralev與P.Bauer所著的刊物“針對於區塊浮點數位濾波器之實施選項”(於聲音、語音與訊號處理之1997年的IEEE國際研討會(ICASSP’97)，第3冊，第2197頁)，一種稱為區塊浮點(BFP)之習知方案係意圖減緩於資料與係數之有限精確度運算與量化的影響。對於一種真實的浮點資料表示，一個值係由一尾數部分與一指數部分所表示，以大的動態範圍及合理的量化精確度來表示值。BFP係針對於一區塊的值運用一指數以達成類似的優點。BFP本質為在量化之前針對於一區塊的資料運用一動態比例調整，以改良量化性能。

當一種等化器係以具有區塊尺寸L與區塊數目M的BFP實施時，針對於時間索引n，對應於式(1)至(3)之該組的適應性等化器方程式係成為：濾波器方程式：

來自所有區塊之輸出係運用組合方程式而加以組合，即，式(9)：其中，，a 係針對於BFP運算之基數，j _m 係針對於區塊m之指數部分，a ^jm 係針對於區塊m 之等效比例，且其倒數(a ^jm )^－1 係針對於區塊m 之組合加權以形成等化器輸出。

係數更新方程式係成為：

於初始收斂期間及稍後於追蹤時，j _m 係變化，因此，於彼等方程式之對應的監視與改變是必要的。

概括而言，運用BFP所實施之一種等化器係具有介於成本與量化雜訊之間的較佳折衷。針對於期望的量化雜訊性能，此理論係經常導致一種適應性等化器之較低的整體實施成本。然而，因為式(8)至(10)之效果係數學上等效於式(1)、(3)，除了數值系統表示之外，所以運用BFP所實施之一種適應性等化器的動態行為係未改變。明確而言，BFP實施係未影響等化器的自有雜訊、收斂速度、或追蹤行為。

於多路徑環境中，僅有一些等化器係數係具有有效值，而其他係數則是具有零或接近零的值。衰落係進一步使得彼等有效的係數之值與位置為隨時間改變。隨著時間，一些前述的有效係數係可能成為零或接近零，且新的有效係數係可能出現。

就習用的等化器實施而言，多路徑與衰落環境之此等特徵係未被利用。於收斂速度與自有雜訊之等化器的行為係未受到多路徑與衰落所影響。此亦包括運用BFP所實施之等化器，即使運用BFP之該種等化器可能已經改良等化器的量化性能。

於1998年7月7日所頒給Cheng－Youn Lu之標題為“適應於二維之稀疏等化濾波器”的美國專利第5,777,910號所述之稀疏等化器係被引入以解決有關於習用的等化器之問題。一種習用的稀疏決策反饋等化器400之一個實例係以方塊圖形式而提出於第4圖。一種稀疏等化器係試圖集中其係數於一組具有有效值之有效係數位置且移除所有“接近零”的係數。於第4圖，此係藉由開關402與408之運用而作成，開關402與408係由開關控制方塊420所控制。開關402與408之目的係僅選擇對應於有效等化器係數之來自FFE延遲401與DFE延遲407的彼等延遲資料。僅有有效等化器係數係被執行且因此是有效的。所有其他係數係設定為零且未被執行。此舉係降低所需的係數之數目，因為FFE濾波器方塊403與FFE更新方塊404以及DFE濾波器方塊409與DFE更新方塊410僅需要處理有效的係數，因此，至少於理論上係降低前述的收斂速度、自有雜訊與量化雜訊的問題。稀疏等化器之此等特徵係使得其尤其適用於靜態多路徑環境，於其中，需要相當少的有效係數，而且彼等有效係數之位置並未快速改變。至少於理論上，具有相當少的有效係數之一種稀疏等化器係應表現為如同較小的等化器。故於收斂速度、量化雜訊、與自有雜訊之問題相較於具有相同的時間跨度之習用等化器均有所改良。同時，稀疏等化器之總實施成本相較於具有相同的時間跨度之習用等化器亦可為較小。

實施稀疏等化器需要二種方案，其論述於上述Cheng－Youn Lu之參考文獻。一種方案(未顯示於第4圖)係決定有效係數分配於何處，且另一種方案係實施如402與408所示的切換機構以應用彼等有效係數以產生一個等化器輸出。

第一種方案需要依序得知有效係數的位置或運用某個訓練序列以週期性初始化彼等有效位置。依序得知有效位置將顯著減慢等化器之收斂與追蹤性能。若頻道於訓練序列之間改變，則運用訓練序列之週期性初始化係降低有效頻道寬度，增加對於等化器之實施的額外成本，且降低追蹤能力與整體性能。相較於習用的等化器實施方式，二種選擇有效係數位置之方式均涉及額外的成本。

第二種方案係需要於等化器實施上顯著增加複雜度。假設等化器具有總共500個可能的係數位置而存在100個有效係數時，則等化器需要可動態切換100個有效係數至彼等500個位置中之任意100個位置的一種電路。於動態切換能力之此需求以及於選擇有效係數位置之需求係顯著抵銷由於降低有效係數之數目而得的成本節省。

於一個多路徑環境之衰落係進一步複雜化稀疏等化器之問題。這是因為其必須動態分配其係數。衰落係致使訊號強度以絕對及相對關係而改變於多路徑訊號的各個訊號路徑之間。當多路徑環境改變時，有效係數的分配必須因此立即改變。否則，稀疏等化器會受到重大的性能損失。

因為稀疏等化器必須週期性重新分配其係數或依序嘗試各個可能位置以知悉是否有效的等化器係數為此等位置所需的，此二種方法係顯著緩慢稀疏等化器之追蹤能力。因此，稀疏等化器不適於實行於對抗動態多路徑與衰落頻道，且同時為增加等化器之實施成本。

針對於前述理由，因此需要具有快速收斂時間、低的自有雜訊與較低的實施或製造成本之一種適應性等化器。

簡而言之，一種包括複數個等化器段之分段等化器係根據本發明之一個實施例而被揭示。各個等化器段係包括：用以儲存延遲取樣之機構；藉由運用係數以濾波該等延遲取樣之機構；用於更新彼等係數之機構；及用以管理其針對於各個等化器段所產生的一更新步階尺寸之機構。

在閱讀說明於附圖的數個圖式之較佳實施例的以下詳細說明之後，此等及其他目的與優點係將無疑為由熟悉此技藝人士所明瞭。

本發明係概括描述一種適應性等化器，尤其適用於經常可見於無線資料傳輸環境中之多路徑與衰落頻道。該種等化器係包含彼此獨立運作之一群組的等化器段。此等等化器段之輸出係在某些加權之下而組合，以形成一最終的等化器輸出。此種等化器(尤其是當運用於多路徑與衰落環境時)具有較快速的收斂、較少的自有雜訊與量化雜訊、及較低的實施成本。

本發明之一種適應性等化器的一個實例係相關於本發明之各種實施例而顯示及論述，然而，應為瞭解的是：此等圖式與論述係僅為本發明之實例且等化器之其他的實施或形式係可預期的，而未脫離本發明之範疇與精神。一個此種實例係一種FIR LMS等化器。對於諸如ZF與RLS以及DFE之其他型式的更新方案係可預期而未詳細論述，因為此等方案是於此技藝為眾所週知的。

參考第5圖，根據本發明之一個實施例，一種適應性分段等化器500係顯示為包括：複數個包含一前饋等化器段510之前饋等化器段502、複數個總和器509(“加法器”與“總和器”係互換用於本文且意指相同的結構與功能)、一差分運算子508、及一決策方塊(Q)512。參考第5(a)圖，各個等化器段510係顯示為包括：一乘法器514與一等化器段方塊511、一步階尺寸控制方塊538、及一步階尺寸方塊515。延遲的取樣輸出d _o 係饋至下一個等化器段方塊，且濾波的輸出f _o 係饋至第5圖之總和器509。

等化器段510之各個乘法器514係顯示為接收來自步階尺寸控制方塊538之一步階尺寸△、與由{e _n }所表示之一誤差值，該步階尺寸△與誤差值於方塊511係相乘以產生係數更新方塊536的一個輸入。於方塊511係顯示為具有M個步階尺寸，且M係一個整數值。各個等化器段510以及其輸入為由一個對應等化器段方塊511所提供之複數個總和器中之一係稱為一個等化器級(stage)。因此，M 個等化器級係顯示於第5圖之中。於範例的實施例，第5圖之等化器500係一種LMS型式的等化器，雖然其他型式的等化器亦可運用。

第一個等化器段510係顯示為接收一輸入序列{v _n }，且n 係一輸入v之取樣的時間索引。輸入{v _n }係提供至第一個等化器段510之等化器段方塊511。如稍早指出，各個等化器段方塊511之一延遲取樣輸出係提供作為至下一個等化器段方塊511之輸入，且等化器段方塊511之濾波器輸出(即：等化器段濾波器輸出513)係提供作為同一級的等化器段之一總和器509的輸入，除了第一級的等化器段511之等化器段濾波器輸出513係提供至下一級的總和器509。各個總和器509之輸出係由下一個等化器級的總和器509所接收作為輸入，且最後一級的總和器之輸出係等化器濾波器輸出{y _n }，其為根據以下的式(11)所產生。各個方塊511係包括用於實行等化器段濾波器與係數更新功能以及步階尺寸控制功能之結構。輸出{y _n }係提供作為差分運算子508以及決策方塊Q 512之輸入。決策方塊Q 512之決策輸出{d _n }係提供作為差分運算子508之另一個輸入，其中，{y _n }係根據以下的式(13)而自{d _n }減去以產生誤差{e _n }，該誤差{e _n }係作為不同級的等化器段之輸入以用於係數更新。輸出{y _n }係作為輸入至方塊Q 512，於其中係根據已知的決策方案而被量化，以產生該等化器500之決策輸出{d _n }。

於第5圖，適應性等化器500係分段且整體的等化器係首先分割成為預定數目的段510。這些等化器段510係分別運作為如同其為一個獨立的等化器。所有等化器段510針對於係數更新係利用共同的等化器誤差，即：{e _n }。接收的資料{v _n }係依序通過這些等化器段510。等化器段510之輸出係接著被組合以形成等化器濾波器輸出{y _n }，且然後為置於透過決策方塊Q 512以形成等化器決策輸出{d _n }。一個重要觀點係在於：各個等化器段510係具有其本身的更新步階尺寸△_m ，用於m 範圍為自0至M －1 之對應段的係數更新。

運用如同於式(1)至(3)之相同的符號，針對於時間索引n ，針對於各個等化器段510之濾波器方程式係：其中，範圍為自0至M－1之m 係段索引，M 係於等化器中之段的數目，且L 係段尺寸。在此，假設所有的段均具有相同的段尺寸L 。‘i ’係運用於v _n _－ _i _, _m c _i _, _m 之相乘結果總和的一總和索引。等化器段510之輸出係接著根據組合方程式而被組合以形成等化器濾波器輸出：誤差方程式係：e _n ＝d _n －y _n (13)更新方程式係：其中，△_m 係針對於段m之更新步階尺寸，且為應用至屬於段m 之各個c _i _, _m 。

於第5圖，分段等化器500係包含一群組之較小的等化器，即：等化器段510，其輸出被組合以形成單一個等化器輸出，且針對於所有等化器段510之係數更新運用一共同的誤差。

第5圖之分段等化器的一個重要優點係在於：針對於各個等化器段510係具有不同收斂速度與自有雜訊性能。以此方式，針對於各個等化器段510之各個步階尺寸△係被用以達成針對於對應的等化器段510之期望的性能。舉例而言，若對應於如同於稀疏等化器所定義之有效係數位置的步階尺寸係設定至“非零”值且針對於所有其他者係設定至零，則分段等化器係將具有如同稀疏等化器之類似的動態性能。

於一種典型的多路徑與衰落環境中，有效係數之位置係隨著時間而變化。有效係數係具有有效值之等化器係數，且非有效係數係其為零或接近零之等化器係數。故，於本發明之分段等化器中，實際設定對應於非有效係數位置之步階尺寸至零並非所要的。一些較小的步階尺寸係被運用於該等段以使得係數適應可能的頻道變化。

一種實際方案係根據於該段之係數的最大值來設定針對於各個等化器段510之步階尺寸△。亦即，該值愈大，則針對於該段之步階尺寸為愈大。是以，具有較大值之係數的等化器段係產生較大的步階尺寸以實施較快速的收斂與追蹤速度，而具有較小值之段係產生較小的步階尺寸以實施較小的自有雜訊。由於多路徑環境係存在相當少之具有大係數值的等化器段，此種方式係使得等化器(諸如：等化器500)能夠具有較快速的收斂速度而產生較少的整體自有雜訊、且具有較佳的追蹤性能，以處理由於衰落所引起的頻道變化。

第5圖之實施例與隨後圖式之其他實施例的一個應用係於地面數位電視傳輸領域，然而，其他的無線資料傳輸應用亦可預期到。

第5(a)圖係以方塊圖形式顯示第5圖之一個前饋等化器段510的進一步細節。根據本發明之一個實施例，等化器段510係顯示為包括：等化器段方塊511與乘法器514。等化器段方塊511係顯示為接收取樣輸入d _i ，若方塊511係於分段等化器500之第一級則可為{v _n }或為前一個等化器段級之輸出。乘法器514係顯示為產生輸入至方塊511及接收二個輸入，一者為誤差輸入e _i 而另一者為步階尺寸△。等化器段510之輸出係由方塊511所產生且為延遲取樣輸出d ₀ 與濾波器輸出f ₀ 。前者係提供作為至分段等化器500之下一級的等化器段510之輸入，而後者係第5圖之等化器段濾波器輸出513，其被提供至相關於第5圖之前述的總和器509。

於第5(a)圖，根據本發明之一個實施例，方塊511係顯示為包括：一延遲線方塊532、一濾波器方塊534、一係數更新方塊536、與一步階尺寸控制方塊538。延遲線方塊532係提供輸入至濾波器方塊534以供濾波，並且提供輸入至方塊536以供係數更新。方塊536之係數係運用作為方塊538之輸入以產生供乘法器514根據上述的方程式所運用之步階尺寸△，即如相關於第5圖所述。步階尺寸△係在其為控制方塊538所提供後且在其為由乘法器514所相乘前而儲存於步階尺寸方塊515中。乘法器514之輸出係顯示其被提供作為至方塊536之用於係數更新的另一個輸入。

延遲線方塊532係接收取樣輸入d _i 而作為其輸入，若方塊511係於等化器之第一級則可為分段等化器500之輸入{v _n }或為前一級的等化器段方塊511之延遲取樣輸出d _o 。濾波器方塊534係根據式(11)以實行濾波動作。該濾波係運用由係數更新方塊536所產生的係數而被實行。由濾波器方塊534與係數更新方塊536所實施的方程式係相同於相關於第5圖所論述的方程式。由方塊536所產生的係數亦被運用以透過步階尺寸控制方塊而產生步階尺寸。重要指出的是：一個步階尺寸係針對於各個等化器段而產生。於分段等化器500之各個等化器段的等化器係數之數目係可改變且可小到1。不同的等化器段不必具有相同數目的係數。各個等化器段可具有不同的內部結構。

如上所述，於本發明之精神內，其他型式的等化器段方塊511係可運用。視各個段為等化器之一種區塊浮點(BFP)實施是方便的。關連於此，根據本發明之另一個實施例，第5(b)圖係顯示該等化器段方塊511為包括一BFP等化器段方塊570與乘法器514。段方塊570係顯示為接收如同第5(a)圖之方塊511的相同輸入(即：取樣輸入d_i )及產生延遲取樣輸出至下一級的等化器段。方塊570係連同複數個其他類似方塊插入以構成第5圖之複數個等化器段502。

方塊570係顯示為包括：一延遲線方塊572、一濾波器方塊574、一係數更新方塊576、一移位方塊578、一指數控制方塊580、與一步階尺寸控制方塊582。

方塊572在結構及功能上為相同於第5(a)圖之方塊532，如同方塊574為相同於方塊534。然而，第5(b)圖之濾波器方塊574的輸出係提供作為至移位方塊578之輸入，移位方塊578亦接收來自指數控制方塊580之輸出，且移位方塊578之輸出係成為濾波器輸出513。指數控制方塊580係監視於係數更新方塊576之係數且提供對於係數的指數部分之控制。方塊580亦提供輸入至步階尺寸控制方塊582，其接收針對於係數大小資訊之方塊576的一輸出作為輸入，類似於第5(a)圖之段511。方塊578與580係於段濾波器輸出513引起區塊浮點效應，且以符合下列的方程式(15)與(16)之方式運作。

於第5(b)圖，BFP係應用至分段等化器500以改良量化雜訊性能且降低實施成本。於本發明之一個實施例，一個共用的指數係被利用於各個等化器段570，且移位器578係在段輸出被第5圖之總和器509所相加在一起時移除指數之效應。移位器578係顯示為耦接至方塊574與580而接收自二者之輸入且產生濾波器輸出513。僅應用BFP至係數部分經常是足夠的，使得來自不同段之係數的尾數部分係具有概略為相同的大小，而於各段之不同指數是變化的。對於熟悉此技藝人士，應用至係數與延遲線資料係簡單直接的。定義關於段510與運用於其中的等化器之種種功能的方程式係相關於第5圖而於下文陳述為式(15)至(18)。

針對於各個等化器段，其包括一濾波器方塊574(類似於方塊534)，且運用一種BFP前饋等化器段，以下的一個段濾波器方程式所定義的函數係：輸出組合方程式(即：等化器濾波器輸出{y _n }之產生)係：其中，，a 係針對於BFP運算之基數，j _m 係針對於段m 之指數部分。請注意的是：a ^jm 係針對於段m 之等效比例，且由方塊578所實施之其倒數(a ^jm )^－1 係針對於段m 之組合加權以形成等化器濾波器輸出{y _n }。

來自分段等化器之輸出{y _n }係接著通過決策方塊Q 512，以形成等化器決策輸出{d _n }。等化器決策輸出{d _n }連同等化器濾波器輸出{y _n }係根據誤差方程式來形成等化器誤差：e _n ＝d _n －y _n (17)

係數更新方程式係藉由各級之各段的係數更新方塊576與步階尺寸控制方塊582所實施且為：

這些等化器段之各者係運作為如同其為於一種區塊浮點實施中之一個區塊，其共用由方塊580所控制之一共同的指數元件。於初始收斂與後續追蹤期間，針對於各段之指數j _m 係可改變。類似於BFP實施方式，對應的監視與改變是必要的。

於比較式(15)、(16)、(18)與式(8)、(9)、(10)，重要的差異係在於：針對於一種分段等化器的各段係運用不同的係數更新步階尺寸△_m ，而針對於具有BFP實施方式之一種習用等化器的所有區塊係運用相同的係數更新步階尺寸△。此差異係引起於等化器動態性能之動態變化。

請注意的是：於式(16)、(18)，針對於各個等化器段之更新步階尺寸△_m 與加權(a ^jm )^－1 係獨立運作，故收斂速度以及歸因於係數更新自有雜訊及歸因於係數與運算量化之對於總等化器雜訊的作用對於各個等化器段為不同的。因此，針對於各個等化器段係可能選擇一適當組的參數，使得整體等化器係較快速收斂並且具有較小的歸因於係數更新或歸因於係數量化之自有雜訊。

概括而言，若針對於一段之最大係數值是大的，則該段係欲為具有較大的更新步階尺寸。大的最大係數值係對應於大的j _m 。因此，可根據j _m 以調整△_m ，針對於較大的j _m 為運用較大的△_m ，且針對於較小的j _m 為運用較小的△_m 。

亦可能設定△_m ＝△_c (a ^jm )^－1 ，其中，△_c 係一預定固定步階尺寸。依此，式(18)係成為：

相較於以BFP實施之習用的等化器，包括實施式(19)之方塊570的分段等化器500係較簡單來實施。相較於習用的等化器，以此種方式實施之分段等化器500係具有顯著不同的性能，因為各段係具有不同的收斂、追蹤與雜訊性能。相較於運用BFP所實施之習用的等化器，分段等化器500係較不昂貴，且具有BFP關於量化雜訊之所有的優點，同時具有較快速的收斂速度、與較小的自有雜訊，因此為最佳適用於多路徑與衰落環境。

於多路徑與衰落環境，僅有一些有效的等化器係數，且因此於一種分段等化器係存在少數具有大步階尺寸之段而其餘段係具有小步階尺寸。以此種方式，整個等化器係僅具有一些有效係數。類似於稀疏等化器，此係顯著改良該種等化器之初始收斂與後續的追蹤性能。此亦顯著改良自有雜訊性能，由於大多數係數為具有小的更新步階尺寸。同時，分段等化器係免除選擇到錯誤組的有效係數之可能性，因為稀疏等化器則可能選擇到錯誤組的有效係數。因此，分段等化器係極為適當運作於一種多路徑與衰落環境。

第6圖係以方塊圖形式顯示根據本發明之另一個實施例的一種分段決策反饋等化器600。於一個實例，等化器600係一種LMS型式，然而，其他型式的適應性等化技術亦可運用。對於決策方塊612之左邊的大多數結構係相同於第5圖之結構，且整體稱為前饋區段(section)。於該區段之等化器段亦稱為前饋段。等化器600係顯示為包括複數個等化器段602(具有M 個等化器段610)、複數個前饋總和器609、一差分運算子608、與一決策方塊612。各個等化器段610係顯示為包括一乘法器619、與一等化器段方塊611，其一或多者係饋至下一個等化器段方塊。等化器段610之各個乘法器619係顯示為運用一前饋步階尺寸△_ff 、與{e _n }所表示之一誤差值，且相乘此二者，以產生用於係數更新之方塊611的一個輸入。圖示為具有M 個步階尺寸與等化器段方塊611，且M 為一個整數值。各個等化器段610及複數個總和器之一(其輸入為由一個對應等化器段方塊611所提供)係稱為一個等化器級。因此，M 個等化器級係顯示於第6圖。

等化器600係包括二個獨特區段602與622，且其輸出係在藉由方塊Q 612所量化之前而由加法器609所組合或相加在一起，以產生等化器600之決策輸出{d _n }。包含複數個前饋等化器段602之等化器600的第一區段係稱作為一前饋區段且包含複數個前饋段610。包含複數個決策反饋等化器段622之等化器600的第二區段係稱作為一反饋區段且具有複數個反饋段620，其結構上為類似如同前饋區段之諸段，除了替代延遲取樣輸入之延遲決策為儲存於其延遲元件之外。二個區段之輸出係由加法器609所組合，以產生至方塊Q 612及至差分運算子608的輸入。針對於二個區段之步階尺寸係不同在於：具有M 個前饋步階尺寸△_ff 與K 個反饋步階尺寸△_fb 。步階尺寸係類似於關於第5(a)與5(b)圖所顯示及論述者而為由各段所產生，且類似於第5圖之乘法器514而為由乘法器619與629所相乘。亦即，一個特定的等化器級之步階尺寸係由同一級之一個對應乘法器619所相乘。於各個前饋與反饋段中之步階尺寸係個別控制，即如同關於第5、5(a)與5(b)圖所陳述者。各個段方塊621係耦接為接收前一個段方塊621之輸出，除了複數個段622之方塊621的第一個段方塊係耦接為接收決策方塊Q 612的輸出之外。複數個決策反饋總和器634係耦接至複數個段621，其方式為類似於總和器609耦接至諸段611之方式。

於第6圖，於各個前饋與反饋區段之等化器段的數目係可變化且不必為相同。段之數目係影響到等化器之收斂的速度，即如相關於其他圖式之先前所述者。

第一個等化器段610係顯示為接收一輸入{v _n }，且n 為針對於一輸入訊號v 之時間索引。輸入{v _n }係提供至第一個等化器段610之等化器段方塊611。如稍早所指出，各個等化器段方塊611之輸出中的一輸出係提供作為輸入至下一個等化器段方塊611，且等化器段方塊611之另一個輸出(即：等化器段濾波器輸出613)係提供作為輸入至同一級的等化器段之一總和器609，除了第一級的等化器段611之等化器段濾波器輸出613係提供至下一級的總和器609。各個總和器609之輸出係由下一個等化器級之總和器609所接收作為輸入，且最後一級的總和器之輸出係前饋區段之濾波器輸出。各個方塊611係包括：用於實行等化器段濾波器與係數更新功能之結構，其類似於關於方塊511所論述者。實際上，各個方塊611係相同於方塊511。最後一級的前饋區段之加法器609的輸出係提供作為一加法器609之二個輸入的一者，該加法器609係接收來自最後一級的反饋區段之輸出的另一個輸入，且相加二者以產生一個等化器濾波器輸出{y _n }。{y _n }係作為一至決策方塊Q 612及至差分運算子608的輸入，於差分運算子608中，自等化器600之決策輸出{d _n }減去以產生等化器誤差{e _n }。等化器600當以BFP結構實施時係根據以下的式(20)至(24)運作。

濾波器方程式：組合方程式：誤差方程式：e _n ＝d _n －y _n (23)更新方程式：其中，M與K係分別為前饋與反饋段之數目。

推得式(19)之類似論述係同樣適用至DFE實施。針對於分段BFP決策反饋等化器之更新方程式(即：式(24)、(25))所產生的變化係：其中，△_ffc 與△_fbc 係分別為預定固定前饋與反饋固定步階尺寸。

式(20)至(23)、(26)與(27)係藉由根據本發明之另一個實施例於第7圖之分段LMS決策反饋等化器700所實施。第7圖係類似於第6圖，除了乘法器614係不存在於第7圖之外，因為預定步階尺寸△_ffc 與△_fbc 於係數更新過程期間係維持固定的，且分別實施為於前饋段711與反饋段721之內的固定移位。對於等化器700之輸入係{v _n }且其輸出為{d _n }而{e _n }係由差分運算子708所產生，此係類似於上述本發明之其他實施例的等化器。

第8圖係顯示根據本發明之又一個實施例的一種分段稀疏等化器800。於第8圖，等化器800係顯示為包括：一前饋延遲線方塊802、一開關804、一開關控制806、複數個稀疏前饋等化器段810、複數個前饋總和器814、一決策方塊Q 816、一決策反饋等化延遲線方塊818、一決策反饋開關820、複數個稀疏決策反饋等化器段824、複數個決策反饋總和器826、一總和器830及一差分運算子832。

於第8圖，延遲線方塊802係顯示為接收對於等化器800之一輸入，即：輸入{v _n }，且產生取樣輸入{v _n }之延遲版本的多個輸出至開關804，該開關804為由開關控制806所控制。開關控制806亦控制開關820。開關804係選擇對應於有效係數位置之一群組的延遲取樣，且產生輸出至複數個前饋段810，其包括：段811，各段係相關於第8(a)圖而進一步論述且顯示。複數個段810之輸出係提供至總和器814。明確而言，複數個段810之各段811的輸出係與前一級的總和器之輸出加總，各級係由段811與一個關聯的總和器814所界定。複數個段810之第一段811係產生一輸出，其無法與前一級加總且因此為直接饋至下一級之總和器814。複數個總和器814之最後一個總和器的輸出係提供作為總和器830之一個輸入，以供與複數個總和器826之最後一個總和器的輸出之加總，且總和之輸出係提供作為輸入至決策方塊Q 816，該決策方塊Q 816係產生等化器800之決策輸出作為輸出{d _n }。輸出{d _n }亦顯示為提供至一差分運算子832。輸出{d _n }係顯示減去總和器830之輸出，以形成等化器誤差{e _n }且其結果係提供至複數個段810與複數個段822。第8圖係顯示為具有M個前饋段811與N個反饋段824。

於第8圖，輸出{d _n }亦顯示以提供作為輸入至延遲線方塊818，該延遲線方塊818係產生輸入至開關820。亦即，{d _n }係以每個延遲之一符號決策時間被延遲，且{d _n }之延遲版本係提供至開關820。開關820係產生一輸出至複數個反饋段822，該些反饋段822轉而提供輸入至對應的總和器826。總和器832之輸出係{e _n }。於第8圖，開關804與820係各自選擇性通過來自方塊802與818之彼等延遲取樣或決策至對應於有效係數位置之個別段。

第8(a)圖係以方塊圖形式顯示第8圖之等化器800的一段811之進一步細節，其為相同於第5(a)圖而無延遲線方塊532。段824係類似於段811，除了延遲取樣(提供為濾波器841之輸入)係由延遲決策(來自開關)所取代。

儘管對於FIR LMS等化器之分段等化器係被詳述，但是對於ZF與RLS等化器、部分間隔的等化器、以及具有複數資料或複數係數或二者的等化器之應用係可預期的。此外，所有的等化器段係無須具有相同的步階尺寸。

各個等化器段係可具有不同數目的係數且各段係具有一段尺寸L ，其針對於各段而可為相同或不同的值。於一前饋段或反饋段之段的數目係可為小到二。一個等化器段係可僅具有一個濾波器係數且L ＝1。此外，等化器段係可為不同型式之組合，例如：於第5(a)圖或第5(b)圖所繪的型式或是其他的變化型式。

因此，根據本發明之種種的實施例，包括而不限於第5至8(a)圖之實施例，具有等化器段之一種適應性等化器結構係揭示為特別適用於經常可見於無線資料傳輸環境之多路徑與衰落頻道。此種分段等化器係包括其為彼此獨立運作之一群組的等化器段。此等等化器段之濾波器輸出係接著在一加權準則之下被組合，即如上述的方程式所定義，以形成一最終的等化器濾波器輸出。此種等化器結構在運用於多路徑與衰落環境時係具有較快速的收斂、較少的自有雜訊、及較低的實施成本。

雖然本發明係已經關於特定實施例而描述，可預期的是：其變更與修改係將無疑為熟悉此技藝之人士所明瞭。因此意圖的是：隨附的申請專利範圍係解讀為涵蓋所有該等變更與修改，如同落於本發明之真正精神與範疇內。

100．．．等化器

110．．．延遲元件(延遲線方塊)

115、121．．．總和器

120．．．更新機構

122．．．乘法器

130．．．總和機構

131．．．等化器係數

140．．．決策裝置(Q)

150．．．步階尺寸乘法器

160．．．差分運算子

210．．．等化器濾波器方塊

220．．．決策裝置(Q)

230．．．係數更新方塊

240．．．延遲線方塊

250．．．誤差乘法器

260．．．差分運算子

290．．．等化器濾波器與更新方塊

300．．．決策反饋等化器

302．．．DFE濾波器

303．．．延遲線

304．．．決策反饋等化器係數更新函數

306．．．乘法器

308．．．前饋步階尺寸乘法器

310．．．決策方塊(Q)

312．．．FFE濾波器

313．．．延遲線

314．．．FFE更新方塊

316．．．總和器

318．．．差分運算子

320．．．決策反饋等化器濾波器與更新方塊

330．．．前饋濾波器與更新方塊

400．．．稀疏決策反饋等化器

401．．．FFE延遲

402、408．．．開關

403．．．FFE濾波器方塊

404．．．FFE更新方塊

405、411．．．乘法器

406．．．決策方塊(Q)

407．．．DFE延遲

409．．．DFE濾波器方塊

410．．．DFE更新方塊

412．．．總和器

413．．．差分運算子

420．．．開關控制方塊

500．．．適應分段等化器

502．．．等化器段

508．．．差分運算子

509．．．總和器

510．．．等化器段

511．．．等化器段方塊

512．．．決策方塊(Q)

513．．．濾波器輸出

514．．．乘法器

515．．．步階尺寸方塊

530．．．取樣輸入

532．．．延遲線方塊

534．．．濾波器方塊

536．．．係數更新方塊

538．．．步階尺寸控制方塊

570．．．BFP等化器段方塊

572．．．延遲線方塊

574．．．濾波器方塊

576．．．係數更新方塊

578．．．移位方塊

580．．．指數控制方塊

582．．．步階尺寸控制方塊

600．．．分段決策反饋等化器

602．．．前饋等化器段

609．．．前饋總和器

610．．．前饋段

611．．．等化器段方塊

619、629．．．乘法器

620．．．反饋段

621．．．等化器段方塊

622．．．決策反饋等化器段

634．．．決策反饋總和器

700．．．分段LMS決策反饋等化器

708．．．差分運算子

709．．．總和器

711．．．前饋段

712．．．決策方塊(Q)

721．．．反饋段

800．．．分段稀疏等化器

802．．．前饋延遲線方塊

804．．．開關

806．．．開關控制

810．．．稀疏前饋等化器段

811．．．前饋段

814．．．前饋總和器

816．．．決策方塊(Q)

818．．．決策反饋等化延遲線方塊

820．．．決策反饋開關

822．．．反饋段

824．．．稀疏決策反饋等化器段

826．．．決策反饋總和器

830．．．總和器

832．．．差分運算子

841．．．濾波器方塊

842．．．係數更新方塊

843．．．步階尺寸控制方塊

844．．．步階尺寸方塊

845．．．乘法器

849．．．等化器段

第1圖係以方塊圖形式顯示一種先前技藝的等化器100。

第2圖係顯示第1圖之等化器100的更高階方塊圖。

第3圖係說明一種範例先前技藝的決策反饋等化器300。

第4圖係以方塊圖形式顯示一種先前技藝的稀疏決策反饋等化器400之一個實例。

第5圖係顯示根據本發明之一個實施例的一種適應性分段等化器500。

第5(a)圖係顯示第5圖之等化器500的一個等化器段之進一步細節。

第5(b)圖係顯示一種區塊浮點等化器段。

第6圖係以方塊圖形式顯示根據本發明之另一個實施例的一種分段決策反饋等化器600。

第7圖係顯示根據本發明之另一個實施例的一種決策反饋等化器700之方塊圖。

第8圖係顯示根據本發明之又一個實施例的一種分段稀疏等化器800。

第8(a)圖係顯示針對於第8圖之稀疏等化器800的一個等化器段之進一步細節。