TWI344261B - - Google Patents

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1344261 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關於一種三次轉導互補消除法及其高 線性度混波器，尤指一種利用改良過具有高線性度之 電BS體’可應用於昆波器並改善其線性度之三次轉導 互補消除法及其高線性度混波器。 【先前技#?】

電晶體係一個具有非線性操作特性之主動元件， 當應用於電路設計上對電路之線性度特徵會有直接之 影響，因此一個高線性度之元件係許多研究追求之目 標。然而目前-般從電路㈣上做設収良僅能夠揭 限在特弋電路上實現，因而降低其應用性。 於在目前通訊系統裡隨著傳輸資料量及速度之 需求，射頻端之接收機必須要有更佳之線性度以提供 更好之傳輸品質。如第8圖所示，常見之接收機模組 7 ’其組成係包含一功率放大器7丄、一低雜訊放大 :7 2、-混波器（Mixer) 73及一壓控㈣器74 *子電路。並且，就—般來說，該接收機模組7之非 線性失真主要係、由該功率放大器7 ^混波器7 ^兩 固^路所造成。而目前所提出可改善㈣度H以 電路’其通常需要付出額外之功率損耗亦： =:口電路之複雜度，因此往往造成電路之穩 可仃性降低。 /' 1344261 /請參閱『第9圖』所示，係習用之主動式混波器 架構示意圖。如圖所示：其係為一吉勃爾（Gilbert-cell ) 混波器8 ’其主要係由一 RF轉導級（Transconductance

Stage) 8 1、一 L0 開關級（Switching Stage) 8 2 及一輸出負載級（Output Load ) 8 3所組成。該RF 轉導級8 1通常係工作於電晶體之飽和區以獲得電路 最大之增益及最小之雜訊指數（Noise Figure )，而該 L0開關級8 2係工作於夾止區（Pinch Off )，並藉由 _ 一 L〇輸入訊號不同相位之控制達到開關之效果，最 後再由s玄輸出負載級8 3接上負載電阻以將輸出之電 流訊號轉變成電壓訊號，並且通常會在多一輸出緩衝 級（Output Buffer)以提供阻抗之匹配，進而獲得更 高之輸出功率。因此該RF轉導級8 i係可當做該吉 勃爾混波器8之電路增益級，並且決定整個混波器之 電路增益、雜訊指數及電路之線性度。然而一般來講， 嫌雖然此架構之電路特性約有0〜5分貝（dB )之電路增 益（Gain)，卻同時亦需要5〜1〇毫瓦特（爪貿）之功 率損耗。 根據中華民國專利公告號第423 1 〇2〇〇6號之「言 線性低功率混合器之系統及方法」，以常見之°共源: (Common S〇urce)放大器來說，其等效電路之 源極電容cgs、汲極源極電容Cds、閘極汲極電容c d、 轉導值gm及及極電導gds為組成元件非線性特性之8主 6 要成=’其中又以該轉導值&之非線性特徵為且“ 分裡貢獻最大並造成元件產生三次調變失真之主要因 素。因此，只要能減低或消除該轉導值gm之三次非線 性特性即可提高電晶體之線性度。 明參閱『第1 〇圖』所示，其係為一 NM〇s電晶 體，轉導特徵量測示意圖。如圖所示：從一 n通道型 (N-channel Metal Oxide Semiconductor, 购S) t晶體之轉導值& “及一所量測之特徵 曲線9 1、9 2及9 3中可看出，當閘極電壓在〇 4 了.5伏特（v)左右時有最大之轉導值“負值：當 開極電壓增加該轉導值gm3會降低並經過為零之點， 接著當電壓在0.6〜0.8伏特左右會有最大之轉導值 =正值。-般而言’該共源極放大器必須要操作在問 圣電壓為G.6〜G，8伏特之區域以獲得高之電路增益。 然而^在此飽和區操作時該轉導值“正值雖最大， P也係線性度會最差之時，因此通常電路增益與線性 度之間很難同時獲得最好之結果。故’ 一般習 無法符合使用者於實際使用時之所需。 ’、

1344261 7 1344261 【發明内容】 本發明之主要目的係在於，從電路裡最基本之電 :曰？做線！度之改善’以利用三次轉導互補消除之方 式仟到一咼線性度之電晶砰 龟日日體並將此特性良好之電晶 體應用於混波器轉導輸入級之設計，如此可以有效改 善混波器之非線性特徵以提高線性度，並可在增加電 路操作穩定性之同時，X合秘 其它電路特性。 t 複雜度或㈣ 本發明之次要目的係在於，高線性度之電晶體也 於其它系，!上不同射頻之子電路，如低雜訊放 /益’力率放大器等’係具有寬頻操作，可處理不同 „規劃之頻率’包含藍芽規格、無線區域網 超見頻（Ultra_Wide Band, _)系統等頻段規 格0 ^發明之另一目的係在於，可廣泛應用於收發機 =且’並可使用低成本互補式金氧半場效電晶體 omplementary Metal-〇xide Semiconductor, CMOS) 製程實現此電路，以增加其實用性。 :達、上之目@，本發明係一種三 ?:及其高線性度混波器，係利用基體端電 日日體之門捏電壓及轉導（丁ransconductance)特性再 :兩顆，晶體以並聯方式獲得三次轉導互補消除結 ，可得到具有平坦三次轉導區之電晶體，而將工作 8 1344261 電壓操作在此區之元件即可獲得良好之線性度。 【實施方式】 明參閱『第1圖』所示，係本發明之電晶體線性 度改善流程示意圖。如圖所示：本發明係為一種三次 轉導互補消除法及其尚線性度混波器，係利用改良過 具有尚線性度之電晶體，將其應用於混波器上以達改 善其線性度，其三次轉導互補消除法係至少包含以下 步驟： (A)於基體端給一偏壓1 1 :對一 p通道型金 氧半場效（P-channel Metal Oxide Semiconductor， PMOS)電晶體及一 n通道型金氧半場效（N_channel Metal Oxide Semiconductor，NMOS)電晶體之基體端 (Body )給定一個正或負之偏壓，根據一基體效應方 程式，此時該PMOS電晶體及NMOS電晶體之門檻電 壓（Threshold voltage)受到其基體端電壓之影響改 變，所以轉導特徵曲線亦隨著門檻電壓之不同而改 變，使最終三次轉導之正負峰值（Peak Value)也位移 至不同之位置，其中，該PMOS電晶體及NMOS電晶 體係為可提供閘極 '汲極、源極及基體端偏壓之四阜 端元件，該三次轉導值係為一次轉導值再對閘極電壓 兩次微分後之結果；該基體效應方程式係表示一個共 源 '及電日日體之二次έ皆波截止點（Thircj-order Intercept P〇丨nt，IP3 ) ’當有效減低三次轉導值（Third-order 9 1344261

Transconductance，gm3 )時，將可增加ιρ3以提升線性 度’其推導公式係可為 IP3 = f—-^2- ；以及 (Β )將電晶體並聯連結1 2 :將此具有三次轉 導（正負）值之PMOS電晶體及NMOS電晶體予以並 聯之方式結合，其巾’此並聯亦可包含兩顆及兩顆以 上之電晶體組成。 藉此，利用基體端電壓改變電晶體之門檻電壓及 轉導（Transconductance)特性，再將兩顆電晶體以並 聯方式獲得三次轉導互補消除結果，可得到具有平坦 二次轉導區之電晶體，而將工作電壓操作在此區之元 件即可獲得良好之線性度，可應用於各種需要高線性 度需求規格之電路上。 請參閱『第2圖〜第4圖』所示，係分別為本發 明之並聯架構與三次轉導量測示意圖、本發明第^圖 之輸入三次諧波戴止點量測示意圖及本發明第丄圖之 鄰近頻道功率比量測示意圖。如圖所示：本實施例係 以兩顆電晶體在不同操作下所量測到之三次轉導曲 線，分別為當基體偏壓（Vbs)為0伏特（v)時之轉 導曲線2 1及基體偏壓為負電壓丨伏特時之轉導曲線 2 2，由於基體端給偏壓可以改變該轉導曲線2 1、 2 2之趨勢使其產生位移，並在最後將這兩顆電晶體 並聯連結，即可獲得一轉導互補曲線2 3 ,藉此可看 !0 1344261 出當操作在0.6〜0.7伏特範圍左右時係具有平坦之三 次轉導值gm3。因此根據上述基體方程式係可使電晶體 具有高之IP3值而提升電晶體之線性度，使在此偏壓 下設計之混波器或放大器皆可獲得最佳之電路增益。 本實施例並針對其電晶體之三次諧波截止點進行 量測’由量測結果可知’當w/gm3諧波戴止點曲線3 1及W/Ogw諧波戴止點曲線3 2使用上述方式互補三 ' 次轉導值gm3後，由互補後之諧波截止點曲線3 3可 發現’其電晶體係改善12.5分貝（dB )左右之三次調 變失真（Third-order Intermodulation Distortion，IMD3 ) 及8 dB之輸入三次諧波戴止點（Input Th丨rd_〇rder

Intercept Point，IIP3 )。此外，本實施例並以另一種常 用來說明線性度好壞之鄰近頻道功率比（Adjacent Channel P〇wer Ratio, ACPR)數值進行量測’由量測 結果可知，使用上述方式係可改善該ACPR有l5dB • 左右，與其它文獻上相比係具有很大之改善結果。 凊參閱『第5圖』所示’係本發明之混波器電路 架構示意圖。如圖所示：本實施例係利用一常用之吉 勃爾（Gilbert-cell)混波器架構做驗證，將上述改善 後之電晶體運用於其電路設計上。本發明之高線性度 混波器5係至少包含一 RF轉導級（Transc〇nducUnce ge) 5 1、一 L0 開關級（Switching Stage ) 5 2、 一輸出負載級（Output Load ) 5 3及一輸出緩衝級 (Output Buffer) 5 4 所構成。 1344261 該RF轉導級5 1係將輸入為電壓之RF訊號轉換 成電流訊號之電晶體。而該RF轉導級5 1係包含有 一第一電晶體（M〗）及一第二電晶體（m2)。 該L0開關級5 2係用以將電壓偏壓工作在夾止 區（Pinch Off )，利用輸入之L0訊號控制其開與關之 狀態。而該L 0開關級5 2係包含有一第三電晶體〜 一第六電晶體（M3〜M6)。 該輸出負載級5 3係為具有阻抗值之電阻元件， 並可進一步作為主動式負載’其中’該輸出負載級5 3係可為電阻、電感或電晶體，且該電晶體係為金氧 半場效（Metal Oxide Semiconductor，MOS)電晶體元 件。 該輸出緩衝級5 4係用以接收經由電路運作產生 之已降頻訊號，並放大此訊號。而該輸出緩衝級5 4 係包含有一第七電晶體（Μ?)及一第八電晶體（Ms)， • 其中，該輸出緩衝級5 4係可為共閘極 (Common-Gate)組態、共源極（c〇mm〇n_s〇urce)組 態或共汲極（Common-Drain)組態。 其中，該高線性度混波器5之電路係可為單端 (Single-end)電路、單平衡（s丨ngle_baUnce)電路或 雙平衡（Double-balanee )電路，且該高線性度思波器 5亚可為該RF訊號與該L◦訊號間頻率差之降頻訊 號’以及該RF訊號與該L〇訊號間頻率和之升頻訊號。 本實施例所成之架構，其操作原理與各部份功能 12 係與常用之吉勃爾架構相同，在此不作多餘贅述。而 本實化架構特別之處，係將決定混波器電路增益與線 ，度之RF肖導級，以互補三次轉導值“並聯兩顆電 晶體之方式做替代，並將此兩顆電晶體之閘極寬度分 別挑選為37.5微米（μπι)及5Q微米，藉此元件尺寸 挑選=同以㈣三次轉導值k接近零值之平坦區。 月，閱第6圖及第7圖』所示，係分別為本發 月第5圖之輸入二次諧波截止點量測示意圖及本發明 第5圖之#近頻道功率比量測示意圖。如圖所示：利 用^述之w線性度混波器進行三:欠t线止點量測， 由里測、。果可知’ t w/gm3譜波戴止點曲線6 1及 y/〇gm3諧波戴止點曲線6 2使用互補三次轉導值 後由互補後之譜波截止點曲線6 3可發現，其⑴ 及HP3分別有15dB與10 dB左右之改善。而以ACPR 作量測比較時，當該高線性度混波器1之RF輸入頻 率為2.4千把赫兹（GHz)而L〇頻率為2 3 時， 其輸出之中頻IF頻率$ _兆赫& (MHz)，由此量 測結果可知，該ACPR 4測結果係丨1議之改善。因 此’本實施例之結果與改良後之電晶體相@，皆可有 效改善電路之線性度，並可在增加電路操作穩定性之 同時’ T會增加電路之複雜度或降低其它電路特性。 如是由本發明從電路裡最基本之電晶體做線性 度之改善利用二次轉導互補消除之方式得到—個高 線性度之電晶肖’並將此特性良好之電晶體應用於混 1344261 波器轉導輸入級之設計，如此可以有效改善混波器之 非線性特徵以提高線性度。此外，高線性度之電晶體 也可應用於其它系統上不同射頻之子電路，如低雜訊 放大器或功率放大器等，係具有寬頻操作，可處理不 同系統規格所規劃之頻率，包含藍芽規格、無線區域 網路及超寬頻（Ultra-Wide Band，UWB)系統等頻段 規格。藉此可廣泛應用於收發機模組上，並可使用低 # 成本互補式金氧半場效電晶體（c〇mplementary

Metal-Oxide Semiconductor, CMOS )製程實現此電 路，以增加其實用性。 綜上所述，本發明係一種三次轉導互補消除法及 其高線性度混波器，可有效改善習用之種種缺點，利 用二次轉導互補消除之方式得到一個高線性度之電晶 體，並將此特性良好之電晶體應用於混波器轉導輸入 級之設計，如此可以有效改善混波器之非線性特徵以 • 提高線性度，並可應用於收發機模組上或各種需要高 線性度需求規格之電路上，具有廣泛之應用與可行 性’進而使本發明之産生能更進步、更實用、更符合 使用者之所須，確已符合發明專利申請之要件，爰依 法提出專利申請。 惟以上所述者’僅為本發明之較佳實施例而已， 當不能以此限定本發明實施之範圍；故，凡依本發明 申凊專利範圍及發明說明書内容所作之簡單的等效變 化與修飾’皆應仍屬本發明專利涵蓋之範圍内。 1344261 f圖式簡單說明] 第1圖，係本發明之電晶體線性度改善流程示意圖。 第2圖，係本發明之並聯架構與三次轉導量測示意 圖。 第3圖係、本發明第1圖之輸入三次諧波截止點量測 示意圖。 第4圖，係本發明第1圖之鄰近頻道功率比量測示意 圖。 第5圖，係本發明之基本架構示意圖。 第6圖，係本發明第5圖之輸入三次譜波截止點量測 示意圖。 第7圖，係本發明第5圖之鄰近頻道功率比量測示意 圖。 第8圖，係習用之接收機模組示意圖。 第9圖，係習用之主動式混波器架構示意圖。 第1 0圖，係NMOS電晶體之轉導特徵量測示意圖。 【主要元件符號說明】 (本發明部分） 步驟（A)於基體端給一偏壓11 步驟（B )將電晶體並聯連結1 2 轉導曲線21、22 15 1344261 轉導互補曲線2 3 諧波截止點曲線3 1、3 2 高線性度混波器5 RF轉導級5 1 L0開關級5 2 輸出負載級5 3 輸出緩衝級5 4 諧波截止點曲線6 1、6 2 諧波截止點曲線6 3 (習用部分） 接收機模組7 功率放大器7 1 低雜訊放大器7 2 混波器7 3 壓控振盪器7 4 吉勃爾混波器8 RF轉導級8 1 L0開關級8 2 輸出負載級8 3 轉導值gm9 1 16 1344261 轉導值gm29 2 轉導值gm39 3

Claims (1)

1344261 1· 3月21修正本 十、申請專利範圍·· 1 . 一種二次轉導互補消除法’其至少包含以下步驟： (A )對至少二電晶體之基體端（Body )給 疋一個偏堡’根擄一基體效應方程式’該些電晶 肢之門检黾壓（丁hresh〇id voltage)受到其基體 端電壓之影響改變，使最終三次轉導之正負峰值 (Peak Value)位移至不同位置處；以及 (B )將此具有三次轉導（正負）值之電晶 體予以並聯之方式結合。 2 .依據申請專利範圍第^項所述之三次轉導互補消 除法，其中，該些電晶體係包含一 p通道型金氧 半琢效（P-channel Metal Oxide Semiconductor， PMOS )電晶體及一 n通道型金氧半場效 (N channel Metal Oxide Semiconductor, NMOS ) 電晶體。 3 .依據申請專利範圍第2項所述之三次轉導互補消 除法，其中，該些電晶體係為可提供閘極、汲極、 源極及基體端偏壓之四阜端元件。 4依據申請專利範圍第1項所述之三次轉導互補消 除法其中，忒基體效應方程式之推導公式係可

依據申請專利範圍第i項所述之三次轉導互補消 牙、法其中’該步驟（B)並聯係可包含兩顆及 兩顆以上之電晶體組成。 6 .依據中請專利範圍第1項所述之三次轉導互補消 、 ’、中，違二次轉導值係為一次轉導值再對 問極電壓兩次微分後之結果。 7 ·依據申請專利範圍第i項所述之三次轉導互補消 除法，其中，該步驟（A)偏壓為正偏壓或負偏 壓皆可改變該三次轉導之正負峰值。 8 . —種高線性度混波器，係至少包含： 一 RF 轉導級（Transconductance Stage )，該 RF轉導級係為至少二將輸入為電壓之rf訊號 轉換成電流訊號之電晶體，該些電晶體係利用基 體端電壓改變其門檻電壓及轉導特性，並以並聯 方式連結獲得三次轉導互補消除結果，係以其閘 極見度之不同而具有平坦三次轉導區之電晶體； L〇 開關級（Switching Stage)，係與該 RF轉導級連接’該L〇開關級係用以將電壓偏壓 工作在夾止區（Pinch 〇ff)，利用輸入之L〇訊 號控制其開與關之狀態； 一輸出負載級（Output Load )’係與該L〇 開關級連接，該輸出負載級係為具有阻抗值之電 1344261 阻凡件’並可進—步作為主動式負載；以及 一輸出緩衝級（〇叫ut Buffer)，係與該輸 出負載級連接，該輸出緩衝級係用以接收經由電 路運作產生之已降頻訊號，並放大此訊號。 :據申請專利範圍第8項所述之高線性度混波 °σ /、中δ亥輸出負載級係可為電阻、電感或電 晶體。 .0依據申明專利乾圍第9項所述之高線性度混波 器’其中’該電晶體係為金氧半場效（Meul 〇他 Sem丨conductor，M0S)電晶體元件。 1 :依據申請專利範圍第8項所述之高線性度混波 器，其中，該輸出緩衝級係可為共閘極 (f 〇mmon_Gate)組態、共源、極（C〇mmon_Source ) 組態或共汲極（Comm〇n-Drain)組態。 2:依據申請專利範圍第8項所述之高線性度混波 A ’其中’戎鬲線性度混波器之電路係可為單端 (Slngle_end)電路、單平衡（Sing|e-ba丨ance) 電路或雙平衡（Double-baUnce)電路。 3:依射請專㈣圍第8項所述之高線性度混波 器，其中’該高線性度混波器係為降頻訊號或升 頻訊號之混波器。 項所述之高線性度混 4 ·依據申請專利範圍第 20 1344261 波器’其中’該降頻訊號係為該RF訊號與該LO 訊號之頻率差。 .依據申請專利範 波器，其中，所述之尚線性度混 訊號之頻率和。、成唬係為該RF訊號與該L0