TWI324857B - Equalizing device and method - Google Patents

Description

1324857 玖、發明說明： 本申請案要求2003年7月9曰所申請、發明名稱為「Adaptive Algorithm for Time Domain Equalizer of DMT-based Receiver(DMT式接收器的時域等化器之自適應演算法）」的美 國臨時申請案第60/485,386號以及2003年7月3日所申請、發明 名名稱為「Symbol Boundary Alignment for Discrete Multitone Transmission Systems (離散多音傳輸系統的符號邊界對齊）」 的美國臨時申請案第60/484,3 13號的優先權，兩份臨時申請案 的内容均引用於本文中。 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於等化。特定言之，本發明係關於可用於處理 經由通信通道發送的信號之等化裝置與方法。 【先前技術】 在網路通信領域，對於提供網路或網際網路連接，不對稱 數位用戶線（「ADSL」）已經成為十分有利的選擇。ADSL為 DSL(數位用戶線）技術的一種類型，已往即已開發出來增加傳 統電話線的數位-資料承載容量。藉由使用比話音頻帶高的頻 率，ADSL可以共享與電話線一樣的同一條線。為了在電話線 上提供高速資料傳輸，可使用離散多音（「DMT」）調變。 舉例而言’ DMT之實現方式可以藉由將資料分段成為區塊 、在發射器上使用反向快速傅立葉轉換（IFFT)運算、並在接 收器上使用快速傅立葉轉換（FFT)運算。然而，在提供高速率 傳輸的通信通道中、可能由於通道回應而產生符號間干擾（ 5 1324857 「ISI」）’其係在依序發射的分離的符號之間的干擾。ISI， 由於其在信號品質上的影響，可能影響信號傳輸的準確性與 速率。一種減少ISI的方法是在接收器端利用等化裝置或等化 ' 器來修正或補償由通信通道所引起的ISI。 · 然而’傳統的等化裝置可能需要大量的計算以有效地修正 或補償ISI。因此傳統的等化裝置非常消耗資源，而無法在有 限的處理資源下提供快速回應或快速的收斂速率β從而，所 以需要能夠提供改進的特徵、減少資源消耗、或兩者皆備的 等化裝置與方法。 胃 【發明内容】 依據本發明之等化裝置包括第一濾波器，目標濾波器，與 第一據波器及目標濾波器連接的誤差判定裝置，以及與誤差 判定裝置連接的係數處理器。第一濾波器具有第一組係數並 處理經由通信通道發射的輸入信號以減少通道回應。目標濾 波器具有第二組的係數並產生目標通道輸出。誤差判定裝置 隨後處理第一濾波器的輸出信號以及目標通道的輸出以產生鲁 誤差彳5號。係數處理器將第一或第二組係數中的至少一個係 數保持恆定，並基於誤差信號更新第一或第二組係數的剩餘 係數。 依據本發明之係數更新裝置包括誤差判定裝置及係數處理 器。係數更新裝置可以用於等化裝置，其具有第一濾波器及 第二濾波器，第一濾波器具有用於處理輸入信號的第一組係 數，並且第二濾波器具有用於產生目標通道輸出的第二组係 6 1324857 數。誤差判定裝置隨後處理第 通道的輸出以產生誤差信號。 數中的至少一個係數保持恆定 第二組係數的剩餘係數。 一遽波器的輸出信號以及目標 係數處理器將第一或第二組係 ，並基於誤差信號更新第一或 依據本發明之等化用第-組濾波器係數處理輸入信號以減 少通道回應，並產生等化方法包括：接收經由通信通道發射 的輸入L號’藉由使等化信號；藉由使用第二組濾波器係數 產生目標通道輸出；從處理等化信號及目標通道輸出而產生 誤差信號；將第-或第二組係數中的至少—個係數保持值定 ’並基於誤差信號更新第-或第二組m係數_餘係數 依據本發明之係數更新方法可以用於等化處理。等化處理 包括使用第一組濾波器係數來處理輸入信號以產生等化的信 號，並使用第二組濾波器係數來產生目標通道輸出。係數更 新方法包括：從處理等化信號及目標通道輸出產生誤差信號 ，將第一或第二組係數中的至少一個係數保持恆定，並基於 誤差信號更新第一或第二組過濾係數的剩餘係數。 配合附圖來閱讀下文之詳細說明將可更完整地理解本發明 的上述以及其它元件。 【實施方式】 將詳細參考本發明的具體實施例，具體實施例的範例在附 圖中舉例說明。 依據本發明之具體實施例可以包括使用並更新兩組濾波器 7 1324857 係數以減小與等化輸出相關的誤差等化裝置或等化方法。在 一項具體實施例中，當剩餘的係數被更新時，一或多個濾波 器係數可以保持恆定。在一項具體實施例中，實現本發明的 裝置可以有效地確定等化裝置的係數β另外，依據本發明之 具體實施例可以用於離散多音（「D Μ Τ」）收發器，例如在a D S L 系統令的DMT收發器，以減小或消除通道對在其上傳輸的信 號的影響，所述的通信通道例如為電話線。在不限制本發明 的範圍下，下列段落將舉例說明使用適用於ADSL系統的範例 DMT收發器應用之等化裝置與等化方法。 在ADSL系統中，DMT方法可以用來將資料分段成區塊或 資料流，並使用此等資料流來調變一或多個通信通道，例如 對導線，扭絞銅線或電話線。然而，當分開的DMT符號經 由通信通道傳輸時’通道影響可能導致或引起ISI(符號間干擾 )’运導致了相鄰符號間的干擾。為了減小或消除ISI，某個長 度的循環字首（「CP」）可以加@DMT符號的前面作為DMT符 號之間的「保護時間」。CP之加入使〇]^丁符號在時間上更為 分開’從而緩和ISI的影響。 例如，在DMT收發器中，每個將要發射的具有11個採樣的 DMT符號在其前面都帶有具有，採樣的cp以在接收端減小 isi影響。在一項具體實施例中，如果通道具有等於或小於 個採樣的長度’由通道分散（dispersi〇n)引入的可以從接收 乜號中70王4除。然而，添加cp到現有的DMT符號增加了將 被發射的樣本數目’從而增加了轉換相同數目之麗丁符號的 8 1324857 時間。例如，CP的插入會將傳輸效率從1減小到n/(N+v)。因 · 此，期望能減小CP的長度以使對傳輸效率的影響最小化。例 如’在ADSL的G.dmt標準中，傳輸效率被定義為 N/(N+v)=512/(512+32)。在該標準下，具有等於32(採樣）的長 · 度的通道回應在發射的DMT符號上沒有ISI影響。 遺憾地，大多數通信通道的通道回應長度，比如電話線或 扭絞銅環，會比32長或者比32長很多，且其長度隨著通道的 不同而不同。為了克服通道回應分散，可能需要等化裝置，· 例如自適應數位有限脈衝回應（rFIR」）濾波器或時域等化器 (TEQ」），來縮紐通道回應。為了估計通道回應，在 系統中的有效」通信通道可包括在發送端之發射濾波器與 混合電路’扭㈣線通道，在接收端之混合電路與接收據波 器，以及包括一個自適應數位JVJR濾波器。 最佳化縮短 在-項具體實施例中，等化適於修正或補償由通信通道％ # 起的ISI’而通信通道的回應為未知的。為了適應未知的回應 ’等化器設計成使用許多可加以調整的係數來提高#化處理 效果。此等係數可以被多次計算或更新以㈣更好地_了 ISI影響的收叙結果。例如’可以使用自適應等化’並且依據-所發送之資料或等化之資料對此等係數進行連續的調整 外可以使用自適應演算法，例如最小均方（「LMS」）或迴歸 9 最小平方（RLS)演算法β 圖1顯示了在通信通道與時域等化器TEQ之間的範例關係 等化器TEQ可以為自適應的數位fir。在一項具體實施例中 ，Η表示傳輸通道，其可以包括發射濾波器、扭絞銅環、接 收滤波器與混合電路。㈣示自適應數位FIR濾波器，用以縮 短反應在信號y(k)上的通道回應長度之演算法可以在已知原 始通道回應、CP長度與TEQ回應的長度下，利用特徵值與特徵 向量來生成TEQ係數。舉例而言，有效通道回應心之特徵在於 具有兩部分，在V + 1個連續樣本窗口中的I與剩餘部分心„。 理想的縮短演算法可產生W的係數以最小化能量々μ"，同 時滿足= A之限定，以避免平凡解w=f〇,〇”〇]T^縮短信號 雜訊比（「SSNR」）可以如下定義： SSNR = 10 log ^win ^win ^ ^wail^wail , lOlog A Άηίη 玫小平方（square)縮短 在另一項具體實施例中，最小平方（「LS」）縮短方法可以 用於縮短有效通道回應。縮短演算法、由p〇le_zer〇模型模擬 通道脈衝回應’其需要計算特徵值與特徵向量。在一些具體 實施例中，以硬體或即時DSP(數位信號處理）晶片來實現該演 算法可能變得困難或者複雜。另外，原始通道回應在某些場 合無法得知。圖2舉例說明了使用最小平方（rLS」）演算法 的範例TEQ結構。通道回應可以用轉換函數表示為p〇ie_zer〇 1324857 模型，轉換函數為：

\ + b(z~l) LS演算法可以找到pole-zero模型，其具有轉換函數如下： v 1 \ + b{zA) 其可最佳匹配原始通道回應。換言之，其能最小化下面誤 差的平方： e(n) = y(n)-y(n) 在一項具體貫施例中，〆”)與夕⑻分別表示原始通道的輸出 與最好pole-zero模型的輸出。縮短的有效通道回應可以近似 為下面的轉換函數： 1) = iJb(zl). (1 + ^1))« α(厂1)« 命ι) 如果選定的p〇le-zero模型的零值少於v + 1個，有效通道回應 被縮短的長度能小於cp的長度以消除由通信通道引起的isi 兩通道自動回歸模型 在另-項具體實施例中，可以使用兩通道自動回歸（「AR 」）模型。上述LS方法可能需要計算由原始通道輪人與輸出樣 本所構成的自相關矩陣及其逆矩陣。另外，該矩陣為 1324857 noii-Toepliz。因此，在某些場合下，务難以藉由硬體或即時 DSP晶片實現。AR模型方法可利用Levison演算法的優點，並 且數位FIR濾波器的係數可以用數字表示。在一項具體實施例 中’ AR模型方法會將最佳的p〇le-zero模型簡化到aii_p〇ie模型 以大致消除原始通道的pole ’因為原始通道的p〇ie_zer〇模型 通常具有個數少於V的零值。因此，縮短的有效通道回應能大 約少於V + 1以減少ISI。

時域的最小均方誤差 圖3顯示了基於最小均方誤差（「MMSE」）標準以縮短有效 通道回應的TEQ結構的具體實施例。在—項具體實施例中，H 表示通信通道的通道回應，通信通道比如為扭絞銅線或電話 線表π·用以縮短有效通道的回應之自適應數位m慮波器 ;B表不有效通道的目標脈衝回應。W與B係數可由演算法決 定以最小化W與B的輸出之間的均方誤差。根據隨SE標準， 建立誤差的成本函數為 E^2{k)}=E\(VTY^Brx^ 其中 w=[w〇 w丨…Ί 5 = 6丨… [啦+ Δ) H + Δ)…坳-ν + Δ)『 Y = b<<k) y{k~\) ... + 12 心與及抑分別表示W與B的輸入信號的自相關矩陣。/?如為 你)與；之間的互相關矩陣。注意及^與心4都依延遲△而定。 對於已知的延遲么，使MMSE的成本函數對W係數的偏微分 等於〇，就可以找到臂的最佳解。即 a(£{e2}) Λ

m^=0:=>w〇P<-K^B

接著將最佳解代入到MMSE*本函數，將其改寫為 E\e2(k)}=BT - (R^ - (^ι y yB = BrRB 最小化上面的代價函數，可以找到最佳解、，其係矩陣r 中最小特徵值所對應的特徵向量。另外，應用unh_n〇rm(單位 範數）的限定=C或以。厂C(C通常為卜因而稱為翠位 能量限定）以it免平凡解γ = 5 = ()β實際上，可以使用疊代法以 硬體或即時DSP晶片來求解ϋ具體實施例中，能應用 LMS(最小平方）演算絲#代更新w_係數^如果適當地選 擇更新的增幅，LMS演算法可以在合理的時 、 。使用單⑽㈣定（「咖」），下料_在時域丨= LMS演算法所需之運算與過程的一項具體實施例。 Z(k) = WTY - ^ wt (k) · y{k ~ i) /=〇 d(k) = BTX&=fjbi(k)x(k-i + ^) /=0 e{k) - d{k)- z{k) W,.(A +1) = m；(.(k) + Mwe(k)y(k - i), / = 1324857 用到W) b,(A +1) = bt (k) ~ Mbe(k)x(k - / + Δ), z = 0,1,2,..., v ,n -v bt(k +1) /=0,1，2，..，，v (如果單位規範限定應用到B) %™(々)定義為 w_(a) 3 V /=〇 在一項具體實施例中，W之正規化：+ 1) = + D是可選 ’ w_ (灸） 的。當應用單位規範（即’單位能量）限定時，可應用該正規化 。另外’ νν(λ〇與的適應可由以下替換： wf (A: +1) = w. (k) + μν . sgne (e(k)) y(k - /) > / = 0,1,2,...,^-1 6,(k + V) = bt(A：)-^ ·Sgne(e(k))x(k~i +A), / = 0,1,2,...,v 其中sgne(x)將x量化為其最近的預定值，例如2n,並且n可以 為正整數或負整數。另外’如果適當地選擇增幅凡與外（即 ’分別地·為2到其整數值的冪次方）’ w, (fc)與&⑻的適應能被簡 化為只「移位和加」。結果，不需要乘法與乘法器，而使時域 等化器調整的硬體複雜性可大大地降低。此外，同樣為了降 低硬體複雜性’量化函數sgne(x)也可以運用於信號〆&)或咐) 而不運用於誤差信號e(k)。 頻域_的最小均方差 14 1324857 上面提及的具體實施例使用LMS更新演算法以在時域中更 新W與B係數。W與B係數也可以在頻域中更新。時域與頻域 更新演算法可基於相同的MMSE標準以縮短有效通道回應， 雖然其係數在不同的域被更新。圖4顯示了在頻域更新TEQ的 W與B係數的系統。舉例而言，w與B的輸入信號首先被FFT( 快速傅立葉轉換）模組轉換到頻域。等化器W的係數和目標回 應B的係數接著在頻域中被更新。為了確定縮短的通道回應的 長度小於CP的長度，W和B的頻率回應重新被IFFT(逆向FFT) 模組轉換到時域。另外，可運用某些窗口運算以將其相關的 月b量會聚在預定長度之内。該過程重複直到達到期望的性能 為止。 等化裝置 在依據本發明之具體實施例中，LMS演算法可用來最小化 等化裝置的MMSE成本函數。在一項具體實施例令，為了避 ，平凡解fF = 5 = G ’可使用兩個限定：單位能量限定（UEC)和 單位抽頭限定（UTC)。 ,下面將說明等化裝置’比如TEQ，其演算法和一或多個可 消除平凡解的限定。 ^ 5顯示了依據本發明之具體實施例例如TEQ之等化裝置 的乾例方塊圖。參見圖5 ’等化裝置1〇〇包括第一遽波器ι〇2 15 1324857 ’目標濾波器104，誤差判定裝置l〇6，係數處理器108，以及 選用的增益控制裝置11〇。在一項具體實施例中，等化裝置1〇〇 可以處理經由通道傳輸的輸入信號戎幻且可以減小通道回應 。等化裝置100可用於ADSL通信通道。例如，通信通道112 可以為ADSL通信通道，其在發射端包括發射濾波器和混合電 路，包括扭絞銅通道，以及在接收端包括混合電路和接收濾 波器。x(n)表示在ADSL通信通道的發射端產生的信號。 還·參見圖5,在一項具體實施例中，第一濾波器1〇2可以為 自適應FIR(有限脈衝回應）濾波器並且可以處理已經經由通 k通道112傳輸的輸人信號你)以減小通道回應。藉由減小相 鄰符號之間的干擾縮短通道回應會減小⑻的負面影響。第一 慮波器1G 2具有第一組係數，比如時域等化㈣㈣數此等 係數用來減小由第-瀘、波器102產生的輸出咖)的通道回應。 例如’輸出2(«)可使用下列公式計算： Z^) = WTY^Wi(jiyy(jc_i) 表其：Γ)為第一組係數’可由一個向量來表示，並且「 二相乘U,柄以被調整或更新直到達到 提馬減小通道回應的效果。 、’0 目標遽波器104可產生目標通道輸出咖 汁第-濾波器102的輸出。在一項具體實施例3可用竹 出可以從自適應線性渡波器處理本地生’目_ 序列中獲得。目標遽波㈣具有第二二的:丨練信號的樣 糸數，比如時域筹 16 1324857 器濾波係數，用於產生目標通道輸出。舉例而言，輸出 火《)可使用下列公式計算： d{k) ^BTX& b. . x^k _ /+Δν |=0 其申Α⑷為第二組係數，可由一個向量來表示，並且「」 表示相乘。餘⑽可以如下所述方式調整或更新以更能減 小通道回應》 除了在圖5中顯示的時間移位△之外，在—項具體實施例中 本地生成的訓練信號應當與在等化器訓練狀態期間通道11的 輸入相同。在ADSL標準中，有數種狀態專用於等化器訓練， 而且在此等狀態期間，接收器站除了通道延遲和在通道輸入 的發射信號的開始定時之外，完全知道發射信號的信息。此等 通道延遲和發射信號的開始定時被表示為定時移位△。在不失 -般性的情況下’通道輸人處的發射信號和本地生成的訓練 信號都由冷〇表示，並由虛線連接以表示其相似性。為求適當 的等化器訓練而使信號⑽)和w同步時，需要估計定時移位 △，而且在啟動TEQ係數的訓練之前，需要調整本地生成的訓 練信號的注入定時進入目標通道係數&㈨之對點。在一 項具體實施例中，Α 了避免ISI，目標通道的係數⑽)長度4 於或小於CP長度。係數4㈨可以如上所舉例說明加以更新或 調整。 參見圖5’誤差確定裝置106可以與第一濾波器1〇2和目標濾 波器104連接，以處理第一濾波器102的等化輸出來自目 17 1324857 標濾波器104的目標通道輸出<«)以產生誤差信號<«)。在一項 具體實施例中，誤差確定裝置106可以為減法裝置，其從中 減去z⑻，即，e(A；) = ⑷-z⑷》在一項具體實施例中，誤差信 號<«)可使用MMSE(最小均方誤差）成本函數來計算。 係數處理器108用於更新第一濾波器102的第一組係數及/ 或目標濾波器104的第二組係數。參見圖5，係數處理器108 包括分開的係數處理器，一個用於第一濾波器102，另一個用 於目標濾波器104’或使用一個單一處理器以更新此等係數中 的一或多個。在一項具體實施例中，係數處理器1〇8在更新處 理期間將第一或第二組係數的一或多個係數保持恆定，並且 只更新剩餘的係數。在更新處理期間，係數處理器可使用例 如在時域中的LMS演算法，依據由誤差確定裝置1〇6產生的誤 差信號e(/t)來更新剩餘的係數。 在一項具體實施例中，係數處理器1〇8更新剩餘的係數以減 少在等化的輸出z(«)和目標通道輸出火…之間的差，以便於最 小化來自MMSE成本函數的結果。在—項具體實施例中，當 係數處理器108更新剩餘的係數時，可保持第一組係數的一或 多個係數在其初始值。在另-項具體實施例中，當係數處理 器108更新第-與第二組係數的剩餘係數時，可將第二組係數 的-或多個係數保持在其初始值。例如，係數處理器1〇8將第 二組係數的中央分接保持在固定值。下列舉例說明的典型公 式用於在-項具體實施例中更新第—與第二組係數。 W(. (A: +1) = W, (k) + Mwe(k)y(k - /), / = 〇 ι 2 , 18 1324857 bt +1) = bt {k) - Mbe(k)x{k - i + Δ), »_ = 0山2，”.，1並且/〇/2 其中W(Ar + l)為更新的第一組係數，《(々+ 1)為更新的第二組係 數。 如公式所示的’具有固定值的分接為B的中分接。在一些 具體實施例中，和本發明一致的等化裝置和方法可保持從第 一組和第二組選擇的一或多個係數不變。在一項具體實施例 中，等化裝置依靠韌體—來識別將被保持恆定的一或多個係數 以及識別所選擇的係數將被保持在的一或多個值。 *參見圖5,增益控制裝置11〇可和第—濾波器丨〇2連接以處理 等化的輸出z⑻並保持等化裝置輸出的信號功率。在一項具體 實施例中，增益控制裝置11〇會等待直到咖的收叙結果計算 出為止’這會在第-與第二組係數之部分的多次更新之後發 生。在-項具體實施财，增益控制裝置11〇可為數位自增益 裝置（DAGC」），其包括或使用—階反饋控制系統來調整輸 出响的位準。舉例而言，輸出外)可使用下列公式計算： Z，^k) = SDAGC^)-Z(,k) 其中，&OC⑷表示DAGC U0的增益，「·」表示相乘。在一 項具體實施例中，基準值〜被提供，如圖5中所示並且輪出 ()和基準值匕，之間的信號功率差可反饋以調整增益心化。例 增益W可自適應地調整以在等化裝置刚的輸出調節信 號力率因此，藉由設定適當的基準〜，DAGC可為下列部 件提供控制信號位準的機制，所述的部件比如為FFT模組114 19 1324857 參見圖5，除了上面例舉的部件之外，FFT(快速傅立葉轉換 )模組114可與增益控制裝置丨1〇連接以為ADSL通信通道的接 收端執行FFT運算。 因此，等化裝置運用MMSE成本函數，和[MS更新演算法 以在時域中更新第一與第二組係數中的一些係數。換言之， 係數的更新避免使用FFT模組或IFFT模組來將係數轉換到頻 域。另外，一或多個固定係數在係數更新期間會消除全為零 的解。例如，目標濾波器1〇4的函數8將不會收斂到全為零的 解。在一些具體貫施例中，等化裝置100比傳統的等化器需要 更少之計算功率。例如，上面提及的DAGC對每個DMT符號 只需要一個乘法加兩個加法，以及每個樣本一個加法。相反 地需知具有UEC的LMS演算法必需計算一組係數的範數 (norm)並正規化所有的係數。 等化方法 圖6為在依據本發明之具體實施例中的等化方法之示意性 流程圖。在一項具體實施例中，等化方法140包括下列的一或 多個：在步驟150接收輸入信號；在步驟152處理輸入信號； 在步驟154產生目標通道輸出；在步驟156產生誤差信號；在 步驟158保持一或多個係數恆定並更新剩餘的係數。另外，該 等化方法也包括在步驟16〇控制輸出增益的可選步驟。在一些 具體實施例中’在圖6中敍述的數個步驟以及下列說明的可以 20 任選。 在步驟150,經由通信通道發射的輸入信號被接收到。在一 項具體實施例中，輸人信號包括彻^輸信號，入信號接 著在步驟152被處理，以藉由使用第—組過渡係數以減小通道 回應並產生等化的信號在―項具體實_中，上面提及的 自適應數位FIR基於第一組過滤係數處理輸入信號以產生等 化的信號。 在步驟154,藉由使用第二組遽波係數來產±目標通道輸出 。在一項具體實施例中，目標通道輸出藉由執行通道延遲估 計並調整本地生成的訓練信號的注入定時來產生。例如，目 標通道輸出可藉由上述的目標濾波器並藉由處理從本地訓練 L號產生接收的彳§说樣本序列而產生，所述的處理使用估 計的定時移位△(通道輸入信號和訓練信號之差）來調整訓練 信號的注入定時。另外，第一和第二組濾波係數都可以為時 域等化器;慮波係數。在步驟156’誤差信號可從處理在步驟152 中生成的等化的信號和在步驟154生成的目標通道輸出而生 成。如上所述，誤差信號可以從減法運算生成並且以均方誤 差的形式計算’比如藉由使用MMSE成本函數。 在步驟15 8 ’第一或第二組係數中的一或多個係數可保持个亙 定’第一和第二組濾波係數中剩餘的係數可基於誤差信號更 新。如上所述，剩餘的係數可更新以減小等化的信號和目標 通道輸出之間的差’以便於最小化MMSE成本函數的結果。 在一項具體實施例中’剩餘的係數可被LMS演算法在時域中 21 1324857 更新〇 在步驟15 8 ’所將保持的一或多個係數可從第一組濾波係數 中、第二組濾波係數中或者兩組之中選出。舉例而言，係數 可以保持在其初始值。在一項具體實施例中，係數處理器j 〇8 使用如上所述的更新公式，可將第二組係數的中央分接保持 在固疋的值。在一項具體實施例中，等化韌體可用於識別一 或多個將被保持恆定的係數以及用於識別此等係數所將被保 持住之一或多個值。 在一項具體實施例中，等化方法也包括在步驟丨6〇控制輸出 增益的任選步驟。該輸出增益控制可包括使用一階負回授控 制系統以處理等化的信號並控制輸出增益。在一項具體實施 例中’控制輸出增益包括使用公式 Z^) = S〇AGCi.k)-z{k) 其中Z⑻為增益控制裝置的輸出，(幻為增益因子，^幻為 等化彳§號。增益控制和確定⑷的範例已在前文中提及。 模擬結果 在不限制本發明的範圍下，下列段落將舉例說明執行的實 驗以鑒別等化裝置或等化方法在ADSL系統中的效果。在一個 實驗中’將對測試迴路執行在ADSL標準T1.413第2期下的數 位上的模擬。一個範例的測試迴路ANSI(美國國家標準委員會 )T1.601Loop#3可用於此項模擬。該迴路可以表示出接收器下 22 1324857 行鏈路的典型問題，因為其使用了不同規格的電線並且在 ATU(ADSL收發信機單元）的遠端側（ATU R)具有兩個橋接分接 頭。

圖7和圖8分別顯示了 B*w函數的脈衝回應和頻率回應。圖 9顯不了當附加的背景雜訊為-140dBm時通道SNR的收斂。在 一項具體實施例中，為了加速收斂，可以運用多增幅的策略 。圖10說明了數位AGC增益的信號功率調節功能。另外，數 位模擬在些實驗中實施。圖】】和】2分別顯示了在初始化期 間（ΤΙ，413第2期）在reverb和MEDLEY狀態所達到 的SNR以 及相關的位元負荷。在此等模擬中，是假設前向修正（FEC) 的編碼增益為4.5dB°達到的資料約為3.9Mbps，超過了 TR_048(權標環048)的要求。 立則面對本發明具體實施例的揭示是為了描述和說明，並不 思味著本發明要完全限制在上面的具體實施例巾。在此說明 的具體實施例料多變型和修改在上述公_情況下對熟習

上項技術者來說是顯而易見的。本發明的範圍將由後附的申 請專利範圍及其等同物限定。 另外，為了說明本發明的代表性具體實施例說明書將依 本發明之枝和處_程料以财的步料出。然而 方對於运樣的範圍，即不依賴於在此闡明的特定次序步驟的 =處理過程的範圍，該方法和處理過程將不限於所說明 列的+序歹j的步驟。正如熟習此項技術者會意識到，其它序 的乂驟也是可能的。因此，在說明書中闡明的特定序列的 23 不能解釋為對申請專利範圍的限制。另外，針對依據本 :明之方法的申請專利範圍不侷限於按所寫次序之步驟的性 能’熟習此項技術者容易意識到順序可以改變，但是改變仍 然保留在本發明的精神和範圍之内。 【圓式簡單說明】 圖1顯不了通信通道與等化器之間的示範性關係； 圖2舉例說明了使用最小平方演算法之示範性的等化器社 構； 、Ό 圖3顯示了基於最小均方誤差標準的等化器結構之具體實_ 施例； 圖4顯示了在頻域更新等化器係數的系統； 圖5顯示了依據本發明之具體實施例之等化裝置的示範性 方塊圖； 圖6顯示了依據本發明之具體實施例之等化方法的示意流 程圖； 圖7顯示了來自依據本發明之具體實施例的模擬結果脈衝 擊 回應； 圖8顯示了來自依據本發明之具體實施例的模擬結果頻率 回應； 圖9顯示了來自依據本發明之具體實施例的模擬結果之通 道信號雜訊比的收斂； 圖10為本發明的一項具體實施例的模擬結果，其說明了數 位自動增益控制的信號功率調節功能； 24 1324857 圖11顯示了來自依據本發明之具體實施例模擬結果的在初 始化期間在REVERB和MEDLEY狀態的信號雜訊比； 圖12顯示了來自依據本發明之具體實施例模擬結果 REVERB和MEDLEY狀態的位元負荷。 【主要元件符號說明】 100 等化裝置 102 第一遽波器 104 目標濾波器 106 誤差判定裝置 108 係數處理器 110 增益控制裝置 112 通信通道 114 FFT(快速傅立葉轉換） 模組

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Claims (1)

1324857 拾、申請專利範圍： 1、一種等化裝置，包括： 第一濾波器，該第一濾波器具有第一組係數，用於處理 經由通信通道傳輸的輸入信號以減小通道回應； 一目標濾波器，該目標濾波器具有第二組係數，用於產 生目標通道輸出； 一誤差判定裝置，該誤差判定裝置與第一濾波器及目標 濾波器連接，用於處理該第一濾波器的輸出與該目標通道的鲁 輸出以產生誤差信號；及 一係數處理器，該係數處理器與該誤差判定裝置連接， 用於將該第—或第二組係數中的至少—個係數保持值定，並 基於該誤差信號更新該第—或第：組係數的剩餘係數。 2、如請求们之裝置，其中該係數處理器利用公式更新該 第一組係數的剩餘係數，該公式為 w, (A： +1) = μ；,, (k) + Mwe(k)y(k - /), i = 0,1,2,..., m -1

其中幻為該第一組係數，w;(A: + l)為更新的第一組係數 ，你)為誤差信號，以及姒_〇為輪入信號。 3'如呀求項1之裝置，其中該係數處理器利用公式更新該 第二組係數的剩餘係數，該公式為 bt (A: +1) = 6,. (k) ~ Mbe(k)x(k - i + Δ), 其中㈨為該第二組係數 以及為誤差信號。 《(* + 1)為更新的第二組係數， 4 如請求項1之裂置，其中該係數處理 器利用公式更新該 26 1324857 第一及該第二組係數的剩餘係數，該公式為 w(. (A: +1) = w(. (k) + μν · sgn0 (e(k)) y{k - i), i = 0,1,2,..., m _ i bt(Λ +1) = bt (k) - μ, · sgnQ(e(k)) x(k - i + Δ), i = 0,1,2,..., v, 其中’ sgne(x)將x量化為最接近的預定值r，並且n為正或 負整數。 5、 如請求項1之裝置，其中該係數處理器利用最小均方 (LMS)演算法在時域中更新該等剩餘係數。 6、 如請求項1之裝置，其中誤差判定裝置根據最小均方誤 差（MMSE)成本函數產生該等誤差信號。 7、 如請求項1之裝置，其中該第一及該第二組係數為時域 等化器過濾係數。 8、 如請求項丨之裝置，其進一步包括等化韌體，該等化韌 體用於識別將保持恆定的至少一個係數，並且識別該至少一 個係數的至少一個初始值。 9、 如請求項1之裝置，其中該第一濾波器包括自適應有限 脈衝回應（FIR)濾波器。 iO如咐求項1之裝置，其進一步包括用於處理該第一濾波 器輸出的增益控制裝置。 U、如請求項1之裝置，其中輸入信號包括一個不對稱數位 用戶線（ADSL)傳輸信號。 12、 如請求項丨之裝置，其中該目標濾波器處理在通信通道 的接收端產生的訓練信號的採樣以生成該目標通道輸出。 13、 一種用於等化裝置的係數更新裝置，該等化襄置具有 27 1324857 第一濾波器，該第一濾波器具有用於處理輸入信號的第一組 係數’該等化裝置還具有目標濾波器，該目標濾波器具有用 於產生目標通道輸出的第二組係數，該係數更新裝置包括： 一誤差判定裝置，用於處理該第一濾波器的輸出與該目 標通道的輸出以產生誤差信號；及 一係數處理器，該係數處理器與該誤差判定裝置連接， 用於將該第一或該第二組係數中的至少一個係數保持恆定， 並基於該誤差信號更新該第一或該第二組係數的剩餘係數。 14、 如請求項13之裝置，其巾㈣數處理器公式更新 該第二組係數的剩餘係數，該公式為 响 +=祕)Ά咐)啡-f + △)，，_ = 〇，l，2，.·.，v,並且,·笑 v/2 其中W為該第二組係數，⑽+ 1)為更新的第二組係數， 以及e(k)為誤差信號。 15、 如凊求項13之裝置，其中該係數處理器利用公式更新 該第一組係數與該第二組係數的剩餘係數，該公式為 W(. (^ +1) = W,. (k) + Mw.SgnQ (e(k)) - y(k - i), i = 0,1,2,..., , bt+1) = 6.(k) -//4 · sgne(e(k)) · x(k - i + Δ), / = 0,1,2,..V} 其中’S8^W將X量化為最接近的預定值y，並且n為正或 負整數。 ~ 16、 如請求項13之裝置，其中該係數處理器利用最小均方 (LMS)演算法在時域中更新剩餘係數。 17、 一種等化方法，其包括： 接收經由通信通道傳輸的輸入信號； 28 *使用第組過濾'係數處理輸入信號以減少通道回應 ，並產生等化信號； ， 藉由使用第二組過濾係數產生目標通道輸出； ‘ 藉由處理該等化i號與該目標通道輸出來產生誤差信號 _ :及 ° 將該第一或該第二組係數中的至少一個係數保持恆定， 並基於該誤差信號更新該第一或該第二組過濾係數的剩餘 係數。

18、 如請求項17之方法，其中更新該第—組喊係數的剩 餘係數包括使用公式 w(. (Λ +1) = w. (k) + uwe(k)y(k - /), i = 0,1,2,..., w -1, 其中，Μ从)為第一組過濾係數，w办+ i)為更新的第一組過 濾係數，啦)為誤差信號，以及姒_〇為輸入信號。 19、 如請求項17之方法，其中更新該第二組過濾係數的剩 餘係數包括使用公式 秘+ ΐ) = δ,(Α：)κ咖(“· + △)，ζ· = 012，，ν，並且 _/2， 其中⑽)為第二組過遽係數，故+1)為更新的第二組過渡 係數’以及e(A〇為誤差信號。 2〇、如請求項17之方法，其巾更新該第—組係數與第二組 係數的剩餘係數包括使用公式 Μ；#+1) = Wi ㈨+A · sgne (啦))·少(卜 〇，,· = 〇12,，H b；(A： +1) = b；(k) - Mb. Sgne(e(A：)) · x{k - i + Δ), / = 〇 l 2j v 其中，sgne(x)將x量化為最接近的預定值y，並且n為正或 29 負整數。 21、如請求項17之 均方⑽S)演算法在更新剩餘係數包括利用最小 ^ 寻域中更新剩餘係數。 域篝η *項17之方法’其中第一與第二組過濾係數為時 域等化器過濾係數。 算仆^求項17之方法’其進—步包括使用等化勃體，該 等化勒體用於朗將保射互定的所述至少—個係數，以及識 別該至少一個係數的至少一個初始值。 25如清求項17之方法，其進一步包括控制該等等化信號 的輸出增益。 26如明求項π之方法，其中該等輸人信號包括—個不對 稱數位用戶線（ADSL)傳輸信號Q 27、 如請求項17之方法，其中產生目標通道輸出包括處理 在該通信通道的接收端所產生的訓練信 號的採樣。 28、 一種用於等化處理的係數更新方法，該等化處理包括 使用第一組過遽係數來處理輸入信號以產生等化信號，並使 用第二組過濾係數來產生目標通道輸出，該係數更新方法包 括： 藉由處理該等化信號與該目標通道輸出來產生誤差信號 ;及 將該第一或該第二組係數中的至少一個係數保持恆定， 1324857 並基於該誤差信號更新該第一或 ^ ^ 第二組過濾係數的剩餘 係數。 組過濾係數的剩餘 29、 如請求項28之方法，其中更新第 係數包括使用公式 (㈣=砂)-从⑽_,· + △)，i = 〇u，v，並且 其中吵)為第二組過濾係數，咕+ ι)為更新的第二組過遽 係數，以及為誤差信號。 30、 如請求項28之方法，其中争雜银 兵甲更新第一與第二組係數的剩 餘係數包括使用公式 W((^ + 1) = W(.(k) + μν .sgne(e(k))·y(k-i), i = ^ b, (k + \) = bt (k) - μ, · sgnQ (e(k)) x(k - i + Δ), / = 0,1,2,..., v, 其中，聊卩⑷將乂量化為最接近的預定值r，並且n為正或 負整數。 ^ 31、 如請求項28之方法’其中更新剩餘係數包括利用最小 均方（LMS)演算法在時域中更新剩餘係數。