JP2000165347A - ディスクリ―ト・マルチト―ン（ｄｍｔ）ベ―スの通信システムにおける高速スタ―トアップ - Google Patents
ディスクリ―ト・マルチト―ン（ｄｍｔ）ベ―スの通信システムにおける高速スタ―トアップInfo
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Telephonic Communication Services (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、高速のデータ通信システムに関す
る。 【解決手段】 非同期ディジタル加入者ループ（ＡＤＳ
Ｌ）ディスクリート・マルチトーン（ＤＭＴ）システム
において、ＤＭＴ受信機がスタートアップ時に、１タッ
プの複素有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタの代わ
りに、自動利得制御（ＡＧＣ）要素とローテータ要素と
を使用する。
る。 【解決手段】 非同期ディジタル加入者ループ（ＡＤＳ
Ｌ）ディスクリート・マルチトーン（ＤＭＴ）システム
において、ＤＭＴ受信機がスタートアップ時に、１タッ
プの複素有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタの代わ
りに、自動利得制御（ＡＧＣ）要素とローテータ要素と
を使用する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、概して、通信に関
し、特に高速のデータ通信システムに関する。
し、特に高速のデータ通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術、及び、発明が解決しようとする課題】在
来型の電話サービス（ＰＯＴＳ）は、通常、ツイスト・
ペアの配線上で個人加入者に対して採用されている。現
在、音声サービスの他に、このツイスト・ペア上で、た
とえば、インターネットに対して高速のデータ・アクセ
スをしたい加入者が益々増えている。ツイスト・ペア上
で伝送容量を増加させる技術の１つが非対称ディジタル
加入者回線（ＡＤＳＬ）であり、それは数百万ビット／
秒（Ｍｂｐｓ）の伝送容量を提供する。
来型の電話サービス（ＰＯＴＳ）は、通常、ツイスト・
ペアの配線上で個人加入者に対して採用されている。現
在、音声サービスの他に、このツイスト・ペア上で、た
とえば、インターネットに対して高速のデータ・アクセ
スをしたい加入者が益々増えている。ツイスト・ペア上
で伝送容量を増加させる技術の１つが非対称ディジタル
加入者回線（ＡＤＳＬ）であり、それは数百万ビット／
秒（Ｍｂｐｓ）の伝送容量を提供する。
【０００３】ＡＤＳＬ伝送のための１つの標準がＡＮＳ
Ｉ Ｔ１．４１３である（たとえば、“Ｓｔａｎｄａｒ
ｄｓ Ｐｒｏｊｅｃｔ ｆｏｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅｓ
Ｒｅｌａｔｉｎｇ ｔｏ Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｃ
ｕｓｔｏｍ Ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ａｓｙｍｍ
ｅｔｒｉｃａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅ
ｒ Ｌｉｎｅ（ＡＤＳＬ）Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ”（非対
称ディジタル加入者回線（ＡＤＳＬ）装置のカスタム・
コネクションに対するキャリヤに関連しているインター
フェースのための標準プロジェクト）Ｔ１Ｅ１仕様、１
９９７参照）。この標準はディスクリート・マルチトー
ン（ＤＭＴ）変調の使用法を規定している。ＤＭＴ変調
は直交周波数分割マルチプレキシング（ＯＦＤＭ）の１
つの形式であり、情報を伝えるために複数のキャリヤ
（サブキャリヤ、チャネル、またはビン（ｂｉｎ）と呼
ばれることもあり、これ以降では「ビン」の用語が使わ
れる）。ＤＭＴ変調においては、その割り当てられた周
波数範囲がＫ個のビンに分割され、Ｋ＞１であり、各ビ
ンは４ｋＨｚだけ隔てられている。そのような方式にお
いては、ＤＭＴベースのＡＤＳＬシステムは「マルチト
ーン・シンボル」または「ＤＭＴシンボル」と呼ばれる
ものを送信する。
Ｉ Ｔ１．４１３である（たとえば、“Ｓｔａｎｄａｒ
ｄｓ Ｐｒｏｊｅｃｔ ｆｏｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅｓ
Ｒｅｌａｔｉｎｇ ｔｏ Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｃ
ｕｓｔｏｍ Ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ａｓｙｍｍ
ｅｔｒｉｃａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅ
ｒ Ｌｉｎｅ（ＡＤＳＬ）Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ”（非対
称ディジタル加入者回線（ＡＤＳＬ）装置のカスタム・
コネクションに対するキャリヤに関連しているインター
フェースのための標準プロジェクト）Ｔ１Ｅ１仕様、１
９９７参照）。この標準はディスクリート・マルチトー
ン（ＤＭＴ）変調の使用法を規定している。ＤＭＴ変調
は直交周波数分割マルチプレキシング（ＯＦＤＭ）の１
つの形式であり、情報を伝えるために複数のキャリヤ
（サブキャリヤ、チャネル、またはビン（ｂｉｎ）と呼
ばれることもあり、これ以降では「ビン」の用語が使わ
れる）。ＤＭＴ変調においては、その割り当てられた周
波数範囲がＫ個のビンに分割され、Ｋ＞１であり、各ビ
ンは４ｋＨｚだけ隔てられている。そのような方式にお
いては、ＤＭＴベースのＡＤＳＬシステムは「マルチト
ーン・シンボル」または「ＤＭＴシンボル」と呼ばれる
ものを送信する。
【０００４】ディスクリート・マルチトーン（ＤＭＴ）
受信機においては、周波数領域のイコライザ（ＦＥＱ）
が各ビンに対するシンボルのコンステレーション（ｃｏ
ｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）を収束させるために使われて
いる。ＦＥＱは、普通は、最小平均二乗法（ＬＭＳ）ベ
ースのアルゴリズムによって適応されている１タップの
複素有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタである（た
とえば、チョウ（Ｃｈｏｗ）、Ｊ．Ｋ．、ツ（Ｔｕ）、
Ｊ．Ｃ．およびキョフィ（Ｃｉｏｆｆｉ）、Ｊ．Ｍ．の
“Ａ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ Ｔｒａ
ｎｓｃｅｉｖｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ ＨＤＳＬ
Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”（ＨＤＳＬのアプリケーシ
ョンのためのディスクリート・マルチトーン・トランシ
ーバ・システム）ＩＥＥＥ Ｊ． ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔ
ｅｄ Ａｒｅａ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎ．第９巻６号、１
９９１年８月；およびリー（Ｌｅｅ）、Ｉ．チョウ（Ｃ
ｈｏｗ）Ｊ．Ｓ．およびキョフィ（Ｃｉｏｆｆｉ）、
Ｊ．Ｍ．の“Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｅｖａｌｕａｔ
ｉｏｎ ｏｆ Ｆａｓｔ ＣｏｍｐｕｔａｔｉｏｎＡｌ
ｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ ｔｈｅ ＤＭＴ ｉｎ Ｈｉ
ｇｈ‐ＳｐｅｅｄＳｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ”
（高速加入者回線におけるＤＭＴのための高速計算アル
ゴリズムの性能評価）ＩＥＥＥ Ｊ． ｏｎ Ｓｅｌｅ
ｃｔｅｄ Ａｒｅａ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎ．第１３巻、
９号、１９９５を参照されたい）。都合の悪いことに、
ＦＥＱがＬＭＳのアルゴリズムまたはほとんどの他の標
準のイコライゼーション・アルゴリズムによって更新さ
れる場合、その収束レートが遅い（たとえば、２０秒の
程度）。この収束が遅いのは、収束レートが受信信号パ
ワーに依存する結果である。たとえば、８ｋｆｔ（キロ
フィート）のループの場合、高周波において受信された
信号（ビン）は、低い周波数において受信されたビンの
場合よりもパワーの減衰が約４５ｄＢ以上大きく、結果
として受信されたＤＭＴ信号の異なる部分に対する収束
レートが異なっている。
受信機においては、周波数領域のイコライザ（ＦＥＱ）
が各ビンに対するシンボルのコンステレーション（ｃｏ
ｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）を収束させるために使われて
いる。ＦＥＱは、普通は、最小平均二乗法（ＬＭＳ）ベ
ースのアルゴリズムによって適応されている１タップの
複素有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタである（た
とえば、チョウ（Ｃｈｏｗ）、Ｊ．Ｋ．、ツ（Ｔｕ）、
Ｊ．Ｃ．およびキョフィ（Ｃｉｏｆｆｉ）、Ｊ．Ｍ．の
“Ａ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ Ｔｒａ
ｎｓｃｅｉｖｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ ＨＤＳＬ
Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”（ＨＤＳＬのアプリケーシ
ョンのためのディスクリート・マルチトーン・トランシ
ーバ・システム）ＩＥＥＥ Ｊ． ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔ
ｅｄ Ａｒｅａ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎ．第９巻６号、１
９９１年８月；およびリー（Ｌｅｅ）、Ｉ．チョウ（Ｃ
ｈｏｗ）Ｊ．Ｓ．およびキョフィ（Ｃｉｏｆｆｉ）、
Ｊ．Ｍ．の“Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｅｖａｌｕａｔ
ｉｏｎ ｏｆ Ｆａｓｔ ＣｏｍｐｕｔａｔｉｏｎＡｌ
ｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ ｔｈｅ ＤＭＴ ｉｎ Ｈｉ
ｇｈ‐ＳｐｅｅｄＳｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ”
（高速加入者回線におけるＤＭＴのための高速計算アル
ゴリズムの性能評価）ＩＥＥＥ Ｊ． ｏｎ Ｓｅｌｅ
ｃｔｅｄ Ａｒｅａ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎ．第１３巻、
９号、１９９５を参照されたい）。都合の悪いことに、
ＦＥＱがＬＭＳのアルゴリズムまたはほとんどの他の標
準のイコライゼーション・アルゴリズムによって更新さ
れる場合、その収束レートが遅い（たとえば、２０秒の
程度）。この収束が遅いのは、収束レートが受信信号パ
ワーに依存する結果である。たとえば、８ｋｆｔ（キロ
フィート）のループの場合、高周波において受信された
信号（ビン）は、低い周波数において受信されたビンの
場合よりもパワーの減衰が約４５ｄＢ以上大きく、結果
として受信されたＤＭＴ信号の異なる部分に対する収束
レートが異なっている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】発明者はＤＭＴ受信機に
おける収束速度を改善し、トラッキング機能を向上させ
る方法および装置を実現した。特に、本発明の原理に従
って、ＤＭＴ受信機は各ビンの中の受信されたＤＭＴ信
号を等化するのに使うために自動利得制御（ＡＧＣ）要
素およびローテータ要素を使用する。結果として、収束
レートの入力パワーへの依存性が減少する。
おける収束速度を改善し、トラッキング機能を向上させ
る方法および装置を実現した。特に、本発明の原理に従
って、ＤＭＴ受信機は各ビンの中の受信されたＤＭＴ信
号を等化するのに使うために自動利得制御（ＡＧＣ）要
素およびローテータ要素を使用する。結果として、収束
レートの入力パワーへの依存性が減少する。
【０００６】本発明の１つの実施形態においては、スタ
ートアップ時にＤＭＴ受信機は自動利得制御（ＡＧＣ）
要素とローテータ要素とを１タップの複素有限インパル
ス応答（ＦＩＲ）フィルタの代わりに使用する（上記の
ように、ＬＭＳのアルゴリズムを使って更新されて）。
この技法は非ブラインド等化およびブラインド等化を使
っている受信機に対して適用できる。後者の場合、追加
の利点がある。それはトレーニング・シーケンスの必要
性をなくする。
ートアップ時にＤＭＴ受信機は自動利得制御（ＡＧＣ）
要素とローテータ要素とを１タップの複素有限インパル
ス応答（ＦＩＲ）フィルタの代わりに使用する（上記の
ように、ＬＭＳのアルゴリズムを使って更新されて）。
この技法は非ブラインド等化およびブラインド等化を使
っている受信機に対して適用できる。後者の場合、追加
の利点がある。それはトレーニング・シーケンスの必要
性をなくする。
【０００７】
【発明の実施の形態】本発明の概念を説明する前に、い
くつかの背景情報を提供するために、従来の技術のＡＤ
ＳＬ通信について説明する。ＡＤＳＬはアップストリー
ム通信とダウンストリーム通信との間でバンド幅の割当
て量が異なり（したがって、「非対称」と呼ばれる）、
アップストリームの通信のバンド幅がダウンストリーム
の通信バンド幅より狭くなっている。この場合において
は、特定のバンド幅割当てに対する異なる戦略および利
用できる異なる変調方法がある。たとえば、アップスト
リーム方向、すなわち、加入者の顧客宅内設備（ＣＰ
Ｅ）から中央局（ＣＯ）（または地域電話会社（ＬＥ
Ｃ））への方向において、アップストリームのチャネル
には２５ｋＨｚ（キロヘルツ）から１３８ｋＨｚまでの
バンド幅が割り当てられ、一方、ダウンストリーム方
向、すなわち、ＣＯからＣＰＥへの方向のダウンストリ
ーム・チャネルには１３８ｋＨｚ〜１．１ＭＨｚのバン
ド幅を割り当てることができる。（ＰＯＴＳの音声チャ
ネル（０〜４ｋＨｚ）は、ＡＤＳＬによっては影響され
ない）。この例においては、アップストリーム・チャネ
ルおよびダウンストリーム・チャネルは分離されてお
り、隣接している。しかし、アップストリーム・チャネ
ルがダウンストリーム・チャネルとオーバラップしてい
るＡＤＳＬシステムも構築することができる。これはダ
ウンストリーム信号に対してより多くのバンド幅を提供
するが、エコー打ち消し技法を使う必要もある。ここ
で、図１を参照すると、ＡＤＳＬ装置１００がＣＰＥ端
に配置されている。図１に示されている要素はよく知ら
れており、したがって、詳細には説明されない。中央局
に置かれている対応しているＡＤＳＬ装置、すなわち、
遠端のＡＤＳＬ装置は類似しており、ここでは説明され
ない。ＡＤＳＬ装置１００はＡＮＳＩのＴ１．４１３に
適合されていると仮定されている。また、図１によって
表されているＡＤＳＬシステムには、図２に示されてい
るようなバンド幅が割り当てられている。ＰＯＴＳチャ
ネルは０〜４ｋＨｚの範囲にあり、アップストリーム・
チャネル、すなわち、ＣＰＥからＣＯへのチャネルは２
５ｋＨｚ〜１３８ｋＨｚの範囲にあり、一方、ダウンス
トリーム・チャネル、すなわち、ＣＯからＣＰＥへのチ
ャネルは１３８ｋＨｚ〜１．１ＭＨｚの範囲にある。し
たがって、アップストリーム・チャネルとダウンストリ
ーム・チャネルとは分離されており、そして隣接してい
る。
くつかの背景情報を提供するために、従来の技術のＡＤ
ＳＬ通信について説明する。ＡＤＳＬはアップストリー
ム通信とダウンストリーム通信との間でバンド幅の割当
て量が異なり（したがって、「非対称」と呼ばれる）、
アップストリームの通信のバンド幅がダウンストリーム
の通信バンド幅より狭くなっている。この場合において
は、特定のバンド幅割当てに対する異なる戦略および利
用できる異なる変調方法がある。たとえば、アップスト
リーム方向、すなわち、加入者の顧客宅内設備（ＣＰ
Ｅ）から中央局（ＣＯ）（または地域電話会社（ＬＥ
Ｃ））への方向において、アップストリームのチャネル
には２５ｋＨｚ（キロヘルツ）から１３８ｋＨｚまでの
バンド幅が割り当てられ、一方、ダウンストリーム方
向、すなわち、ＣＯからＣＰＥへの方向のダウンストリ
ーム・チャネルには１３８ｋＨｚ〜１．１ＭＨｚのバン
ド幅を割り当てることができる。（ＰＯＴＳの音声チャ
ネル（０〜４ｋＨｚ）は、ＡＤＳＬによっては影響され
ない）。この例においては、アップストリーム・チャネ
ルおよびダウンストリーム・チャネルは分離されてお
り、隣接している。しかし、アップストリーム・チャネ
ルがダウンストリーム・チャネルとオーバラップしてい
るＡＤＳＬシステムも構築することができる。これはダ
ウンストリーム信号に対してより多くのバンド幅を提供
するが、エコー打ち消し技法を使う必要もある。ここ
で、図１を参照すると、ＡＤＳＬ装置１００がＣＰＥ端
に配置されている。図１に示されている要素はよく知ら
れており、したがって、詳細には説明されない。中央局
に置かれている対応しているＡＤＳＬ装置、すなわち、
遠端のＡＤＳＬ装置は類似しており、ここでは説明され
ない。ＡＤＳＬ装置１００はＡＮＳＩのＴ１．４１３に
適合されていると仮定されている。また、図１によって
表されているＡＤＳＬシステムには、図２に示されてい
るようなバンド幅が割り当てられている。ＰＯＴＳチャ
ネルは０〜４ｋＨｚの範囲にあり、アップストリーム・
チャネル、すなわち、ＣＰＥからＣＯへのチャネルは２
５ｋＨｚ〜１３８ｋＨｚの範囲にあり、一方、ダウンス
トリーム・チャネル、すなわち、ＣＯからＣＰＥへのチ
ャネルは１３８ｋＨｚ〜１．１ＭＨｚの範囲にある。し
たがって、アップストリーム・チャネルとダウンストリ
ーム・チャネルとは分離されており、そして隣接してい
る。
【０００８】図１を参照すると、ＡＤＳＬ装置１００の
送信機部分はシリアルからパラレルへの変換器（Ｓ／
Ｐ）１０５と、シンボル・マッパー１１０と、逆高速フ
ーリエ変換要素（ＩＦＦＴ）１１５と、サイクリック・
エクステンダ（ＣＥ）１２０と、並直列変換器（Ｐ／
Ｓ）１２５と、ディジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）
１３０と、ハイブリッド１３５とを含む。データ信号が
Ｓ／Ｐ １０５に印加され、Ｓ／Ｐ １０５はそのデー
タ信号をシリアル形式からパラレル形式へ変換し、２５
６個の信号ｎ0〜ｎ255を提供する。信号ｎ0からｎ255ま
でがシンボル・マッパー１１０に印加される。後者は２
５６個のシンボル・マッパーを含み、それぞれが、Ｓ／
Ｐ １０５のパラレル出力信号を提供する。（以下にさ
らに説明されるように、各シンボル・マッパーによって
符号化されるビットの数、したがって、各ｎiにおいて
Ｓ／Ｐ １２５が提供するビットの数は、トレーニング
のフェーズの間に決定されるスペクトル応答の結果とし
て決定される。）シンボル・マッパー１１０からの結果
の２５６個の出力シンボルは、複素数値であり、ＩＦＦ
Ｔ １１５に対して印加され、ＩＦＦＴ １１５は５１
２個の出力サンプルを提供する。（ＩＦＦＴ １１５は
２５６個の出力シンボル・ストリームの複素共役数(図
示せず）を取り、５１２個の実信号を提供する。）ＩＦ
ＦＴ １１５からのこの５１２個の出力信号がＣＥ １
２０に対して印加され、ＣＥ １２０はサイクリック拡
張（たとえば、ＡＮＳＩ Ｔ１．４１３参照）を実行
し、パラレル形式での拡張されたＤＭＴフレームを提供
する。（サイクリック拡張はシンボル間の干渉（ＩＳ
Ｉ）、すなわち、互いに干渉している隣接ＤＭＴフレー
ムを減らす１つの形式である。サイクリック拡張におい
ては、ＤＭＴフレームが部分的に、そしてサイクリック
に、両方向に拡張される。）その拡張されたＤＭＴフレ
ームが次にＰ／Ｓ １２５に対して印加され、Ｄ／Ａ
１３０によってディジタルからアナログへ変換されるシ
リアルの出力信号を提供する。Ｄ／Ａ １３０は、拡張
されたＤＭＴフレームのシーケンスを表しているアップ
ストリームのＡＤＳＬ信号をハイブリッド１３５に対し
て提供し、ハイブリッド１３５は、このアップストリー
ムＡＤＳＬ信号をコンバイナ／スプリッタ１５０に対し
て結合し、それがＰＯＴＳチャネルの中に追加される。
コンバイナ／スプリッタ１５０からの出力信号は０〜４
ｋＨｚの範囲内のＰＯＴＳチャネルと、２５ｋＨｚ〜１
３５ｋＨｚの範囲内のアップストリーム信号を含み、そ
してツイスト・ペア１５１によって表されている通信チ
ャネルに対して印加される。（この説明の目的に対し
て、拡張ＤＭＴフレームおよびＤＭＴフレームという用
語は同じ意味で使われることに留意されたい。）
送信機部分はシリアルからパラレルへの変換器（Ｓ／
Ｐ）１０５と、シンボル・マッパー１１０と、逆高速フ
ーリエ変換要素（ＩＦＦＴ）１１５と、サイクリック・
エクステンダ（ＣＥ）１２０と、並直列変換器（Ｐ／
Ｓ）１２５と、ディジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）
１３０と、ハイブリッド１３５とを含む。データ信号が
Ｓ／Ｐ １０５に印加され、Ｓ／Ｐ １０５はそのデー
タ信号をシリアル形式からパラレル形式へ変換し、２５
６個の信号ｎ0〜ｎ255を提供する。信号ｎ0からｎ255ま
でがシンボル・マッパー１１０に印加される。後者は２
５６個のシンボル・マッパーを含み、それぞれが、Ｓ／
Ｐ １０５のパラレル出力信号を提供する。（以下にさ
らに説明されるように、各シンボル・マッパーによって
符号化されるビットの数、したがって、各ｎiにおいて
Ｓ／Ｐ １２５が提供するビットの数は、トレーニング
のフェーズの間に決定されるスペクトル応答の結果とし
て決定される。）シンボル・マッパー１１０からの結果
の２５６個の出力シンボルは、複素数値であり、ＩＦＦ
Ｔ １１５に対して印加され、ＩＦＦＴ １１５は５１
２個の出力サンプルを提供する。（ＩＦＦＴ １１５は
２５６個の出力シンボル・ストリームの複素共役数(図
示せず）を取り、５１２個の実信号を提供する。）ＩＦ
ＦＴ １１５からのこの５１２個の出力信号がＣＥ １
２０に対して印加され、ＣＥ １２０はサイクリック拡
張（たとえば、ＡＮＳＩ Ｔ１．４１３参照）を実行
し、パラレル形式での拡張されたＤＭＴフレームを提供
する。（サイクリック拡張はシンボル間の干渉（ＩＳ
Ｉ）、すなわち、互いに干渉している隣接ＤＭＴフレー
ムを減らす１つの形式である。サイクリック拡張におい
ては、ＤＭＴフレームが部分的に、そしてサイクリック
に、両方向に拡張される。）その拡張されたＤＭＴフレ
ームが次にＰ／Ｓ １２５に対して印加され、Ｄ／Ａ
１３０によってディジタルからアナログへ変換されるシ
リアルの出力信号を提供する。Ｄ／Ａ １３０は、拡張
されたＤＭＴフレームのシーケンスを表しているアップ
ストリームのＡＤＳＬ信号をハイブリッド１３５に対し
て提供し、ハイブリッド１３５は、このアップストリー
ムＡＤＳＬ信号をコンバイナ／スプリッタ１５０に対し
て結合し、それがＰＯＴＳチャネルの中に追加される。
コンバイナ／スプリッタ１５０からの出力信号は０〜４
ｋＨｚの範囲内のＰＯＴＳチャネルと、２５ｋＨｚ〜１
３５ｋＨｚの範囲内のアップストリーム信号を含み、そ
してツイスト・ペア１５１によって表されている通信チ
ャネルに対して印加される。（この説明の目的に対し
て、拡張ＤＭＴフレームおよびＤＭＴフレームという用
語は同じ意味で使われることに留意されたい。）
【０００９】ＡＤＳＬ装置１００の受信機部分は、ハイ
ブリッド１３５と、アナログ−ディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）１５５と、ＣＥゲート１６０と、Ｓ／Ｐ １６５
と、高速フーリエ変換要素１７０と、イコライザ／シン
ボル・スライサ１７５と、Ｐ／Ｓ １８０とを含む。コ
ンバイナ／スプリッタ１５０は、ツイスト・ペア１５１
上で提供される信号からＰＯＴＳ信号を分離して取り出
し、残りのダウンストリームＡＤＳＬ信号（１３８ｋＨ
ｚ〜１．１ＭＨｚの範囲内の）をハイブリッド１３５に
対して提供する。ハイブリッド１３５は、そのダウンス
トリームのＡＤＳＬ信号をＡ／Ｄ １５５に対して結合
し、Ａ／Ｄ １５５はその信号をＣＥゲート１６０に対
して印加するためにアナログからディジタルへ変換す
る。ＣＥゲート１６０は従来の技術において知られてい
るように、受信された各拡張ＤＭＴフレームからＤＭＴ
フレームを抽出する。（ＣＥゲート１６０の機能はＳ／
Ｐ １６５の後でも実行できることに留意されたい。）
ＣＥゲート１６０からの出力信号はＳ／Ｐ １６５に対
して印加され、Ｓ／Ｐ １６５は５１２個の出力信号を
ＦＦＴ １７０に対して提供し、ＦＦＴ １７０は各キ
ャリヤからそのシンボルを復元する。（時間領域のイコ
ライザもＳ／Ｐ １６５による操作の前に受信された信
号を処理するために使えることに留意されたい。）イコ
ライザ／シンボル・スライサ１７５は複数のイコライザ
およびシンボル・スライサの構造を表し、データ信号を
パラレル形式に復元するために各キャリヤに対して１つ
設けられている（以下にさらに説明される）。イコライ
ザ／シンボル・スライサ１７５の出力信号はそのデータ
信号をシリアル形式に戻すように変換するために、Ｐ／
Ｓ１８０に対して印加される。（Ｐ／Ｓ １８０は他の
要素、たとえば、ビタビ・デコーダ(図示せず）など
を、データ信号の復元において使うために含むことに留
意されたい。
ブリッド１３５と、アナログ−ディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）１５５と、ＣＥゲート１６０と、Ｓ／Ｐ １６５
と、高速フーリエ変換要素１７０と、イコライザ／シン
ボル・スライサ１７５と、Ｐ／Ｓ １８０とを含む。コ
ンバイナ／スプリッタ１５０は、ツイスト・ペア１５１
上で提供される信号からＰＯＴＳ信号を分離して取り出
し、残りのダウンストリームＡＤＳＬ信号（１３８ｋＨ
ｚ〜１．１ＭＨｚの範囲内の）をハイブリッド１３５に
対して提供する。ハイブリッド１３５は、そのダウンス
トリームのＡＤＳＬ信号をＡ／Ｄ １５５に対して結合
し、Ａ／Ｄ １５５はその信号をＣＥゲート１６０に対
して印加するためにアナログからディジタルへ変換す
る。ＣＥゲート１６０は従来の技術において知られてい
るように、受信された各拡張ＤＭＴフレームからＤＭＴ
フレームを抽出する。（ＣＥゲート１６０の機能はＳ／
Ｐ １６５の後でも実行できることに留意されたい。）
ＣＥゲート１６０からの出力信号はＳ／Ｐ １６５に対
して印加され、Ｓ／Ｐ １６５は５１２個の出力信号を
ＦＦＴ １７０に対して提供し、ＦＦＴ １７０は各キ
ャリヤからそのシンボルを復元する。（時間領域のイコ
ライザもＳ／Ｐ １６５による操作の前に受信された信
号を処理するために使えることに留意されたい。）イコ
ライザ／シンボル・スライサ１７５は複数のイコライザ
およびシンボル・スライサの構造を表し、データ信号を
パラレル形式に復元するために各キャリヤに対して１つ
設けられている（以下にさらに説明される）。イコライ
ザ／シンボル・スライサ１７５の出力信号はそのデータ
信号をシリアル形式に戻すように変換するために、Ｐ／
Ｓ１８０に対して印加される。（Ｐ／Ｓ １８０は他の
要素、たとえば、ビタビ・デコーダ(図示せず）など
を、データ信号の復元において使うために含むことに留
意されたい。
【００１０】従来の技術のＡＤＳＬ装置の代わりの例が
図３に示されている。異なる図の中の類似の番号は同様
な要素を示していることに留意されたい。ＡＤＳＬ装置
１００が図３の中で示されており、ＤＭＴ変換器１８５
と、ＤＭＴ復調器１９５と、ハイブリッド１３５と、コ
ントローラ１９０とを備えている。ＤＭＴ変換器１８５
は、ＡＤＳＬ信号の送信に関して上で説明されたように
動作し、そして図１の上記のコンポーネント、たとえ
ば、Ｓ／Ｐ １０５などを含む。同様に、ＤＭＴ復調器
１９５はＡＤＳＬ信号の受信に関して上で説明されたよ
うに動作し、そしてＡ／Ｄ １５５などの図１の上記の
コンポーネントを含む。
図３に示されている。異なる図の中の類似の番号は同様
な要素を示していることに留意されたい。ＡＤＳＬ装置
１００が図３の中で示されており、ＤＭＴ変換器１８５
と、ＤＭＴ復調器１９５と、ハイブリッド１３５と、コ
ントローラ１９０とを備えている。ＤＭＴ変換器１８５
は、ＡＤＳＬ信号の送信に関して上で説明されたように
動作し、そして図１の上記のコンポーネント、たとえ
ば、Ｓ／Ｐ １０５などを含む。同様に、ＤＭＴ復調器
１９５はＡＤＳＬ信号の受信に関して上で説明されたよ
うに動作し、そしてＡ／Ｄ １５５などの図１の上記の
コンポーネントを含む。
【００１１】また、図３の中にはコントローラ１９０も
示されており、それは従来の技術において知られている
ようなメモリ付きのストアード・プログラムのコントロ
ーラとして示されている。コントローラ１９０はそれぞ
れシグナリング１９６および１９７を経由してＤＭＴ変
調器１８５およびＤＭＴ復調器１９５からの情報を制御
して受信する。一般的に言うと、ＡＤＳＬの通信セッシ
ョンはトレーニング・フェーズ（それはスタートアップ
・フェーズの一部分である）と通信フェーズ（ここでは
定常状態のフェーズとも呼ばれる）とを含む。トレーニ
ングの間に、ＡＤＳＬ装置１００は遠端のＡＤＳＬ装置
(図示せず）とシグナリングを交換する。コントローラ
１９０はこのシグナリングを使って上記の通信チャネル
のスペクトル応答を確定する（遠端のＡＤＳＬ装置の中
の同様なコントローラが実行するように）。そのスペク
トル応答は通信チャネル１５１のツイスト・ペアのクロ
ストーク、物理的なループ長などの項目によって影響さ
れる。ツイスト・ペアのスペクトル応答を求めるため
に、コントローラ１９０は一般的に次のステップを実行
する。先ず最初に、ＤＭＴ変調器１８５が広帯域のテス
ト信号を遠端のＡＤＳＬ装置に対して送信する。受信時
に、遠端のＡＤＳＬ装置はその受信された信号を評価し
て各ビンにおける信号対雑音比（ＳＮＲ）を決定する。
スペクトル応答が決定されると、遠端のＡＤＳＬ装置は
ビット・ローディング・テーブルを発生し、そのビット
・ローディング・テーブルをＡＤＳＬ装置１００に対し
て送信する。そのビット・ローディング・テーブルは、
各キャリヤに対して、各キャリヤがサポートすることが
できるビットの数を含む。ビット・ローディング・テー
ブルは各キャリヤにおけるシンボル・マッピングなどの
各種の動作パラメータを選択するためにコントローラ１
９０によって使われる。（各キャリヤはＭビットまでの
情報をサポートすることができるが、キャリヤがサポー
トするビットの実際の量は、異なるキャリヤ周波数にお
けるツイスト・ペアのスペクトル応答によって変化す
る。たとえば、１つのキャリヤは１２ビットを収容する
ことができるが、別のキャリヤは２ビットしか収容する
ことができない可能性がある。）トレーニング・フェー
ズが完了すると、送信が開始される。すなわち、ＡＤＳ
Ｌの通信セッションが通信フェーズに入る。
示されており、それは従来の技術において知られている
ようなメモリ付きのストアード・プログラムのコントロ
ーラとして示されている。コントローラ１９０はそれぞ
れシグナリング１９６および１９７を経由してＤＭＴ変
調器１８５およびＤＭＴ復調器１９５からの情報を制御
して受信する。一般的に言うと、ＡＤＳＬの通信セッシ
ョンはトレーニング・フェーズ（それはスタートアップ
・フェーズの一部分である）と通信フェーズ（ここでは
定常状態のフェーズとも呼ばれる）とを含む。トレーニ
ングの間に、ＡＤＳＬ装置１００は遠端のＡＤＳＬ装置
(図示せず）とシグナリングを交換する。コントローラ
１９０はこのシグナリングを使って上記の通信チャネル
のスペクトル応答を確定する（遠端のＡＤＳＬ装置の中
の同様なコントローラが実行するように）。そのスペク
トル応答は通信チャネル１５１のツイスト・ペアのクロ
ストーク、物理的なループ長などの項目によって影響さ
れる。ツイスト・ペアのスペクトル応答を求めるため
に、コントローラ１９０は一般的に次のステップを実行
する。先ず最初に、ＤＭＴ変調器１８５が広帯域のテス
ト信号を遠端のＡＤＳＬ装置に対して送信する。受信時
に、遠端のＡＤＳＬ装置はその受信された信号を評価し
て各ビンにおける信号対雑音比（ＳＮＲ）を決定する。
スペクトル応答が決定されると、遠端のＡＤＳＬ装置は
ビット・ローディング・テーブルを発生し、そのビット
・ローディング・テーブルをＡＤＳＬ装置１００に対し
て送信する。そのビット・ローディング・テーブルは、
各キャリヤに対して、各キャリヤがサポートすることが
できるビットの数を含む。ビット・ローディング・テー
ブルは各キャリヤにおけるシンボル・マッピングなどの
各種の動作パラメータを選択するためにコントローラ１
９０によって使われる。（各キャリヤはＭビットまでの
情報をサポートすることができるが、キャリヤがサポー
トするビットの実際の量は、異なるキャリヤ周波数にお
けるツイスト・ペアのスペクトル応答によって変化す
る。たとえば、１つのキャリヤは１２ビットを収容する
ことができるが、別のキャリヤは２ビットしか収容する
ことができない可能性がある。）トレーニング・フェー
ズが完了すると、送信が開始される。すなわち、ＡＤＳ
Ｌの通信セッションが通信フェーズに入る。
【００１２】上記のように、ＤＭＴ受信機の中でイコラ
イザ／シンボル・スライサ１７５（図１）が、データ信
号を復元するために使われる。特に、イコライザ／シン
ボル・スライサ１７５は複数の周波数領域のイコライザ
（ＦＥＱ）であり、そのそれぞれが各ビンに対するコン
ステレーションを収束するために使われる。以前に注記
されたように、ＦＥＱは、普通は、ＬＭＳアルゴリズム
によって適応されている１タップの複素ＦＩＲフィルタ
である。各ビンに対する１タップの複素イコライザは２
つの機能、すなわち、（１）チャネルの利得損失に対し
て補正すること、および（２）チャネルの位相オフセッ
トに対して補正することを実行する。１タップ複素ＦＩ
Ｒフィルタの一例９０が図４に示されており、フィルタ
６０および７５（それぞれ単独の同相タップ係数ｃを含
んでいる）と、フィルタ６５および７０（それぞれ単独
の直交位相のタップ係数ｄを含んでいる）と、要素８０
および８５とを含んでいる。この１タップの複素フィル
タはＬＭＳのアルゴリズムによって更新される。ＬＭＳ
のアルゴリズムに対して普通に使われるコスト関数は、
以下のように定義される平均二乗誤差（ＭＳＥ）であ
る。
イザ／シンボル・スライサ１７５（図１）が、データ信
号を復元するために使われる。特に、イコライザ／シン
ボル・スライサ１７５は複数の周波数領域のイコライザ
（ＦＥＱ）であり、そのそれぞれが各ビンに対するコン
ステレーションを収束するために使われる。以前に注記
されたように、ＦＥＱは、普通は、ＬＭＳアルゴリズム
によって適応されている１タップの複素ＦＩＲフィルタ
である。各ビンに対する１タップの複素イコライザは２
つの機能、すなわち、（１）チャネルの利得損失に対し
て補正すること、および（２）チャネルの位相オフセッ
トに対して補正することを実行する。１タップ複素ＦＩ
Ｒフィルタの一例９０が図４に示されており、フィルタ
６０および７５（それぞれ単独の同相タップ係数ｃを含
んでいる）と、フィルタ６５および７０（それぞれ単独
の直交位相のタップ係数ｄを含んでいる）と、要素８０
および８５とを含んでいる。この１タップの複素フィル
タはＬＭＳのアルゴリズムによって更新される。ＬＭＳ
のアルゴリズムに対して普通に使われるコスト関数は、
以下のように定義される平均二乗誤差（ＭＳＥ）であ
る。
【数１】 式（１）の中の複素成分は以下のように定義される。
【数２】
【００１３】トレーニング期間の間に、シンボルのシー
ケンスＡnが送信機によって送信され、受信機に対して
知らされる。次に、受信機はそのイコライザを、いわゆ
る、理想基準で適応させる。シンボルＡnは定常状態の
動作においてスライスされたシンボル＾Ａnとなる。Ｌ
ＭＳアルゴリズムに対するタップの更新は、普通は、最
急峻降下勾配法（ｓｔｅｅｐｅｓｔ‐ｄｅｓｅｎｔ ｇ
ｒａｄｉｅｎｔ ｍｅｔｈｏｄ）（たとえば、ウイドロ
ウ（Ｗｉｄｒｏｗ）、Ｓ．の“Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｓｉ
ｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ”（適応信号処理）、
Ｐｒｅｎｔｉｃｅ‐Ｈａｌｌ、１９８５を参照された
い）。式（１）に与えられているコスト関数に対するフ
ィルタのタップの適応アルゴリズムは以下のように導か
れる。
ケンスＡnが送信機によって送信され、受信機に対して
知らされる。次に、受信機はそのイコライザを、いわゆ
る、理想基準で適応させる。シンボルＡnは定常状態の
動作においてスライスされたシンボル＾Ａnとなる。Ｌ
ＭＳアルゴリズムに対するタップの更新は、普通は、最
急峻降下勾配法（ｓｔｅｅｐｅｓｔ‐ｄｅｓｅｎｔ ｇ
ｒａｄｉｅｎｔ ｍｅｔｈｏｄ）（たとえば、ウイドロ
ウ（Ｗｉｄｒｏｗ）、Ｓ．の“Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｓｉ
ｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ”（適応信号処理）、
Ｐｒｅｎｔｉｃｅ‐Ｈａｌｌ、１９８５を参照された
い）。式（１）に与えられているコスト関数に対するフ
ィルタのタップの適応アルゴリズムは以下のように導か
れる。
【数３】
【００１４】ここで、複素タップはＣn＝ｃn＋ｊｄn、
＾Ｅn＝＾ｅn＋ｊ＾ｅn、そしてＲn＝ｒn＋ｊ〜ｒnであ
る。イコライザをスタートさせるためにブラインド等化
のアルゴリズムも使うことができる。よく使われるブラ
インドのアルゴリズムＲＣＡ（“ｒｅｄｕｃｅｄ ｃｏ
ｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ”（縮小
されたコンステレーションのアルゴリズム）、たとえ
ば、Ｙ．サトウ（Ｓａｔｏ）の“Ａ Ｍｅｔｈｏｄ ｏ
ｆ Ｓｅｌｆ‐Ｒｅｃｏｖｅｒｉｎｇ Ｅｑｕａｌｉｚ
ａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ａｍｐｌ
ｉｔｕｄｅ‐Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ”
（マルチレベル振幅変調システムのための自己回復等化
の方法）ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．、６７
９〜６８２ページ、１９７５年６月；およびゴダード
（Ｇｏｄａｒｄ）に対して１９８０年１０月７日に発行
された米国特許第４，２２７，１５２号参照）、ＭＭＡ
（“ｍｕｌｔｉｍｏｄｕｌｕｓ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ”
（マルチモジュラスのアルゴリズム）たとえば、ヤング
（Ｙａｎｇ）、Ｊ．およびワーナー（Ｗｅｒｎｅｒ）
Ｊ．Ｊ．およびデュモン（Ｄｕｍｏｎｔ）、Ｇ．Ｄ．の
“Ｔｈｅ Ｍｕｌｔｉｍｏｄｕｌｕｓ Ｂｌｉｎｄ Ｅ
ｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ（マルチ
モジュラスのブラインド等化アルゴリズム）、Ｐｒｏ
ｃ．Ｔｈｉｒｔｅｅｎｔｈ Ｉｎｔ’Ｃｏｎｆ．Ｏｎ
Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎ
ｇ，Ｓａｎｔｏｒｉｎｉ，Ｇｒｅｅｃｅ，１９９７参
照）、およびＣＭＡ（“ｃｏｎｓｔａｎｔ ｍｏｄｕｌ
ｕｓ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ”（一定モジュラスのアルゴ
リズム）たとえば、Ｄ．Ｎ．Ｇｏｄａｒｄの“Ｓｅｌｆ
‐Ｒｅｃｏｖｅｒｉｎｇ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ
ａｎｄ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｔｒａｃｋｉｎｇ ｉｎ Ｔ
ｗｏ Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ Ｄａｔａ Ｃｏｍｍｕ
ｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ”（二次元データ
通信システムにおける自己回復等化およびキャリヤ・ト
ラッキング）ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｃｏｍｍｕ
ｎ．、第２８巻１１号、１８６７〜１８７５ページ、１
９８０年１１月；およびＮ．Ｋ．ヤブロン（Ｊａｂｌｏ
ｎ）の“Ｊｏｉｎｔ Ｂｌｉｎｄ Ｅｑｕａｌｉｚａｔ
ｉｏｎ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ，ａｎｄ
Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ‐
Ｏｒｄｅｒ ＱＡＭ Ｓｉｇｎａｌ Ｃｏｎｓｔｅｌｌ
ａｔｉｏｎｓ”（高次ＱＡＭ信号コンステレーションの
ためのジョイント・ブラインド等化、キャリヤ復元、お
よびタイミング復元）、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｓｉｇ
ｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、第４０巻、６号、１３
８３〜１３９８ページ、１９９２参照）単独キャリヤ、
２フィルタ、のシステムが以下の式によって与えられ
る。
＾Ｅn＝＾ｅn＋ｊ＾ｅn、そしてＲn＝ｒn＋ｊ〜ｒnであ
る。イコライザをスタートさせるためにブラインド等化
のアルゴリズムも使うことができる。よく使われるブラ
インドのアルゴリズムＲＣＡ（“ｒｅｄｕｃｅｄ ｃｏ
ｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ”（縮小
されたコンステレーションのアルゴリズム）、たとえ
ば、Ｙ．サトウ（Ｓａｔｏ）の“Ａ Ｍｅｔｈｏｄ ｏ
ｆ Ｓｅｌｆ‐Ｒｅｃｏｖｅｒｉｎｇ Ｅｑｕａｌｉｚ
ａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ａｍｐｌ
ｉｔｕｄｅ‐Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ”
（マルチレベル振幅変調システムのための自己回復等化
の方法）ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．、６７
９〜６８２ページ、１９７５年６月；およびゴダード
（Ｇｏｄａｒｄ）に対して１９８０年１０月７日に発行
された米国特許第４，２２７，１５２号参照）、ＭＭＡ
（“ｍｕｌｔｉｍｏｄｕｌｕｓ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ”
（マルチモジュラスのアルゴリズム）たとえば、ヤング
（Ｙａｎｇ）、Ｊ．およびワーナー（Ｗｅｒｎｅｒ）
Ｊ．Ｊ．およびデュモン（Ｄｕｍｏｎｔ）、Ｇ．Ｄ．の
“Ｔｈｅ Ｍｕｌｔｉｍｏｄｕｌｕｓ Ｂｌｉｎｄ Ｅ
ｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ（マルチ
モジュラスのブラインド等化アルゴリズム）、Ｐｒｏ
ｃ．Ｔｈｉｒｔｅｅｎｔｈ Ｉｎｔ’Ｃｏｎｆ．Ｏｎ
Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎ
ｇ，Ｓａｎｔｏｒｉｎｉ，Ｇｒｅｅｃｅ，１９９７参
照）、およびＣＭＡ（“ｃｏｎｓｔａｎｔ ｍｏｄｕｌ
ｕｓ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ”（一定モジュラスのアルゴ
リズム）たとえば、Ｄ．Ｎ．Ｇｏｄａｒｄの“Ｓｅｌｆ
‐Ｒｅｃｏｖｅｒｉｎｇ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ
ａｎｄ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｔｒａｃｋｉｎｇ ｉｎ Ｔ
ｗｏ Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ Ｄａｔａ Ｃｏｍｍｕ
ｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ”（二次元データ
通信システムにおける自己回復等化およびキャリヤ・ト
ラッキング）ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｃｏｍｍｕ
ｎ．、第２８巻１１号、１８６７〜１８７５ページ、１
９８０年１１月；およびＮ．Ｋ．ヤブロン（Ｊａｂｌｏ
ｎ）の“Ｊｏｉｎｔ Ｂｌｉｎｄ Ｅｑｕａｌｉｚａｔ
ｉｏｎ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ，ａｎｄ
Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ‐
Ｏｒｄｅｒ ＱＡＭ Ｓｉｇｎａｌ Ｃｏｎｓｔｅｌｌ
ａｔｉｏｎｓ”（高次ＱＡＭ信号コンステレーションの
ためのジョイント・ブラインド等化、キャリヤ復元、お
よびタイミング復元）、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｓｉｇ
ｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、第４０巻、６号、１３
８３〜１３９８ページ、１９９２参照）単独キャリヤ、
２フィルタ、のシステムが以下の式によって与えられ
る。
【数４】
【００１５】ここで、定数Ｒの計算は、上記のヤング、
Ｊ．およびワーナー、Ｊ．Ｊ．およびデュモン、Ｇ．
Ｄ．による論文“Ｔｈｅ Ｍｕｌｔｉｍｏｄｕｌｕｓ
Ｂｌｉｎｄ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ Ａｌｇｏｒｉ
ｔｈｍ”（マルチモジュラスのブラインド等化アルゴリ
ズム）に記載されている。同相の次元に対する更新のア
ルゴリズムだけが上で示されていることに留意された
い。
Ｊ．およびワーナー、Ｊ．Ｊ．およびデュモン、Ｇ．
Ｄ．による論文“Ｔｈｅ Ｍｕｌｔｉｍｏｄｕｌｕｓ
Ｂｌｉｎｄ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ Ａｌｇｏｒｉ
ｔｈｍ”（マルチモジュラスのブラインド等化アルゴリ
ズム）に記載されている。同相の次元に対する更新のア
ルゴリズムだけが上で示されていることに留意された
い。
【００１６】普通、ＤＭＴの通信システムは数千フィー
トのＵＴＰ（シールドなしのツイスト・ペア）ケーブル
を使用する。図５は、約５２ｄＢのチャネル減衰が８，
０００フィートのケーブルに対して１ＭＨｚまで発生す
ることを示している。式（３）から入力の信号レベルｒ
nがＬＭＳのアルゴリズムに対するタップの適応に直接
影響することが観察される。結果として、ＭＳＥは高い
方のビンに対する低い方のパワー入力信号よりも、低い
方のビンに対する高い方のパワー入力信号の場合に、よ
り速く収束する。ＬＭＳのアルゴリズムと同様に、式
（４）、式（５）および（６）に与えられているＲＣＡ
およびＭＭＡに対する更新のアルゴリズムも入力信号ｒ
nに関係する。結果として、標準の更新を使っているど
のイコライザの場合も、確率論的な勾配のアルゴリズム
を使うことによって高い周波数のビンに対する適応のト
ラッキングが貧弱である。
トのＵＴＰ（シールドなしのツイスト・ペア）ケーブル
を使用する。図５は、約５２ｄＢのチャネル減衰が８，
０００フィートのケーブルに対して１ＭＨｚまで発生す
ることを示している。式（３）から入力の信号レベルｒ
nがＬＭＳのアルゴリズムに対するタップの適応に直接
影響することが観察される。結果として、ＭＳＥは高い
方のビンに対する低い方のパワー入力信号よりも、低い
方のビンに対する高い方のパワー入力信号の場合に、よ
り速く収束する。ＬＭＳのアルゴリズムと同様に、式
（４）、式（５）および（６）に与えられているＲＣＡ
およびＭＭＡに対する更新のアルゴリズムも入力信号ｒ
nに関係する。結果として、標準の更新を使っているど
のイコライザの場合も、確率論的な勾配のアルゴリズム
を使うことによって高い周波数のビンに対する適応のト
ラッキングが貧弱である。
【００１７】したがって、発明者はＤＭＴの受信機にお
いて収束の速度を改善し、そしてトラッキングの機能を
向上させる方法および装置を実現した。特に、そして本
発明の原理に従って、スタートアップ時にＤＭＴ受信機
は各ビンにおける受信されたＤＭＴ信号を等化するのに
使うための自動利得制御（ＡＧＣ）要素およびローテー
タ要素を使用する。結果として、収束レートの入力パワ
ーへの依存性が減少する。さらに、この方式はトレーニ
ング信号を使う必要がない。
いて収束の速度を改善し、そしてトラッキングの機能を
向上させる方法および装置を実現した。特に、そして本
発明の原理に従って、スタートアップ時にＤＭＴ受信機
は各ビンにおける受信されたＤＭＴ信号を等化するのに
使うための自動利得制御（ＡＧＣ）要素およびローテー
タ要素を使用する。結果として、収束レートの入力パワ
ーへの依存性が減少する。さらに、この方式はトレーニ
ング信号を使う必要がない。
【００１８】本発明の原理を具体化しているＡＤＳＬシ
ステムの一例が図６に示されている。以下にさらに詳し
く説明されるように、このＡＤＳＬシステムは高速のス
タートアップを実行する。このＡＤＳＬシステムはツイ
スト・ペア１３６を経由してＡＤＳＬの顧客宅内（Ｃ
Ｐ）設備３００に対して結合されているＡＤＳＬのＣＯ
設備２００を含む。これらのそれぞれがまた、ここでは
マルチキャリヤ端点と呼ばれる。（ＰＯＴＳチャネルに
対するスプリッタ／コンバイナは簡単化のために省略さ
れている。）ＡＤＳＬのＤＭＴシステムは、アップスト
リーム・チャネルとダウンストリーム・チャネルとが分
離されており、隣接している（これは本発明の概念には
不要であるが）と仮定されている。簡単のために、ダウ
ンストリームの送信だけが説明される。アップストリー
ムの送信は同様であり、ここでは説明されない。本発明
の概念以外に、図６−図１２の中に示されている要素は
よく知られており、したがって、詳細には説明されな
い。
ステムの一例が図６に示されている。以下にさらに詳し
く説明されるように、このＡＤＳＬシステムは高速のス
タートアップを実行する。このＡＤＳＬシステムはツイ
スト・ペア１３６を経由してＡＤＳＬの顧客宅内（Ｃ
Ｐ）設備３００に対して結合されているＡＤＳＬのＣＯ
設備２００を含む。これらのそれぞれがまた、ここでは
マルチキャリヤ端点と呼ばれる。（ＰＯＴＳチャネルに
対するスプリッタ／コンバイナは簡単化のために省略さ
れている。）ＡＤＳＬのＤＭＴシステムは、アップスト
リーム・チャネルとダウンストリーム・チャネルとが分
離されており、隣接している（これは本発明の概念には
不要であるが）と仮定されている。簡単のために、ダウ
ンストリームの送信だけが説明される。アップストリー
ムの送信は同様であり、ここでは説明されない。本発明
の概念以外に、図６−図１２の中に示されている要素は
よく知られており、したがって、詳細には説明されな
い。
【００１９】本発明の原理を具体化している、対応して
いるマルチキャリヤ装置の受信機部分が図７に示されて
いる。ＡＤＳＬのＣＰ装置３００の受信機部分３５０
は、ハイブリッド３３５と、アナログ−ディジタル変調
器（Ａ／Ｄ）３５５と、ＣＥゲート３６０と、Ｓ／Ｐ
３６５と、高速フーリエ変換要素３７０と、ＡＧＣ＋ロ
ーテータ３７５と、Ｐ／Ｓ ３８０とを含む。（Ｐ／Ｓ
３８０はデータ信号を復元するのに使うためのビタビ
・デコーダ(図示せず）などの他の要素を含むことに留
意されたい。また、上記のように、時間領域のイコライ
ザを、Ｓ／Ｐ ３６５による動作の前に受信された信号
を処理するために使うことができる。）ハイブリッド３
３５はツイスト・ペア１３６から受信されたダウンスト
リームのＡＤＳＬ信号をＡ／Ｄ ３５５に対して結合
し、Ａ／Ｄ ３５５はアナログからの信号をディジタル
に変換し、そして受信された拡張型ＤＭＴフレームのシ
ーケンスを表している受信された、ディジタル形式のマ
ルチキャリヤ信号を提供する。ＣＥゲート３６０は、従
来の技術において知られているように、受信された各拡
張ＤＭＴフレームから１つのＤＭＴフレームを抽出す
る。（ＣＥゲート３６０の機能はＳ／Ｐ ３６５の後で
代わりに実行することができることに留意されたい。）
ＣＥゲート３６０からの出力信号がＳ／Ｐ ３６５に対
して印加され、Ｓ／Ｐ ３６５は５１２個の出力信号を
ＦＦＴ ３７０に対して提供し、ＦＦＴ ３７０は各キ
ャリヤからそのシンボルを復元する。本発明によると、
１タップの複素有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ
の代わりに、ＡＧＣ＋ローテータ３７５が使われてい
る。ＡＧＣ＋ローテータ３７５は各ビンごとに１つのそ
のような複数のＡＧＣ＋ローテータの構造を表し、その
出力信号をパラレル形式に復元する。ＡＧＣ＋ローテー
タ３７５の出力信号は、データ信号をシリアル形式に戻
すように変換するためにＰ／Ｓ ３８０に対して印加さ
れる。
いるマルチキャリヤ装置の受信機部分が図７に示されて
いる。ＡＤＳＬのＣＰ装置３００の受信機部分３５０
は、ハイブリッド３３５と、アナログ−ディジタル変調
器（Ａ／Ｄ）３５５と、ＣＥゲート３６０と、Ｓ／Ｐ
３６５と、高速フーリエ変換要素３７０と、ＡＧＣ＋ロ
ーテータ３７５と、Ｐ／Ｓ ３８０とを含む。（Ｐ／Ｓ
３８０はデータ信号を復元するのに使うためのビタビ
・デコーダ(図示せず）などの他の要素を含むことに留
意されたい。また、上記のように、時間領域のイコライ
ザを、Ｓ／Ｐ ３６５による動作の前に受信された信号
を処理するために使うことができる。）ハイブリッド３
３５はツイスト・ペア１３６から受信されたダウンスト
リームのＡＤＳＬ信号をＡ／Ｄ ３５５に対して結合
し、Ａ／Ｄ ３５５はアナログからの信号をディジタル
に変換し、そして受信された拡張型ＤＭＴフレームのシ
ーケンスを表している受信された、ディジタル形式のマ
ルチキャリヤ信号を提供する。ＣＥゲート３６０は、従
来の技術において知られているように、受信された各拡
張ＤＭＴフレームから１つのＤＭＴフレームを抽出す
る。（ＣＥゲート３６０の機能はＳ／Ｐ ３６５の後で
代わりに実行することができることに留意されたい。）
ＣＥゲート３６０からの出力信号がＳ／Ｐ ３６５に対
して印加され、Ｓ／Ｐ ３６５は５１２個の出力信号を
ＦＦＴ ３７０に対して提供し、ＦＦＴ ３７０は各キ
ャリヤからそのシンボルを復元する。本発明によると、
１タップの複素有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ
の代わりに、ＡＧＣ＋ローテータ３７５が使われてい
る。ＡＧＣ＋ローテータ３７５は各ビンごとに１つのそ
のような複数のＡＧＣ＋ローテータの構造を表し、その
出力信号をパラレル形式に復元する。ＡＧＣ＋ローテー
タ３７５の出力信号は、データ信号をシリアル形式に戻
すように変換するためにＰ／Ｓ ３８０に対して印加さ
れる。
【００２０】ここで図８を参照すると、ＡＧＣ＋ローテ
ータ構造５００の一例のブロック図が単独のビン信号に
対して示されている。ＡＧＣの部分は要素５０５によっ
て表され、以降ではＡＧＣ５０５と呼ばれる。本発明の
概念以外に、ＡＧＣ ５０５は従来の技術におけるよう
に機能する（たとえば、ビンガム（Ｂｉｎｇｈａｍ）、
Ｊ．Ａ．Ｃ．の“Ｔｈｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｐｒ
ａｃｔｉｃｅ ｏｆＭｏｄｅｍ Ｄｅｓｉｇｎ”（モデ
ム設計の理論と実際）、Ｗｉｌｅｙ Ｉｎｔｅｒｓｃｉ
ｅｎｃｅ，１９８８参照）。ＡＧＣ ５０５はタップ係
数のベクトルｇを含んでいる１つの実タップ・フィルタ
である。ＦＦＴ ３７０の出力信号Ｒnは受信されたシ
ンボル（１つのビンに対する）のシーケンスを表し、そ
してＡＧＣ ５０５に対して印加される。（ＤＭＴ信号
の各ビンは０〜５１１にインデックスされることに留意
する必要がある。簡単のためにインデックスｉは以下の
説明においてはスキップされる。）ＡＧＣ ５０５の出
力信号Ｒn,gは、以下の式で計算される。
ータ構造５００の一例のブロック図が単独のビン信号に
対して示されている。ＡＧＣの部分は要素５０５によっ
て表され、以降ではＡＧＣ５０５と呼ばれる。本発明の
概念以外に、ＡＧＣ ５０５は従来の技術におけるよう
に機能する（たとえば、ビンガム（Ｂｉｎｇｈａｍ）、
Ｊ．Ａ．Ｃ．の“Ｔｈｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｐｒ
ａｃｔｉｃｅ ｏｆＭｏｄｅｍ Ｄｅｓｉｇｎ”（モデ
ム設計の理論と実際）、Ｗｉｌｅｙ Ｉｎｔｅｒｓｃｉ
ｅｎｃｅ，１９８８参照）。ＡＧＣ ５０５はタップ係
数のベクトルｇを含んでいる１つの実タップ・フィルタ
である。ＦＦＴ ３７０の出力信号Ｒnは受信されたシ
ンボル（１つのビンに対する）のシーケンスを表し、そ
してＡＧＣ ５０５に対して印加される。（ＤＭＴ信号
の各ビンは０〜５１１にインデックスされることに留意
する必要がある。簡単のためにインデックスｉは以下の
説明においてはスキップされる。）ＡＧＣ ５０５の出
力信号Ｒn,gは、以下の式で計算される。
【数５】
【００２１】ここで、ｇは１つの実タップ・フィルタで
あり、そしてＲn,g＝ｒn,g＋ｊ〜ｒn,gである。ＡＧＣ
アルゴリズムの一例は以下のようにＡＧＣの誤差を定義
する。
あり、そしてＲn,g＝ｒn,g＋ｊ〜ｒn,gである。ＡＧＣ
アルゴリズムの一例は以下のようにＡＧＣの誤差を定義
する。
【数６】
【００２２】ここで、Ｒ2 pは受信されたシンボルＲnの
予期されるパワーである。１６点の正方形のコンステレ
ーションを仮定してＲ2 pは以下の式によって計算され
る。
予期されるパワーである。１６点の正方形のコンステレ
ーションを仮定してＲ2 pは以下の式によって計算され
る。
【数７】
【００２３】次に、ＡＧＣ ５０５は以下の式によって
更新される。
更新される。
【数８】
【００２４】ピークから平均へのパワー、または絶対値
などを使うためなど、ＡＧＣの誤差を計算するための他
の方法がある。ＤＭＴのアプリケーションにおけるチャ
ネルの減衰が非常に大きいことを考慮して、利得の損失
を調整するために、平均化されたパワーの平方根が使わ
れる。したがって、式（７）は以下の式によって置き換
えられる。
などを使うためなど、ＡＧＣの誤差を計算するための他
の方法がある。ＤＭＴのアプリケーションにおけるチャ
ネルの減衰が非常に大きいことを考慮して、利得の損失
を調整するために、平均化されたパワーの平方根が使わ
れる。したがって、式（７）は以下の式によって置き換
えられる。
【数９】
【００２５】式（１１）を使うことによって、すべての
ビンの間の誤差が減少し、そしてそれはすべてのビンに
対する収束レートの差の減少につながる。すべてのビン
に対して１つのステップ・サイズを使う代わりに、異な
るステップ・サイズを使って収束レートを改善すること
ができる。収束レートの差を減らすための別の方法はＡ
ＧＣの利得をそのチャネルのパワーの逆数で初期化する
方法である。このことは以下の式のように各チャネルに
対してＦＦＴのパワーを平均化することによって行われ
る。
ビンの間の誤差が減少し、そしてそれはすべてのビンに
対する収束レートの差の減少につながる。すべてのビン
に対して１つのステップ・サイズを使う代わりに、異な
るステップ・サイズを使って収束レートを改善すること
ができる。収束レートの差を減らすための別の方法はＡ
ＧＣの利得をそのチャネルのパワーの逆数で初期化する
方法である。このことは以下の式のように各チャネルに
対してＦＦＴのパワーを平均化することによって行われ
る。
【数１０】 例として、Ｎ＝５の場合、各チャネルは以下の式によっ
て初期化される。
て初期化される。
【数１１】
【００２６】式（１３）において平均パワーの平方根を
使うことによって、収束レートの入力パワーへの依存性
がさらに減少する。
使うことによって、収束レートの入力パワーへの依存性
がさらに減少する。
【００２７】以前に注記されたように、従来の技術のＤ
ＭＴ構造において使われていた各１タップの複素イコラ
イザは２つの機能、すなわち、（１）チャネルの利得損
失に対する補正を行うこと、および（２）チャネルの位
相オフセットに対する補正を行うことを実行する。した
がって、同様な要求条件がＡＧＣ＋ローテータの構造５
００によって実行されなければならない。上記から観察
できるように、ＡＧＣ５０５はチャネルの伝播損失に対
して調整するために使われる。さらに、ローテータ５１
０は、チャネルの位相オフセットを補正するために使わ
れる。本発明の概念以外に、ローテータ５１０は従来の
技術におけるような機能を実行する（たとえば、ギトリ
ン（Ｇｉｔｌｉｎ）、Ｒ．Ｄ．、ヘイズ（Ｈａｙｅ
ｓ）、Ｊ．Ｆ．およびワインシュタイン（Ｗｅｉｎｓｔ
ｅｉｎ）、Ｓ．Ｂ．の“ＤａｔａＣｏｍｍｕｎｉｃａｔ
ｉｏｎｓ Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ”（データ通信の原理）
Ｐｌｅｎｕｍ Ｐｒｅｓｓ，１９９２参照）。
ＭＴ構造において使われていた各１タップの複素イコラ
イザは２つの機能、すなわち、（１）チャネルの利得損
失に対する補正を行うこと、および（２）チャネルの位
相オフセットに対する補正を行うことを実行する。した
がって、同様な要求条件がＡＧＣ＋ローテータの構造５
００によって実行されなければならない。上記から観察
できるように、ＡＧＣ５０５はチャネルの伝播損失に対
して調整するために使われる。さらに、ローテータ５１
０は、チャネルの位相オフセットを補正するために使わ
れる。本発明の概念以外に、ローテータ５１０は従来の
技術におけるような機能を実行する（たとえば、ギトリ
ン（Ｇｉｔｌｉｎ）、Ｒ．Ｄ．、ヘイズ（Ｈａｙｅ
ｓ）、Ｊ．Ｆ．およびワインシュタイン（Ｗｅｉｎｓｔ
ｅｉｎ）、Ｓ．Ｂ．の“ＤａｔａＣｏｍｍｕｎｉｃａｔ
ｉｏｎｓ Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ”（データ通信の原理）
Ｐｌｅｎｕｍ Ｐｒｅｓｓ，１９９２参照）。
【００２８】ローテータ５１０の出力信号は以下のよう
に計算される。
に計算される。
【数１２】
【００２９】ローテータ５１０は以下の式によって更新
される。
される。
【数１３】
【００３０】ローテータの補正項は以下のように推定さ
れる。
れる。
【数１４】 ここで、＊は共役を意味する。推定されたシンボル＾Ａ
nはスライサ５２０および５２５の出力信号であり、こ
こで、
nはスライサ５２０および５２５の出力信号であり、こ
こで、
【数１５】
【００３１】ブラインド・スタートアップの場合、例と
して４点のスライサが推定されたシンボルを得るために
使われる。これから、ローテータの誤差は以下のように
単純化される。
して４点のスライサが推定されたシンボルを得るために
使われる。これから、ローテータの誤差は以下のように
単純化される。
【数１６】
【００３２】位相誤差θeの計算は、単純に一次元のシ
ンボルが別の次元に対するシンボルの符号によって乗算
された積である。
ンボルが別の次元に対するシンボルの符号によって乗算
された積である。
【００３３】上記のＡＧＣおよびローテータの式は両方
とも誤差駆動のアルゴリズムであり、したがって、最急
峻降下勾配のアルゴリズムではないことに留意された
い。ＡＧＣおよびローテータは初期収束をより速くする
ことができるが、このタイプの方法は定常状態の間の最
適な収束性能を提供しない。したがって、ＬＭＳのアル
ゴリズムが性能を改善するために定常状態において使わ
れるべきである。上記のように、ＬＭＳのアルゴリズム
は入力パワーに依存するアルゴリズムなので、高い方の
ビンに対して入力パワーを高めるためにイコライザの前
にＡＧＣが依然として必要である。本発明の原理に従っ
て、初期化時に、あるいはスタートアップ時に使うため
の、そのようなＡＧＣ＋ローテータに対する等価な４フ
ィルタ構造の一例が図９に示されている。図８の構造と
図９の構造とは等価であることが分かる。スタートアッ
プにおいては、図９の複素フィルタが上記の式（１５）
においてローテータに対して提供された方法によって更
新される。定常状態の間にＬＭＳのアルゴリズムを使う
ように切り換えるために、ローテータからの複素フィル
タが以下の式のように変換される必要がある。
とも誤差駆動のアルゴリズムであり、したがって、最急
峻降下勾配のアルゴリズムではないことに留意された
い。ＡＧＣおよびローテータは初期収束をより速くする
ことができるが、このタイプの方法は定常状態の間の最
適な収束性能を提供しない。したがって、ＬＭＳのアル
ゴリズムが性能を改善するために定常状態において使わ
れるべきである。上記のように、ＬＭＳのアルゴリズム
は入力パワーに依存するアルゴリズムなので、高い方の
ビンに対して入力パワーを高めるためにイコライザの前
にＡＧＣが依然として必要である。本発明の原理に従っ
て、初期化時に、あるいはスタートアップ時に使うため
の、そのようなＡＧＣ＋ローテータに対する等価な４フ
ィルタ構造の一例が図９に示されている。図８の構造と
図９の構造とは等価であることが分かる。スタートアッ
プにおいては、図９の複素フィルタが上記の式（１５）
においてローテータに対して提供された方法によって更
新される。定常状態の間にＬＭＳのアルゴリズムを使う
ように切り換えるために、ローテータからの複素フィル
タが以下の式のように変換される必要がある。
【数１７】
【００３４】これが行われると、ＬＭＳのアルゴリズム
は定常状態の間に使うために図１０に例示されているよ
うに実装される。定常状態においては、図１０の複素フ
ィルタが式（３）に与えられているアルゴリズムによっ
て更新される。
は定常状態の間に使うために図１０に例示されているよ
うに実装される。定常状態においては、図１０の複素フ
ィルタが式（３）に与えられているアルゴリズムによっ
て更新される。
【００３５】ＤＭＴの装置の受信機部分において使うた
めに本発明の原理に従うスタートアップの定常状態が、
各ビンに対して図１１に示されている。ステップ８０５
において、ＤＭＴ装置の受信機部分はＡＧＣ＋ローテー
タを使って収束を開始する（たとえば、図９に示されて
いる構造）。ステップ８１０において、信号の状態が到
達しているかどうかをチェックすることによって、スタ
ートアップから定常状態へ切り換えるかどうかの決定が
行われる。普通、これはこの分野の技術において目が十
分に開いているかどうか（上記のように）を決定するこ
とを指す。この手順のステップ８１０をスケジュール駆
動、イベント駆動、あるいはその両方にすることができ
る。スケジュール駆動の方法では、切換えがある固定の
回数Ｋの繰返し後に発生する（それはたとえば、カウン
タによって決定することができる）。この方法はＫ回の
繰返しの後、ある種の目の開きの量を仮定する。（図５
に特性付けられたチャネルでのシミュレーションは、Ａ
ＧＣ＋ローテータの組合せが１００回の繰返し以内です
べてのチャネルに対して目を開くことを示している。）
イベント駆動の方式では、ある品質の目の開きが達成さ
れた時に切換えが発生する。これはたとえば、ＭＳＥを
絶えず監視していて、ＭＳＥがあるしきい値Ｓ以下にな
った時に切換えを行うことによって実行することができ
る。目が十分に開いていた場合、受信しているＤＭＴ装
置はステップ８１５においてＬＭＳの適応アルゴリズム
へ切り換わる（たとえば、図１０に示されている構
造）。定常状態においては、ＡＧＣがそのチャネルのダ
イナミックスを追跡するために絶えず更新されるように
するか、あるいはＡＧＣの更新が適応のゆらぎを減らす
ために停止されるようにするかのいずれかを行うことが
できる。上記の結果として、そして本発明の原理に従っ
て、ＡＧＣのフィルタを使って入力パワーを増加させる
ことはＤＭＴのアプリケーションに対する収束レートの
改善につながる。
めに本発明の原理に従うスタートアップの定常状態が、
各ビンに対して図１１に示されている。ステップ８０５
において、ＤＭＴ装置の受信機部分はＡＧＣ＋ローテー
タを使って収束を開始する（たとえば、図９に示されて
いる構造）。ステップ８１０において、信号の状態が到
達しているかどうかをチェックすることによって、スタ
ートアップから定常状態へ切り換えるかどうかの決定が
行われる。普通、これはこの分野の技術において目が十
分に開いているかどうか（上記のように）を決定するこ
とを指す。この手順のステップ８１０をスケジュール駆
動、イベント駆動、あるいはその両方にすることができ
る。スケジュール駆動の方法では、切換えがある固定の
回数Ｋの繰返し後に発生する（それはたとえば、カウン
タによって決定することができる）。この方法はＫ回の
繰返しの後、ある種の目の開きの量を仮定する。（図５
に特性付けられたチャネルでのシミュレーションは、Ａ
ＧＣ＋ローテータの組合せが１００回の繰返し以内です
べてのチャネルに対して目を開くことを示している。）
イベント駆動の方式では、ある品質の目の開きが達成さ
れた時に切換えが発生する。これはたとえば、ＭＳＥを
絶えず監視していて、ＭＳＥがあるしきい値Ｓ以下にな
った時に切換えを行うことによって実行することができ
る。目が十分に開いていた場合、受信しているＤＭＴ装
置はステップ８１５においてＬＭＳの適応アルゴリズム
へ切り換わる（たとえば、図１０に示されている構
造）。定常状態においては、ＡＧＣがそのチャネルのダ
イナミックスを追跡するために絶えず更新されるように
するか、あるいはＡＧＣの更新が適応のゆらぎを減らす
ために停止されるようにするかのいずれかを行うことが
できる。上記の結果として、そして本発明の原理に従っ
て、ＡＧＣのフィルタを使って入力パワーを増加させる
ことはＤＭＴのアプリケーションに対する収束レートの
改善につながる。
【００３６】図６のＡＤＳＬシステムにおいて使うため
に本発明の原理を具体化しているＡＤＳＬ装置の例４０
０が図１２に示されている。ＤＳＬ装置４００はＤＭＴ
変調器４８５と、ＤＭＴ復調器４９５（上記のＡＧＣ＋
ローテータを含む）と、ハイブリッド１３５と、コント
ローラ４９０とを含み、コントローラ４９０はこの分野
の技術において知られているような、メモリ付きのスト
アード・プログラムのコントローラである。ＤＭＴ変調
器４８５は、ハイブリッド１３５およびコンバイナ／ス
プリッタ１５０を経由してツイスト・ペア１５１上で送
信するためのＡＤＳＬ信号を形成する。ＤＭＴ復調器４
９５は、コンバイナ／スプリッタ１５０およびハイブリ
ッド１３５によって提供される受信されたＡＤＳＬ信号
からデータを復元する。コントローラ４９０はシグナリ
ング４９６および４９７をそれぞれ経由してＤＭＴ変調
器４８５およびＤＭＴ復調器４９５からの情報を制御し
て受信する。
に本発明の原理を具体化しているＡＤＳＬ装置の例４０
０が図１２に示されている。ＤＳＬ装置４００はＤＭＴ
変調器４８５と、ＤＭＴ復調器４９５（上記のＡＧＣ＋
ローテータを含む）と、ハイブリッド１３５と、コント
ローラ４９０とを含み、コントローラ４９０はこの分野
の技術において知られているような、メモリ付きのスト
アード・プログラムのコントローラである。ＤＭＴ変調
器４８５は、ハイブリッド１３５およびコンバイナ／ス
プリッタ１５０を経由してツイスト・ペア１５１上で送
信するためのＡＤＳＬ信号を形成する。ＤＭＴ復調器４
９５は、コンバイナ／スプリッタ１５０およびハイブリ
ッド１３５によって提供される受信されたＡＤＳＬ信号
からデータを復元する。コントローラ４９０はシグナリ
ング４９６および４９７をそれぞれ経由してＤＭＴ変調
器４８５およびＤＭＴ復調器４９５からの情報を制御し
て受信する。
【００３７】前記は単に本発明の原理を示しており、こ
の分野の技術に熟達した人であれば、ここには明示的に
は記述されていないが、本発明の原理を具体化し、そし
て本発明の精神および範囲内にある数多くの代替装置を
考案することができることを理解することができるだろ
う。たとえば、本発明の概念がここでは、たとえば、Ｄ
ＭＴ変調器などのディスクリートな機能的ビルディング
・ブロックで実装されているように示されたが、それら
のビルディング・ブロックの任意の１つまたはそれ以上
の機能を、１つまたはそれ以上の適切にプログラムされ
たプロセッサ、たとえば、ディジタル信号プロセッサな
どを使って実行することができる。
の分野の技術に熟達した人であれば、ここには明示的に
は記述されていないが、本発明の原理を具体化し、そし
て本発明の精神および範囲内にある数多くの代替装置を
考案することができることを理解することができるだろ
う。たとえば、本発明の概念がここでは、たとえば、Ｄ
ＭＴ変調器などのディスクリートな機能的ビルディング
・ブロックで実装されているように示されたが、それら
のビルディング・ブロックの任意の１つまたはそれ以上
の機能を、１つまたはそれ以上の適切にプログラムされ
たプロセッサ、たとえば、ディジタル信号プロセッサな
どを使って実行することができる。
【００３８】また、本発明の概念が特定のＡＤＳＬ Ｄ
ＭＴのバンド幅割当て方式を使って示されたが、本発明
の概念は一般に、１．１ＭＨｚ以上に拡張するバージョ
ンおよび対称のＤＳＬを含めてＡＤＳＬ ＤＭＴに適用
される。さらに、本発明の概念を任意のマルチトーンま
たはマルチキャリヤ、通信システムＤＳＬまたは他のシ
ステムに適用することができる。さらに、上記の方式は
トレーニング・シーケンスが不要であるという追加の利
点を提供したが、本発明の概念はトレーニング・シーケ
ンスが使われる時の収束も改善する。
ＭＴのバンド幅割当て方式を使って示されたが、本発明
の概念は一般に、１．１ＭＨｚ以上に拡張するバージョ
ンおよび対称のＤＳＬを含めてＡＤＳＬ ＤＭＴに適用
される。さらに、本発明の概念を任意のマルチトーンま
たはマルチキャリヤ、通信システムＤＳＬまたは他のシ
ステムに適用することができる。さらに、上記の方式は
トレーニング・シーケンスが不要であるという追加の利
点を提供したが、本発明の概念はトレーニング・シーケ
ンスが使われる時の収束も改善する。
【図１】従来の技術のＡＤＳＬ通信装置を示す図であ
る。
る。
【図２】ＡＤＳＬのバンド幅割当ての一例を示す図であ
る。
る。
【図３】従来の技術のＡＤＳＬ通信装置のもう１つの例
を示す図である。
を示す図である。
【図４】１タップ複素フィルタを示す図である。
【図５】８，０００フィートのＵＴＰケーブルに対する
チャネル減衰のグラフの一例を示す図である。
チャネル減衰のグラフの一例を示す図である。
【図６】本発明の原理によるＡＤＳＬ通信システムを示
す図である。
す図である。
【図７】本発明の原理による受信機の一部分を示す図で
ある。
ある。
【図８】本発明の原理によるＡＧＣ＋ローテータ構造の
一例のブロック図を示す図である。
一例のブロック図を示す図である。
【図９】ＡＧＣ＋ローテータに対する４つの等価なフィ
ルタ構造の例を示す図である。
ルタ構造の例を示す図である。
【図１０】定常状態の間にＬＭＳアルゴリズムを利用し
ているＡＧＣ＋イコライザの一例を示す図である。
ているＡＧＣ＋イコライザの一例を示す図である。
【図１１】本発明の原理によるスタートアップ手順の一
例を示す図である。
例を示す図である。
【図１２】本発明の原理によるＡＤＳＬ装置を示す図で
ある。
ある。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジーン−ジャキーズ ワーナー アメリカ合衆国 07733 ニュージャーシ ィ，ホルムデル，ホルムデル ロード 852 (72)発明者 ジアン ヤン アメリカ合衆国 07746 ニュージャーシ ィ，マールボロー，ホイットニー ドライ ヴ 10
Claims (14)
- 【請求項１】 マルチキャリヤの装置において使うため
の方法であって、 マルチキャリヤのデータ信号を受信するステップと、 前記キャリヤの少なくとも１つが自動利得制御要素およ
びローテータ要素によって等化されるように受信された
マルチキャリヤ・データ信号を処理するステップとを含
む方法。 - 【請求項２】 請求項１に記載の方法において、前記自
動利得制御要素およびローテータ要素が、複素有限イン
パルス応答フィルタの代わりに使われる方法。 - 【請求項３】 請求項１に記載の方法において、前記マ
ルチキャリヤのデータ信号がディスクリートのマルチト
ーン（ＤＭＴ）信号である方法。 - 【請求項４】 請求項１に記載の方法において、前記マ
ルチキャリヤ装置が非同期ディジタル加入者回線（ＡＤ
ＳＬ）装置である方法。 - 【請求項５】 受信装置であって、 各信号が１つのシンボル・ストリームを表している複数
の信号を提供するための高速フーリエ変換要素と、 前記複数の信号の少なくとも１つを等化するための少な
くとも１つの自動利得制御およびローテータ要素とを含
む受信装置。 - 【請求項６】 請求項５に記載の受信装置において、前
記複数の各信号に対して１つずつの、複数の自動利得制
御およびローテータ要素を含む受信装置。 - 【請求項７】 請求項５に記載の受信装置において、前
記高速フーリエ変換要素が受信されたマルチキャリヤ信
号を処理するようになっている受信装置。 - 【請求項８】 請求項７に記載の受信装置において、前
記受信されたマルチキャリヤ信号がディスクリート・マ
ルチトーン（ＤＭＴ）信号である受信装置。 - 【請求項９】 請求項５に記載の受信装置において、前
記受信装置が非同期ディジタル加入者回線（ＡＤＳＬ）
の装置の中で使うためのものである受信装置。 - 【請求項１０】 マルチキャリヤ装置において使うため
の方法であって、 スタートアップ・フェーズの間に自動利得制御要素およ
びローテータを使うことによって、受信されたマルチキ
ャリヤ・データ信号の少なくとも１つのキャリヤを処理
するステップと、 定常状態のフェーズの間にイコライザによって処理され
る前に自動利得制御要素を使うことによって、前記少な
くとも１つのキャリヤを処理するステップとを含む方
法。 - 【請求項１１】 請求項１０に記載の方法において、信
号の状態が前記受信されたマルチキャリヤ信号に対して
到達していることを決定した時に、スタートアップ・フ
ェーズから定常状態のフェーズへ切り換えるステップを
さらに含む方法。 - 【請求項１２】 請求項１１に記載の方法において、前
記信号の状態がイベント駆動である方法。 - 【請求項１３】 請求項１１に記載の方法において、前
記信号の状態がスケジュール駆動である方法。 - 【請求項１４】 請求項１０に記載の方法において、イ
コライザにおいて最小平均二乗法タイプのアルゴリズム
を使うステップをさらに含む方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/199,775 US6452987B1 (en) | 1998-11-25 | 1998-11-25 | Fast start-up in discrete multi-tone (DMT) based communications system |
| US09/199775 | 1998-11-25 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000165347A true JP2000165347A (ja) | 2000-06-16 |
Family
ID=22738975
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11333578A Pending JP2000165347A (ja) | 1998-11-25 | 1999-11-25 | ディスクリ―ト・マルチト―ン（ｄｍｔ）ベ―スの通信システムにおける高速スタ―トアップ |
Country Status (4)
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