TW432843B - Receiver for a digital transmission system - Google Patents

Description

經濟部中央標準局員工消费合作社印製 A3 沙43· _^ 五、發明説明（1 ) 本發明與一種用於利用一非同調傳輸方法的數位傳輸系 統的接收機有關，接收機中包含了一個等化器，用於形成 藉由可描述傳輸性質的脈衝回應h[k]從所接收的符元r[k]由 傳輸頻道傳輸的一符元序a[k]的怙算値3 本發明進一步與一種用於利用一非同調傳輸方法的數位 傳輸系統的等化器以及一種用於利用一非同調傳輸方法的 數位傳輸系統的行動無線電電話有關。 此類接收機乃用於數位傳輸系統中，舉例來説用於依薛、 各種國際標準的數位行動無線電電話中，其傳輸系統至少 包含了一發送器、一傳輸頻道和一接收機。在發送器（例如 在無線電電話中的具有A/D (類比/數位）轉換器的麥克風） 中的資料源會產生一個二元的符元序d[i]e{0 ; ，此符元 序接著經利用 MDPSK (M-ary Differential Phase Shift Keying) (M元差別移相鍵控））調變法進行調變。在QPSiC調變（四元 移相鍵fe ’ Μ = 4 )中，舉例來説’轉換器（mapper)中的二連 續位元（00 ’ 01 ’ 10，1 I)會呈現在QPSK符元a[k]上。這些符 元在一預編碼器中經過差別編碼，因此產生符元 b[k]=a[kj . b[k-l]。結果是這些符元並非由載波頻率的絕封 相位位；1來決定，而是由上一符元的相位之置（可被用於具 有非同調接收法的接收機中）的差異決定。一絕對相位之置 的決定在解調變時會產生問題。利用四元DPSK：調變法，在 符元00，01，10和π下，在連續的0。，90。，180。和-90。（利用 π/4 QDPSK，則分別是45。，135。，-135。和-45。）的符元間會 有相位差。在使用符元（QDPSK)的差別預編碼時，也是攱 4 -----.------士衣------ΐτ (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 本纸張尺度適用中國國家標华（(；>^)/\4規格（2!0:'<297公釐） 經濟部中央標隼局—工消費合作社印製 ^2Bd3j_- 五、發明説明（2 ) 視爲是一弗同調傳輸法。 符元b[k]序列乃紅拖可能是時間變動的傳輸頻道（具有失 眞和雜訊效果）頻道傳送。在一接收機輸入階段時，所接收 的符元r(t)經利用符元鐘T取樣，取樣瞬間}乃由一同步 器決定。於是可得到離散序荈r，ik]=r(kT+tQ) 3對所接收符元 r_[k】的平均値接著予以作標準化可以得到平均値1的符元 啦卜符元r[k]可以用想要的y[k](加入一干擾値n[k])來表 示。雜訊序列n[k]可以假設成白高斯（Gaussian)雜訊3 藉由使用等化器（equali2；er)，一接收機從所接收信號的取 樣値可估算出符元a[k-knm]序列，而此序列必須是所傳輸序 列a[k]的最大匹配値，除延遲、_外3資料序列d[i】的估算値 藉由轉換從符元a[k-kmax]中得出。爲了單純明瞭，傳輸脈 衝的形成、高頻調變和傳輸增益，和在接收端的高頻解調 變和接收濾波便略而不提，只提出基（頻）帶模型。在時間 不交的頻道中發送器端的符元b[k]和所接收符元rR]間的全 部傳輸頻道之傳輪特質經分別結合成符元時鐘模型中的整 體脈衝回應h(t)或h[k]。若是在時間變動頻道中，亦即在特 質乃以時間爲依據時，頻道的傳輸特質可以用頻道腺衝回 應1ΐ[τ，t]來表tjt 0以下，爲了解釋明瞭方便，依時問變動的 方式並不列入考慮。在頻道中，脈衝回應h(t)算是傳輸特質 之一，線性失眞傳輸頻道的符元間干擾（Inter_Symb〇1 interference, ISI)也是，其中ISI是因信號之多路徑傳送產 生。在非同步化局部振盪器（L〇)中的具有高頻載波信號的 基喷b唬混合體會導致在接收時產生額外符元間干擾的相 -5- !. 111 II 1 —I !— 1—li 衣 i J—1 ί - -- -----1_ι τ^. (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ^紙張尺度適用中国國家標準（CNS ) Λ4規格（21〇χ 297公费） 經濟部中央標準局男工消费合作社印製 在 328 43· A7 ________ B7 五、發明説明（3 ) 位和頻率偏移》 當2有非同調接收法的接收機有傳輸頻道（在時段1^中接 收的符元也爻L-1之前的符元影響）時，它們在所接收符元 被偵測到時會具有高位元差誤率α L表示在時段k中被重疊 成多路徑傳送的符元數，舉例來説，其可以以傳輸頻道（具 有離散頻道脈衝回應h=[h⑼，h⑴，…h(lM)D的記憶體長度 L-1表示並會導致符元間干擾（ISI) 3此重疊會得到一個可以 由以下總和式表示的所想要符元y[k]序列 L-1 yik] = h[f].b[k-f] t 0 在約翰G.普羅克司（John G. Proakis)於1995所著“數位通 訊（Digital Communications)”，第 3 版，MgGraw-Hill國際版 中提到具有無脈衝干擾頻道的差別PSK (DPSK)接收法。從 第2 74頁之後述及差別編碼、相位調變信號的接收3如所接 收符元r(t)的處理，載波信號的相位位置無須估算。利用接 收信號r(t)的取樣値r[k]乘以上一 r*[k-1 ]値的共軛複數，載 波信號的相位位置會從所定義的方程式中消失，在瞬時k 的信號相位角度和上一信號（k-〗）的相位角度間的差値須要 被偵測。結果是M D P S 1C法也被稱作是一種非同調接收法。 因爲頻道記憶體在此方法中不用，具有符元間干擾的頻道 的位元差誤率非常之高。 從國際電機暨電子雜誌在通訊的選擇區域（第丨4册，第3 號，丨996年4月出版，第5 12-520頁）中由阿里.馬迅查德（Ali Masoomzadeh)和蘇巴瑞揚.帕速帕违（Subarayan Pasupathy)所 (請先闉讀背面之注意事項再填寫本頁) ,4

.1T -6- _ — 本纸張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（297公爱） A3^d3 ^五、發明説明U ) 經濟部中央標準局員工消f合作社印製 著的“利用非同調解調變的路徑衰減頻道之非線性均衡，，一 文中敛及了 MDPSK調變信號的等化器。爲了這些MDps{^^f 號接著提出了 一種利用失眞傳輸頻道和弈線性符元間干^ (ISI)的接收方法，其中干擾乃來自接收機中的差別。在此 非同調接收機中1測時使用了一判定反饋均；靡 feedback equalization, DFE)。因爲非^性失眞造成差別，於 是無法使用傳統的DFE。因此有必要利用也將圖2的非線性 失眞列入考慮和第四章的描述的修正過之DF£方法來解釋 MDPSK信號的非線性DFE均衡，就均衡作用而言，接收機 中的等化器乃在差別解碼器之後3此等化器可對差別解碼 益產生的非線性[si予以均衡。此一非同調接收法在無頻率 和相位偏移下明顯地在傳輸頻道上較之同調法的效果爲 差3在功率效率上與最適的同調MLSE (最大可能序列估算） 接收機相較下損失了超過8分貝。 因此本發明的目標之一便是提高接收品質，亦即提高估 异符几與在#同調傳輪法與在具有符元間干擾的傳轎頻道 中的被傳輸符元之間的關蹋性。 此目標之達成在於能決定出所傳輸符元a[k]序列的估算値 *[k] ’等化器可以利用執行一非同調的最大可能序列估算 (MLSE)法來達成。根據MLSE法，估算値叩】乃藉由利用— 預先&定、不受干擾的想要之符元y[k]和與所接收符元 序列相關的已定義機率密度函數來求出，而所想要之符元 序列或非同調牡則無須列入考慮3想要的符元y[k]之未受 干谩序列乃藉由已知頻道酿衝回應h[k】（除了絕對相位外） (請先閱讀背面之洼意事項再填寫本頁)

(210X297公釐） A7 B7 Λ32Β 43 --------- 五'發明説明（5 而* ，而每個可能的傳輸符元a[k]序列乃由N+1個符元組 成。在決疋符元a[k]傳輸序列上，符元““序列與所接收符 疋y[k]序列的關聯機率乃藉由機率密度函數達到最大，而 T用非同調MLSE法的y[k]的絕對相位在最大化上並备助 敬。此最大化會形成，最小差誤機率序列，其接著可形成 傳輪符元a[k]序列的估算値s[k]序列。此代表經利用非同調 傳輪法達成最適的序列i[k]和序列a[k]之間的關聯性已求 出。當一嚴格之單調指數函數被用於此機率密度函數時， 可以得到一度量値Λ的較簡單最小化而非最大化。此最 適、非同調的度量値Λ便可求出最佳的傳輸符元a[k]序列 的估算値。等化器可以包含例如所接收符元r[k]和整體脈衝 回應h [ k ]可被送往和可執行用以決定傳輸符元& [ k ]的估算馇 a[k]所必需運算的數位信號處理器或另一處理器。 在本發明接收機的一有利施例中，等化器將所接收符元 r[k]分成至少兩個各自至少含有兩個符元的符元區段，形成 至少被一符元r[k]重疊的符元區段並形成由符元區段组成的 傳輸符元a[k]符元區段之估算値i[k]。最適量値λ因爲不具 有遞迴結構，此量値；I的評估變得很貴成本。一個節省成 衣的作法乃藉由形成符元區段方式達成a針對此目標，等 化器可以將所接收符元，舉例來説，寫進緩衝區記憶體中 並开;5成符元區段’在區段中其可順序地讀出一可定義的符 元量（一符元區段）並將它們應用估算法來估算。例如數位 記憶體接著可被用以作爲緩衝記憶體（當數位信號處理器開 始控制時）。最好是記憶體和處理器能整合成一 IC (積體電 -8 - 本紙張尺度適用中國国家標準（CMS ) A4規格（210X297公釐） -----------^-- (請先聞讀背面之注意事項再填寫本頁) 訂 M濟部中央標準局員工消费合作社印製 A7 B7 4328 43 * ------—__ 五、發明説明（6 ----------於------1Τ (請先閒讀背面之注意事項苒填寫本頁) 路）上。結果是存在緩衝記憶體的所接收符元忖幻序列接著 被再切割成具有各別具有NB> 1長度的Ns個符元區段。爲了 找出估算値’須考慮N+L-1個符元’所以得到了 ％(Νβ-丨）= N+L-1。至少被—個符元重疊的連續符元區段，亦即—符元 區段的最後符元在下一符元區段開始時被重複著。這對提 供一個可適用於非同調接收法的各符元區段的參考相位是 必要的。對符元區段在次適（sub_〇ptimum)量値的最小化對 應到符元區段的一诂算値時會使次適量値（區段量値）從最 適量値中產生。區段量値具有遞迴結構，因此成本的節省 便可能達成。估算値i[k]的信賴度和執行成本在符元區段長 度增加時得以加強和下降，所以在功效和成本之間可以達 到一個妥協解。 在本發明一較適施例中，等化器藉由威特比（vjterbi)演算 法執行傳輸符元a[k]序列的符元區段中的估算。藉由已知 的威特比演算法得到的區段量値在成本節省上具備和使用 遮迴結構的優點一樣.每一所接收符元啦]序列的符元區段 接著及時地對應至分配到威特比演算法的格構（trelHs)中的 一階。 經濟部中央標準局Μ工消费合作社印製 另外的較適施例巧定義於最後的附屬申請專利範圍中3 更特別的是模擬中已證明了由等化器將所接收符元r[k]序列 的再分割成3個或2個符元的符元區段是有利的。而且依昭 本發明的接收機在等化器組成由只有—符元叫重#的符元 區段時在設計上是最有效的。 木發明的目標也可由等化器和具有本發明性能的行動無 -9- 本纸張尺度適同中國國家標準（CNS > Α4規格（210X29?公釐 A7 B7 d32B43 * 五、發明説明（ 線電電話來完成。 本發明的上述這些以及其它層面在對照以下所述之施列 後會變得更明瞭》 圖中： 圖1表示一傳輸系統的簡化方塊圖； 圖2表示在基帶模型中數位行動無線電電話的傳輸系統的 方塊圖： 圖3表示傳輸系統的一符元時鐘模型的方塊圖，和 圖4將所接收符元序列分割成符元區段的具有序列推算之 非同調接收機的方塊圖。 在圖1中所表示的是依照本發明，包含了一發送器1、一 傳輸頻道2和一接收機3的數位傳輸系統的—簡化方塊圖a 圖2乃更詳細地表示了傳輸系統的一基帶模型的方塊圖3 一具有择線電電話的發送器中的A/d轉換器麥克風產生一 個經QPSK (四元移相鍵控）調變所調變的二進位符元 d[i]e{〇: 1}的序列。在轉換器4中的二連續的位元（〇〇,〇1， 10，U)接著會出現在一 QPSK符元a[k]上。這些傳輸符元3[乂] 經過在一差別編碼器5中預先編碼，所以得到符元 b[k]=a[k]，b[k-l]。結果是依照一非同調法，符元a[k]並非 由載波頻率的絕對相位位置決定，而是由介於b[k]和上一 符元b[k-】]之間的差異所決定。在四元調變中，具有 介於依照符元〇〇，0 1，1 〇和丨1的連續符元間的〇。，9〇。，丨8〇。 和-90°的相對相位差異b[k]。 藉由具有腺衝回應hs(t)的傳輪脈衝發生器由符元b[k]組成 -10 良纸張尺度適用中國國家標孪（CNS ) Λ4規格（ZlOX297公釐） (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 訂 經濟部中央標準局員工消费合作社印製

-HI 經濟部中央標準局員工消费合作杜印製 A7 B7 五'發明説明（8 ) 的傳輪信號乃經由一儘可能依時間變動的傳輪頻道？所傳 送。頻道脈衝回應以〇也將符元間干擾（iSi)列入考慮。在一 接收機輪人級6中，所接收符切)經如所要求的被過渡、 利用符元時鐘T取樣、接著加以標準化和轉回，如此可得 到-所接收符元叫的序列。針對從傳⑴、頻道 hc⑴和接收濾波器傳送的所形成之整體脈衝回應分別在符 元時鐘模型中被標示爲h⑴和h〖k]。整體脈衝回應可利用_ 已知的訓練序列以習慣方式來値算，因爲其對知道它的絕 對相位而言並非必㈣。序列啦]經送到藉由#算之整體脈 衝回應h[k]組成傳輸符元啦]的估算値i[k_k_]的一接收機7 上’其中kmax表7JT符元的延遲。 圖3表示傳輸系統的符元時鐘模型，其中產生於傳輸系統 中的信號經以在時鐘瞬時k的符元來表示3傳輸符元“…經 由一具有總合脈衝回應h[k]的總合傳輸頻道12來傳送，因 此會產生無雜訊的接收符元y[k]。這些符元y[k】在假設有符 元n[k]經依照高斯曲線和一未關聯方式再分割時被一雜訊 値n[k]重疊。重疊的y[k]和n[k]組成了接收的符元r[k]a 在利用MDPSK由產生符元間干擾（ISI)的一線性失眞頻道 傳送的情沉下，所取樣的接收信號可在限制雜訊頻寬的遇 濾和利用符元時鐘取樣後依照 r[k] - iik].b[k-i/] - n[kj, /,, V，。 、^ 以一離散時間方式來表示’其中k e Z表示離散時間以及異 有整體傳輸系統的長度L的h[k]之離散時間腺衝回應。所有 -11 - 本纸張尺度適用中國國家標隼（CNS ) Λ4规格（210X297公釐） --------r--' 衣—， (請先鬩讀背面之注意事項再填寫本頁j 訂 A7 B7 4328 43 · 五、發明説明（9 這裡所描述的信號乃根據它們的等效複基帶信號，而名目 載波頻率被當作是一參考頻率。差別預編瑪的jy【DPSK符元 b[k]乃藉由等式 b[k] = a[k] * b[k-l] ⑵ 從MDPSK 符元 a[k]中求得，其中a[ · 二〇，.·.，μ]; λ e {Ο ’ π/Μ}}。符元a[k]接著可由一 μ値符元字母（例如依 照美國標準15-136利用行動無線電電話，]^=4，几=^/4)取 得。只有依照等式（2 )差別預編碼能使利用非同調接收機~ 事變得可能。雜訊序列n[k]被假設是白高斯雜訊。在像是 15-54，18-136或？0(：(日本標準）的行動無線電電話中，在 接收機輪入級中的接收濾波器具有一個連續干擾取樣値n[k] 隨之在後的稱爲渥若一倪查式（Wurzel-Nyquist)的特性°假 敌接收渡波器具有不同特性，則可提供額外的變白 (whitening)濾波器。Θ代表一任意、但只能在具有載波頻率 偏移的頻道中滿足的常量相位S無論如何，非同調接收機 不受頻率偏移影響，因爲由頻率偏移造成的相位旋轉不會 全部在非同調接收機中加在全部的符元上，其作法有異於 同調性接收機》 經濟部中央標率局員工消費合作社印製 以最大可能（maximum criterion)標準來看，最適的非同調 接收法無法以其原始形式來執行^對最適法的修改會變成 多符元最大可能序列估算（Maximum Likelihood Sequence Estimation，MLSE)法，此法在藉助於已知的威特比演算法 下可以達成成本節省的目標= 以下乃是在ML標準下得出一最適的非同調量値，此量値 -12- 各紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) Λ4規格（210X29?公釐） (4) 經濟部中央橾準局貝工消资合作社印製 A7 B7 五、發明説明（1〇 ) 有可能決定出具有最大可能的傳輸MPSK序列（a[k】〉!* β就此 層面必須指出的是MPDSK序列屬於MPSK序列〈bfk%。Μ〇] 接著只須用於決定參考相位，因此無須攜帶資訊^總之有 ΜΝ個可能的不同的傳輸序列（a[kjf 。爲了區分個別的序 列，它們被分別標以指標μ( 1 )£μ€ΜΝ : (%【k]广或〈b」k〇對每 一可能的傳送而言，序列屬於一個別未失眞的接收序 列所接收序列的長度從N到N+L-1是因爲頻道具 有L-1符元的記憶體長度的事實所造成。yjk]乃由： (3) 的等式所得到。

爲了非同調MLSE估算値，須考慮所接收符元的序 列（「丨(Of 乂依照在MLSE法的習慣，通常假設符元Mk] ’ k<0 而且k>N是已知對此法的一簡化數學描述來説，引進以 F的定義是有用的： r s(f|〇j,r【ij,...,r|N + L-"U)T -、 ,ΜΓ (5) 有了這些定義和等式（1)之後，有關具有一假設的想要信 號和假設的載波相位差異Θ的假設向量冗的複接收向量Y的 特定高斯機率密度函數fp.9(彳I矽可被表示成： i r^ei'· y^ll: i[k] II . || 2表示由黑點 13- =^-- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 丁 、-·3 ⑹ ____ {Π 〇n)U， n接著可表示成雜訊n[k]的變異數 .exp 木紙張尺度通用中國国家標率（CNS ) 格（210 x趵7公釐） 11 4328 43 *五、發明說明（ Α7 Β7 代表的向量的L2標準。表示傳輸序列數μ的々^(H外的直接 —又化是不可能的，因爲此函數仍須取決於未知的相位 θ °利用非同調接收法，Θ可被假設成在時段['π，π]中是平 iij 八 刀配。以此方式便有可能形成與Θ有關的邊際分 配 : 由此導出 ⑺ -exp 1 Γί * ，1 _ 1 N^L-1 [ ~~τ Σ ΠΓί^Ι2 + lYplkH^ 〇ti k-0 ’〇 2 Σ r^)-y；[kj k-0 ⑻ 有關μ的ΑτίΤ^)極大化產生具有最小差誤機率的傳輸序 列的估算可能値。藉由數種修改，的極大化可被表 示成與量値:極小化等效 Σ ΙΥ川卜丨η 2 X； r[k].y；[k) ⑼ 鲤濟部中央橾準局員工消费合作社印製 產生在等式（9)中的零階貝色（Bessel)函數10(.)的第一類型 在量値產生時會發生問題。然而利用近似値ln(I()(x>x-2.4是 可能的。經由模擬，則此近似値的使用不會導致任何此方 法效率的任何可衡量損失是可以確立的。當使用了此近似 値和額外的修正後，依照等式（9 )的量値可變成以下形態： = Σ卜"㈨ (i〇) -14- 本紙張又度適用中國國家標準（CNS ) Μ規格（210x297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁；}

Λ328 43 * A7 B7 五、發明説明（12 此量値是一最適的非同調MLSE量値，它允許在接收的符元 r[k]的絕對相位未知下產生所傳輸符元序列的最佳可能估算 値。 因爲根據等式（10)的量値並未具有遞迴結構，所以目前 藉由威特比演算法的量値有效求得是不可能的。爲了達成 成本節省的目標，此量値可以修正。合適的修正之一乃是 將在下文描述的M s MLSE法表示。 扣八不能以遞迴表示的理由乃在於等式（1〇)中的g r[k丨々^[kj °爲了保證有遞迴性質，須要執行修正。在MSMLSE法中 此邵分將再分割成具有NB>1的區段（部分量値）1 的部分將由 Σ r|k].y；[k] k，0 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁} —々衣· 經濟部中央標準局負工消費合作社印製 「1〇]·γ"Ί〇卜卜卜[nj]·<[%」] + ....似〜-川々二[2《N3-1>] I + …+ I rUNg-1)(N8-l)).y:|(Ng_1)(NB_”]+...+r[Ng(Ne_i wNd”】|· (Π) 心乃區段的總數量。情況N + L_ hNjNy ι)須被滿足5然而在 w務上這並沒有限制，因爲在多數情況下，ΝΒ必定是很’!、 (見以Τ)而且Ν能藉由在資訊符元（例如送到行動無線電電 話的訓練序列符元）之後數個已知符元被導出所想要的數 値。在等式（丨1)中，或許可確認個別區段總是被一涸所接 收符元r[k]所重疊。此重疊對欲保留的參考相位是必要的―、 須指出的是利用MsmlSE法時，不只一個符元的重疊是有 可能的3然而此會使得執行成本上升==有了等式（10)則等 式（丨1)可定義成~ MSMLSE量値 -15- 私紙張尺度適用中賴家標翠（CNs ) 格（训心7公楚 *·1Τ 五、發明説明（13

NiS 4· {Ν *υΐΝβ-υ A7 B7 MS -Σ Σ |y,[k]|2-2t υ ν«〇 此量値亦可以遞迴式表示成： ^ίΙ*ικΜ,-υ = Ms λμν{

MS

Hrt I (ν*ΜίΝ,-ϊ)Σ rlk].y；[k] k«WN,-U V，）+ Σ I Y^Ikl f -2 k 參 υΐΝ·-υ (12) wnb-u IΣ r[k】.y:[kl k·卜”(ΝΒ-1ϊ (13) 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 MSMLSE量値的遞迴性質便可能執行威特比運算法所以 可降低成本》接著有—區段對應到屬於威特比運算法的格 構中的一分支。威特比運算法需要MSMLSE法中的ml-i狀態= Ml+n·-2 而且在每—時階飞Ι^Γ時會發|2轉換（transitions)。與同調 的MLSE相較，此表示在因子^^上的增加。據此，較同 調法爲多的轉換在Nb>2時是必須的。然而在執行MSMlse 法時’昂貴準確的頻率和相位控制可能被刪除，因爲非同 調特性使得上述的硎除能提供在提供一合適區段長度（例如 NB=3)時更節省成本。 當區段長度增加時或許可加強MSMLSE偵測的信賴度。 因爲執行成本同時上升’在實務上必須在效率及成本之間 找到一妥協點。依照本發明的MSMLSE接收機的基本架構 表示在圖4中。在緩衝體11中，所接收的符元r[k]先被結合 成一符元區段（向量）Γ ΜΝβ-·1)]=ι·[(/-·|·這些符元區段接著藉由 上述旳MSMLSE法在等化器9中被處理。爲此目的，有必要 了解傳輸系統的離散時問脈衝回應係數向量万=(//丨。 因爲此法非同調，h的相位無須知道。脈衝回應係以已知 -16- 本紙張足度遠用中國国家標準（CNS ) A4規格（2!〇Χ 297公釐） -I I - * - - IrI 1^1 I j I X. (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央樣华局員工消費合作枉印製 4 3 4 3 ^ 第881013〇3號專利申諳案 中文說明書修正頁（89年12月） 五、發明説明（14 ) 方式利用一合適頻道估算法的近似值得到並被送到等化器 9中。在v〇階的延遲之後，msmlSE等化器接著可產生估 算值（NB-1整體判定符元的）： Λ 。 V(/V”‘”,··”aIv/-v^0)(A/fi-iWrr 接著S[k]表示由接收機估算的一MPSK符元.在利用威特 比演算法的方法中延遲v 〇是無法避免的。但是對同調接收 機有效的v P5L值可能無法達到不減低效率的後果。就 M=4 ’ NB=3和L=2的情形（適用於行動無線電電話，例如 v〇=2時）就已足夠。本發明所提供的接收機具有以下優 點： _ 又 1 因為在沒有頻率和相位偏移之頻道中，已備有一小區段 長度（NB=2-3)，MSMLSE所產生的效率只較最佳的同^ MLSE法（效率約有2-3分貝的衰減）差一點，而效率可在利 用較長區段時予以改善。 2，利用ISI頻道則所用之MSMLSE可清楚地產生較所有已知 非同調接收法（已具有NB=2-3約比已知的非同調法好5_6分 貝）更好的效果。 Λ 3 .因為可對抗頻率和相位偏移’ MSMLSE法較所有已知的 同調接收法更強。以此方式便可避免得到昂貴的效和相 位控制。 元件符號說明 7接收機 9等化器 1 〇傳輸系統 丁 1緩衝器 1 2總合傳輸頻道

修正S {請先聞讀背面之注意事項再填窍本頁) -裝. 訂 線 1發送器 2傳輸頻道 3接收機 4轉換器 5差別編碼器 6接收機輸入級 -17- 本紙法尺度適用中國國家榡準（CN'S〉A4規格（210X297公釐） ' -----

Claims (1)

1. 43 28 43 · Bs -______D8 六、申請專利範圍 1. 一種利用非同調傳輸法之數位傳輸系統的接收機（7)， 該接收機包含了-等化器（9)用於藉由可描述傳輸特性 的脈衝回應h[k]產生來自所接收符元r[k]由一傳輸頻道 (2)傳送的符元a[k]序列的估算値i[k]，其中用於判定傳 輸符元序列的估算値i [k]的等化器（9 )可執行一非同調的 最大可能序列估算（MLSE)方法。 2.如申請專利範圍第夏項的接收機（7) ’其特徵爲該等化器 (9 )將所接收的符元r[k]再分割成至少兩個分別各具有至 少兩個符元的符之區段，其中等化器（9)形成至少被一 個符元r[k]重疊的符元區段，且其中等化器（9)利用符元 區段產生傳輸符元a[k]的估算値= 3·如申請專利範圍第2項的接收機（7)，其特徵爲該等化器 (9 )利用咸比（Vlterbl)演算法執行傳輸符元序列的估算。 4·如申請專利範園第2項的接收機（7 )，其特徵爲該等化器 (9 )將所接收符元r[k]序列再分割成各具有3個符元長的 付元區段。 5- 如申請專利範園第2項的接收機（7 )，其特徵爲該等化器 (9 )將所接收的符元r[k]序列再分割成各具有2個長符元 長的符元區段。 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 6- 如申請專利範圍第2項的接收機（7 )，其特徵爲該等化器 (9 )產生只由1個符元r[k]重疊的符元區段。 7- 一種利用非同調傳輸法之數位傳輸系統的等化器（9 )， 用於藉由可描述傳輸特性的脈衝回應h[k]產生來自所接 收符元r[k]由一傳輸頻道（2 )傳送的符元a[k]序列的估算 ___ - 18- 本紙張尺格（~- A8 B8 Cfi D8 4132843 · 六、申請專利範園 値W，其中等化器（9)執行-非同調的最大可能序列话 算（MLSE)法，用於決定出所傳輪苻元afkj序列的估算値 叫。 8. —種利用非同調傳輸法適用於數位傳翰系統的無線電 話，包含一個等化器（9)用於藉由可描述傳輸特性的脈 衝回應hfk]產生來自所接收符元r[k]由一傳輸頻道（2)傳 送的符元a[k]序列的估算値灯幻，其中等化器（9)執行一 非同調的最大可能序列估算（MLSE)法，用於決定出所傳 輸符元a[k]序列的估算値|[k] a -19- 本紙張尺度通用中國國家標準（CNS ) .\4说格（:wx.m !