經濟部中央標準局貝工消費合作社印笨 425794 3621-pi f I doc/002 A 7 _____B7___ 五、發明説明（丨） 本發明係有關資料通訊之領域，特別係有關屬於結合數 位使用者線（DSL)之時脈復建之資料通訊。 ’資料通訊之速度係愈來愈快。DSL之出現使得公眾交 換電話網路（PSTN)中之連接於使用者數據機與中央室數 據機間之既存銅導線上之資料通訊有可能達每秒百萬位 元之範圍。 對習知技術而言，中央室提供對PSTN存取之各使用 者。在大多例子中，使用者係經由一對扭曲銅導線連接至 中央室。中央室提供使用者至PSTN之介面。 爲有利於DSL通訊，DSL數掾機係包括於在中央室之 連線中以跟使用於兩導線對之使用者端上之DSL數據機 通訊。DSL提供比起傳統之類比電話數據機快上數百倍之 筒速多媒體服務。 DSL有數種不同架構。其中一種係提供32kbps至 8.192Mbps之資料速率之ADSL，其同時提供電話服務^ 同樣地，RASDL係相當類似於ADSL，只是其頻寬能調整 以適合特殊應用與適應線之長度與回質。更特別的是， RASDL之資料速度可向下調整至適應離中央室較遠之距 離。其他架構包括HDSL，SDSL，以及VDSL。
雖然DSL提供較高速之資料通訊，其並非全然無問 題。特別在使用於DSL通訊之較高頻率上，傳統之兩導線 介面無法提供可靠之資料信號傳送路徑或頻道。通常，干 擾信號係從頻道相當接近之第二兩導線產生於此兩導線 頻道上。此種信號可能從正與相同中央室通訊之第二DSL 4 本紙张尺度適用中國國家橾準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -(請¾¾讀背面之注項再填寫本頁) 訂 4 2579 4 3621-pifldoc/002 A7 B7 五、發明説明（之） 數據機產生。 另一個問題是此兩導線頻道本身之品質。高頻通訊通常 面臨在兩導線頻道中之較大失真。同樣地，發生頻道中之 內連線可能經過一段時間後便降低惡化或鬆掉，造成雜訊 與更進一步之信號惡化。 因此，使用DSL之資料通訊變得更容易受會造成資料 信號中斷之干擾之影響。隨著安裝更多之DSL，在兩導線 頻道間發生干擾之機率也增加。同樣地，隨著既存之兩銅 導線網路變得更舊，頻道之品質也更惡化。此外，：DSL之 普遍化與較快速之資料通訊速率，使得離中央室相當遠之 使用者也想要DSL服務。然而，較長之距離將造成較嚴重 之信號失真，因爲品質惡化，干擾與資料信號之中斷之機 會將更大。 所有問題將影響在兩導線對上傳輸之DSL信號之品 質。特別是，在接收數據中之特殊中央頻率所決定之資料 信·號之時脈復建所送出之資訊可能會損失或減少。然而， 現在有可能透過寬頻譜來傳送時序復建資訊，其中時序復 建資訊可能在沿著頻譜之中心頻率之任意數量上復建。 經濟部中央標準局員工消費合作社印裝 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 然而，信號惡化，干擾與中斷可能危害到沿著傳輸頻率 頻譜之中央頻率之任一數量所接收到之時序復建資訊。在 此例中，時序復建無法建立在此種中央頻率，接收器將需 隨機搜尋數種有可能之中央頻率直到建立時序復建爲 止。 •此命中與失誤方法將造成之資料通訊之開始中之無法 5 本紙張尺度適用中國國家標準（CMS ) A4規格（210X297公嫠） 經濟部中央橾準局貝工消費合作社印装 3621-pifldoc/002 A7 - _B7_ 五、發明説明（3 ) 忍受之延遲。因此，需要一種DSL接收器，其能快速評估 在不同中央步率接收之時序復建資訊，以決定時序復建是 否+有效建立。 本發明係有關一種評估時序向量之系統與方法以決定 時序復建是否有效建立。此系統包括時序向量之創造與評 估，以決定在既定之中央頻率之干擾與信號中斷。根據較 佳實施例，係包括邏輯電路以決定要評估時序向量之中央 頻率。頻譜帶邊緣濾波器係用以在特殊中央頻率建立時序 向量。根據第二實施例，時序向量係從導頻(pilot tone)建 立。 _其次，該時序向量係由一時序向量評估器而取樣既定數 量之時間，因而導致爲分析而儲存之數個取樣後時序向 量。此時序向量評估器包括評估在複數平面上之取樣後時 序向量之分佈以決定時序向量本身之品質之邏_電路。特 別是，狹窄之分佈代表低雜訊，干擾或資料信號中斷，因 而代表可接受之時序向量。寬分佈代表較高之雜訊，干擾 或資料信號中斷，因而代表無法接受之時序向量。 根據本發明，其揭露一種產生與評估時序向量以決定在 特殊中央頻率傳輸之資料品質之方法。該方法包括下列步 驟：產生一時序向量，對該時序向量取樣，以及藉由檢查 該取樣後時序向量以評估該時序向量之品質。評估該取樣 後時序向量之頻驟更包括檢查在複數平面上之該取樣後 時序向量之分佈。其次，該方法包括根據該取樣後時序向 量之分佈決定該時序向量是否可接受。 6 本紙張尺度_中固困家橾準（CNS ) Λ4規格< 210X297公jSlT "" (請S1*背面之注意事項再填寫本頁) :装· •訂 J，62l-pjf|cj〇c/〇〇2 A7 B7 五 、發明説明（f) 圖式之簡單說明： 爲讓本發明之上述目的、特徵、和優點能更明顯易懂， 下文特舉較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如 下： 圖1係描繪習知技術之頻譜帶邊緣時序復建系統之主 要元件之方塊圖； 圖2A係顯示無需擴大頻寬傳輸之資料信號之頻譜； 圖2B顯示使用擴大頻寬傳輸之資料信號之頻譜； 圖3係描繪本發明之頻譜帶邊緣時序復建系統之主要 元件之方塊圖； 圖4顯示從高品質時序向量取出之取樣後時序向量之 圖示； 圖5顯示從中等品質時序向量取出之取樣後時序向量 之圖不， 圖6顯示從低等品質時序向量取出之取樣後時序向量 之圖示； 圖7A係描繪圖3之時序復建系統之功能操作之流程 圖； 圖7B係圖3之頻譜帶邊緣時序復建系統之變化之圖 示； 圖8係描繪在圖7A之流程圖中之方塊之一之功能性操 作之流程圖： 圖9係描繪本發明之取樣後時序向量分佈之圖示； 圖10A係本發明之導頻時序復建系統之主要元件之方 7 經濟部中央標準局員工消費合作社印裝 3621-pifldoc/002 A 7 B7 五、發明説明（$ ) 塊圖； 圖10B係本發明之雙頻帶與導頻時序復建系統之主要 元件之方塊圖； 圖1 1係本發明之導頻之取樣後時序向量分佈之圖示； 圖12係根據較佳實施例之數據機之操作元件之方塊 圖； 圖13係描敘具Nyquist濾波器之通訊頻道之方塊圖； 圖14係描敘具Nyquist濾波器之通訊頻道之第二方塊 圖； 圖15係描繪圖12所示之同相位濾波器與正交濾波器之 操作； 圖16係使用於計算不具頻寬擴張之同相位與正交濾波 器之係數之基頻上升餘弦形脈衝之圖示； 圖17係使用於計算具頻寬擴張之同相位與正交濾波器 之係數之基頻上升餘弦形脈衝之圖示； 圖18係描繪不具頻寬擴張之傳輸頻譜之頻率圖示； 圖19係描繪根據較佳實施例之具頻寬擴張之傳輸頻譜 之頻率圖示； 圖20A係根據顯示增加頻寬之較佳實施例之擴張頻寬 之頻率圖示； · 圖20B係顯示圖20A之擴張頻寬經由接收器處理後之 效果之頻率圖示： 圖20C係顯示接收器所接收之具有增加信號強度之傳 輸頻譜之頻率圖示； s 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS > A4規格（210X297公釐） (請^V閲讀背面之注意事項再填寫本頁) - 訂 362l-pifldoc/002 A7 B7 五、發明説明（匕） 圖21係本發明之第二實施例之傳輸頻譜之頻率圖示； 圖22係本發明之第二實施例之傳輸頻譜之頻率圖示； 以.及 圖23係本發明之另一實施例之傳輸頻譜之頻率圖示。 符號說明： 55: A/D轉換器 57:第一頻帶邊緣濾波器 59 :第二頻帶邊緣濾波器 61 :再抓取資料 81 :符號 85 :合成器 1〇3 :評估器 104 :記憶体 171 :導頻帶通濾波器 174 :時序頻 、 經濟部中央標率局貝工消费合作社印袈 (請土站讀背面之注意事項再填寫本頁) 179 : BE/PT 開關 209 :編碼器 21 1 :預編碼 213 :同相位濾波器 215 :正交濾波器 219 : D/A轉換器 221 :濾波器 223 :頻道 . 225 :接收數據機 本紙張尺度適用中國國家標準（CMS ) A4規格（210X297公釐） 4257 9 4 A7 B7 3621-pifldoc/002 五、發明説明（ 237 :雜訊 239 :等化器 . 243 :傳送平方根整形濾波器 245 :接收平方根整形濾波器 255 :加總匯流排 較佳實施例 梦考圖1 ’其顯不習知技術之頻譜帶邊緣時序復建系統 49。頻譜帶邊緣時序復建系統49係主要包括一個特殊應 用積體電路（ASIC)51。ASIC51包括數個不同之副元件，其 可能包括數個微處理器或數位信號處理器，熟知此技者係 稱爲“裝置（engine)”，以及數個數位邏輯電路。特別是， ASIC51之特徵在於饋入至A/D轉換器55之資料信號輸入 53。在較佳實施例中，A/D轉換器55以信號速率之三倍對 所輸入之資料進行過度取樣。此過度取樣信號係調變成將 於底下描敘之象徵性速率。 經濟部中央揉準局貝工消費合作社印製 A/D轉換器55係與頻譜帶邊緣(BE)裝置56進行電性通 訊，該BE裝置56包括用以將從該資料信號取得之資料重 新組合之第一與第二EB濾波器57與59,以及其他數位電 路61。爲此應用，數位電路61並不實際有關於本發明之 時序復建系統之操作，其爲熟知此技者所明瞭，在此不詳 敘。
.第一與第二BE濾波器57與59也標示爲“分析用”濾波 器，其特徵在於回應於對A/D轉換器55所輸出之數位信 號輸入之複數反應，如熟知此技者所明瞭。第一與第二BE 10 本紙張尺度適用中國國家標牟（CNS ) A4规格（210X297公釐） A7 B7 425794 3621-pif!doc/002 五、發明説明（$ ) 濾波器57與59係經由第一複數通訊路徑65而與倍頻器 63進行電性通訊。第一複數通訊路徑64能對第一與第二 BE濾波器57與59之複數反應之實部與虛部部份進行通 訊。倍頻器63之輸出係熟知此技者所明瞭之時序調。此 時序調係符合於資料信號輸入53之位元率之頻率。 倍頻器63係經由第二複數通訊路徑69而與解調器67 進行電性通訊。解調器67將過度取樣資料信號復原成象 徵性速率。特別是，各複數取樣係由第二倍頻器71以相 關之複數可變數或向量e—f而倍頻，使得此三個複數取 樣^相角變得相同。注意在圖1中，此三個複數可變數e' iwf係用所接收之各複數取樣所增進之旋轉開關代表。 所得之複數可變數之値係平均以獲得單一複數取樣。 解調器67係經由電性通訊路徑77而與低通濾波器75 進行電性通訊。通訊路徑77係只通訊從解調器67之操作 所得之複數時序向量樣本之虛部部份，因其藉由對虛部咅15 份取反相正弦而提供必要之相位資訊。低通濾波器75 @ 減'少信號之任何不需要之雜訊。 相位資訊係通訊至PLLP79。此裝置特徵在數位邏輯符 號81與累積方程式F(Z)83。累積方程式F(Z)83係與位於 DDL87上而爲其操作之合成器85進行電性通訊。符號81 當成偵測時序向量之相位與合成器85所得之合成時脈之 相位間之相位差，因而導致相位誤差。此相位誤差接著儲 存於累積方程式F(Z)83內，累積方程式F(Z)83接著將此 誤差輸入至合成器85。合成器Μ使其合成之時脈輸出之 11 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS > A4规格（2丨Ο X 2们公釐> (请先®讀背面之注意事項存填寫本頁) 訂 經濟部中央標準局負工消費合作社印装 3621-ρΐΓΙάοο/αα2 Λ/ Β7 五、發明説明（q ) 相位符合，使得相位誤差減少至〇。因此，所合之時脈將 相位相同於輸入之資料信號53之時序向量。合成時脈接 著用於觸發A/D轉換器55。所以，PLLP79與DDL87係當 成鎖相迴路，此屬習知技術。 要注意上述電路可用非ASIC之其他架構完成。比如， 上述裝置必需存在於位於單一電路板上之獨自積體電路 上。同樣地，PLLP79與DDL87之功能可用VCO或其他相 似之習知電路完成。 參考圖2A，先不討論先前之時序復建，而討論不具頻 寬擴張之資料信號之頻譜89。所示之頻譜89具有第一與 第二BE濾波器（圖1)之頻通帶91與93。頻通帶91與93 係集中於位於寬爲1/T之頻譜之邊綠上，其中T等於資料 信號之象徵時期。要注意頻通帶91與93皆等距於頻譜之 中心頻率fc。此中心頻率fc 一般定義爲等距於BE濾波器 之頻通帶91與93之頻率。 接著參考圖2B，其顯示已擴張之資料信號之頻寬 95(“擴張頻寬”）。頻寬擴張之一般性解釋係揭露於申請曰 爲1997年10月17日之美國專利第08/953083，其名稱爲 “將高速資料傳輸最佳化之系統與方法”，其完整倂入在此 以.爲參考。同樣地，頻寬之更進一步解釋係於底下。 在擴張頻寬95內係第一與第二BE濾波器57與59之 頻通帶91與93。擴張頻寬95允許其整個頻譜之時序復 原。也就是說，圍繞著頻通帶91與93之中心頻率fc可能 將整個擴張頻寬95往上與往下位移’如所示。因此’頻 12 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐）
425794 3621-pif.doc/002 五、發明說明（丨Ο 通帶91與93可能位於擴張頻寬95之極左邊97或極右邊 99間之任何地方，以獲得假設頻通帶91與93係相離1/Τ 之時序復原資訊。 修煩 i# 再參考圖1，習知之時序復原系統49之問題係其無法於 令委 fa 如圖2a所示之傳輸資料信號已擴張之多重中心頻率fC處 歡4 獲得時序復原。同樣地，無法決定在既定中心頻率fc處之 K[時序向量之準確品質。這意味著此種系統無法決定提供最 fv. -τ 番Y3佳時序向量之中心頻率，當產生資料傳輸之可接受中心頻 葉^率有兩個或更多個時。 m 接著，參考圖3，其顯示本發明之時序復建系統100。 正趣 根據本發明，BE裝置56包括時序向量評估器103，其具有 藉由第三複數通訊路徑106而接收解調器67之第二倍頻器 所輸出之複數時序向量之記憶體104。時序向量評估器 1〇3係舆第一與第二BE濾波器57與59進行電性通訊。這 些元件提供時序評估之特徵，並根據本發明而控制中心頻 率之選擇。要注意，時序向量評估器103可位於非BE裝置 56之其他裝置上。 在討論時序向量評估器103之操作前，先描敘在發生鎖 相之前’時序復原系統所見到之時序向量特性。時序向量 之實際相位解在通訊開始時係隨機的。在傳輸時，一般性 雜訊係引入至資料信號’其造成時序向量本身之相位解之 誤差。因此，如果時序向量係多次取樣，而將所得之取樣 時序向量劃於複數平面上’其結果一般爲向量“雲”。一般 而言，向量雲之位移或分佈係與資料在傳輸時所受到的雜 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公楚） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ^-----r---訂---------線 經濟部智慧財產局員工消費合作杜印製 經濟部中央標隼局貝工消費合作社印製 425794 362l-pifldoc/〇〇2 五、發明説明（丨| ) 訊與干擾量成正比。 .接著參考圖4，其顯示第一時序向量“雲”111之圖示。 特別是，第一時序向量雲11 1係真正從將多重時序向量之 J貞點標示出而形成。這些多重時序向量係藉由將第二倍頻 ^ 71(β 3)所輸出之時序向量取樣而得。因爲時序向量圖 示之分佈相當地緻密，而向量雲之整體寬度亦相當窄，第 一時序向量雲ill便具有局品質。第一時序向量雲ill — 般代表可在傳輸時提供良好時序復建之可靠時序向量。 參考圖5，其顯示品質較第一時序向量雲111低之第二 時.序向量雲113，但在此種時序向量所能達成之時序復建 中仍可接受。第二時序向量雲U3之分佈具有遠大於第一 時序向量雲ul(圖4)之面積，代表圖5之取樣後時序向量 在傳輸中面臨較大干擾或失真。此時序向量之可靠性較低 於獲得第一時序向量雲ill之時序向量。 最後，參考圖6 ’其顯示分佈面積又更大之第二時序命 量雲116 第三時序向量雲Π6之分佈係代表時序復建 系統100無法建立時序復原之時序向量之特徵。如所示， 第三時序向量雲之取樣後時序向量之圖示係更隨機， 代表資料信號接收時有相當大之干擾與失真。如圖6，時 序向量具有此種不良品質處’需要轉換至不同中心頻率以 看看是否能獲得較好品質之時序向量。 接著參考圖7A ’其顯示使用譜帶邊緣時序復建所晶之 時序向量之評估中所執行之邏輯之流程圖103。在方塊U9 中，係檢查資料信號之頻譜以決定裁張傳輸頻寬95之寛; . Η 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（2丨0Χ 297公釐） --- (請先閱讀背面之注^^項再填寫本頁)
A7 B7 425794 362!-pif]doc/〇〇2 五、發明説明（θ) 度。要知道，方塊119要不一定需要，因爲根據本發明， 傳送器可能用標準擴張傳輸頻寬95來通訊至接收器。在 此例中，所傳輸之資料信號之真正頻寬可由本發明之時序 復原系統來設定。 '其次，在方塊121中，中心頻率係決定於將評估時序向 量之處。接著，在方塊123中，時序向量係評估在所選擇 之中心頻率處。如果時序向量無法被接受，此流程回至決 定新的中心頻率以及將能帶邊緣濾波器調整成操作在此 新中心頻率之方塊121。如果時序向量可接受，流程移至 方塊125，在此時序復原係由起動鎖相而建立。 方塊121用以決定操作之中心頻率之動作可能隨著在 最少時間內找出具最高品質時序向量之中心頻率之主要 目'的而改變。在一個方法中，沿著可得到之範圍內，在偶 數間隔處可辨識出數個中心頻率。·時序向量之分析可從最 低中心頻率開始，逐漸往上進行，所選擇之下一個中心頻 率係前一個受評估之中心頻率加上既定量而得，進行至頻 帶之最高中心頻率，直到找到令人滿意之時序向量。 在另一方法中，中心頻率之選擇可從所得頻寬之最高與 最低中心頻率同時開始。在此例中，中心頻率可能在最低 處加上既定量，以及從最高處減去既定量。檢查時序向量 處'之中心頻率可改變於最高與最低處間，中心頻率評估會 在頻帶之中心趨於一致。如果獲得惟一可接受之時序向量 之中心頻率係處於擴張後頻寬之最高處，這將有較快之時 序復原，而無需像前一個方法中，需等到評估對整個頻譜 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（210X297公釐） (請先^:讀背面之注意事項再填寫本頁) --°
I 經濟部中央標率局員工消費合作社印製 A7 B7 425794 3621-pif 丨 doc/002 五、發明説明（θ) 進行過。 而又另一個方法是，在所得之頻寬中隨機選擇中心頻率 直到找到可接受之時序向量。在此例中，較好將時序向量 受檢查處之中心頻率儲存於記憶體中，以免重覆。至某一 隨機選擇之中心頻率處之時序向量爲最低可接受程度，較 好下一中心頻率之選擇從靠近最低可接受中心頻率之頻 寬中之區域開始，因爲在此區域中，無干擾或最小失真之 機率較大。 在又另一方法中，可在橫跨擴張頻寬之區段中，用隨 機，或其他方法來選擇數個中心頻率，各個所選擇出之中 心頻率可針對時序向量之品質進行評估。一旦知道數個時 序向量之品質，提供最大品質時序向量之中心頻率可選擇 來執行時序復建。 接著參考圖7B，完全不同之方法使用在單一時間內調 整至許多不同中心頻率之多重BE濾波器對I27。在此例 中‘，第一與第二BE濾波器57與59(圖3)可重覆，全部連 接至D/A轉換器55之相同輸出。換句話說，並非單-- 對包括第一與第二BE濾波器57與59,而是使用多重對之 帶通濾波器，各對具有接收D/A轉換器55之寧位信號之 輸入端。此種帶通濾波器對必需在實時上濾波相同資料。 否則，帶通濾波器對之完成可由相關之倍頻率128與丨29， 連同對各帶通濾波器對U7之時序向量評估之時序向量評 估器103。最後，在數個不同中心頻率之時序向量之品質 可同時決定。時序向量評估器1〇3所評估之各時序向量之 !6 C請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -111 經濟部中央橾準局貝工消费合作社印聚 本紙張尺度逋用中國國家標率（CNS ) A4規格（210X297公釐） 經濟部中央樣隼局男工消費合作社印製 425794 3621-pin doc/002 A7 B7 五、發明説明（以） 品質接著係輸入至決定哪一個是最佳時序之時序向量決 定器130。根據決定結果，時序向量評估器Π0將允許一 對帶通濾波器127輸出時序資訊至PLLP79。 此架構中所用之帶通濾波器之數量與其他元件可根據 在單一 AS1C51上所使用之數量而改變。同樣，倍頻器128 與或評估器103之數量可少於帶通濾波器127之數 量。在此例中，倍頻器128與129或評估器103之功能係 分佈至兩對或更多對帶通濾波器127。如圖7B所用之倍頻 器元件將使得時序向量之評估能進行得更快。 對可靠之資料通訊而言，有許多不同方法來決定在何處 之中心頻率評估時序向量。此主要目的係在最少時間量內 找出最可靠之時序向量。此種方法係較好包括在此。 接著參考圖8，其顯示根據較佳實施例之評估時序向量 之時序向量評估器之功能性操作之流程圖123。從方塊131 開始，時序向量係取樣既定量次數，樣本係儲存於記憶體 104內。在時間相鄰點之取樣將導致相鄰之向量。因此， 可在不損失資訊下對資料取樣。 其次，在方塊133中，參考向量係從方塊131中取樣之 向量計算出。在較佳實施例中，參考向量係複數取樣向量 之實部與虛部部份除以既定數量之向量之總和之平均向 量。在第一變化中，參考向量係所面對之最長向量。在第 二變化中，參考向量可能是較佳實施例中之最長向量之尾 端與離該最長向量最遠之向量之尾端間之距離。要注意， 計算參考向量所必需之取樣向量之數量要盡可能少以節 17_ 本紙珉尺度逍用中圃國家橾準（CNS ) Μ規格（210X297公嫠） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -4_ --訂 A7 B7 425794 362]-pifldoc/002 五、發明説明（[f ) 省處理時間，但必需大到能保證所計算出之參考向量係十 分精確。 在方塊135中，係決定垂直至參考向量之取樣向量分佈 之最大寬度。此功能係參考圖9而描敘，圖9顯示在複數 平.面之實軸與虛軸丨42與144上之取樣_向量分佈丨41。同 時也顯示數個取樣向量143以及以Θ角度離正實軸_ 144之 平均參考]^4^要注意可用最長向量153來取代平均 向量145。同樣地’因爲一旦己知道最長向量153，可決 定離I53之尾端最遠之最遠端I52，因而出現可取代上述 之平均向量之軸I54。爲找出取樣向量分佈U1之寬度， 要決定第一與第一取樣向量147與149。第一垂直取樣向 量H7係以順時針方向離參考向量軸151之最大垂直距離 D 1之向量。同樣地，第二垂直取樣向量149係以逆時針方 向離參考向量軸之最大垂直距離D2之向量。取樣向 量分佈14〖之整體寬度W係由將此兩最大距離Dl與D2 相加而得。注意最大距離D1與D2可由計算各取樣向量之 垂直距離以及存儲所計算之最大數量而決定。_ 接著回至圖8，一旦決定時序向量分佈之寬度，係執行 決定取樣向量分佈之整體寬度之方塊I37。參考圖9,根 據較佳實施例，取樣向量分佈H1之長度L係由決定最長 取樣向量丨53之量値而取大約値。也可決定在參考向量軸 上之最長取樣向量153之長度。 再次回到圖8，在方塊139中，其評估由寬度W與長 度L所代表之分佈。根據較佳實施例’ W/L之比率係與提 本紙張尺度適用中國囤家標準（CNS ) A4规格（210 X 297公釐） (請先.閲讀背面之注意事項再填寫本頁〕 訂 經濟部中央梂準局貝工消费合作社印製 A7 B7 經濟部中央標隼局貝工消费合作社印裝 425794 362i-pifidoc/002 五、發明説明ut) 供可接受之時序向量分佈之臨界側量値之取樣時序向量 分布〗41(圖9)之既定臨界比率相比。在比率較低處，代表 具有最小雜訊之狹窄分佈。在比率較高處，代表具有大雜 訊與干擾之寬分佈。因此’在決定臨界比率中，習知此技 者可了解該有一低數量以保證可偵測到可靠之時序向 量，以及數量太低將難於找出具有效時序復建之可接受時 序向量。建議之臨界値可能在0.8至1之間，以及係所用 鎖相迴路之品質函數’然而，要了解臨界並非受限於此較 佳實施例之建議値。比如，如果使用參考向量154(圖9)， 有可能可接受比率可高至2。需要重覆執行幾次時序向量 以決定代表可接受時序向量之精確比率。當將已知量之雜 訊導入傳輸頻道時，這可由決定時序向量之品質而達成。 在雜訊量增加處可重復幾次直到找出臨界比率。 導頻 在底下，上述之相關於時序向量之評估之觀念可應用至 導頻中。參考圖10A，其顯示本發明之第二較佳實施例之 導頻時序復建電路160。對頻帶邊緣復建而言’所輸入之 資料流53係再次饋入至D/A轉換器55。此數位資訊接著 饋入至產生複數結果之導頻帶通濾波器171 °導頻帶通濃、 波器171之複數輸出係接著輸入至倍頻器71。時序頻I74 也輸入至倍頻器71。倍頻器之所得輸出係接著經由LPF75 而饋入至PLLP79。PLLP79之輸出接著饋入至D/A轉換器 55，因而觸發D/A轉換器55之取樣功能° 對具有頻帶邊緣復建之例子而言，時序向量評估器103 19 ___ 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210X297公釐） {請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁)
經濟部中央標準局貝工消費合作社印装 4 25 7 9 4 3621-pifldoc/002 A 7 B7 _ 五、發明説明（ΐη) 係增加至導頻時序復建電路160以評估倍頻器71之複數 時序向量輸出之品質。時序向量評估器103可包括根據所 評估之時序向量之品質而決定資料傳輸是否繼續之邏輯 電路。 接著參考圖10B，其顯示倂用頻帶邊緣與導頻時序復建 之導頻時序復建系統170之方塊圖。在此實施例中，時序 復建係使用頻帶邊緣或導頻而建立，根據哪個較可靠。在 圖10B中，頻帶/導頻（BE/PT)裝置177包括導頻頻帶濾波 器171以及上述之第一與第二BE濾波器57與59。導頻頻 帶濾波器Π1之複數輸出係饋入至BE/PT開關179。頻帶 邊緣倍頻器63之複數輸出也饋入至BE/PT開關179。開關 之設定係根據時序向量是由時序向量評估器103在頻帶邊 緣或導頻被計算。如果開關係設定成頻帶邊緣復建，則旋 轉開關73(圖3)係激活態，並饋入至倍頻器71。如果開關 係設定成導頻復建，則時序頻174被致能，並饋入至倍頻 器71。頻帶邊緣或導頻所得之複數時序向量106係饋入至 時序向量評估器103。時序向量評估器103可包括控制是 否使用頻帶邊緣或導頻時序復建之邏輯電路，或此邏輯電 路可在此電路中之其他地方執行。 '接著參考圖11，其顯示時序向量評估器103所分析之 導頻時序條量分佈。從導頻時序復建系統所得之時序向量 分布可以發現時序向量係沿著距原點某距離之固定點而 旋轉。在沿著此點之一般密集圓圈內形成一個良好導頻時 序向量雲。不佳之導頻時序向量形成較不密集之大圓圈。 20 本紙银尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（2I0X297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再"寫本頁) " 經濟部中央棵率局負工消费合作社印裝 n^194 362l.pifi(j〇c/〇〇2 A7 '''~~~--,_____ __B7_ 五、發明説明（1¾ ) 因此’要評估導頻時序向量，只需要決定分佈之一般面 積’並將此面積與可接受之既定臨界面積相比。 爲了更進一步描敘，顯示出取樣向量181之分佈。此分 佈〜般爲圓形。根據時序向量評估器103之邏輯，首先， 決定參考向量°在第二實施例中，參考向量183之獲得係 由將所有向量181取平均而得。在決定參考向量183後， 下〜步係決定相對於複數平面原點之最長向量185與最短 向量187。最短向量ι87之長度係從最長向量185之長度 減去以獲得向量分佈之長度L。 分佈之寬度W之決定係由先找出在複數平面上，在參 考向量1S3上方之最長垂直距離D1之第一向量I89。其次 找到在參考向量M3下方之最長垂直距離D2之第二向量 191°分佈之寬度W之決定係由將D1與D2相加。寬度w 係乘上長度L以獲得與可接受之既定臨界面積相比之面 積°時序向量係根據此而決定可接受或不能接受。 也可能建立出具有多重導頻之資料信號。在此例中，時 序向量評估器103更包括決定導頻頻帶濾波器Π1要濾波 哪一個時序頻之邏輯電路，以獲得要評估之時序向量。決 定特殊時序向量之邏輯可架構成數個變化之任何一個。比 如1特殊導頻可隨機地或按序地選擇，如同在be濾波之 例中’選擇中心頻率所討論之相似之其他方法。 寬擴張 在此點中，係詳細討論資料傳輸信號之頻寬擴張之觀 念’以更了解本發明。參考圖12,其顯示傳輸具有擴張頻 本紙張尺度適用中國國家揉準（CNS ) A4规格（210X297公嫠） —Ί-------〕裝------訂------U (請先閱讀背面之注項再填寫本頁) 經濟部中央標準局負工消费合作社印製 42579二 362l-pifldoc/002 A7 _B7 五、發明説明（Η ) 寬之資料信號之數據機201之主要實際與功能資料傳輸元 件。主要之實際元件包括ASIC203與獨立之積體電路 205。ASIC203包括根據習知此技者所明白之特殊程式而 操作之數個數位信號處理器。資料輸入207係從電腦或其 他電子裝置產生以待通訊。資料輸入207係傳送至執行編 碼器209之ASIC203上之指定電路。編碼器209係電性耦 合至ASIC2〇3上之數位信號處理器，該AsiC203係用邏輯 電路而程式以當成預編碼器211，同相位濾波器213，正 交濾波器215 ’以及加法器217。ASIC203係電性耦合至皆 位'於獨立IC205上之D/A轉換器219與輸出濾波器221。 加法器217之輸出係經由此電性耦合而輸入至219。濾波 器221之輸出係經由代表資料通訊至接收數據機225之通 訊路徑之頻道223而傳輸。 爲描敘上述系統之一般操作，編碼器209接收習知之電 腦或其他裝置所輸出之資料信號207。編碼器209接著產 生不連續之同相位信號229以及不連續之正交信號231。 對熟知此技者而言，此爲CAP。 同相位與正交信號229與2：31之不連續値之產生係使用 調變技術，其中數據機群上之數個點係相關於所輸入之資 料信號之位元之特殊順序，此爲熟知此技者所明白。同相 位與正交信號229與231所可能使用之不同不連續値之數 量係取決於所使用之特殊群。可使用之數個不同群之任 一個係以2之指數中之從8至2209個點。編碼器209之 操作將不詳細討論，因其爲熟知此技者所明瞭。 * 22 本纸張尺度適用中國國家棣準（CNS > A4規格（210X297公釐} (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 4 257 :..:' 3621-pifldoc/0〇2 A7 _B7___ 五、發明説明（2(?) 預編碼器211處理同相位與正交信號229與231以根據 在頻道序列中所得知之頻道特徵而將所傳輸之信號預先 變形。一般而言，當資料傳輸時，接收器係序列化，以及 接收數據機225將預編碼器濾波係數傳送至傳送數據機 20+1。預編碼器2Π之功能係熟知此技者所明瞭，故在此 不詳敘。 —旦由預編碼器211所定出條件，同相位信號將由 同相位傳輸濾波器213所處理，而正交信號231將由正交 傳輸濾波器215所處理。同相位與正交信號213與215係 FIR數位濾波器。同相位濾波器213與正交濾波器215也 稱爲“整形”濾波器。這是因爲濾波器213與215之目的之 一係將不連續之同相位與正交信號229與231之波形改變 至’能在既定之中心頻率處，於受限之頻率頻寬內傳輸之波 形。換句話說，同相位濾波器213與正交濾波器215在所 需之頻帶內產生所得之信號。 經濟部中央標準局負工消费合作社印製 (請食讀背面之注意事項再填寫本頁) 接著參考圖13,其顯示相關於頻道之濾波功能之流程 圖。資料信號223在頻道223上傳輸前係由Nyquist整形 傳輸濾波器235所處理。Nyquist整形傳輸濾波器235代表 同相位濾波器213(圖12)與正交濾波器215(圖12)所執行之 功能。在經由頻道223傳輸時，雜訊237係加入至資料信 號· 233。等化器239藉由將因爲頻道223之脈衝反應而可 能發生之信號失真最小化，而將經由頻道所傳輸之信號復 原。同樣地，等化器239藉由避免雜訊回授至所傳輸之信 號而將加入至頻道223內之雜訊237最小化。圖13係位 23 本紙張尺度適用中國國家揉準（CNS>A4规格（210X297公嫠） 經濟部中央標準局貝工消费合作社印装 425794 362 卜 pifldoc/002 A7 __B7_ 五、發明説明（二I) 於頻道223之傳輸側上之傳輸濾波器之一例。 參考圖Η，其顯示分佈之整形濾波器之一例並非如j 圖1 3般將整形濾波器之功能置於頻道之傳輸_上，圖J 4 之架構之特徵在於平方根傳輸整形濾波器243與在等彳匕g 239內之平方根接收整形濾波器245。Nyquist整形濾波器 235(圖13)之函數可表示爲G(f)’平方根傳輸整形濾波器 243與平方根接收整形濾波器245之函數皆爲Λ/^Τ)。考慮 到Nyquist整形，此兩平方根整形濾波器243與245之串 連提供所需之Nyquist整形濾波器，因爲此種串連濾波器 之總脈衝反應係由將其相乘而得万X V^Ti=G(f)。注意 平方根整形濾波器245係倂用於等化器239所執行之邏輯 內，而非一獨立濾波器。一般而言，倂用此種濾波器於等 化器之邏輯內係熟知此技者所明瞭。 參考圖〗5，其顯示用於同相位濾波器213或正交濾波 器2〗5之一之數位濾波器247。符號249係同相位信號 22‘9(圖12)或正交信號231(圖12)輸入至同相位濾波器213 或正交濾波器215前之不連續値。這些符號在時間上係由 代表期間T所分隔。因爲符號249係輸入至濾波器247， 其爲上取樣（upsampling)處理。基本上，上取樣處理牽涉到 在符號間注入〇取樣以達成較高之取樣率。在頻率領域 中，上取樣處理導致每1/T之基頻信號之重覆。在此之上 取樣處理係熟知此技者所明瞭，故不詳敘。 在上取樣處理後，所得之信號係包括由取樣期間X所 分隔之樣本253。爲淸楚起見，符號期間T係相關於原先 24 ^紙張尺度逋用中國國家樣準（CNS > A4規格（210X297公ί ^ (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) -* -訂 425794 3621-pifldoc/002 A7 B7 經濟部中央榉準局貝工消费合作社印製 五、發明説明（二2) 符號249間之時間。在上取樣處理後，取樣期間X係相關 於樣本253間之時間。也就是，在上取樣處理後，符號249 係轉換至樣本253。在圖15中，樣本253係接著饋入至數 位濾波器247。數位濾波器247係此型之有限脈衝反應濾 波器 y(t)=C„x(t)+C丨x(t-l )+C2x(t-2)+…+C„x(t-n) 係數Cn251係乘上樣本253,並在加總匯流排255上加總。 樣本2S3係在時間上由取樣期間X所分隔。在進行各加總 操作後，樣本253係移位，新樣本253係輸入至數位濾波 器247。加總操作之輸出係不連續信號257。此特殊數位 濾波器係在此描敘成一例以提供技術背景。數位濾波器之 組態使得只有各係數乘上實際取樣資料，並在加總匯流排 255上進行加總。此加速處理時間。此種架構係熟知此術 者所明瞭，在此不詳敘。 _ FIR濾波器係數25 1係由上述之癸方根整形濾波器G(f) 所找出。爲決定同相位濾波器213之係數251，首先定義 平方根Nyquist基頻爐波器之脈衝反應。一般上，此種反 應應遵從習知之Nyquist限制。爲Nyquist基頻濾波器所選 擇_之脈衝反應g⑴係皆置於傳送器與接收器內之上升餘弦 之平方根，如圖14所示，其中上升餘弦函數h⑴係爲： h ⑴={ sinUr/Γ) ” cos_/r) ! πί/Τ /ll-(2«t/T)- 平方根上升餘弦脈衝g⑴係表示爲 · /tx Sin[^-(1 -«)/']+ 4^'〇〇5[^(1+ «)/'] ?K'[l-(4 at')2] 25 本紙張尺度埤用中國國家標準（CNS ) A4規格（21 OX 297公釐) -(請先閔讀背面之注意事項再填寫本頁)
A7 B7 -:¾ / 3621-pif|doc/002 五、發明説明（θ) 其中t‘=t/T，α係定義成超額頻寬。 要注意不只平方根上升餘弦之脈衝反應可滿足本發 明。可使用之其他脈衝反應包括上升餘弦本身以及熟知此 技者所知之其他種。 其次，決定CAP信號之頻譜之中心頻率fc。這係相等 或_大於g⑴之傅立葉轉換G(f)非爲0之最大頻率。 同相位濾波器213之脈衝反應係定義成f(t)。正交濾波 器215之脈衝反應係定義成同相位濾波器213之脈衝反應 之Hilbert轉換函數/⑴。Hilbert轉換函數/⑴提供正交於 原先脈衝反應f(t)之脈衝反應。這是必要的，以將同相位 濾波器213與正交濾波器215之輸出相加，使得從各濾波 器輸出之資料可在接收器拉出。脈衝反應f(t)與其Hilbert 轉換函數/⑴係定義成f(t)=g⑴cos(2 7Γ fct)，以及 /(t)=g⑴sin(2?r fct)。注意將函數g(t)乘上f⑴中之餘弦函 數以及/⑴中之正弦函數將信號調變至中心頻率fc。因此 g⑴可視爲基頻信號。 同相位與正交濾波器213與215(有限衝反應濾波器）之 係數係由將時間之不連續値插入至脈衝反應f(t)與其 Hilbert轉換函數/⑴之公式中：假設A與本係分別爲同相 位與正交濾波器213與215之第i個係數251 ’係數之値 係由 Ci=g(iT)[cos(2 7Γ fciT)]以及 di=g(iT)[sin(2 ;τ fciT)]。用 於'同相位與正交濾波器213與215內之不同係數可能高達 180個。有可能使用更多或更少個係數，取決於所需之頻 率反應。 26 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS > Α4规格（21〇X297公釐） (請^^讀背面之注意事項再填寫本頁) -s f Μ濟部中央橾準局貝工消費合作社印装 經濟部中央橾準局貝工消費合作社印製 /1 ^ ^ 5·；' . , · A7 3621-pin doc/002 一- B7 五、發明説明（4) •同相位與正交濾波器213與2 15內之係數係由同相位濾 波器213與正交濾波器215之係數之找出係先指定超額頻 寬α，以及資料傳輸發生之基本頻帶之等式g(t)之中心頻 率fc 0 其次t選擇用擇計算濾波器係數Ci與di之信號周期Γ 之値。所選擇之信號周期Γ係小於輸入信號之真正信號周 期T。雖然習知系統係設計成將傳輸信號之頻寬最小化， 將τ’在等式g(t)中當成信號周期將導致在傳輸頻寬中之增 加·。從增加頻寬中會有某些優點，其如下所討論。 爲更進一步解釋，參考圖16,其顯示基頻上升餘弦脈 衝反應h(t)之圖示，其中在h⑴之計算中所用之信號周期 係同相位信號229(圖15)之真正信號周期。注意曲線在信 號周期t之倍頻處通過0軸。因此，其曲線符合於Nyquist 條件。特別是，在同相位與正交信號229與231爲此曲線 所整形之處，傳輸頻寬係最小。 現在參考圖17，其顯示同相位濾波器213之基頻脈衝 反·應之一例。在之前，脈衝反應h⑴係定成成上升餘弦。 然而，T1値係用以取代在h(t)之計算中之真正信號周期’ 其少於同相位與正交信號229與23之真正信號周期T。所 得結果係增加傳輸頻寬。 _ 因此，同相位濾波器213(圖12)之係數d係 ci=g(iT，)[cos(2?rfciT)]，其符合於沿著脈衝反應曲線【⑴ 之不連續點。同樣地，正交濾波器215(圖12)之係數di係 di=g(iT_)[sin(2;r fciT，)]。各係數係稱爲”分接頭（taP)”。在 27_____ 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS > A4規格（210X297公釐） (請先聞讀背面之注意事項再填寫本頁) 裝_ 訂 A7 B7 425794 3621-pifl doc/002 五、發明説明（2Γ) 同相位與正交濾波器213與215中有高達180個分接頭， 雖然可用更多或較少ΰ 參考圖18,顯示在頻譜在的是在計算脈衝反應f(t)中使 用真正信號周期T所得之名義頻寬259。圖19描繪在計算 脈衝反應f(t)中使用Τ'所得之擴張頻寬實際上，用T1 取代真正信號周期Τ來甫算同相位與正交濾波器213與 215(圖丨2)之係數將會擴張以所選擇之中心頻率fc爲中心 之頻譜中之濾波後信號之頻寬。因此，傳輸之擴張頻寬261 之獲得係藉由用小於未濾波信號之真正信號周期T之信號 周期T1來計算係數之濾波器來處理基頻信號，相對於使用 未濾波信號之信號周期T(圖15)來計算係數之濾波器所處 理·之信號之頻寬。擴張頻寬係由具有大信號間千擾之信號 所組成。 T·所選擇之直正値約爲0.9T。然而，可了解的是，Τ’ 可爲小於Τ之任意數，其只受限於頻寬擴張之量。所能認 知的事實是較擴張之頻寬需要較大能量來傳送_。同樣地， 接收數據機225之容量將限制可允許之頻寬擴張。 回到圖9Α至9C，其顯示擴張頻寬261之一例，其爲接 收數據機225用動態均等來處理。在圖20Α中，在不造成 頻·寬擴張之擴張頻寬261之中心區係1/Τ寬。交叉陰影區 Α與Β代表頻寬已擴張之程度。一旦接收具擴張頻寬261 之信號，在接收數據機225中之動態均等將以原先信號率 之數倍來取樣。然而，動態均等基本上每一信號產生一個 樣本。 28 本紙張尺度逋用中國國家標隼（CNS > A4规格（210X297公釐） (諳先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ·.訂 經濟部中央樣準局貝工消费合作社印製 經濟部中央標準局貝工消費合作社印裝 4257 S 4 3621-pifldoc/002 A7 B7 五、發明説明（ 接著參考圖20B，顯示接收數據機225在頻寬上造成之 效應。在接收數據機225中，所接收到之傳輸信號係經歷 下取樣過程，其造成擴張頻寬之擴張端A與B將往上或往 下移動1/T。擴張端A係在頻率上往上位移1/T，而擴張 端B係往下位移1/T。同樣，整個擴張頻寬係往下移動， 。最後係以DC軸爲中心，如圖20C所示。最後之結果係顯 示·於圖20C中，其中擴張端A與B位於擴張頻寬261之中 心區，擴張頻寬261接著係以頻譜之DC軸爲中心。因此， 在接收數據機225之處理所得之結果係，基頻信號252係 與擴張端A與B —起復建。在擴張端位移至其新位置之過 程中，最後結果係，撮張端A與B係一起加入至宁心區。 最後，中心區之頻率振幅將增加6dB，如圖20C所示。伴 隨著擴張端之任何雜訊係不一起加入，因其本質上爲隨 機。因此，原先之傳送信號207之整信號對雜訊比係增加。 頻寬爲信號率1/T擴張之一次之處，在信號中有6dB之增 益。比如，如果擴張頻寬2.5次，基頻信號將有12dB之增 益，而剩下之半次將有6dB增益。 原本信號之信號對雜訊比之增加改善了在使用兩導線 對之傳輸中，干擾與信號惡化之惡化。 ^ 因此，在此所討論之頻寬擴張係適合於使用動態等均之 習知接收數據機225。接收數據機225以既定率對傳輸信 號進行下取樣，最後每一信號產生單一樣本。然而，接收 器之既定取樣率係選擇以避免擴張頻寬261對本身摺疊。 回到圖19，爲更進一步解釋，假設接收數據機225以 29 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS > A4規格（210X297公釐） (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) -i· A7 B7 經濟部中央標準局貞4消费合作社印製 425794 3621-pifldoc/002 五、發明説明（21) 6/T鮑/秒在擴張頻寬261對傳輸信號取樣。在此例中，從 3/T至6/T之頻帶將如熟知此藝者所知之重疊效應 (aliasing)，將”摺疊（fold over)”至從〇至3/T之頻帶。在擴 張頻寬261之例中，在接收數據機225之6/T之取樣率係 可以的，因爲擴張頻寬261不受影響。另一方面，假設接 收數據機225以4/T鮑/秒對傳輸信號取樣。在此例中，從 2/T至4/T之頻帶將摺疊至從〇至2/T之頻帶。在此情況 中，部份擴張頻寬261將摺疊至本身。這是不允許的。這 意味著，中心頻率fc與頻寬擴張之量皆應規格化，使得擴 張.頻寬不處於接收數據機225之取樣頻率之一半之倍數之 位置。這味意箸’在傳輸信號以6/T鮑/秒取樣之例中，擴 張頻寬可放置於0至3/T，3/T至6/T ’ 6/T至9/T ’ 9/T至 I2/T…間之任何位置。 參考圖21，其顯示藉由建立第一濾波器2M與第二濾 波器283而完成頻寬擴張之第二方法，第一濾波器281與 第二濾波器283各具有標稱頻寬（nomial band width)259。 此兩濾波器之係數係經計算使得中心頻率&相隔正好i 個.信號率1/T。藉此方法，可使用傳送濾波器2S1與283 之上升餘弦，而不是上升餘弦之平方根，而完成平坦之頻 帶內反應。事實上，可使用符合Nyquist準則之任意其他 傳送濾波器。一般上，Nyquist準則對習知此技者而言係 相當熟悉，故在此不詳敘。符合Nyquist準則之傳送濾波 器將具有相加時可提供平坦反應之回歸(rolloff)區。 參考圖22,顯示可達成頻寬擴張之另一方法。特別是， 30 本紙張尺度適用中國i|家樣準（CNS)A4规格（210x29フ公釐> *(請先聞讀背面之注意事項再填寫本頁)
經濟部中央標準局負工消費合作杜印裝 4 2579 4 WU-pindoc/OO] A7 B7 五、發明説明（沾） 可加入具不同頻寬之第一濾波器285與第二濾波器287， 中心頻率間之差異係等於頻寬之總和之一半。如果各濾波 器285與287之超額頻寬係調整成具有相同回歸（rolloff) 率，可如第二實施例般將係數加入以獲得擴張頻寬。比 如，如果第一濾波器285之頻寬爲係第二濾波器之頻寬之 一半，第一濾波器將需要兩次超額頻寬以達成平坦反應。 注意在第二與第三方法中，藉由合倂兩個獨立濾波器來 計算而得到之同相位與正交濾波器之係數係相等於較佳 實施例之所得。 · 在第四方法中，可建立第二或第三方法之傳送濾波器， 除了兩個帶內區無需接觸。如果接收信號之兩良好區間有 干擾，此方法將有用處。 參考圖23，考慮到第二，第三與第四方法，沒有理由 爲什麼一個或多數之所加入之濾波器要將其強度調整成 所示般，因而允許可變式強度之傳送頻譜。同樣地，也不 限級爲只有兩個頻帶。所得之傳送濾波器可能包括從數個 不同頻帶所得之係數相加。上述方法顯示某些而非全部擴 張傳送頻譜之頻寬之有可能方法。 要注意使用正交振幅調變之頻寬擴張係在此詳細揭 露，要了解其他方法包括使用脈衝振幅調變之頻寬擴張。 特別是，脈衝振幅調變之特徵在單一數位濾波器獨自處理 同相位信號。因此，在此所討論之頻寬擴張觀念一般應用 至處理單一同相位信號，除了脈衝振幅調變信號未調變至 載頻（carrier frequency)，但在頻譜中係以DC爲中心。特 本紙張尺度適用中國國家橾準（CNS)A4規格（210X297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 訂 362l-pifldoc/002 A7 B7 五、發明説明Pi) 別是，可計算信號周期少於具PAM之資料信號之真正信 號周期之濾波器之係數。 綜上所述，雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其 並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發 明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本發 明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者爲準。 ·(請先聞讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央標準局員工消费合作社印裝 32 本紙張尺度適用中國國家揉準（CNS > A4规格（210X297公釐）