TW202333462A - 發送器電路、補償值校正裝置與補償值校正方法 - Google Patents
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Abstract
一種補償值校正方法，用以校正一發送器之一補償裝置所使用之一或多個補償值，包括：取得發送器依序根據複數組補償值處理一組輸入訊號所產生的複數輸出訊號作為複數回授訊號，其中各回授訊號分別對應於該複數組補償值之一者；於一校正操作中根據該複數組補償值與回授訊號決定一成本函式之複數係數；以及根據係數決定一組校正過的補償值，並且將該組校正過的補償值提供給補償裝置。
Description
本發明係關於一種適用於發送器電路的補償值校正方法，以降低發送器電路的射頻損害(RF impairment)。
零中頻(Zero Intermediate Frequency，縮寫Zero-IF)發送器或零中頻接收器的設計因採用直接向上轉換(direct-up conversion)的技術，即，僅使用一個混頻級就將基頻訊號轉換至射頻，或者僅使用一個混頻級就將接收到的射頻訊號直接轉換為基頻訊號，因而會面臨基本的射頻損害(RF impairment)問題，其可包括同相與正交(In-phase and Quadrature–phase，縮寫IQ)不平衡與本地振盪訊號漏損(Local Oscillation (LO) leakage)。形成IQ不平衡的原因在於，當同相通道與正交通道的響應有差異時，就會使通過同相通道與正交通道的兩個訊號具有不等的振幅或相位增益。而本地振盪訊號漏損則是本地振盪訊號殘留於輸出訊號所造成的干擾。
由於IQ不平衡與本地振盪訊號漏損的成因不同，因而為了解決IQ不平衡與本地振盪訊號漏損而執行的補償方法與需要被校正的參數便有所差異。為了能有效率地找出最佳的參數以解決IQ不平衡與本地振盪訊號漏損等射頻損害問題，需要一種可一體適用於解決不同射頻損害問題的補償值校正方法，用以有效率地取得對應地補償值。
本發明之一目的在於提供一種可一體適用於解決不同射頻損害問題的補償值校正方法，用以有效率地取得對應地補償值。
根據本發明之一實施例，一種發送器電路包括一補償裝置、至少一發送訊號處理裝置以及一補償值校正裝置。補償裝置配置於一發送訊號處理路徑上，用以依序根據複數組補償值處理一組輸入訊號以產生複數組補償過的訊號。至少一發送訊號處理裝置配置於發送訊號處理路徑上，用以依序處理該複數組補償過的訊號以產生複數輸出訊號。補償值校正裝置耦接至發送訊號處理路徑之一輸出端，用以自輸出端依序接收輸出訊號作為複數回授訊號，並根據回授訊號與該複數組補償值執行一校正操作。補償值校正裝置包括一數位訊號處理器，耦接至補償裝置，於校正操作中，數位訊號處理器根據該複數組補償值與回授訊號決定一成本函式之複數係數，根據係數決定一組校正過的補償值，以及將該組校正過的補償值提供給補償裝置。
根據本發明之另一實施例，一種補償值校正裝置，用以校正一發送器之一補償裝置所使用之一或多個補償值，包括一功率頻譜密度估算裝置以及一數位訊號處理器。功率頻譜密度估算裝置用以對接收自發送器之複數回授訊號執行快速傅立葉轉換，以產生頻域的回授訊號，並估算回授訊號之功率在頻域的分布狀況，其中各回授訊號分別對應於複數組補償值之一者。數位訊號處理器耦接至功率頻譜密度估算裝置與補償裝置，用以於一校正操作中根據該複數組補償值與回授訊號決定一成本函式之複數係數，根據係數決定一組校正過的補償值，以及將該組校正過的補償值提供給補償裝置。
根據本發明之另一實施例，一種補償值校正方法，用以校正一發送器之一補償裝置所使用之一或多個補償值，包括：取得發送器依序根據複數組補償值處理一組輸入訊號所產生的複數輸出訊號作為複數回授訊號，其中各回授訊號分別對應於該複數組補償值之一者；於一校正操作中根據該複數組補償值與回授訊號決定一成本函式之複數係數；以及根據係數決定一組校正過的補償值，並且將該組校正過的補償值提供給補償裝置。
第1圖係顯示根據本發明之一實施例所述之發送器電路。發送器電路100可包括發送訊號處理路徑110與回授訊號處理路徑120。發送訊號處理路徑110中可包括複數級發送訊號處理裝置，用以處理發送訊號，例如，將基頻訊號轉換為射頻訊號。根據本發明之一實施例，發送訊號處理路徑110可包括補償裝置111、分別位於同相通道與正交通道上的數位類比轉換器(Digital to Analog Converter，縮寫DAC)112-1與112-2、濾波器113-1與113-2、混頻器114-1與114-2、以及加法器115與緩衝電路116。
補償裝置111配置於發送訊號處理路徑110上，補償裝置111可接收分別位於同相(I)通道與正交(Q)通道上的一組輸入訊號，根據一組補償值CMP_X與CMP_Y對接收到的訊號執行IQ不平衡的補償，以產生補償過的訊號。其中，補償值CMP_X與CMP_Y可以是針對同相通道與正交通道的振幅或相位進行補償的補償值，例如，補償裝置111可將同相(I)通道上的輸入訊號乘上補償值CMP_X，以及將同相(I)通道上的輸入訊號乘上補償值CMP_Y後與正交(Q)通道上的輸入訊號相加，用以補償發送訊號處理路徑上的IQ不平衡。於本發明之一實施例中，補償值CMP_X與CMP_Y為實數。
數位類比轉換器112-1與112-2分別用以於同相通道及正交通道上將補償過的複數訊號由數位域轉為類比域。濾波器113-1與113-2分別用以對接收到的訊號執行濾波操作。混頻器114-1與114-2分別用以將接收到的訊號與一振盪訊號LO_Sig相乘，用以將接收到的訊號自基頻轉換為射頻訊號，其中提供給混頻器114-1與114-2的振盪訊號LO_Sig可為頻率相同相位正交的兩訊號，於本發明之實施例中，振盪訊號LO_Sig之振盪頻率為LO。加法器115用以將同相通道與正交通道上的訊號合併。緩衝電路116可以是功率放大器117之驅動電路，用以緩衝接收到的射頻訊號並推動後級的功率放大器117。功率放大器117用以於射頻訊號透過天線被發送出去前將之放大。
於本發明之實施例中，回授訊號處理路徑120可包括複數回授訊號處理裝置，例如，混頻器124、可編程增益放大器(Programmable Gain Amplifier，縮寫PGA)123、類比數位轉換器(Analog to Digital Converter，縮寫ADC)122、功率頻譜密度估算裝置121與數位訊號處理器125。回授訊號處理路徑120可耦接至至少一發送訊號處理裝置之一輸出端，例如，緩衝電路116之輸出端，用以自輸出端接收由發送訊號處理裝置所產生之輸出訊號作為回授訊號，並處理回授訊號。其中，輸出訊號為經過前述發送訊號處理裝置的訊號處理，包含分別於同相通道與正交通道上所為的訊號處理，後所得的訊號，而混頻器124則將接收到的回授訊號與自己相乘，用以將回授訊號降頻轉換為基頻訊號。可編程增益放大器123用以放大/衰減接收到的回授訊號。類比數位轉換器122用以將回授訊號由類比域轉為數位域。功率頻譜密度估算裝置121可對接收到的回授訊號執行快速傅立葉轉換(Fast Fourier Transform，縮寫FFT)，以產生頻域的回授訊號，並估算回授訊號之功率在頻域的分布狀況。
數位訊號處理器125耦接至功率頻譜密度估算裝置121與補償裝置111，用以根據頻域的回授訊號執行一校正操作，以校正由補償裝置111所使用之一或多個補償值。
於本發明之實施例中，於發送訊號處理路徑110上的元件以及功率放大器117與天線可作為一個整體被視為一發送器，而於回授訊號處理路徑120上的一或多個元件可作為一個整體被視為一補償值校正裝置，用以輔助校正操作之執行。
如上所述，由於發送訊號處理路徑上可能存在IQ不平衡，因此由發送訊號處理裝置所產生之輸出訊號可能包含了不想要的鏡像訊號的能量。
第2圖係顯示一射頻訊號的頻譜範例，其中此射頻訊號係於緩衝電路116之輸出端所輸出的射頻訊號。假設輸入訊號Sig一組為角頻率為
的單頻訊號，例如第1圖所示之角頻率為
的一對正弦訊號
與餘弦訊號
，由於發送訊號處理路徑上存在IQ不平衡，因此發送訊號處理路徑110上所產生的射頻訊號的頻譜中不僅於頻率(LO+
)處包含輸入訊號Sig的能量，於頻率(LO-
)處也包含了不想要的鏡像訊號Img的能量。
第3圖係顯示回授訊號的頻譜範例，其中此回授訊號係於功率頻譜密度估算裝置121之輸出端的回授訊號。因鏡像訊號Img的存在，導致回授訊號經混頻器124處理後所產生的訊號於頻率(2
)處仍具有不容忽視的能量，如圖所示之於頻率(2
)處的訊號Sig*Img，其具有正比於Sig*LO_Sig之振幅的能量。
因此，根據本發明之一實施例，補償裝置111用以根據一組補償值CMP_X與CMP_Y對接收到的訊號執行IQ不平衡的補償，以降低發送訊號處理路徑上所產生之一鏡像訊號的能量，或使之最小化，以解決IQ不平衡的問題。其中於處理IQ不平衡的射頻損害問題時，可試圖將經混頻器124處理後所產生的回授訊號於既定頻率的能量最小化，而其中所述既定頻率為輸入訊號之輸入頻率的兩倍。例如，當測試訊號角頻率為
時，既定頻率為兩倍角頻率為
。需注意的是，既定頻率可依混頻器124的設計而改變。例如，當混頻器124被設計為將回授訊號與具有另一頻率之訊號相乘時，既定頻率則可被調整為輸入頻率與該頻率之相加或相減後的另一數值。
當射頻訊號於頻率(LO+
)處的能量與於頻率(LO-
)處的能量的差值越大，代表發送器電路100的鏡像抑制能力越好。因此，補償裝置111藉由補償值CMP_X與CMP_Y補償發送訊號處理路徑上的IQ不平衡，以抑制鏡像訊號的產生，使回授訊號於頻率
處的能量可減少，而補償值校正裝置則用以校正補償裝置111所使用之一或多個補償值，使補償結果可達最佳。
第4圖係顯示發送器電路100之補償值CMP_X、 CMP_Y與回授訊號於前述既定頻率之能量的關係圖，於此述既定頻率為輸入訊號之輸入頻率的兩倍。如上所述，由於回授訊號於既定頻率之能量與鏡像訊號Img正相關，當回授訊號於既定頻率之能量越小，代表發送器電路100的鏡像抑制能力越好。因此，於本發明之實施例中，藉由找出能使回授訊號於既定頻率之能量達最小的補償值CMP_X、CMP_Y，便可有效解決發送器電路100之IQ不平衡的問題，使補償結果可達最佳。由第4圖所示之關係圖可看出，補償值CMP_X、 CMP_Y與回授訊號於既定頻率之能量之關係可近似成一二次函式(Quadratic function)。
第5圖係顯示根據本發明之另一實施例所述之發送器電路。發送器電路300可包括發送訊號處理路徑310與回授訊號處理路徑320。發送訊號處理路徑310中可包括複數級發送訊號處理裝置，用以處理發送訊號，例如，將基頻訊號轉換為射頻訊號。根據本發明之一實施例，發送訊號處理路徑310可包括分別位於同相通道與正交通道上的數位類比轉換器(DAC)312-1與312-2、濾波器313-1與313-2、補償裝置311、混頻器314-1與314-2、以及加法器315與緩衝電路316。
發送器電路300與發送器電路100之所包含之元件大致相同，且結構相似，其差異僅在於補償裝置311耦接於濾波器313-1/313-2與混頻器314-1/314-2之間。
於此實施例中，數位類比轉換器312-1與312-2分別用以於同相通道及正交通道上將輸入訊號由數位域轉為類比域。濾波器313-1與313-2分別用以對接收到的訊號執行濾波操作。補償裝置311配置於發送訊號處理路徑310上，補償裝置311可自濾波器313-1與313-2接收分別位於同相(I)通道與正交(Q)通道上的一組輸入訊號，根據一組補償值IDAC_I與IDAC_Q對接收到的訊號執行補償，以產生補償過的訊號。其中，補償值IDAC_I與IDAC_Q可以是針對同相通道與正交通道的振幅或相位進行補償的補償值，例如，補償裝置311可將同相(I)通道上的輸入訊號加上補償值IDAC_I，以及將正交(Q)通道上的輸入訊號加上補償值IDAC_Q，用以降低本地振盪訊號漏損。於本發明之一實施例中，補償值IDAC_I與IDAC_Q為實數。
混頻器314-1與314-2分別用以將接收到的訊號，例如前述之補償過的訊號，與一振盪訊號LO_Sig相乘，用以將接收到的訊號自基頻轉換為射頻訊號，其中提供給混頻器314-1與314-2的振盪訊號LO_Sig可為頻率相同相位正交的兩訊號，於本發明之實施例中，振盪訊號LO_Sig之振盪頻率為LO。加法器315用以將同相通道與正交通道上的訊號合併。緩衝電路316可以是功率放大器317之驅動電路，用以緩衝接收到的射頻訊號並推動後級的功率放大器317。功率放大器317用以於射頻訊號透過天線被發送出去前將之放大。
於本發明之實施例中，回授訊號處理路徑320可包括複數回授訊號處理裝置，例如，混頻器324、可編程增益放大器(PGA)323、類比數位轉換器(ADC)322、功率頻譜密度估算裝置321與數位訊號處理器325。回授訊號處理路徑320可耦接至至少一發送訊號處理裝置之一輸出端，例如，緩衝電路316之輸出端，用以自輸出端接收由發送訊號處理裝置所產生之輸出訊號作為回授訊號，並處理回授訊號。其中，輸出訊號為經過前述發送訊號處理裝置的訊號處理，包含分別於同相通道與正交通道上所為的訊號處理，後所得的訊號，而混頻器324則將接收到的回授訊號與自己相乘，用以將回授訊號降頻轉換為基頻訊號。可編程增益放大器323用以放大/衰減接收到的回授訊號。類比數位轉換器322用以將回授訊號由類比域轉為數位域。功率頻譜密度估算裝置321對接收到的回授訊號執行快速傅立葉轉換，以產生頻域的回授訊號，並估算回授訊號之功率在頻域的分布狀況。數位訊號處理器325耦接至功率頻譜密度估算裝置321與補償裝置311，用以根據頻域的回授訊號執行一校正操作，以校正由補償裝置311所使用之一或多個補償值。
於本發明之實施例中，於發送訊號處理路徑310上的元件以及功率放大器317與天線可作為一個整體被視為一發送器，而於回授訊號處理路徑320上的一或多個元件可作為一個整體被視為一補償值校正裝置，用以輔助校正操作之執行。
如上所述，除IQ不平衡的射頻損害問題外，發送訊號處理路徑上還可能存在本地振盪訊號漏損的射頻損害問題，即，由發送訊號處理裝置所產生之輸出訊號可能包含了不想要的本地振盪訊號的能量。
第6圖係顯示一射頻訊號的頻譜範例，其中此射頻訊號係於緩衝電路316之輸出端所輸出的射頻訊號。假設輸入訊號Sig一組為角頻率為
的單頻訊號，例如第5圖所示之角頻率為
的一對正弦訊號
與餘弦訊號
，則於本地振盪訊號漏損的情況下，所產生的射頻訊號的頻譜中不僅於頻率(LO+
)處包含輸入訊號Sig的能量，於振盪頻率LO處也包含了振盪訊號LO_Sig的能量。
第7圖係顯示回授訊號的頻譜範例，其中此回授訊號係於功率頻譜密度估算裝置321之輸出端的回授訊號。因振盪訊號LO_Sig的存在，導致回授訊號經混頻器324處理後所產生的訊號於頻率
處仍具有不容忽視的能量，如圖所示之於頻率
處的訊號Sig*LO_Sig，其具有正比於Sig*LO_Sig之振幅的能量。
因此，根據本發明之一實施例，補償裝置311用以根據一組補償值IDAC_I與IDAC_Q對接收到的訊號執行補償，以降低發送訊號處理路徑上所產生之本地振盪訊號漏損的能量，或使其最小化，以解決本地振盪訊號漏損的問題。其中於處理本地振盪訊號漏損的射頻損害問題時，可試圖將經混頻器324處理後所產生的回授訊號於既定頻率的能量最小化，而其中所述既定頻率與輸入訊號之輸入頻率的相等。例如，當測試訊號角頻率為
時，既定頻率相等於角頻率
。需注意的是，既定頻率可依混頻器324的設計而改變。例如，當混頻器324被設計為將回授訊號與具有另一頻率之訊號相乘時，既定頻率則可被調整為輸入頻率與該頻率之相加或相減後的另一數值。
當射頻訊號於頻率(LO+
)處的能量與頻率LO處的能量的差值越大，代表本地振盪訊號漏損越小。因此，補償裝置311藉由根據補償值IDAC_I與IDAC_Q對發送訊號處理路徑上的訊號進行補償，以降低射頻訊號於頻率LO處的能量，進而降低回授訊號於頻率
處的能量，而補償值校正裝置則用以校正補償裝置311所使用之一或多個補償值，使補償結果可達最佳。
第8圖係顯示發送器電路300之補償值IDAC_I、IDAC_Q與回授訊號於既定頻率之能量的關係圖，於此述既定頻率與輸入訊號之輸入頻率相等。如上所述，回授訊號於既定頻率之能量與本地振盪訊號漏損正相關，當回授訊號於既定頻率之能量越小，代表發送器電路300的本地振盪訊號漏損越小。因此，於本發明之實施例中，藉由找出能使回授訊號於既定頻率之能量達最小的補償值IDAC_I、IDAC_Q，便可有效解決發送器電路300之本地振盪訊號漏損的問題，使補償結果可達最佳。由第8圖所示之關係圖可看出，補償值IDAC_I、IDAC_Q與回授訊號於既定頻率之能量之關係也可近似成一二次函式(Quadratic function)。
由於補償值CMP_X、 CMP_Y與回授訊號於輸入頻率
之兩倍之既定頻率之能量之關係可近似成二次函式，因此，於本發明之實施例中，將IQ不平衡的補償設定為最佳化的問題，利用一補償值校正方法獲得最佳解，以找出適用於發送器電路100之較佳或最佳的補償值CMP_X與CMP_Y。同樣地，由於補償值IDAC_I、IDAC_Q與回授訊號於相等於輸入頻率
之既定頻率之能量之關係亦可近似成二次函式，因此，於本發明之實施例中，本地振盪訊號漏損也可被設定為最佳化的問題，並可利用同一補償值校正方法獲得最佳解，以找出適用於發送器電路300之較佳或最佳的補償值IDAC_I、IDAC_Q。
根據本發明之一實施例，最佳化的問題可如以下式(1)表示:
式(1)
其中成本函式(cost function)
為包含
與
兩個變數的二次函式，
與
為可得最小y值的兩個參數，並且成本函式
可如以下式(2)表示:
式(2)
其中
、
、
、
、
、
為成本函式
之複數係數。
於本發明之實施例中，將補償值CMP_X對應到
，將補償值CMP_Y對應到
，以及將回授訊號於既定頻率之能量對應到
，便可利用本發明所提出之補償值校正方法獲得用於補償IQ不平衡的最佳解。同理，將補償值IDAC_I對應到
，將補償值IDAC_Q對應到
，以及將回授訊號於既定頻率之能量對應到
，便可利用本發明所提出之補償值校正方法獲得用於補償本地振盪訊號漏損的最佳解。需注意的是，如上所述，於本發明之實施例中，於處理IQ不平衡的射頻損害問題時，所述既定頻率為輸入訊號之輸入頻率的兩倍，而於處理本地振盪訊號漏損的射頻損害問題時，所述既定頻率與輸入訊號之輸入頻率的相等。
本發明所提出之補償值校正方法說明如下:
將成本函式(cost function)
分別對
做偏微分，得到式(3)與(4)如下:
式(3)
式(4)
若利用式(3)與(4)解聯立方程式，可得到最佳解。因此，將式(3)與(4)改寫為矩陣形式如以下式(5) :
式(5)
進一步利用式(5)推導出可計算出最佳參數
與
的式(6)如下:
式(6)
由式(6)中可看出，若取得成本函式
之複數係數
、
、
、
、
，則可得到最佳參數
與
。因此，於本發明之實施例中，若先設定六組參數
，並且假設將六組參數分別帶入成本函式所得到對應的輸出值為
，再將這些參數帶入式(2)的成本函式得到六個數學式後，將其聯立得如以下式(7)的矩陣函數:
式(7)
接著利用克拉瑪法則(Cramer’s Rule)，可以得到係數a、b、c、d、e的計算方式綜合表示如以下式(8) :
式(8)
其中行列式(determinant)
可經由以下式(9)計算出來 :
式(9)
行列式
可經由以下式(10)計算出來:
式(10)
行列式
可經由以下式(11)計算出來:
式(11)
行列式
可經由以下式(12)計算出來:
式(12)
行列式
可經由以下式(13)計算出來:
式(13)
行列式
可經由以下式(14)計算出來:
式(14)
根據本發明之一實施例，利用式(8)算出的係數a、b、c、d、e後帶回式(6)，即可得到最佳參數值
與
。
具體的說，根據本發明之一實施例，數位訊號處理器125、325可先設定複數組不同的補償值作為前述之參數
，並依序將該複數組補償值提供給對應之補償裝置111、311。補償裝置111、311依序根據接收到的複數組補償值處理一組輸入訊號，例如第1、5圖中所示之一對正弦訊號
與餘弦訊號
，以產生複數組補償過的訊號。配置於發送訊號處理路徑110、310上之發送訊號處理裝置依序處理該複數組補償過的訊號，以產生複數輸出訊號。配置於回授訊號處理路徑120、320上之補償值校正裝置自發送訊號處理路徑110、310之一輸出端依序接收該等輸出訊號作為複數回授訊號，處理該等回授訊號，並根據該等回授訊號與該複數組補償值執行一校正操作。
數位訊號處理器125、325根據由該複數組補償值所組成之一矩陣以及由該等回授訊號於一既定頻率之能量所組成之一行向量得到上述式(7)矩陣函數，並利用上述式(9)~式(14)計算複數行列式(determinant)，最後將所得之行列式應用於上述式(8)決定出成本函式
之複數係數
、
、
、
、
。
根據本發明之一實施例，該組輸入訊號可以是具有一輸入頻率之一組單頻訊號，例如角頻率為
的一對正弦訊號
與餘弦訊號
。如上所述，於本發明之實施例中，於處理IQ不平衡的射頻損害問題時，所述既定頻率可被設定為輸入訊號之輸入頻率的兩倍，而於處理本地振盪訊號漏損的射頻損害問題時，所述既定頻率可被設定與輸入訊號之輸入頻率的相等。
因此，於本發明之實施例中，功率頻譜密度估算裝置121、321係用以對接收自發送器之複數回授訊號經混頻器處理後執行快速傅立葉轉換，以產生頻域的回授訊號，並估算回授訊號之功率在頻域的分布狀況。於校正IQ不平衡的補償值以取得最佳解時，數位訊號處理器125可自功率頻譜密度估算裝置121取得回授訊號於輸入頻率的兩倍頻之能量作為成本函式對應的輸出值，例如式(7)中的
，並利用上述式(8)決定出成本函式
之係數
、
、
、
、
，以及根據式(6)決定出校正過的補償值CMP_X與CMP_Y。同理，於校正本地振盪訊號漏損的補償值以取得最佳解時，數位訊號處理器325可自功率頻譜密度估算裝置321取得回授訊號於輸入頻率之能量作為成本函式對應的輸出值，例如式(7)中的
，並利用上述式(8)決定出成本函式
之係數
、
、
、
、
，以及根據式(6)決定出校正過的補償值IDAC_I與IDAC_Q。
因此，於本發明之校正IQ不平衡補償值的實施例中，所得之該組校正過的補償值為可以使發送器之發送訊號處理路徑上響應於輸入訊號而產生之輸出訊號所對應之回授訊號於與兩倍輸入頻率之既定頻率具有最小能量的一組補償值。於本發明之校正本地振盪訊號漏損補償值的實施例中，所得之該組校正過的補償值為可以使發送器之發送訊號處理路徑上響應於輸入訊號而產生之輸出訊號所對應之回授訊號於與輸入頻率相等之既定頻率具有最小能量的一組補償值。
於取得校正過的補償值後，補償裝置111、311可更根據校正過的補償值處理後續接收到之輸入訊號，使補償結果可達最佳。
第9圖係顯示根據本發明之一實施例所述之補償值校正方法流程圖，用以校正一發送器之一補償裝置所使用之一或多個補償值，包括以下步驟:
步驟S902: 取得發送器依序根據複數組補償值處理一組輸入訊號所產生的複數輸出訊號作為複數回授訊號。各回授訊號分別對應於該複數組補償值之一者。
步驟S904: 於一校正操作中根據該複數組補償值與該等回授訊號決定一成本函式之複數係數。
步驟S906: 根據成本函式之係數決定一組校正過的補償值，並且將該組校正過的補償值提供給發送器之補償裝置。
需注意的是，雖第1圖與第5圖顯示了發送器電路之範例，但須理解的是，第1、5圖為簡化發送器電路示意圖，其中僅顯示出與本發明相關之元件。孰悉此技藝者均可理解，發送器電路當可包含許多未示於圖中之元件，以實施無線通訊及相關之信號處理之功能，故本發明並不限於此。例如，本發明提供之補償值校正方法亦可被應用於配置了複數補償裝置之發送器電路，且各補償裝置所使用的補償值均可利用所述補償值校正方法被校正。
第10圖係顯示根據本發明之又另一實施例所述之發送器電路。發送器電路500可包括發送訊號處理路徑510與回授訊號處理路徑520。發送訊號處理路徑510中可包括複數級發送訊號處理裝置，用以處理發送訊號，例如，發送訊號處理路徑510可包括補償裝置511-1與511-2、分別位於同相通道與正交通道上的數位類比轉換器(DAC)512-1與512-2、濾波器513-1與513-2、混頻器514-1與514-2、以及加法器515與緩衝電路516。
回授訊號處理路徑520可包括複數回授訊號處理裝置，例如，混頻器524、可編程增益放大器(PGA)523、類比數位轉換器(ADC)522、功率頻譜密度估算裝置521與數位訊號處理器525。於回授訊號處理路徑520上的一或多個元件，例如，功率頻譜密度估算裝置521與數位訊號處理器525，可作為一個整體被視為一補償值校正裝置，用以輔助校正操作之執行。
第10圖所示之發送器電路500與發送器電路100、300之所包含之元件大致相同，且結構相似，其差異僅在於發送器電路500包含了多個補償裝置。相似的元件符號係指相同的元件，因此，對於相同的元件的詳細說明在此將不再重複。於本發明之實施例中，補償值校正裝置可依序應用前述補償值校正方法校正各補償裝置所使用的補償值。例如，補償值校正裝置可先將前述補償值校正方法應用於校正補償裝置511-1所使用之補償值CMP_X與CMP_Y，以取得較佳或最佳的補償值CMP_X與CMP_Y，接著再將前述補償值校正方法應用於校正補償裝置511-2所使用之補償值IDAC_I與IDAC_Q，以取得較佳或最佳的補償值IDAC_I與IDAC_Q。此外，補償值校正裝置亦可以迭代的方式反覆地校正補償裝置511-1及/或511-2所使用之補償值，例如，將取得之較佳補償值作為複數組補償值之其中一者，並再次執行補償值校正。因此，本發明並不限於僅執行一次補償值校正，補償值校正裝置亦可對補償裝置511-1及/或511-2所使用之補償值執行多次校正以取得較佳或最佳的補償值。
如上所述，本發明提供了一種可一體適用於解決不同射頻損害問題的補償值校正方法，用以有效率地取得對應地補償值，並且可藉由補償值之校正取得較佳或最佳的補償值。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
100, 300, 500:發送器電路
110, 310, 510:發送訊號處理路徑
120, 320, 520:回授訊號處理路徑
111, 311, 511-1, 511-2:補償裝置
112-1, 112-2, 312-1, 312-2, 512-1, 512-2:數位類比轉換器
113-1, 113-2, 313-1, 313-2, 513-1, 513-2:濾波器
114-1, 114-2, 124, 314-1, 314-2, 324, 514-1, 514-2, 524:混頻器
115, 315, 515:加法器
116, 316, 516:緩衝電路
117, 317, 517:功率放大器
121, 321, 521:功率頻譜密度估算裝置
122, 322,522:類比數位轉換器
123, 323, 523:可編程增益放大器
125, 325, 525:數位訊號處理器
S902, S904, S906:步驟
CMP_X, CMP_Y, IDAC_I,IDAC_Q:補償值
LO _Sig:振盪訊號
LO:振盪頻率
Sig:輸入訊號
Img:鏡像訊號
Sig*Img:訊號
:角頻率
第1圖係顯示根據本發明之一實施例所述之發送器電路。
第2圖係顯示一射頻訊號的頻譜範例。
第3圖係顯示回授訊號的頻譜範例。
第4圖係顯示IQ不平衡補償值與回授訊號於既定頻率之能量的關係圖。
第5圖係顯示根據本發明之另一實施例所述之發送器電路。
第6圖係顯示一射頻訊號的頻譜範例。
第7圖係顯示回授訊號的頻譜範例。
第8圖係顯示本地振盪訊號漏損補償值與回授訊號於既定頻率之能量的關係圖。
第9圖係顯示根據本發明之一實施例所述之補償值校正方法流程圖。
第10圖係顯示根據本發明之又另一實施例所述之發送器電路。
S902,S904,S906:步驟
Claims (10)
- 一種發送器電路，包括： 一補償裝置，配置於一發送訊號處理路徑上，用以依序根據複數組補償值處理一組輸入訊號以產生複數組補償過的訊號； 至少一發送訊號處理裝置，配置於該發送訊號處理路徑上，用以依序處理該複數組補償過的訊號以產生複數輸出訊號；以及 一補償值校正裝置，耦接至該發送訊號處理路徑之一輸出端，用以自該輸出端依序接收該等輸出訊號作為複數回授訊號，並根據該等回授訊號與該複數組補償值執行一校正操作， 其中該補償值校正裝置包括： 一數位訊號處理器，耦接至該補償裝置，於該校正操作中，該數位訊號處理器根據該複數組補償值與該等回授訊號決定一成本函式之複數係數，根據該等係數決定一組校正過的補償值，以及將該組校正過的補償值提供給該補償裝置。
- 如請求項1所述之發送器電路，其中該組輸入訊號為具有一輸入頻率之一組單頻訊號，該組校正過的補償值為使該發送訊號處理路徑上響應於該組輸入訊號而產生之一輸出訊號所對應之一回授訊號於一既定頻率具有最小能量的一組補償值，並且該既定頻率與該輸入頻率相等。
- 如請求項1所述之發送器電路，其中該組輸入訊號為具有一輸入頻率之一組單頻訊號，該組校正過的補償值為使該發送訊號處理路徑上響應於該組輸入訊號而產生之一輸出訊號所對應之一回授訊號於一既定頻率具有最小能量的一組補償值，並且該既定頻率為該輸入頻率之兩倍。
- 如請求項1所述之發送器電路，其中於接收到該組校正過的補償值後，該補償裝置更根據該組校正過的補償值處理後續接收到之該組輸入訊號。
- 一種補償值校正裝置，用以校正一發送器之一補償裝置所使用之一或多個補償值，包括： 一功率頻譜密度估算裝置，用以對接收自該發送器之複數回授訊號執行快速傅立葉轉換，以產生頻域的該等回授訊號，並估算該等回授訊號之功率在頻域的分布狀況，其中各回授訊號分別對應於複數組補償值之一者；以及 一數位訊號處理器，耦接至該功率頻譜密度估算裝置與該補償裝置，用以於一校正操作中根據該複數組補償值與該等回授訊號決定一成本函式之複數係數，根據該等係數決定一組校正過的補償值，以及將該組校正過的補償值提供給該補償裝置。
- 如請求項5所述之補償值校正裝置，其中該組校正過的補償值為使該發送器響應於一輸入訊號而產生之一輸出訊號所對應之一回授訊號於一既定頻率具有最小能量的一組補償值，並且該既定頻率與該輸入訊號之一輸入頻率相等。
- 如請求項5所述之補償值校正裝置，其中該組校正過的補償值為使該發送器響應於一輸入訊號而產生之一輸出訊號所對應之一回授訊號於一既定頻率具有最小能量的一組補償值，並且該既定頻率為該輸入訊號之一輸入頻率之兩倍。
- 一種補償值校正方法，用以校正一發送器之一補償裝置所使用之一或多個補償值，包括： 取得該發送器依序根據複數組補償值處理一組輸入訊號所產生的複數輸出訊號作為複數回授訊號，其中各回授訊號分別對應於該複數組補償值之一者； 於一校正操作中根據該複數組補償值與該等回授訊號決定一成本函式之複數係數；以及 根據該等係數決定一組校正過的補償值，並且將該組校正過的補償值提供給該補償裝置。
- 如請求項8所述之補償值校正方法，其中該組輸入訊號為具有一輸入頻率之一組單頻訊號，該組校正過的補償值為使該發送器響應於該組輸入訊號而產生之一輸出訊號所對應之一回授訊號於一既定頻率具有最小能量的一組補償值，並且該既定頻率與該輸入頻率相等。
- 如請求項8所述之補償值校正方法，其中該組輸入訊號為具有一輸入頻率之一組單頻訊號，該組校正過的補償值為使該發送器響應於該組輸入訊號而產生之一輸出訊號所對應之一回授訊號於一既定頻率具有最小能量的一組補償值，並且該既定頻率為該輸入頻率之兩倍。
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