TWI819710B - 發送器電路、補償值校正裝置與補償值校正方法 - Google Patents

發送器電路、補償值校正裝置與補償值校正方法 Download PDF

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Abstract

一種補償值校正方法，用以校正一發送器之一補償裝置所使用之一或多個補償值，包括：取得發送器依序根據複數組補償值處理一組輸入訊號所產生的複數輸出訊號作為複數回授訊號，其中各回授訊號分別對應於該複數組補償值之一者；取得回授訊號於一既定頻率之訊號成分作為回授訊號之一部分；於一校正操作中根據該複數組補償值與回授訊號之部分決定一組不平衡等效參數；以及根據該組不平衡等效參數決定一組校正過的補償值，並且將該組校正過的補償值提供給補償裝置。

Description

發送器電路、補償值校正裝置與補償值校正方法
本發明係關於一種適用於發送器電路的補償值校正方法，以降低發送器電路的射頻損害(RF impairment)。
零中頻(Zero Intermediate Frequency，縮寫Zero-IF)發送器或零中頻接收器的設計因僅使用一個混頻級就將基頻訊號轉換至射頻，或者僅使用一個混頻級就將接收到的射頻訊號直接轉換為基頻訊號，而存在著IQ不平衡的性能限制。形成IQ不平衡原因在於，當同相通道與正交通道的響應有差異時，就會使通過同相通道與正交通道的兩個訊號具有不等的振幅或相位增益。
為解決零中頻發送器或零中頻接收器中存在的IQ不平衡問題，需要一種可有效校正IQ不平衡補償值的方法與對應的發送器電路。
本發明之一目的在於提供一種可有效校正IQ不平衡補償值的方法與對應的發送器電路，以解決零中頻發送器或零中頻接收器中存在的IQ不平衡問題，並且可相較於既有技術更快速地於校正操作中找到最佳補償值。
根據本發明之一實施例，一種發送器電路包括一補償裝置、至少一 發送訊號處理裝置以及一數位訊號處理器。補償裝置配置於一發送訊號處理路徑上，用以依序根據複數組補償值處理一組輸入訊號以產生複數組補償過的訊號。至少一發送訊號處理裝置配置於發送訊號處理路徑上，用以依序處理複數組補償過的訊號以產生複數輸出訊號。數位訊號處理器配置於回授訊號處理路徑上，並且耦接至補償裝置，其中回授訊號處理路徑耦接至發送訊號處理路徑之一輸出端，輸出訊號透過回授訊號處理路徑被提供給數位訊號處理器作為複數回授訊號，並且數位訊號處理器根據回授訊號與複數組補償值執行一校正操作。於校正操作中，數位訊號處理器根據複數組補償值與回授訊號決定一組不平衡等效參數，根據該組不平衡等效參數決定一組校正過的補償值，並且將該組校正過的補償值提供給補償裝置。
根據本發明之另一實施例，一種補償值校正裝置，用以校正一發送器之一補償裝置所使用之一或多個補償值，包括一快速傅立葉轉換裝置以及一數位訊號處理器。快速傅立葉轉換裝置用以對接收自發送器之複數回授訊號執行快速傅立葉轉換，以產生頻域的回授訊號，其中各回授訊號分別對應於複數組補償值之一者。數位訊號處理器耦接至快速傅立葉轉換裝置與補償裝置，用以於一校正操作中根據複數組補償值與頻域的回授訊號決定一組校正過的補償值，並且將校正過的補償值提供給補償裝置。其中數位訊號處理器根據頻域的回授訊號取得回授訊號於一既定頻率之訊號成分作為回授訊號之一部分，根據複數組補償值與回授訊號之部分決定一組不平衡等效參數，並且根據該組不平衡等效參數決定該組校正過的補償值。
根據本發明之又另一實施例，一種補償值校正方法，用以校正一發送器之一補償裝置所使用之一或多個補償值，包括：取得發送器依序根據複數組補償值處理一組輸入訊號所產生的複數輸出訊號作為複數回授訊號，其中各回授訊號分別對應於該複數組補償值之一者；取得回授訊號於一既定頻率之訊 號成分作為回授訊號之一部分；於一校正操作中根據該複數組補償值與回授訊號之部分決定一組不平衡等效參數；以及根據該組不平衡等效參數決定一組校正過的補償值，並且將該組校正過的補償值提供給補償裝置。
100:發送器電路
110:發送訊號處理路徑
111:補償裝置
112-1,112-2:數位類比轉換器
113-1,113-2:濾波器
114-1,114-2,124:混頻器
115:加法器
116:緩衝電路
117:功率放大器
120,520:回授訊號處理路徑
121,521:快速傅立葉轉換裝置
122:類比數位轉換器
123:可編程增益放大器
125,525:數位訊號處理器
500:等效基頻電路
CMP_X,CMP_Y,Xcmp_1,Ycmp_1:補償值
cos(ω m t),sin(ω m t):輸入訊號
G:增益值
Img:鏡像訊號
LO_Sig:振盪訊號
LO:振盪頻率
Sig:輸入訊號
Sig*Img:訊號
t0:延遲
ωm:角頻率
第1圖係顯示根據本發明之一實施例所述之發送器電路。
第2圖係顯示一射頻訊號的頻譜範例。
第3圖係顯示回授訊號的頻譜範例。
第4圖係顯示根據本發明之一實施例所述之補償值校正方法之範例流程圖。
第5圖係顯示根據本發明之一實施例所述之發送器電路的等效基頻電路圖。
第6圖係顯示根據本發明之一實施例所述之校正操作之詳細流程圖。
第1圖係顯示根據本發明之一實施例所述之發送器電路。發送器電路100可包括發送訊號處理路徑110與回授訊號處理路徑120。發送訊號處理路徑110中可包括複數級發送訊號處理裝置，用以處理發送訊號，例如，將基頻訊號轉換為射頻訊號。根據本發明之一實施例，發送訊號處理路徑110可包括補償裝置111、分別位於同相通道與正交通道上的數位類比轉換器(Digital to Analog Converter，縮寫DAC)112-1與112-2、濾波器113-1與113-2、混頻器114-1與114-2、以及加法器115與緩衝電路116。
補償裝置111配置於發送訊號處理路徑110上，補償裝置111可接收分別位於同相(I)通道與正交(Q)通道上的一組輸入訊號，根據一組補償值CMP_X與CMP_Y對接收到的訊號執行IQ不平衡的補償，以產生補償過的訊號。其中，補 償值CMP_X與CMP_Y可以是分別用以針對同相通道與正交通道的振幅或相位進行補償的補償值，例如，補償裝置111可將同相(I)通道上的輸入訊號乘上補償值CMP_X，以及將同相(I)通道上的輸入訊號乘上補償值CMP_Y後與正交(Q)通道上的輸入訊號相加，用以補償發送訊號處理路徑上的IQ不平衡。於本發明之一實施例中，補償值CMP_X與CMP_Y為實數。
數位類比轉換器112-1與112-2分別用以於同相通道及正交通道上將補償過的複數訊號由數位域轉為類比域。濾波器113-1與113-2分別用以對接收到的訊號執行濾波操作。混頻器114-1與114-2分別用以將接收到的訊號與一振盪訊號LO_Sig相乘，用以將接收到的訊號自基頻轉換為射頻訊號，其中提供給混頻器114-1與114-2的振盪訊號LO_Sig可為頻率相同相位正交的兩訊號，於本發明之實施例中，振盪訊號LO_Sig之振盪頻率為LO。加法器115用以將同相通道與正交通道上的訊號合併。緩衝電路116可以是功率放大器117之驅動電路，用以緩衝接收到的射頻訊號並推動後級的功率放大器117。功率放大器117用以於射頻訊號透過天線被發送出去前將之放大。
於本發明之實施例中，回授訊號處理路徑120可包括複數回授訊號處理裝置，例如，混頻器124、可編程增益放大器(Programmable Gain Amplifier，縮寫PGA)123、類比數位轉換器(Analog to Digital Converter，縮寫ADC)122、快速傅立葉轉換(Fast Fourier Transform，縮寫FFT)裝置121與數位訊號處理器125。回授訊號處理路徑120可耦接至至少一發送訊號處理裝置之一輸出端，例如，緩衝電路116之輸出端，用以自輸出端接收由發送訊號處理裝置所產生之輸出訊號作為回授訊號，並處理回授訊號。其中，輸出訊號為經過發送訊號處理裝置的訊號處理後所得的訊號，所述訊號處理可包含前述分別於同相通道與正交通道上所為的訊號處理，而混頻器124則將接收到的回授訊號與自己相乘，用以將回授訊號降頻轉換為基頻訊號。可編程增益放大器123用以放大/衰減接收到的回授 訊號。類比數位轉換器122用以將回授訊號由類比域轉為數位域。快速傅立葉轉換裝置121可對接收到的回授訊號執行快速傅立葉轉換，以產生頻域的回授訊號。
數位訊號處理器125耦接至快速傅立葉轉換裝置121與補償裝置111，用以根據頻域的回授訊號執行一校正操作，以校正由補償裝置111所使用之一或多個補償值。相較於既有技術，於本發明之實施例中，數位訊號處理器125可更快速的於校正操作中找出可使鏡像抑制比率(Image Rejection Ratio，縮寫為IMR)達最佳化的最佳補償值CMP_X與CMP_Y。
第2圖係顯示一射頻訊號的頻譜範例，其中此射頻訊號係於緩衝電路116之輸出端所輸出的射頻訊號，例如，於節點S所得的射頻訊號。假設輸入訊號Sig為一組角頻率為ω m 的單頻訊號，例如第1圖所示之角頻率為ω m 的一對輸入訊號，其可包括正弦訊號cos(ω m t)與餘弦訊號sin(ω m t)，由於發送訊號處理路徑上存在IQ不平衡，因此發送訊號處理路徑110上所產生的射頻訊號的頻譜中不僅於頻率(LO+ω m )處包含輸入訊號Sig的能量，於頻率(LO-ω m )處也包含了不想要的鏡像訊號Img的能量。
第3圖係顯示回授訊號的頻譜範例，例如，經由快速傅立葉轉換裝置121轉換後所取得的回授訊號的頻譜。因鏡像訊號Img的存在，導致回授訊號經混頻器124處理後所產生的訊號於頻率(±2ω m )處仍具有不容忽視的能量，如圖所示之於頻率(±2ω m )處的訊號Sig*Img，其具有正比於Sig*LO_Sig之振幅的能量。
因此，根據本發明之一實施例，補償裝置111用以根據一組補償值CMP_X與CMP_Y對接收到的訊號執行IQ不平衡的補償，以降低發送訊號處理路徑上所產生之一鏡像訊號的能量，或使之最小化，藉此解決IQ不平衡的問題。其中於處理IQ不平衡的射頻損害問題時，可試圖於校正操作中找出可使發送訊號處理路徑110上的鏡像抑制比率達最佳化的最佳補償值，例如，可提升訊號處 理路徑110上的鏡像抑制比率或者使鏡像抑制比率到達最大值，而此最佳補償值亦可使回授訊號處理路徑120上之一處理訊號，例如，經混頻器124、可編程增益放大器123或類比數位轉換器122處理後所產生的回授訊號，於既定頻率具有最小能量。換言之，最佳補償值可使回授訊號中包含鏡像訊號的訊號成分的能量最小化。
於本發明之實施例中，所述既定頻率之絕對值為輸入訊號之輸入頻率的兩倍。例如，當測試訊號之角頻率為ω m 時，既定頻率之絕對值可為兩倍角頻率，因此，既定頻率可為(±2ω m )。需注意的是，既定頻率可依混頻器124的設計而改變。例如，當混頻器124被設計為將回授訊號與具有另一頻率之訊號相乘時，既定頻率則可被調整為輸入頻率與該頻率之相加或相減後的另一數值。
當射頻訊號於頻率(LO+ω m )處的能量與於頻率(LO-ω m )處的能量的差值越大，代表發送器電路100的鏡像抑制能力越好，因此，對應之回授訊號於頻率(±2ω m )處的能量越小。於本發明之實施例中，數位訊號處理器125可用以於校正操作中找出可使鏡像抑制比率達最佳化(即，使鏡像訊號的能量最小化)的最佳補償值CMP_X與CMP_Y，並將之提供給補償裝置111。補償裝置111藉由應用補償值CMP_X與CMP_Y預先補償發送訊號處理路徑上的IQ不平衡，以減少或抑制鏡像訊號的產生，使發送訊號處理路徑110上的處理訊號可幾乎相等於原始輸入訊號。
於本發明之實施例中，於發送訊號處理路徑110上的元件以及功率放大器117與天線可作為一個整體被視為一發送器，而於回授訊號處理路徑120上的一或多個元件可作為一個整體被視為一補償值校正裝置，用以輔助校正操作之執行。
根據本發明之一實施例，於校正操作中，補償裝置111可依序根據複數組補償值處理一組輸入訊號以產生複數組補償過的訊號。配置於發送訊號處 理路徑110上的發送訊號處理裝置可依序處理該複數組補償過的訊號以產生複數輸出訊號。輸出訊號透過回授訊號處理路徑120被提供給數位訊號處理器125作為複數回授訊號，並且由數位訊號處理器125根據該複數組補償值與回授訊號決定一組不平衡等效參數，根據該組不平衡等效參數決定一組校正過的補償值，並且將該組校正過的補償值提供給補償裝置111。於決定出校正過的補償值後，校正操作便可結束。補償裝置111於接收到該組校正過的補償值後，可根據該組校正過的補償值處理後續接收到之輸入訊號，後續接收到的輸入訊號可以是前述的一組正弦訊號cos(ω m t)與餘弦訊號sin(ω m t)，或者可以是其他發送器電路100需傳送的訊號。
第4圖係顯示根據本發明之一實施例所述之補償值校正方法之範例流程圖，可包括由一補償值校正裝置所執行之以下步驟：
步驟S402：取得發送器依序根據複數組補償值處理一組輸入訊號所產生的複數輸出訊號作為複數回授訊號，其中各回授訊號分別對應於該複數組補償值之一者。
步驟S404：取得回授訊號於一既定頻率之訊號成分作為回授訊號之一部分。
步驟S406：根據該複數組補償值與回授訊號之該部分決定一組不平衡等效參數。
步驟S408：根據該組不平衡等效參數決定一組校正過的補償值，並且將該組校正過的補償值提供給補償裝置。
更具體的說，於本發明之實施例中，可由數位訊號處理器125取得回授訊號之一部分，並根據該複數組補償值與該部分決定該組不平衡等效參數，其中該部分為回授訊號於所述既定頻率之訊號成分。例如，快速傅立葉轉換裝置121可用以對接收自發送器之複數回授訊號執行快速傅立葉轉換，以產生頻域 的回授訊號，而數位訊號處理器125可自快速傅立葉轉換裝置121所輸出的訊號中擷取出回授訊號於所述既定頻率之訊號成分。
參考回第1圖，根據本發明之一實施例，於決定該組不平衡等效參數的過程中，數位訊號處理器125可先建立於節點T的等效訊號模型，再利用等效訊號模型中於所述既定頻率之訊號成分以及於節點T所得的回授訊號於所述既定頻率之訊號成分計算出該組不平衡等效參數。
假設(Xt,Yt)為校正操作中所欲決定的不平衡等效參數，(Xcmp,Ycmp)為補償裝置111對接收到的訊號執行IQ不平衡的補償所使用的補償值，即第1圖中所示的(CMP_X,CMP_Y)，於節點T所得的回授訊號於所述既定頻率之訊號成分與不平衡等效參數(Xt,Yt)及補償值(Xcmp,Ycmp)的關係式可表示如下：T@-2ω m =f(Xt,Yt,Xcmp,Ycmp) 式(1)
其中的描述「T@-2ω m 」代表於節點T所得的回授訊號於所述既定頻率(例如，負兩倍頻-2ω m )之訊號成分，函數f為輸入訊號自發送器電路之輸入端到節點T負兩倍頻函數。數位訊號處理器125可根據至少兩組預設的補償值及其對應的回授訊號建立起式(1)中的函數f，並且決定出不平衡等效參數(Xt,Yt)。
例如，數位訊號處理器125可先設定第一組補償值(Xcmp_1,Ycmp_1)，並且於發送器的輸入端輸入一組角頻率為ω m 的單頻訊號，例如第1圖所示之角頻率為ω m 的一對正弦訊號cos(ω m t)與餘弦訊號sin(ω m t)。單頻訊號經由發送訊號處理路徑110上的處理訊號後，透過回授訊號處理路徑120傳送至節點T，並且數位訊號處理器125可取出於節點T所得的回授訊號於負兩倍頻-2ω m 之訊號成分T@-2ω m =FFT1。類似地，數位訊號處理器125可再設定第二組補償值(Xcmp_2,Ycmp_2)，並且於發送器的輸入端輸入同樣的單頻訊號作為輸入訊號。接著，數位訊號處理器125可取出於節點T所得的回授訊號於負兩倍 頻-2ω m 之訊號成分T@-2ω m =FFT2。將所得的結果應用於式(1)，可得以下結果：T@-2ω m =FFT1=f(Xt,Yt,Xcmp_1,Ycmp_1) 式(2)
T@-2ω m =FFT2=f(Xt,Yt,Xcmp_2,Ycmp_2) 式(3)
其中回授訊號於負兩倍頻-2ω m 之訊號成分FFT1與FFT2為複數(complex number)，數位訊號處理器125可於建立起函數f後，決定出不平衡等效參數(Xt,Yt)。
第5圖係顯示根據本發明之一實施例所述之發送器電路100的等效基頻電路圖。參照第1圖，於第5圖中，不平衡等效參數(Xt,Yt)表示發送訊號處理路徑110上所產生的IQ不平衡，增益值G代表發送訊號處理路徑110上所產生的增益，延遲t0代表發送訊號處理路徑110上所產生的延遲。此外，於等效基頻電路500中，將混頻器114-1與114-2以及混頻器124的升頻與降頻操作等效為將同相(I)通道與正交(Q)通道上的訊號轉為複數(complex)訊號並且直接傳送到回授訊號處理路徑520中的混頻器輸入端，而其中的一路訊號需做共軛轉換(如圖中所示的運算Conj[.])，再透過回授訊號處理路徑520中的混頻器與另一路訊號相乘。
於等效基頻電路500中，節點S的訊號可表示如下：S=G[cos(ω m (t+t0))* Xcmp*Xt+j(cos(ω m (t+t0))*(Xcmp*Yt+Ycmp)+sin(ω m (t+t0)))] 式(4)
節點T的訊號可表示如下：T=S * conj(S)
假設ω m * t0=p，而節點T的訊號於負兩倍頻-2ω m 之訊號成分可表示如下：T@-2ω m =G2e-j2p[(Xcmp2*Xt2-1+(Xcmp*Yt+Ycmp)2)/4+j*2(Xcmp *Yt+Ycmp)/4] 式(5)
於本發明之實施例中，式(5)可為輸入之單頻訊號經過等效基頻電路500到節點T的負兩倍頻函數f，數位訊號處理器125可利用等效基頻電路500建立起函數f，或者利用等效基頻電路500建立起如式(5)所示之節點T的訊號於負兩倍頻-2ω m 之訊號成分與不平衡等效參數(Xt,Yt)、補償值(Xcmp,Ycmp)、增益值G以及延遲t0的關係式。於建立起函數f或所述關係式後，數位訊號處理器125可進一步依循以下流程決定出不平衡等效參數(Xt,Yt)並找出可使鏡像抑制比率達最佳化的最佳補償值(Xcmp,Ycmp)。於本發明之實施例中，最佳補償值即為前述之校正過的補償值，也就是第1圖中校正過的(或最佳的)補償值(CMP_X,CMP_Y)，並且於以下段落中統一標示為(Xopt,Yopt)。
第6圖係顯示根據本發明之一實施例所述之校正操作之詳細流程圖，包括由數位訊號處理器125執行之以下步驟：
步驟S602：設定第一組補償值(Xcmp_1,Ycmp_1)，於發送器的輸入端輸入一組角頻率為ω m 的單頻訊號作為輸入訊號，例如第1圖所示之角頻率為ω m 的一對正弦訊號cos(ω m t)與餘弦訊號sin(ω m t)，並且取出於節點T所得的回授訊號於既定頻率(例如，負兩倍頻-2ω m )之訊號成分T@-2ω m =FFT1。如上所述，輸入訊號經由發送訊號處理路徑110上的處理訊號後，透過回授訊號處理路徑120傳送至節點T。於本發明之一實施例中，第一組補償值(Xcmp_1,Ycmp_1)可被設定為(0,1)，並假設FFT1=C+jD，則應用式(5)所示之函數f後可得參數C、D、p及增益值G與不平衡等效參數(Xt,Yt)的關係。
步驟S604：設定第二組補償值(Xcmp_2,Ycmp_2)，於發送器的輸入端輸入同樣的單頻訊號作為輸入訊號，並且取出於節點T所得的回授訊號於既定頻率(例如，負兩倍頻-2ω m )之訊號成分T@-2ω m =FFT2。於本發明之一實施例 中，第二組補償值(Xcmp_2,Ycmp_2)可被設定為(1,0)，並假設FFT2=E+jF，則應用式(5)所示之函數f後可得參數E、F、p及增益值G與不平衡等效參數(Xt,Yt)的關係。
步驟S606：根據提供給補償裝置111的補償值與於節點T所得的回授訊號於所述既定頻率之訊號成分計算出不平衡等效參數(Xt,Yt)。根據本發明之一實施例，數位訊號處理器125可將於步驟S602、步驟S604中應用預設之補償值(Xcmp,Ycmp)之後取得的參數關係以不同方式結合，或者將步驟S602、S604中取得之回授訊號於負兩倍頻-2ω m 之訊號成分以不同方式結合，以進一步取得不同的關係式，並由此推導出不平衡等效參數(Xt,Yt)。
根據本發明之一實施例，數位訊號處理器125可根據所述不同結合推導出不平衡等效參數(Xt,Yt)與數值C、D、E、F(即，FFT結果)的關係如下：Yt=(C*E+D*F)/(C2+D2) 式(6)
Xt2=1-Yt2+2* (D*E-C*F)/(C2+D2) 式(7)
需注意的是，式(6)與式(7)中所示的不平衡等效參數(Xt,Yt)與數值C、D、E、F(即，FFT結果)的關係係將補償值設定為(0,1)及(1,0)所得的結果。熟悉此技藝者皆可理解，於步驟S602、步驟S604中，補償值的設定並不限於(0,1)及(1,0)，也可以是其他組數值，而根據不同的補償值設定所得的FFT結果、參數p及增益值G等與不平衡等效參數(Xt,Yt)的關係未必與上述實施例相同，因此，於步驟S606所推導出的不平衡等效參數(Xt,Yt)與FFT結果的關係也未必會與式(6)與式(7)相同，但仍可以相同方式推導出不平衡等效參數(Xt,Yt)與FFT結果的關係式。
步驟S608：根據不平衡等效參數(Xt,Yt)推導出最佳補償值(Xopt,Yopt)。
根據本發明之一實施例，數位訊號處理器125可根據所得的不平衡等 效參數(Xt,Yt)與一單位矩陣之一運算結果決定最佳補償值(Xopt,Yopt)。
更具體的說，假設同相通道與正交通道的輸入訊號(以下由符號I與Q代表)在應用了最佳補償值(Xopt,Yopt)的情況，經過不平衡等效參數(Xt,Yt)的作用後可得到原始的輸入訊號I與Q，因此，可建立起以下關係式：
Figure 111126834-A0305-02-0015-11
由式(8)可理解，最佳補償值(Xopt,Yopt)與不平衡等效參數(Xt,Yt)的矩陣相乘結果會是單位矩陣。
Figure 111126834-A0305-02-0015-4
因此，數位訊號處理器125可直接根據以下關係式推導出最佳補償值(Xopt,Yopt)：X opt =1/X t 式(10)
Y opt =-Y t /X t 式(11)
於取得最佳補償值(Xopt,Yopt)後，數位訊號處理器125可將最佳補償值作為校正過的補償值提供給補償裝置111。於接收到校正過的補償值後，補償裝置111可更根據校正過的補償值CMP_X與CMP_Y(即，最佳補償值(Xopt,Yopt))處理後續接收到之輸入訊號(例如，分別於同相通道與正交通道之輸入端接收到的一組輸入訊號)。於本發明之實施例中，藉由根據校正過的補償值調整輸入訊號以補償發送訊號處理路徑上的IQ不平衡，如此可有效以減少或抑制鏡像訊號的產生，進而提升訊號處理路徑110上的鏡像抑制比率或者使鏡像抑制比率到達最大值。因此，校正過的補償值也可以是使回授訊號處理路徑120上之一處理訊號(例如，於節點T所得的回授訊號)於既定頻率具有最小能量的一組補償值。
於本發明之實施例中，數位訊號處理器125僅須透過如第6圖所示之 四個步驟即可找出最佳補償值(Xopt,Yopt)，因此相較於既有技術通常需要經由多次迭代操作或訓練操作才能找出最佳補償值，本發明可更快速的於校正操作中找出可使鏡像抑制比率達最佳化的最佳補償值CMP_X與CMP_Y。
特別是，由於每當通訊裝置切換通訊通道時，其所配置的發送器電路(例如，發送器電路100)便需要因應振盪頻率LO的改變而重新校正補償值CMP_X與CMP_Y，因此，當通訊裝置需頻繁切換通訊通道時，基於既有技術所執行的補償值校正便會因為其操作較費時而成為切換通道的負擔。而本發明改善了此問題，由於本發明所提出之補償值校正方法及對應的補償值校正裝置與發送器電路可於每次頻率切換時快速找到對應的最佳補償值CMP_X與CMP_Y，因此可大幅減少通道或頻率切換操作中所需的補償值校正時間，進而有效降低所述負擔。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
100:發送器電路
110:發送訊號處理路徑
111:補償裝置
112-1,112-2:數位類比轉換器
113-1,113-2:濾波器
114-1,114-2,124:混頻器
115:加法器
116:緩衝電路
117:功率放大器
120:回授訊號處理路徑
121:快速傅立葉轉換裝置
122:類比數位轉換器
123:可編程增益放大器
125:數位訊號處理器

Claims (10)

  1. 一種發送器電路，包括：一補償裝置，配置於一發送訊號處理路徑上，用以依序根據複數組補償值處理一組輸入訊號以產生複數組補償過的訊號；至少一發送訊號處理裝置，配置於該發送訊號處理路徑上，用以依序處理該複數組補償過的訊號以產生複數輸出訊號；以及一數位訊號處理器，配置於一回授訊號處理路徑上，並且耦接至該補償裝置，其中該回授訊號處理路徑耦接至該發送訊號處理路徑之一輸出端，該等輸出訊號透過該回授訊號處理路徑被提供給該數位訊號處理器作為複數回授訊號，並且該數位訊號處理器根據該等回授訊號與該複數組補償值執行一校正操作，於該校正操作中，該數位訊號處理器根據該複數組補償值與該等回授訊號決定一組不平衡等效參數，根據該組不平衡等效參數決定一組校正過的補償值，並且將該組校正過的補償值提供給該補償裝置，其中該組不平衡等效參數用以表示該發送訊號處理路徑上所產生的同相正交不平衡，該數位訊號處理器根據該等回授訊號與該組不平衡等效參數、該複數組補償值、該發送訊號處理路徑上所產生的一增益與該發送訊號處理路徑上所產生的一延遲之一關係決定該組不平衡等效參數。
  2. 如請求項1所述之發送器電路，其中該數位訊號處理器取得該等回授訊號之一部分，該部分為該等回授訊號於一既定頻率之訊號成分，並且該數位訊號處理器根據該複數組補償值與該等回授訊號之該部分決定該組不平衡等效參數。
  3. 如請求項2所述之發送器電路，其中該組輸入訊號為具有一輸入頻率之一組單頻訊號，並且該既定頻率之一絕對值為該輸入頻率的兩倍。
  4. 如請求項1所述之發送器電路，其中於接收到該組校正過的補償值後，該補償裝置更根據該組校正過的補償值處理後續接收到之該組輸入訊號。
  5. 一種補償值校正裝置，用以校正一發送器之一補償裝置所使用之一或多個補償值，包括：一快速傅立葉轉換裝置，用以對接收自該發送器之複數回授訊號執行快速傅立葉轉換，以產生頻域的該等回授訊號，其中各回授訊號分別對應於複數組補償值之一者；以及一數位訊號處理器，耦接至該快速傅立葉轉換裝置與該補償裝置，用以於一校正操作中根據該複數組補償值與頻域的該等回授訊號決定一組校正過的補償值，並且將該組校正過的補償值提供給該補償裝置，其中該數位訊號處理器根據頻域的該等回授訊號取得該等回授訊號於一既定頻率之訊號成分作為該等回授訊號之一部分，根據該複數組補償值與該等回授訊號之該部分決定一組不平衡等效參數，並且根據該組不平衡等效參數決定該組校正過的補償值，其中該組不平衡等效參數用以表示該發送器之一發送訊號處理路徑上所產生的同相正交不平衡，該數位訊號處理器根據該等回授訊號之該部分與該組不平衡等效參數、該複數組補償值、該發送訊號處理路徑上所產生的一增益與該發送訊號處理路徑上所產生的一延遲之一關係決定該組不平衡等效參數。
  6. 如請求項5所述之補償值校正裝置，其中該既定頻率之一絕對值為 該發送器之一輸入訊號之一輸入頻率的兩倍。
  7. 如請求項5所述之補償值校正裝置，其中該組校正過的補償值為使該發送器響應於一輸入訊號而產生之一處理訊號於該既定頻率具有最小能量的一組補償值。
  8. 一種補償值校正方法，用以校正一發送器之一補償裝置所使用之一或多個補償值，包括：取得該發送器依序根據複數組補償值處理一組輸入訊號所產生的複數輸出訊號作為複數回授訊號，其中各回授訊號分別對應於該複數組補償值之一者；取得該等回授訊號於一既定頻率之訊號成分作為該等回授訊號之一部分；於一校正操作中根據該複數組補償值與該等回授訊號之該部分決定一組不平衡等效參數；以及根據該組不平衡等效參數決定一組校正過的補償值，並且將該組校正過的補償值提供給該補償裝置，其中該組不平衡等效參數用以表示該發送器之一發送訊號處理路徑上所產生的同相正交不平衡，並且其中於該校正操作中根據該複數組補償值與該等回授訊號之該部分決定該組不平衡等效參數之步驟更包括：根據該等回授訊號與該組不平衡等效參數、該複數組補償值、該發送訊號處理路徑上所產生的一增益與該發送訊號處理路徑上所產生的一延遲之一關係決定該組不平衡等效參數。
  9. 如請求項8所述之補償值校正方法，其中該組輸入訊號為具有一輸入頻率之一組單頻訊號，並且該既定頻率之一絕對值為該輸入頻率的兩倍。
  10. 如請求項8所述之補償值校正方法，更包括：根據該組校正過的補償值處理後續接收到之該組輸入訊號。
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