CN117526976A - 发送器电路、补偿值校正装置与补偿值校正方法 - Google Patents

发送器电路、补偿值校正装置与补偿值校正方法 Download PDF

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CN117526976A CN202210883965.4A CN202210883965A CN117526976A CN 117526976 A CN117526976 A CN 117526976A CN 202210883965 A CN202210883965 A CN 202210883965A CN 117526976 A CN117526976 A CN 117526976A
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Abstract

本发明涉及发送器电路、补偿值校正装置与补偿值校正方法。一种补偿值校正方法，用以校正发送器的补偿装置所使用的一个或多个补偿值，包括：取得发送器依序根据多组补偿值处理一组输入信号所产生的多个输出信号作为多个反馈信号，其中各反馈信号分别对应于该多组补偿值之一；取得反馈信号在给定频率的信号分量作为反馈信号的部分；在校正操作中根据该多组补偿值与反馈信号的部分决定一组不平衡等效参数；以及根据该组不平衡等效参数决定一组校正过的补偿值，并且将该组校正过的补偿值提供给补偿装置。

Description

发送器电路、补偿值校正装置与补偿值校正方法
技术领域
本发明涉及一种适用于发送器电路的补偿值校正方法，以降低发送器电路的射频损害(RF impairment)。
背景技术
零中频(Zero Intermediate Frequency，缩写Zero-IF)发送器或零中频接收器的设计因仅使用一个混频级就将基频信号转换至射频，或者仅使用一个混频级就将接收到的射频信号直接转换为基频信号，而存在着IQ不平衡的性能限制。形成IQ不平衡原因在于，当同相信道与正交通道的响应有差异时，就会使通过同相通道与正交通道的两个信号具有不等的振幅或相位增益。
为解决零中频发送器或零中频接收器中存在的IQ不平衡问题，需要一种可有效校正IQ不平衡补偿值的方法与对应的发送器电路。
发明内容
本发明的目的在于提供一种可有效校正IQ不平衡补偿值的方法与对应的发送器电路，以解决零中频发送器或零中频接收器中存在的IQ不平衡问题，并且可相较于现有技术更快速地在校正操作中找到最佳补偿值。
根据本发明的实施例，一种发送器电路包括补偿装置、至少一个发送信号处理装置以及数字信号处理器。补偿装置配置在发送信号处理路径上，用以依序根据多组补偿值处理一组输入信号以产生多组补偿过的信号。至少一个发送信号处理装置配置在发送信号处理路径上，用以依序处理多组补偿过的信号以产生多个输出信号。数字信号处理器配置在反馈信号处理路径上，并且耦接至补偿装置，其中反馈信号处理路径耦接至发送信号处理路径的输出端，输出信号通过反馈信号处理路径被提供给数字信号处理器作为多个反馈信号，并且数字信号处理器根据反馈信号与多组补偿值执行校正操作。在校正操作中，数字信号处理器根据多组补偿值与反馈信号决定一组不平衡等效参数，根据该组不平衡等效参数决定一组校正过的补偿值，并且将该组校正过的补偿值提供给补偿装置。
根据本发明的另一实施例，一种补偿值校正装置，用以校正发送器的补偿装置所使用的一个或多个补偿值，包括快速傅立叶变换装置以及数字信号处理器。快速傅立叶变换装置用以对接收自发送器的多个反馈信号执行快速傅立叶变换，以产生频域的反馈信号，其中各反馈信号分别对应于多组补偿值之一。数字信号处理器耦接至快速傅立叶变换装置与补偿装置，用以在校正操作中根据多组补偿值与频域的反馈信号决定一组校正过的补偿值，并且将校正过的补偿值提供给补偿装置。其中数字信号处理器根据频域的反馈信号取得反馈信号在给定频率的信号分量作为反馈信号的部分，根据多组补偿值与反馈信号的部分决定一组不平衡等效参数，并且根据该组不平衡等效参数决定该组校正过的补偿值。
根据本发明的又另一实施例，一种补偿值校正方法，用以校正发送器的补偿装置所使用的一个或多个补偿值，包括：取得发送器依序根据多组补偿值处理一组输入信号所产生的多个输出信号作为多个反馈信号，其中各反馈信号分别对应于该多组补偿值之一；取得反馈信号在给定频率的信号分量作为反馈信号的部分；在校正操作中根据该多组补偿值与反馈信号的部分决定一组不平衡等效参数；以及根据该组不平衡等效参数决定一组校正过的补偿值，并且将该组校正过的补偿值提供给补偿装置。
附图说明
图1示出根据本发明的实施例所述的发送器电路。
图2示出射频信号的频谱示例。
图3示出反馈信号的频谱示例。
图4示出根据本发明的实施例所述的补偿值校正方法的示例流程图。
图5示出根据本发明的实施例所述的发送器电路的等效基频电路图。
图6示出根据本发明的实施例所述的校正操作的详细流程图。
具体实施方式
图1示出根据本发明的实施例所述的发送器电路。发送器电路100可包括发送信号处理路径110与反馈信号处理路径120。发送信号处理路径110中可包括多个级发送信号处理装置，用以处理发送信号，例如，将基频信号转换为射频信号。根据本发明的实施例，发送信号处理路径110可包括补偿装置111、分别位于同相通道与正交通道上的数字模拟转换器(Digital to Analog Converter，缩写DAC)112-1与112-2、滤波器113-1与113-2、混频器114-1与114-2、以及加法器115与缓冲电路116。
补偿装置111配置在发送信号处理路径110上，补偿装置111可接收分别位于同相(I)通道与正交(Q)通道上的一组输入信号，根据一组补偿值CMP_X与CMP_Y对接收到的信号执行IQ不平衡的补偿，以产生补偿过的信号。其中，补偿值CMP_X与CMP_Y可以是分别用以针对同相通道与正交通道的振幅或相位进行补偿的补偿值，例如，补偿装置111可将同相(I)信道上的输入信号乘上补偿值CMP_X，以及将同相(I)信道上的输入信号乘上补偿值CMP_Y后与正交(Q)信道上的输入信号相加，用以补偿发送信号处理路径上的IQ不平衡。在本发明的实施例中，补偿值CMP_X与CMP_Y为实数。
数字模拟转换器112-1与112-2分别用以在同相通道及正交通道上将补偿过的多个信号由数字域转为模拟域。滤波器113-1与113-2分别用以对接收到的信号执行滤波操作。混频器114-1与114-2分别用以将接收到的信号与振荡信号LO_Sig相乘，用以将接收到的信号从基频转换为射频信号，其中提供给混频器114-1与114-2的振荡信号LO_Sig可为频率相同相位正交的两信号，在本发明的实施例中，振荡信号LO_Sig的振荡频率为LO。加法器115用以将同相通道与正交通道上的信号合并。缓冲电路116可以是功率放大器117的驱动电路，用以缓冲接收到的射频信号并推动后级的功率放大器117。功率放大器117用以在射频信号通过天线被发送出去前将其放大。
在本发明的实施例中，反馈信号处理路径120可包括多个反馈信号处理装置，例如，混频器124、可编程增益放大器(Programmable Gain Amplifier，缩写PGA)123、模拟数字转换器(Analog to Digital Converter，缩写ADC)122、快速傅立叶变换(Fast FourierTransform，缩写FFT)装置121与数字信号处理器125。反馈信号处理路径120可耦接至至少一个发送信号处理装置的输出端，例如，缓冲电路116的输出端，用以自输出端接收由发送信号处理装置所产生的输出信号作为反馈信号，并处理反馈信号。其中，输出信号为经过发送信号处理装置的信号处理后所得的信号，所述信号处理可包含前述分别在同相通道与正交通道上所为的信号处理，而混频器124则将接收到的反馈信号与自己相乘，用以将反馈信号降频转换为基频信号。可编程增益放大器123用以放大/衰减接收到的反馈信号。模拟数字转换器122用以将反馈信号由模拟域转为数字域。快速傅立叶变换装置121可对接收到的反馈信号执行快速傅立叶变换，以产生频域的反馈信号。
数字信号处理器125耦接至快速傅立叶变换装置121与补偿装置111，用以根据频域的反馈信号执行校正操作，以校正由补偿装置111所使用的一个或多个补偿值。相较于现有技术，在本发明的实施例中，数字信号处理器125可更快速的在校正操作中找出可使镜像抑制比率(Image Rejection Ratio，缩写为IMR)达优化的最佳补偿值CMP_X与CMP_Y。
图2示出射频信号的频谱示例，其中此射频信号是在缓冲电路116的输出端所输出的射频信号，例如，在节点S所得的射频信号。假设输入信号Sig为一组角频率为的单频信号，例如图1所示的角频率为/>的一对输入信号，其可包括正弦信号/>与余弦信号/>，由于发送信号处理路径上存在IQ不平衡，因此发送信号处理路径110上所产生的射频信号的频谱中不仅在频率/>处包含输入信号Sig的能量，在频率处也包含了不想要的镜像信号Img的能量。
图3示出反馈信号的频谱示例，例如，经由快速傅立叶变换装置121转换后所取得的反馈信号的频谱。因镜像信号Img的存在，导致反馈信号经混频器124处理后所产生的信号在频率处仍具有不容忽视的能量，如图所示在频率/>处的信号Sig*Img，其具有正比于Sig*LO_Sig的振幅的能量。
因此，根据本发明的实施例，补偿装置111用以根据一组补偿值CMP_X与CMP_Y对接收到的信号执行IQ不平衡的补偿，以降低发送信号处理路径上所产生的镜像信号的能量，或使其最小化，藉此解决IQ不平衡的问题。其中在处理IQ不平衡的射频损害问题时，可试图在校正操作中找出可使发送信号处理路径110上的镜像抑制比率达优化的最佳补偿值，例如，可提升信号处理路径110上的镜像抑制比率或者使镜像抑制比率到达最大值，而此最佳补偿值亦可使反馈信号处理路径120上的处理信号，例如，经混频器124、可编程增益放大器123或模拟数字转换器122处理后所产生的反馈信号，在给定频率具有最小能量。换言之，最佳补偿值可使反馈信号中包含镜像信号的信号分量的能量最小化。
在本发明的实施例中，所述给定频率的绝对值为输入信号的输入频率的两倍。例如，当测试信号的角频率为时，给定频率的绝对值可为两倍角频率，因此，给定频率可为/>。需注意的是，给定频率可依混频器124的设计而改变。例如，当混频器124被设计为将反馈信号与具有另一频率的信号相乘时，给定频率则可被调整为输入频率与该频率的相加或相减后的另一数值。
当射频信号在频率处的能量与在频率/>处的能量的差值越大，代表发送器电路100的镜像抑制能力越好，因此，对应反馈信号在频率/>处的能量越小。在本发明的实施例中，数字信号处理器125可用以在校正操作中找出可使镜像抑制比率达优化(即，使镜像信号的能量最小化)的最佳补偿值CMP_X与CMP_Y，并将其提供给补偿装置111。补偿装置111藉由应用补偿值CMP_X与CMP_Y预先补偿发送信号处理路径上的IQ不平衡，以减少或抑制镜像信号的产生，使发送信号处理路径110上的处理信号可几乎相等于原始输入信号。
在本发明的实施例中，在发送信号处理路径110上的组件以及功率放大器117与天线可作为一个整体被视为发送器，而在反馈信号处理路径120上的一或多个组件可作为一个整体被视为补偿值校正装置，用以辅助校正操作的执行。
根据本发明的实施例，在校正操作中，补偿装置111可依序根据多组补偿值处理一组输入信号以产生多组补偿过的信号。配置在发送信号处理路径110上的发送信号处理装置可依序处理该多组补偿过的信号以产生多个输出信号。输出信号通过反馈信号处理路径120被提供给数字信号处理器125作为多个反馈信号，并且由数字信号处理器125根据该多组补偿值与反馈信号决定一组不平衡等效参数，根据该组不平衡等效参数决定一组校正过的补偿值，并且将该组校正过的补偿值提供给补偿装置111。在决定出校正过的补偿值后，校正操作便可结束。补偿装置111在接收到该组校正过的补偿值后，可根据该组校正过的补偿值处理后续接收到的输入信号，后续接收到的输入信号可以是前述的一组正弦信号与余弦信号/>，或者可以是其他发送器电路100需传送的信号。
图4示出根据本发明的实施例所述的补偿值校正方法的示例流程图，可包括由补偿值校正装置所执行的以下步骤:
步骤S402: 取得发送器依序根据多组补偿值处理一组输入信号所产生的多个输出信号作为多个反馈信号，其中各反馈信号分别对应于该多组补偿值之一。
步骤S404: 取得反馈信号在给定频率的信号分量作为反馈信号的部分。
步骤S406: 根据该多组补偿值与反馈信号的该部分决定一组不平衡等效参数。
步骤S408: 根据该组不平衡等效参数决定一组校正过的补偿值，并且将该组校正过的补偿值提供给补偿装置。
更具体的说，在本发明的实施例中，可由数字信号处理器125取得反馈信号的部分，并根据该多组补偿值与该部分决定该组不平衡等效参数，其中该部分为反馈信号在所述给定频率的信号分量。例如，快速傅立叶变换装置121可用以对接收自发送器的多个反馈信号执行快速傅立叶变换，以产生频域的反馈信号，而数字信号处理器125可自快速傅立叶变换装置121所输出的信号中撷取出反馈信号在所述给定频率的信号分量。
参考回图1，根据本发明的实施例，在决定该组不平衡等效参数的过程中，数字信号处理器125可先建立在节点T的等效信号模型，再利用等效信号模型中在所述给定频率的信号分量以及在节点T所得的反馈信号在所述给定频率的信号分量计算出该组不平衡等效参数。
假设(Xt,Yt)为校正操作中所欲决定的不平衡等效参数，(Xcmp, Ycmp)为补偿装置111对接收到的信号执行IQ不平衡的补偿所使用的补偿值，即图1所示的(CMP_X, CMP_Y)，在节点T所得的反馈信号在所述给定频率的信号分量与不平衡等效参数(Xt,Yt)及补偿值(Xcmp, Ycmp)的关系式可表示如下:
T@ = f(Xt,Yt, Xcmp, Ycmp) 式(1)
其中的描述代表在节点T所得的反馈信号在所述给定频率(例如，负两倍频/>)的信号分量，函数f为输入信号自发送器电路的输入端到节点T负两倍频函数。数字信号处理器125可根据至少两组预设的补偿值及其对应的反馈信号建立起式(1)中的函数f，并且决定出不平衡等效参数(Xt,Yt)。
例如，数字信号处理器125可先设定第一组补偿值(Xcmp_1, Ycmp_1)，并且在发送器的输入端输入一组角频率为的单频信号，例如图1所示的角频率为/>的一对正弦信号/>与余弦信号/>。单频信号经由发送信号处理路径110上的处理信号后，通过反馈信号处理路径120传送至节点T，并且数字信号处理器125可取出在节点T所得的反馈信号在负两倍频/>的信号分量T@/> =FFT1。类似地，数字信号处理器125可再设定第二组补偿值(Xcmp_2, Ycmp_2)，并且在发送器的输入端输入同样的单频信号作为输入信号。接着，数字信号处理器125可取出在节点T所得的反馈信号在负两倍频/>的信号分量T@/> = FFT2。将所得的结果应用在式(1)，可得以下结果:
T@ = FFT1 = f(Xt,Yt, Xcmp_1, Ycmp_1) 式(2)
T@ = FFT2 = f(Xt,Yt, Xcmp_2, Ycmp_2) 式(3)
其中反馈信号在负两倍频-2的信号分量FFT1与FFT2为多个(complexnumber)，数字信号处理器125可在建立起函数f后，决定出不平衡等效参数(Xt,Yt)。
图5示出根据本发明的实施例所述的发送器电路100的等效基频电路图。参照图1，在图5中，不平衡等效参数(Xt,Yt)表示发送信号处理路径110上所产生的IQ不平衡，增益值G代表发送信号处理路径110上所产生的增益，延迟t0代表发送信号处理路径110上所产生的延迟。此外，在等效基频电路500中，将混频器114-1与114-2以及混频器124的升频与降频操作等效为将同相(I)通道与正交(Q)信道上的信号转为多个(complex)信号并且直接传送到反馈信号处理路径520中的混频器输入端，而其中的一路信号需做共轭转换(如图中所示的运算Conj[.])，再通过反馈信号处理路径520中的混频器与另一路信号相乘。
在等效基频电路500中，节点S的信号可表示如下:
S = G[* Xcmp*Xt + j(/>* (Xcmp*Yt+Ycmp)+ />) ] 式(4)。
节点T的信号可表示如下:
T = S * conj(S)
假设，而节点T的信号在负两倍频/>的信号分量可表示如下:
T@ = G2e-j2p [ (Xcmp2*Xt2-1+( Xcmp*Yt+ Ycmp)2)/4 + j*2(Xcmp *Yt+Ycmp)/4 ] 式(5)。
在本发明的实施例中，式(5)可为输入的单频信号经过等效基频电路500到节点T的负两倍频函数f，数字信号处理器125可利用等效基频电路500建立起函数f，或者利用等效基频电路500建立起如式(5)所示的节点T的信号在负两倍频的信号分量与不平衡等效参数(Xt,Yt)、补偿值(Xcmp, Ycmp)、增益值G以及延迟t0的关系式。在建立起函数f或所述关系式后，数字信号处理器125可进一步依循以下流程决定出不平衡等效参数(Xt,Yt)并找出可使镜像抑制比率达优化的最佳补偿值(Xcmp, Ycmp)。在本发明的实施例中，最佳补偿值即为前述的校正过的补偿值，也就是图1中校正过的(或最佳的)补偿值(CMP_X,CMP_Y)，并且在以下段落中统一标示为(Xopt, Yopt)。
图6示出根据本发明的实施例所述的校正操作的详细流程图，包括由数字信号处理器125执行的以下步骤:
步骤S602: 设定第一组补偿值(Xcmp _1, Ycmp _1)，在发送器的输入端输入一组角频率为的单频信号作为输入信号，例如图1所示的角频率为/>的一对正弦信号与余弦信号/>，并且取出在节点T所得的反馈信号在给定频率(例如，负两倍频/>)的信号分量T@/> = FFT1。如上所述，输入信号经由发送信号处理路径110上的处理信号后，通过反馈信号处理路径120传送至节点T。在本发明的实施例中，第一组补偿值(Xcmp _1, Ycmp _1)可被设定为(0,1)，并假设FFT1=C+jD，则应用式(5)所示的函数f后可得参数C、D、p及增益值G与不平衡等效参数(Xt,Yt)的关系。
步骤S604: 设定第二组补偿值(Xcmp _2, Ycmp _2)，在发送器的输入端输入同样的单频信号作为输入信号，并且取出在节点T所得的反馈信号在给定频率(例如，负两倍频)的信号分量T@/> = FFT2。在本发明的实施例中，第二组补偿值(Xcmp _2, Ycmp_2)可被设定为(1,0)，并假设FFT2=E+jF，则应用式(5)所示的函数f后可得参数E、F、p及增益值G与不平衡等效参数(Xt,Yt)的关系。
步骤S606: 根据提供给补偿装置111的补偿值与在节点T所得的反馈信号在所述给定频率的信号分量计算出不平衡等效参数(Xt,Yt)。根据本发明的实施例，数字信号处理器125可将在步骤S602、步骤S604中应用预设的补偿值(Xcmp, Ycmp)之后取得的参数关系以不同方式结合，或者将步骤S602、S604中取得的反馈信号在负两倍频的信号分量以不同方式结合，以进一步取得不同的关系式，并由此推导出不平衡等效参数(Xt,Yt)。
根据本发明的实施例，数字信号处理器125可根据所述不同结合推导出不平衡等效参数(Xt,Yt)与数值C、D、E、F(即，FFT结果)的关系如下:
Yt = (C*E+D*F)/(C2+D2) 式(6)
Xt2 = 1-Yt2+2*(D*E-C*F)/(C2+D2) 式(7)
需注意的是，式(6)与式(7)中所示的不平衡等效参数(Xt,Yt)与数值C、D、E、F(即，FFT结果)的关系是将补偿值设定为(0,1)及(1,0)所得的结果。本领域的技术人员皆可理解，在步骤S602、步骤S604中，补偿值的设定并不限于(0,1)及(1,0)，也可以是其他组数值，而根据不同的补偿值设定所得的FFT结果、参数p及增益值G等与不平衡等效参数(Xt,Yt)的关系未必与上述实施例相同，因此，在步骤S606所推导出的不平衡等效参数(Xt,Yt)与FFT结果的关系也未必会与式(6)与式(7)相同，但仍可以相同方式推导出不平衡等效参数(Xt,Yt)与FFT结果的关系式。
步骤S608: 根据不平衡等效参数(Xt,Yt)推导出最佳补偿值(Xopt, Yopt)。
根据本发明的实施例，数字信号处理器125可根据所得的不平衡等效参数(Xt,Yt)与单位矩阵的运算结果决定最佳补偿值(Xopt, Yopt)。
更具体的说，假设同相通道与正交通道的输入信号(以下由符号I与Q代表)在应用了最佳补偿值(Xopt, Yopt)的情况，经过不平衡等效参数(Xt,Yt)的作用后可得到原始的输入信号I与Q，因此，可建立起以下关系式:
式(8)
由式(8)可理解，最佳补偿值(Xopt, Yopt)与不平衡等效参数(Xt,Yt)的矩阵相乘结果会是单位矩阵。
式(9)
因此，数字信号处理器125可直接根据以下关系式推导出最佳补偿值 (Xopt,Yopt):
式(10)
式(11)
在取得最佳补偿值(Xopt, Yopt)后，数字信号处理器125可将最佳补偿值作为校正过的补偿值提供给补偿装置111。在接收到校正过的补偿值后，补偿装置111可更根据校正过的补偿值CMP_X与CMP_Y(即，最佳补偿值(Xopt, Yopt))处理后续接收到的输入信号(例如，分别在同相通道与正交通道的输入端接收到的一组输入信号)。在本发明的实施例中，藉由根据校正过的补偿值调整输入信号以补偿发送信号处理路径上的IQ不平衡，如此可有效以减少或抑制镜像信号的产生，进而提升信号处理路径110上的镜像抑制比率或者使镜像抑制比率到达最大值。因此，校正过的补偿值也可以是使反馈信号处理路径120上的处理信号(例如，在节点T所得的反馈信号)在给定频率具有最小能量的一组补偿值。
在本发明的实施例中，数字信号处理器125仅须通过图6所示的四个步骤即可找出最佳补偿值(Xopt, Yopt)，因此相较于现有技术通常需要经由多次迭代操作或训练操作才能找出最佳补偿值，本发明可更快速的在校正操作中找出可使镜像抑制比率达优化的最佳补偿值CMP_X与CMP_Y。
特别是，由于每当通信装置切换信道时，其所配置的发送器电路(例如，发送器电路100)便需要因应振荡频率LO的改变而重新校正补偿值CMP_X与CMP_Y，因此，当通信装置需频繁切换信道时，基于现有技术所执行的补偿值校正便会因为其操作较费时而成为切换通道的负担。而本发明改善了此问题，由于本发明所提出的补偿值校正方法及对应的补偿值校正装置与发送器电路可在每次频率切换时快速找到对应的最佳补偿值CMP_X与CMP_Y，因此可大幅减少信道或频率切换操作中所需的补偿值校正时间，进而有效降低所述负担。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。
【符号说明】
100: 发送器电路
110: 发送信号处理路径
111: 补偿装置
112-1, 112-2: 数字模拟转换器
113-1, 113-2: 滤波器
114-1, 114-2, 124: 混频器
115: 加法器
116: 缓冲电路
117: 功率放大器
120, 520: 反馈信号处理路径
121, 521: 快速傅立叶变换装置
122: 模拟数字转换器
123: 可编程增益放大器
125, 525: 数字信号处理器
500: 等效基频电路
CMP_X, CMP_Y, Xcmp_1, Ycmp_1: 补偿值
: 输入信号
G: 增益值
Img: 镜像信号
LO _Sig: 振荡信号
LO: 振荡频率
Sig: 输入信号
Sig*Img: 信号
t0: 延迟
: 角频率。

Claims (10)

1.一种发送器电路，包括：
补偿装置，配置在发送信号处理路径上，用以依序根据多组补偿值处理一组输入信号以产生多组补偿过的信号；
至少一个发送信号处理装置，配置在该发送信号处理路径上，用以依序处理该多组补偿过的信号以产生多个输出信号；以及
数字信号处理器，配置在反馈信号处理路径上，并且耦接至该补偿装置，其中该反馈信号处理路径耦接至该发送信号处理路径的输出端，该输出信号通过该反馈信号处理路径被提供给该数字信号处理器作为多个反馈信号，并且该数字信号处理器根据该反馈信号与该多组补偿值执行校正操作，
在该校正操作中，该数字信号处理器根据该多组补偿值与该反馈信号决定一组不平衡等效参数，根据该组不平衡等效参数决定一组校正过的补偿值，并且将该组校正过的补偿值提供给该补偿装置。
2.根据权利要求1所述的发送器电路，其中该数字信号处理器取得该反馈信号的部分，该部分为该反馈信号在给定频率的信号分量，并且该数字信号处理器根据该多组补偿值与该反馈信号的该部分决定该组不平衡等效参数。
3.根据权利要求2所述的发送器电路，其中该组输入信号为具有输入频率的一组单频信号，并且该给定频率的绝对值为该输入频率的两倍。
4.根据权利要求1所述的发送器电路，其中在接收到该组校正过的补偿值后，该补偿装置还根据该组校正过的补偿值处理后续接收到的该组输入信号。
5.一种补偿值校正装置，用以校正发送器的补偿装置所使用的一个或多个补偿值，包括：
快速傅立叶变换装置，用以对接收自该发送器的多个反馈信号执行快速傅立叶变换，以产生频域的该反馈信号，其中各反馈信号分别对应于多组补偿值之一；以及
数字信号处理器，耦接至该快速傅立叶变换装置与该补偿装置，用以在校正操作中根据该多组补偿值与频域的该反馈信号决定一组校正过的补偿值，并且将该组校正过的补偿值提供给该补偿装置，
其中该数字信号处理器根据频域的该反馈信号取得该反馈信号在给定频率的信号分量作为该反馈信号的部分，根据该多组补偿值与该等反馈信号的该部分决定一组不平衡等效参数，并且根据该组不平衡等效参数决定该组校正过的补偿值。
6.根据权利要求5所述的补偿值校正装置，其中该给定频率的绝对值为该发送器的输入信号的输入频率的两倍。
7.根据权利要求5所述的补偿值校正装置，其中该组校正过的补偿值为使该发送器响应于输入信号而产生的处理信号在该给定频率具有最小能量的一组补偿值。
8.一种补偿值校正方法，用以校正发送器的补偿装置所使用的一个或多个补偿值，包括：
取得该发送器依序根据多组补偿值处理一组输入信号所产生的多个输出信号作为多个反馈信号，其中各反馈信号分别对应于该多组补偿值之一；
取得该反馈信号在给定频率的信号分量作为该反馈信号的部分；
在校正操作中根据该多组补偿值与该反馈信号的该部分决定一组不平衡等效参数；以及
根据该组不平衡等效参数决定一组校正过的补偿值，并且将该组校正过的补偿值提供给该补偿装置。
9.根据权利要求8所述的补偿值校正方法，其中该组输入信号为具有输入频率的一组单频信号，并且该给定频率的绝对值为该输入频率的两倍。
10.根据权利要求8所述的补偿值校正方法，还包括：
根据该组校正过的补偿值处理后续接收到的该组输入信号。
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