TW202213926A - 控制可變諧振頻率的裝置及方法 - Google Patents

控制可變諧振頻率的裝置及方法 Download PDF

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Abstract

本揭露是有關於一種頻率控制裝置，所述頻率控制裝置藉由控制頻率以對應於負載的可變諧振頻率向負載提供電力且包括：逆變器，被配置成將直流電力轉換成具有驅動頻率的交流電力並將交流電力施加至負載；感測器，被配置成獲得指示負載在多個時間點的電壓與電流之間的相位差的延遲時間；PWM產生器，被配置成基於第一延遲時間向逆變器提供對應於第二驅動頻率的開關訊號，所述第二驅動頻率與第一驅動頻率相差預定頻率；以及時間延遲單元，被配置成藉由基於第二延遲時間向逆變器提供與具有第二驅動頻率的第二交流電力相差預定相位的第三交流電力對應的開關訊號而相較於其中對負載施加第二交流電力的情形而言，減小負載的電壓與電流之間的相位差。

Description

精準控制頻率之方法以及使用其之射頻產生器
本揭露是有關於一種精準控制頻率之頻率控制方法以及使用其之頻率控制裝置，且更具體而言是有關於一種藉由感測當對負載施加交流（alternating current，AC）電力時所述負載的電流與電壓之間的相位差來控制驅動頻率以對應於負載的可變諧振頻率的方法及裝置。
使用電漿的技術正被用於各種工業領域，所述工業領域包括環境技術領域（例如，空氣、水及土壤淨化領域）、及能源技術領域（例如，太陽能電池及氫能領域）以及半導體、顯示器及醫療設備技術領域。
產生此種電漿的方法有很多種，例如包括電暈放電、輝光放電、電弧放電等的直流（direct current，DC）放電方法，包括電容耦合放電及電感耦合放電的AC放電方法，衝擊波方法及高能束方法。在該些方法中，使用簡單結構且具有高利用率的電感耦合放電備受關注。
同時，為了產生電漿，期望向產生電漿的負載施加具有適當頻率（例如負載的諧振頻率）的電力。然而，由於產生電漿，負載的諧振頻率可能連續地改變，且難以因應於頻率變化實時控制驅動頻率。因此，需要一種控制驅動頻率以穩定產生及維持電漿的方法。此外，需要一種更精準地控制驅動頻率以接近諧振頻率的方法。
[待解決的問題]
本揭露旨在提供一種能夠向天線結構提供具有實時改變的驅動頻率的AC電力的頻率控制方法以及使用其之裝置。
本揭露亦旨在提供一種能夠基於負載的電流與電壓之間的相位差來提供具有與負載的諧振頻率對應的驅動頻率的AC電力的頻率控制方法以及使用其之裝置。
本揭露亦旨在提供一種能夠使用多種頻率控制方法對施加至負載的AC電力的驅動頻率進行調節的頻率控制方法以及使用其之裝置。
本揭露亦旨在提供一種能夠考慮負載的電訊號的相位及幅度對施加至負載的AC電力的驅動頻率進行調節的頻率控制方法以及使用其之裝置。
本揭露亦旨在提供一種頻率控制方法以及使用其之裝置，所述頻率控制方法能夠對將傳輸的訊號進行放大且當訊號被傳輸至開關時傳輸經放大的訊號，並且對所述訊號進行衰減及接收。
本揭露待解決的問題不限於上述問題，且本揭露所屬領域的熟習此項技術者應根據本揭露及附圖理解上述未提及的問題。 [問題的解決方案]
根據本申請案的實施例，可提供一種控制負載的可變諧振頻率以及向所述負載提供電力的裝置。所述裝置包括：逆變器，被配置成將DC電力轉換成具有第一驅動頻率的第一AC電力並將所述第一AC電力施加至所述負載；感測器，被配置成獲得第一延遲時間及第二延遲時間，其中所述第一延遲時間代表所述負載在第一時間點的電流與電壓之間的相位差，且所述第二延遲時間代表所述負載在第二時間點的電流與電壓之間的相位差；脈衝寬度調變（Pulse-width modulation，PWM）產生器，被配置成基於所述第一延遲時間向所述逆變器提供第一開關訊號，其中所述第一開關訊號對應於第二驅動頻率，所述第二驅動頻率與所述第一驅動頻率相差預定頻率，所述預定頻率是基於對於所述負載的所述第一延遲時間確定；以及時間延遲單元，被配置成向所述逆變器提供第二開關訊號，其中所述第二開關訊號是基於所述第二延遲時間確定且對應於第三AC電力，其中對於所述負載，所述第三AC電力與第二AC電力相差預定相位，使得相較於對所述負載施加所述第二AC電力的情形而言所述負載的電流與電壓之間的相位差減小。
根據本申請案的另一實施例，可提供一種控制負載的可變諧振頻率且向所述負載提供電力的方法。所述方法包括：使用逆變器對所述負載施加具有第一驅動頻率的第一AC電力；使用感測器獲得代表所述負載在第一時間點的電流與電壓之間的相位差的第一延遲時間；對所述負載施加具有第二驅動頻率的第二AC電力，其中所述第二驅動頻率與所述第一驅動頻率相差預定頻率，所述預定頻率是基於所述第一延遲時間確定；使用感測器獲得代表所述負載在第二時間點的電流與電壓之間的相位差的第二延遲時間；以及對所述負載施加第三AC電力，其中所述第三AC電力與所述第二AC電力相差預定相位，所述預定相位是基於所述第二延遲時間確定，使得相較於對所述負載施加所述第二AC電力的情形而言所述負載的電流與電壓之間的相位差減小。
根據本申請案的又一實施例，可提供一種控制負載的可變諧振頻率並向所述負載提供電力的裝置。所述裝置包括：逆變器，被配置成將DC電力轉換成AC電力並向所述負載提供所述AC電力；相位偵測器，被配置成偵測代表所述負載的電流與電壓之間的相位差的延遲時間，其中所述延遲時間包括第一時間點的第一延遲時間、第二時間點的第二延遲時間及第三時間點的第三延遲時間；PWM產生器，被配置成向所述逆變器提供開關訊號，其中所述開關訊號對應於基於由所述相位偵測器獲得的所述第一延遲時間而設定的驅動頻率；時間延遲單元，被配置成自所述相位偵測器獲得所述第三時間延遲，獲得所述負載的電流的電流相位訊號，基於所述第三延遲時間將所述電流相位訊號延遲預定時間，並向所述逆變器提供經延遲的所述電流相位訊號；以及開關電路，被配置成將所述PWM產生器及所述時間延遲單元中的一者電性連接至所述逆變器，當由所述相位偵測器獲得的所述第二延遲時間滿足預定條件時將所述時間延遲單元電性連接至所述逆變器以使得連接至所述逆變器的元件自所述PWM產生器切換至所述時間延遲單元。
根據本申請案的再一實施例，可提供一種控制負載的可變諧振頻率並向所述負載提供電力的方法。所述方法包括：使用逆變器對負載施加具有特定頻率的AC電力；使用第一感測器獲得代表所述負載的電流與電壓之間的相位差的延遲時間；使用第二感測器獲得代表所述負載的至少一部分的電壓的電壓資料；使用所述逆變器在第一區段對所述負載施加具有基於所述延遲時間設定的驅動頻率的AC電力；以及使用所述逆變器在第二區段對所述負載施加具有基於所述電壓資料設定的驅動頻率的AC電力。
根據本申請案的再一實施例，可提供一種控制負載的可變諧振頻率並向所述負載提供電力的裝置。所述裝置包括：逆變器，被配置成將DC電力轉換成AC電力且向所述負載提供所述AC電力；相位偵測器，被配置成偵測代表所述負載的電流與電壓之間的相位差的延遲時間，其中所述延遲時間包括第一時間點的第一延遲時間、第二時間點的第二延遲時間及第三時間點的第三延遲時間；電壓偵測器，被配置成偵測負載在第一時間點的電壓及在第二時間點的電壓，並獲得包括與所述第一延遲時間相關的第一電壓及與所述第二延遲時間相關的第二電壓的電壓資料；以及PWM產生器，被配置成向所述逆變器與基於由所述相位偵測器獲得的所述延遲時間而設定的驅動頻率對應的開關訊號，其中所述PWM產生器可被配置成當所述第一電壓小於所述第二電壓時向所述逆變器提供與第一驅動頻率對應的開關訊號，其中所述第一驅動頻率可為在遲於所述第一時間點及所述第二時間點的第三時間點基於所述第一延遲時間而設定的。
本揭露中的問題的技術解決方案不限於上述解決方案，且本揭露所屬領域的熟習此項技術者根據本說明書及附圖應理解上述未提及的解決方案。 [發明的效果]
根據本揭露，具有適當頻率的AC電力可被施加至負載以誘導電漿產生並維持所產生的電漿。
根據本揭露，藉由對施加至負載的AC電力的驅動頻率進行調節以對應於負載的可變諧振頻率，可穩定地維持由負載形成的電漿。
根據本揭露，可使用多種頻率控制方法來提供具有進一步精準地對應於負載的諧振頻率的驅動頻率的AC電力，藉此提高電漿維持能力。
根據本揭露，可使用負載中電訊號的幅度及相位來提供具有進一步精準地對應於負載的諧振頻率的驅動頻率的AC電力，藉此提高電漿維持能力。
根據本揭露，開關可在滿足零電壓開關（Zero Voltage Switching，ZVS）條件及零電流開關（Zero Current Switching，ZCS）條件或接近ZCS條件的同時進行運作，藉此防止損壞開關。
根據本揭露，可自開關穩定地接收電訊號，藉此防止開關損耗或損壞。
本揭露的效果不限於上述效果，且本揭露所屬領域的熟習此項技術者可根據本說明書及附圖清楚地理解未提及的效果。
根據以下與附圖相關的詳細說明，本揭露的上述目的、特徵及優點將變得更加明顯。然而，應理解，本揭露可被修改成各種形式且具有各種實施例，且在下文中，將參照附圖詳細地闡述本揭露的特定實施例。
由於本文中闡述的實施例是為了向本揭露所屬領域的熟習此項技術者清楚地闡釋本揭露的思想，因此本揭露不限於本文中闡述的實施例，且本揭露的範圍應被理解為包括改變的實例及修改的實例，而不脫離本揭露的精神。
附圖旨在容易地闡釋本揭露的說明，且圖中所示的形狀可根據需要以誇張的方式示出，以幫助理解本揭露，且因此本揭露不限於圖。
當可能不必要地模糊本揭露的主題時，將省略併入本文中的已知功能及配置的詳細說明。此外，在本揭露的說明中使用的數字（例如，第一、第二等）僅是用於區分一個元件與另一元件的標識符。
另外，在下面說明中使用的組件的後綴「單元」、「模組」及「部件」是考慮到起草說明書的方便而給出或混用的，並不具有它們自己的區別意義或作用。
根據本申請案的實施例，可提供一種控制負載的可變諧振頻率以及向所述負載提供電力的裝置。所述裝置包括：逆變器，被配置成將DC電力轉換成具有第一驅動頻率的第一AC電力並將所述第一AC電力施加至所述負載；感測器，被配置成獲得第一延遲時間及第二延遲時間，其中所述第一延遲時間代表所述負載在第一時間點的電流與電壓之間的相位差，且所述第二延遲時間代表所述負載在第二時間點的電流與電壓之間的相位差；PWM產生器，被配置成基於所述第一延遲時間向所述逆變器提供第一開關訊號，其中所述第一開關訊號對應於第二驅動頻率，所述第二驅動頻率與所述第一驅動頻率相差預定頻率，所述預定頻率是基於對於所述負載的所述第一延遲時間確定；以及時間延遲單元，被配置成向所述逆變器提供第二開關訊號，其中所述第二開關訊號是基於所述第二延遲時間確定且對應於第三AC電力，其中對於所述負載，所述第三AC電力與第二AC電力相差預定相位，使得相較於對所述負載施加所述第二AC電力的情形而言所述負載的電流與電壓之間的相位差減小。
本文中，所述預定頻率可大於所述第二驅動頻率與對應於所述第三AC電力的第三驅動頻率之間的頻率差。
本文中，所述時間延遲單元可被配置成接收所述負載的相位訊號並將所述相位訊號延遲所述預定相位以獲得所述第二開關訊號，且被配置成輸出所獲得的所述第二開關訊號，且所述負載的所述相位訊號可指示所述負載的電流的相位。
本文中，所述預定相位可包括對應於所述第二延遲時間的相位。
本文中，所述裝置可更包括：開關電路，被配置成將所述PWM產生器及所述時間延遲單元中的至少一者電性連接至所述逆變器。
本文中，所述開關電路可被配置成當所述第二延遲時間滿足預定條件時藉由所述時間延遲單元對連接至所述逆變器的所述PWM產生器進行開關。
本文中，所述裝置可更包括：時脈源，具有預定時脈頻率，其中所述預定頻率可藉由將所述時脈頻率除以整數而獲得，且其中所述預定相位是所述時脈頻率的倒數值的整數倍。
本文中，所述裝置可更包括：相位感測單元，被配置成週期性地獲得並提供所述負載的所述相位訊號，其中所述感測器可被配置成週期性地獲得延遲時間並將所述延遲時間提供至所述時間延遲單元，且其中所述時間延遲單元可被配置成向所述逆變器提供開關訊號，所述開關訊號是藉由基於所述延遲時間對所述相位訊號進行延遲而獲得。
本文中，所述裝置可更包括：放大器，電性連接至所述開關電路且被配置成對訊號進行放大；以及衰減器，連接至所述逆變器且被配置成對訊號進行衰減，其中所述衰減器的臨限電壓可大於所述逆變器的臨限電壓以防止出現雜訊。
本文中，所述裝置可更包括：第一轉換器，電性連接至所述開關電路且被配置成將電訊號轉換成光學訊號；以及第二轉換器，電性連接至所述逆變器且被配置成將所述光學訊號轉換成電訊號，其中所述開關電路可被配置成將所述第一開關訊號或所述第二開關訊號經由所述第一轉換器及所述第二轉換器提供至所述逆變器。
根據本申請案的另一實施例，可提供一種控制負載的可變諧振頻率且向所述負載提供電力的方法。所述方法可包括：使用逆變器對所述負載施加具有第一驅動頻率的第一AC電力；使用感測器獲得代表所述負載在第一時間點的電流與電壓之間的相位差的第一延遲時間；對所述負載施加具有第二驅動頻率的第二AC電力，其中所述第二驅動頻率與所述第一驅動頻率相差預定頻率，所述預定頻率是基於所述第一延遲時間確定；使用感測器獲得代表所述負載在第二時間點的電流與電壓之間的相位差的第二延遲時間；以及對所述負載施加第三AC電力，其中所述第三AC電力與所述第二AC電力相差預定相位，所述預定相位是基於所述第二延遲時間確定，使得相較於對所述負載施加所述第二AC電力的情形而言所述負載的電流與電壓之間的相位差減小。
本文中，所述方法可更包括：使用PWM產生器向所述逆變器提供對應於所述第一驅動頻率的第一開關訊號；使用所述PWM產生器向所述逆變器提供對應於所述第二驅動頻率的第二開關訊號；以及時間延遲單元向所述逆變器提供對應於所述第三AC電力的第三開關訊號，其中所述第三開關訊號可為藉由對所述負載的相位訊號進行延遲而獲得。
本文中，所述相位訊號可為在對所述負載施加具有所述第三驅動頻率的AC電力之前所述負載的電流相位訊號。
根據本申請案的又一實施例，可提供一種控制負載的可變諧振頻率並向所述負載提供電力的裝置。所述裝置可包括：逆變器，被配置成將DC電力轉換成AC電力並向所述負載提供所述AC電力；相位偵測器，被配置成偵測代表所述負載的電流與電壓之間的相位差的延遲時間，其中所述延遲時間包括第一時間點的第一延遲時間、第二時間點的第二延遲時間及第三時間點的第三延遲時間；PWM產生器，被配置成向所述逆變器提供開關訊號，其中所述開關訊號對應於基於由所述相位偵測器獲得的所述第一延遲時間而設定的驅動頻率；時間延遲單元，被配置成自所述相位偵測器獲得所述第三時間延遲，獲得所述負載的電流的電流相位訊號，基於所述第三延遲時間將所述電流相位訊號延遲預定時間，並向所述逆變器提供經延遲的所述電流相位訊號；以及開關電路，被配置成將所述PWM產生器及所述時間延遲單元中的一者電性連接至所述逆變器，當由所述相位偵測器獲得的所述第二延遲時間滿足預定條件時將所述時間延遲單元電性連接至所述逆變器以使得連接至所述逆變器的元件自所述PWM產生器切換至所述時間延遲單元。
本文中，所述PWM產生器可被配置成所述開關訊號，以使施加至所述負載的所述AC電力的頻率自第一驅動頻率改變至第二驅動頻率，所述時間延遲單元可被配置成對所述電流相位訊號進行延遲以使施加至所述負載的所述AC電力的頻率自第三驅動頻率改變至第四驅動頻率，且被配置成將經延遲的所述電流相位訊號提供至所述逆變器，所述第一驅動頻率與所述第二驅動頻率之間的差可大於所述第三驅動頻率與所述第四驅動頻率之間的差。
本文中，所述PWM產生器可被配置成所述開關訊號，以使施加至所述負載的所述AC電力的頻率自第一驅動頻率改變至第二驅動頻率，所述時間延遲單元可被配置成對所述電流相位訊號進行延遲以使施加至所述負載的所述AC電力的頻率自第三驅動頻率改變至第四驅動頻率，且被配置成將經延遲的所述電流相位訊號提供至所述逆變器，所述第一驅動頻率與所述第二驅動頻率之間的差可大於所述第三驅動頻率與所述第四驅動頻率之間的差。
本文中，所述預定條件可至少在-5奈秒與20奈秒之間的範圍內設定。
根據本申請案的再一實施例，可提供一種控制負載的可變諧振頻率並向所述負載提供電力的方法。所述方法可包括：使用逆變器對負載施加具有特定頻率的AC電力；使用第一感測器獲得代表所述負載的電流與電壓之間的相位差的延遲時間；使用第二感測器獲得代表所述負載的至少一部分的電壓的電壓資料；使用所述逆變器在第一區段對所述負載施加具有基於所述延遲時間設定的驅動頻率的AC電力；以及使用所述逆變器在第二區段對所述負載施加具有基於所述電壓資料設定的驅動頻率的AC電力。
本文中，所述方法可更包括：使用所述第一感測器基於在所述第一區段獲得的第一延遲時間及第二延遲時間確定頻率範圍；基於所述電壓資料在所述頻率範圍內選擇最終維持頻率；以及使用所述逆變器對所述負載施加具有所述最終維持頻率的交流電力，其中所述第一時間延遲及所述第二時間延遲可滿足預定條件。
本文中，所述頻率範圍可包括至少第一驅動頻率及第二驅動頻率，所述電壓資料可包括至少第一電壓及第二電壓，所述第一電壓可為當對所述負載施加具有所述第一驅動頻率的交流電力時獲得，且所述第二電壓可為當對所述負載施加具有所述第二驅動頻率的交流電力時獲得，且當所述第二電壓小於所述第一電壓時，可選擇所述第二驅動頻率作為所述最終維持頻率。
本文中，所述負載在所述第二區段的電流與電壓之間的相位差可滿足預定條件。
本文中，所述預定條件可至少在-5奈秒與20奈秒之間的範圍內設定。
本文中，所述負載可包括天線結構，所述天線結構包括具有第一曲率半徑的第一天線及具有第二曲率半徑的第二天線，所述第二曲率半徑大於所述第一曲率半徑，且所述電壓資料可藉由使用所述第二感測器量測所述第一天線的電壓而獲得。
本文中，所述負載可包括天線結構，所述天線結構包括具有第一曲率半徑的第一天線及具有第二曲率半徑的第二天線，所述第二曲率半徑大於所述第一曲率半徑，且所述電壓資料可藉由使用所述第二感測器量測所述第一天線的電壓及所述第二天線的電壓而獲得。
根據本申請案的再一實施例，可提供一種控制負載的可變諧振頻率並向所述負載提供電力的裝置。所述裝置可包括：逆變器，被配置成將DC電力轉換成AC電力且向所述負載提供所述AC電力；相位偵測器，被配置成偵測代表所述負載的電流與電壓之間的相位差的延遲時間，其中所述延遲時間包括第一時間點的第一延遲時間、第二時間點的第二延遲時間及第三時間點的第三延遲時間；電壓偵測器，被配置成偵測負載在第一時間點的電壓及在第二時間點的電壓，並獲得包括與所述第一延遲時間相關的第一電壓及與所述第二延遲時間相關的第二電壓的電壓資料；以及PWM產生器，被配置成向所述逆變器與基於由所述相位偵測器獲得的所述延遲時間而設定的驅動頻率對應的開關訊號，其中所述PWM產生器可被配置成當所述第一電壓小於所述第二電壓時向所述逆變器提供與第一驅動頻率對應的開關訊號，其中所述第一驅動頻率可為在遲於所述第一時間點及所述第二時間點的第三時間點基於所述第一延遲時間而設定的。
本文中，所述裝置可更包括：放大器，電性連接至所述PWM產生器且被配置成對訊號進行放大；以及衰減器，電性連接至所述逆變器且被配置成對訊號進行衰減，其中所述衰減器的臨限電壓可大於所述逆變器的臨限電壓以防止出現雜訊。
本文中，所述裝置可更包括：第一轉換器，電性連接至所述PWM產生器且被配置成將電訊號轉換成光學訊號；以及第二轉換器，電性連接至所述逆變器且被配置成將所述光學訊號轉換成電訊號，其中所述PWM產生器可被配置成將所述第一開關訊號或所述第二開關訊號經由所述第一轉換器及所述第二轉換器提供至所述逆變器。
本說明書是有關於一種精準控制頻率之頻率控制方法以及使用其之頻率控制裝置。
具體而言，在根據本說明書的一個實施例的頻率控制方法以及使用其之頻率控制裝置中，當對負載施加具有特定驅動頻率的電力時，驅動頻率可週期性地或實時地改變。
本文中，驅動頻率可指施加至負載的電力的頻率。
本文中，負載可指被供電的組件。舉例而言，負載可指代表包括電氣元件（例如，電阻器、電感器及電容器）的電路的電氣組件。依據構成負載的電氣元件的性質或特性，負載可具有諧振頻率。此時，諧振頻率可根據負載實時地改變。
在下文中，為了便於說明，將針對電漿系統闡述頻率控制方法以及使用其之頻率控制裝置，但是本說明書的技術精神不限於此，且當然頻率控制方法以及使用其之頻率控制裝置可類似地應用於其中需要施加AC電力同時實時調節其驅動頻率的裝置或應用。舉例而言，將在下面闡述的頻率控制方法及使用其之裝置可在無線電力傳輸領域、感應加熱領域等中用於控制AC電力的驅動頻率，以對應於負載的可變諧振頻率。
根據本說明書的一個實施例，在產生及維持電漿的電漿系統中，頻率控制方法可用於向天線或天線結構施加電力。
此處，電漿是其中材料接收高能量以被分離成帶正電的離子及帶負電的電子的相，且可藉由各種方法感應或產生。其中，感應耦合電漿（inductively coupled plasma，ICP）是當對線圈、天線等供電時由於特定空間中形成的感應電場（induced electric field）或電容電場而產生的電漿，且一般而言可由高頻功率（例如，射頻（RF）功率）驅動。同時，在下文中，為了便於說明，將假設由電漿系統產生的電漿是ICP來給出說明，但是本說明書的技術精神不限於此。
此處，天線可為當對其施加電壓或電流時在其周圍形成電場或磁場的感應元件或負載，且可指線圈、電感器等。此外，天線可指藉由電感元件以外的元件實施的等效電路。
此處，天線結構可指包括一或多個天線的結構。此外，天線結構可包括一或多個電容元件或負載且可以其中一或多個天線或一或多個電容元件可以特定方式連接或設置的形式來實施。
同時，根據本說明書的一個實施例的電漿系統可廣泛用於各種領域，例如半導體、顯示器處理、環境及能源領域。預先注意，下面將闡述的電漿產生器件不限於僅在特定領域中使用，且可在使用電漿的領域中共同使用。
在下文中，將參照圖1對根據本說明書的一個實施例的電漿系統進行闡述。
圖1是與根據本說明書的一個實施例的電漿系統100相關的圖。參照圖1，電漿系統100可包括射頻（RF）產生器1000、天線結構2000及電漿產生單元3000。電漿系統100可使用RF產生器1000對天線結構2000供應RF功率，以誘導在電漿產生單元3000中產生ICP。
RF產生器1000可向天線結構2000提供電力。舉例而言，RF產生器1000可對天線結構2000施加具有特定驅動頻率的AC電力。在此情形下，提供至天線結構2000的AC電力的驅動頻率可如下闡述般改變。
天線結構2000可包括至少一個天線。作為另外一種選擇，天線結構2000可包括至少一個天線及至少一個電容器。下面將詳細闡述天線結構2000的組件及結構。
天線結構2000可電性連接至RF產生器1000。天線結構2000及RF產生器1000可藉由導電線彼此串聯或並聯，或者可藉由電氣元件彼此串聯或並聯。
天線結構2000可實體或電性連接至電漿產生單元3000。下面將詳細闡述天線結構1000與電漿產生單元2000之間的連接關係。
當天線結構2000自RF產生器1000接收RF功率時，時變電流（time-varying current）可在天線結構中流動，且基於此，在電漿產生單元3000中產生感應電場，藉此誘導電漿。
天線結構2000可根據其組件具有諧振頻率。此處，諧振頻率可指天線結構2000本身的諧振頻率。作為另外一種選擇，諧振頻率亦可指其中考慮由於天線結構2000及產生的電漿的影響的諧振頻率。舉例而言，當電漿系統100形成電漿時，為了在維持電漿的同時將天線結構2000中的電壓與電流之間的相位差最小化，需要實時改變要求自RF產生器1000施加至天線結構2000的驅動頻率，且在此情形下，可看出諧振頻率由於天線結構2000及電漿產生單元300中產生的電漿而改變。
電漿產生單元3000可包括其中誘導電漿產生的區或空間。具體而言，電漿產生單元3000可指可在其中產生及維持電漿的空間（例如，腔室或管）。
在下文中，將參照圖2對RF產生器1000的組件及結構進行闡述。
圖2是與根據本說明書的一個實施例的RF產生器1000相關的圖。
參照圖2，RF產生器1000可包括AC電源1100、整流器1200、逆變器1300、控制器1500及感測器模組1400。RF產生器1000可將自AC電源1100供應的第一AC電力轉換成第二AC電力並將第二AC電力供應至負載。舉例而言，RF產生器1000可將傳統家庭或工業中使用的第一AC電力轉換成具有數百千赫（kHz）至數十兆赫（MHz）的頻率及幾千瓦（kW）或更大功率的第二AC電力並將第二AC電力提供至負載。
此處，負載可包括天線結構2000及由天線結構2000產生的電漿。負載可具有根據誘導的電漿而隨時間變化的諧振頻率。
整流器1200可將AC電源1100的輸出轉換成DC電力。整流器1200可將自AC電源1100供應的第一AC電力轉換成DC電力並將DC電力施加至逆變器1300的兩端。
逆變器1300可自整流器1200接收DC電力並將第二AC電力供應至負載。舉例而言，逆變器1300可自控制器1500接收開關訊號SW，並使用所接收的開關訊號將第二AC電力提供至負載。此處，逆變器1300可包括由開關訊號控制的至少一個開關元件，且自逆變器1300供應至負載的第二AC電力可具有基於藉由逆變器1300自控制器1500接收的開關訊號設定的驅動頻率。舉例而言，逆變器1300可被提供為半橋型（half-bridge type）或全橋型（full-bridge type）。
根據控制器1500的頻率控制方法，可使用時間延遲方法、脈寬調製（pulse width modulation）方法或其組合來控制逆變器1300。
同時，電容元件可設置於整流器1200與逆變器1300之間。舉例而言，RF源200可包括並聯連接至整流器1200及逆變器1300的電容器，且電容器允許施加至逆變器1300的電力的AC分量被放電至接地節點GND。
控制器1500可自感測器模組1400接收感測到的資料（此將在下面闡述）以產生開關訊號。舉例而言，控制器1500可被實施為自感測器模組1400獲得與負載的諧振頻率（例如，電流及電壓）相關的資料，以產生開關訊號。具體而言，控制器1500可使用自感測器模組1400獲得的施加至負載的電流的相位資料及施加至負載的電壓的相位資料來獲得相位差資料或延遲時間，且基於此，控制器1500可產生開關訊號。控制器1500可使用現場可程式化閘陣列（field programmable gate array，FPGA）技術來實施。下面將闡述控制器1500的具體組件及結構。
感測器模組1400可向控制器1500提供與負載的諧振頻率相關的資料或者與供應至負載的電力相關的資料。再次參照圖2，感測器模組1400可包括變流器1410、濾波器1420及比較器1430。感測器模組1400可接收流經負載的電流訊號或流經變流器1410的電壓訊號，將電流或電壓訊號轉換成具有不同幅度的電流或電壓訊號，使用濾波器1420對經轉換的電流或電壓訊號進行濾波，並藉由比較器1430向控制器1500輸出相位資料。
此處，變流器1410可感應耦合至逆變器1300與負載之間的配線，且可對施加至負載的電壓或電流訊號進行轉換，以將經轉換的電壓或電流訊號提供至濾波器1420。具體而言，變流器1410可將流經連接至負載的導電線的電流轉換成電壓訊號。
此處，濾波器1420可自接收的電流或電壓訊號去除DC分量，並將去除DC分量的電流或電壓訊號輸出至比較器1430。為此，濾波器1420可實行高帶通濾波（high-band pass filtering）或低帶通濾波（low-band pass filtering）。
此處，比較器1430可獲得相位資料。舉例而言，比較器1430可藉由將自變流器1410或濾波器1420獲得的電壓訊號與預定值進行比較來獲得相位資料。在此情形下，相位資料可指施加至負載的電流的相位資料。
可省略包括在上述感測器模組1400中的組件中的至少一者。
儘管圖2中未示出，但是RF產生器1000可包括記憶體。
此處，記憶體可儲存各種資料。記憶體可臨時或半永久地儲存各種資料。記憶體的實例可包括硬碟驅動器（hard disk drive，HDD）、固態驅動器（solid-state drive，SSD）、快閃記憶體、唯讀記憶體（read-only memory，ROM）、隨機存取記憶體（random access memory，RAM）等。記憶體可以嵌入於RF產生器1000中的形式或者可以附接至RF產生器1000及可自RF產生器1000拆卸的形式提供。
如上所述，RF產生器1000可基於與負載的諧振頻率相關的資料來控制供應至負載的第二AC電力的驅動頻率。換言之，RF產生器1000可跟蹤負載的根據電漿產生而變化的諧振頻率，並輸出第二AC電力的驅動頻率，以對應於負載的諧振頻率。因此，可防止不必要的功耗並提高電漿系統的耐用性。
可省略RF產生器1000的上述組件中的至少一者。舉例而言，RF產生器1000可自外部感測器獲得負載的電氣資料，而不包括感測器模組1400。作為另一實例，RF產生器1000可自外部接收DC電力或整流的DC電力，而不包括AC電源1100及整流器1200。
在下文中，將參照圖3對誘導電漿的天線結構2000進行闡述。
圖3是與根據本說明書的一個實施例的天線結構2000相關的圖。
參照圖3，天線結構2000可包括設置於電漿產生單元3000周圍的多個天線。具體而言，天線結構2000可包括具有不同曲率半徑的第一天線2100至第三天線2300。
第一天線2100可被設置成相較於其他天線更靠近電漿產生單元3000。舉例而言，第一天線2100可具有較其他天線小的曲率半徑，且可被設置成使得內徑表面與電漿產生單元3000接觸。
第二天線2200可具有較第一天線2100大的曲率半徑，且可設置於第一天線2100與第三天線2300之間。
第三天線2300可具有較第二天線2200大的曲率半徑，且可設置於天線結構的最外側處。
第一天線2100至第三天線2300可設計成各種形狀。舉例而言，再次參照圖3，第一天線2100至第三天線2300中的每一者可具有具有矩形截面的圓形環形狀或具有圓形截面的矩形環形狀。
第一天線2100至第三天線2300可彼此電性連接。舉例而言，第一天線2100的一端與第二天線2200的一端可電性連接，且第二天線2200的另一端與第三天線2300的一端可電性連接。作為另一實例，第一天線2100與第二天線2200可藉由電性連接元件（例如，電容器）進行電性連接，且第二天線2200與第三天線2300可藉由電性連接元件（例如，電容器）進行電性連接。
當對第一天線2100至第三天線2300施加電力時，第一天線2100至第三天線2300可在電漿產生單元3000內部產生感應電場以誘導電漿。在這一點上，如下所述，可使用第一天線2100至第三天線2300中的至少一者的電特性來控制施加至天線結構2000的AC電力的驅動頻率。
與圖3中所示的不同，除了上述形狀或結構之外，天線結構2000可具有誘導感應耦合電漿的另一形狀或結構。舉例而言，天線結構2000中包括的天線數目不一定是三個，且天線結構2000可包括三個或小於三個或大於三個的天線。作為另一實例，天線結構2000可包括設置於不同平面中的天線。具體而言，天線結構2000可包括環繞電漿產生單元3000且設置於第一平面上的至少一個天線以及環繞電漿產生單元3000且設置於不同於第一平面的第二平面上的至少一個天線。在此情形下，不同平面的天線可直接電性連接或者藉由單獨的電性連接元件（例如，電容器）電性連接。作為再一實例，天線結構2000可包括至少一個天線，且每一天線可包括多個天線段及電性連接在天線段之間的電容器。
天線結構2000可電性連接至RF產生器1000。舉例而言，RF產生器1000的一端電性連接至第一天線2100的端部，且RF產生器1000的另一端電性連接至第三天線2300的端部，且因此RF產生器1000可向天線結構2000供電。作為另一實例，RF產生器1000可藉由單獨的電氣元件連接至天線結構2000。具體而言，第一天線2100的端部及第三天線2300的端部中的每一者可連接至電容器，且每一電容器可連接至RF產生器1000。
在下文中，將闡述根據本說明書的一個實施例的頻率控制方法。RF產生器1000可藉由頻率控制方法對施加至天線結構2000的AC電力的頻率進行調節。具體而言，RF產生器1000可藉由實時感測包括天線結構2000的負載的諧振頻率或電性質（例如，電流及電壓）來實時改變或設定驅動頻率，用於形成及維持電漿。
在下文中，將參照圖4至圖6闡述數位頻率控制方法。
圖4是與根據本說明書一個實施例的用於數位頻率控制的RF產生器1000的結構相關的圖。
參照圖4，RF產生器1000可包括逆變器1300、感測器模組1400及控制器1500，控制器1500包括相位偵測器1510及PWM產生器1520。RF產生器1000可使用感測器模組1400獲得電流相位資料，使用相位偵測器1510獲得電流與電壓之間的相位差資料或延遲時間，以及使用PWM產生器1520向逆變器1300提供開關訊號。
逆變器1300可接收DC電力，將DC電力轉換成AC電力，並將AC電力提供至負載。為此，逆變器1300可設置為半橋型或全橋型。在下文中，為了便於說明，逆變器1300被闡述為被提供為全橋型，但是本說明書的技術精神不限於此。
逆變器1300可包括第一開關S1至第四開關S4。
此處，第一開關S1至第四開關S4中的每一者可藉由接收來自PWM產生器1520的開關訊號來接通或斷開。此處，當第一開關S1及第三開關S3接通且第二開關S2及第四開關S4斷開時，正電壓可施加至負載，且當第一開關S1及第三開關S3斷開且第二開關S2及第四開關S4接通時，負電壓可施加至負載。如上所述，逆變器1300可交替地對負載施加正電壓及負電壓，藉此施加具有特定頻率的AC電力。
感測器模組1400可偵測流經負載的電流的相位。如圖2中所述，感測器模組1400可電性耦合至負載以獲得對應於流經負載的電流的電流訊號，且可基於獲得的電流訊號獲得指示流經負載的電流的相位的電流相位資料。在此情形下，電流相位資料可以與電流相位訊號相同的含義使用。作為另外一種選擇，感測器模組1400可獲得對應於施加至負載的電壓的電壓訊號，且基於獲得的電壓訊號獲得流經負載的電流的相位資料。
相位偵測器1510可獲得流經負載的電流及施加至負載的電壓的相位資料。相位偵測器1510可自感測器模組1400獲得電流相位資料。相位偵測器1510可獲得提供至逆變器1300的開關訊號作為電壓相位資料。在此情形下，開關訊號可指示施加至負載的電壓的相位，且開關訊號可包括提供至第一開關S1至第四開關S4的開關訊號中的至少一者。為此，相位偵測器1510可自PWM產生器1520接收開關訊號。
相位偵測器1510可獲得延遲時間或相位差資料。相位偵測器1510可獲得電流相位資料及電壓相位資料，以獲得指示電流相位資料與電壓相位資料之間的差的延遲時間或相位差資料。
此處，延遲時間或相位差資料可指流經負載的電流與施加至負載的電壓之間的相位差。在下文中，為了便於說明，主要闡述相位偵測器1510獲得延遲時間，但是其中相位偵測器1510獲得相位差資料的情形可類似地應用。延遲時間可表示為相位或時間。延遲時間可指流經負載的電流相對於施加至負載的電壓的相位差或延遲時間，或者指施加至負載的電壓相對於流經負載的電流的相位差或延遲時間。RF產生器1000可基於獲得的延遲時間對施加至負載的AC電力的驅動頻率進行調節。
此外，此處，延遲時間可儲存於記憶體中。舉例而言，延遲時間可實時量測，且以相位格式或時間格式儲存於記憶體中，並根據需要加載。
儘管闡述相位偵測器1510使用自感測器模組1400獲得的電流相位資料及自PWM產生器1520獲得的開關訊號獲得延遲時間，但是本說明書的技術精神不限於此。舉例而言，RF產生器1000可直接量測施加至負載的電壓及流經負載的電流，獲得相應的相位資料，並產生提供至逆變器1300的開關訊號。
PWM產生器1520可產生開關訊號，並將開關訊號提供至逆變器1300。
作為實例，PWM產生器1520可產生開關訊號，以對應於藉由增大或減小在先前時間點施加至負載的AC電力的頻率而獲得的驅動頻率，且將開關訊號提供至逆變器1300。舉例而言，PWM產生器1520可基於預定的第一同相識別條件（in-phase recognition condition）產生開關訊號。具體而言，在其中預定的第一同相識別條件為-5奈秒至15奈秒的情形下，當延遲時間為15奈秒或大於15奈秒時，可基於低於先前時間點的驅動頻率的頻率產生開關訊號，且當延遲時間為-5奈秒或小於-5奈秒時，可基於高於先前時間點的驅動頻率的頻率產生開關訊號。此處，當延遲時間滿足第一同相識別條件時，PWM產生器1520可產生開關訊號，使得先前時間點的驅動頻率得到維持。
可考慮頻率控制方法中使用的頻帶以及頻率控制裝置的穩定性、電力傳輸效率等來設定第一同相識別條件。
第一同相識別條件的下限值可被設定成逆變器1300中的開關可被零電壓開關（zero voltage switching，ZVS）的值。舉例而言，當驅動頻率小於負載的諧振頻率時，施加的電流的相位相較於施加的電壓的相位延遲得更多，使得逆變器1300中的開關可能被硬開關（hard-switched），藉此導致對開關的損壞。因此，第一同相識別條件的下限值可被設定成滿足逆變器1300中的開關不被硬開關的條件。
第一同相識別條件的上限值可被設定成逆變器1300中的開關可接近零電流開關（zero current switching，ZCS）的值。舉例而言，當驅動頻率大於負載的諧振頻率時，由於所施加的電壓的相位可能相較於所施加的電流的相位延遲得更多，因此可能產生開關雜訊，且提供至負載的電力可能會降低，且因此可能難以維持電漿。因此，第一同相識別條件的上限值可被設定成滿足逆變器1300的ZCS並維持電漿的值。
如上所述，第一同相識別條件的下限值及上限值可考慮ZVS、ZCS、電漿維持等來適當選擇，且可依據所使用的頻帶來不同地設定。因此，上述作為第一同相識別條件的-5奈秒至15奈秒是根據實例的值，且可根據需要不同地設定。舉例而言，第一同相識別條件可被設定成-10奈秒至20奈秒。作為另一實例，當使用的頻帶接近2兆赫時，第一同相識別條件可設定成-15奈秒至40奈秒。
作為另一實例，PWM產生器1520可基於延遲時間設定驅動頻率、產生開關訊號，以對應於設定的驅動頻率，並將開關訊號提供至逆變器1300。具體而言，PWM產生器1520可藉由將與使用查找表獲得的延遲時間對應的頻率設定為驅動頻率來產生開關訊號。作為另外一種選擇，PWM產生器1520可藉由將與使用預定函數獲得的延遲時間對應的頻率設定為驅動頻率來產生開關訊號。
PWM產生器1520可基於延遲時間判斷流經負載的電流相對於施加至負載的電壓是滯後還是超前。
圖5是與根據本說明書的一個實施例的數位頻率控制方法（S1000）相關的圖。
參照圖5，數位頻率控制方法（S1000）可包括：獲得電流相位資料及電壓相位資料（S1100）；獲得電流與電壓之間的延遲時間（S1200）；使用第一同相識別條件設定驅動頻率（S1300）；以及基於驅動頻率向逆變器1300提供開關訊號（S1400）。
在下文中，將詳細闡述數位頻率控制方法（S1000）的每一操作。
RF產生器1000可獲得電流相位資料及電壓相位資料（S1100）。RF產生器1000可自感測器模組1400獲得流經負載的電流的相位資料。RF產生器1000可自PWM產生器1520獲得施加至負載的電壓的相位資料。作為另外一種選擇，RF產生器1000可直接量測負載的電流及電壓，以獲得電流及電壓的相位資料。
RF產生器1000可獲得電流與電壓之間的延遲時間（S1200）。RF產生器1000可使用相位偵測器1510獲得電流相對於電壓的延遲時間或者電壓相對於電流的延遲時間。
RF產生器1000可使用第一同相識別條件來設定驅動頻率（S1300）。RF產生器1000可藉由將在延遲時間獲得操作（S1200）中獲得的延遲時間與第一同相識別條件進行比較來設定驅動頻率。具體而言，當延遲時間大於第一同相識別條件時，驅動頻率可減小，而當延遲時間小於第一同相識別條件時，驅動頻率可增大。RF產生器1000可使用預定函數設定對應於延遲時間的驅動頻率，或者使用查找表設定對應於延遲時間的驅動頻率。
可省略使用第一同相識別條件設定驅動頻率（S1300）。控制器1500可使用獲得的延遲時間產生開關訊號，並將開關訊號提供至逆變器1300。
控制器1500可基於驅動頻率向逆變器1300提供開關訊號（S1400）。舉例而言，控制器1500可產生開關訊號，使得逆變器1300在設定的驅動頻率或減小延遲時間幅度的頻率下運作。
逆變器1300可自控制器1500接收開關訊號以操作開關。在此情形下，第一開關S1及第三開關S3可原樣接收開關訊號，且第二開關S2及第四開關S4可以反相狀態接收開關訊號，且因此第一開關S1及第三開關S3以及第二開關S2及第四開關S4可交替地接通或斷開。
控制器1500可基於根據數位頻率控制設定的驅動頻率來控制逆變器1300，但是控制器1500可偵測到負載的諧振頻率在維持電漿時改變，且藉由再次實行上述數位頻率控制方法（S1000），以不同於現有驅動頻率的驅動頻率來操作逆變器1300。
圖6是根據本說明書的一個實施例的與根據數位頻率控制改變的驅動頻率相關的曲線圖。
參照圖6，在電漿誘導開始時間點，RF產生器1000以開始頻率f_start操作逆變器1300，且在根據數位頻率控制經過預定時間之後，RF產生器1000以第一驅動頻率f1或第二驅動頻率f2操作逆變器1300。
開始頻率f_start可指當逆變器1300由控制器1500驅動時的時間點的驅動頻率。
作為實例，可基於諧振頻率f0來設定開始頻率f_start。此處，諧振頻率f0可指天線結構2000本身的自然頻率或諧振頻率，或者包括天線結構2000的負載的自然頻率或諧振頻率。諧振頻率f0可根據電漿產生而改變。
作為另一實例，開始頻率f_start可任意設定，而與諧振頻率f0無關。具體而言，可基於天線結構2000的大小來設定開始頻率f_start。作為另外一種選擇，開始頻率f_start可基於電漿系統100中應誘導的電漿的大小或規模來設定。
開始頻率f_start可大於或小於諧振頻率f0。
驅動頻率可藉由數位頻率控制自開始頻率f_start改變至諧振頻率f0。此處，驅動頻率可改變根據控制器1500預先設定的頻率間隔f_interval。舉例而言，當控制器1500使用具有400兆赫的時脈頻率的時脈源進行頻率改變時，頻率間隔可為約0.04兆赫。在此情形下，RF產生器1000可具有約1%的頻率控制解析度。
可藉由數位頻率控制將驅動頻率設定成第一驅動頻率f1或第二驅動頻率f2。
此處，當考慮頻率間隔時，第一驅動頻率f1及第二驅動頻率f2可被理解成最接近諧振頻率f0的頻率。換言之，諧振頻率f0可存在於第一驅動頻率f1與第二驅動頻率f2之間，且第一驅動頻率f1與第二驅動頻率f2可彼此間隔開頻率間隔。
另外，此處，當逆變器1300在第一驅動頻率f1或第二驅動頻率f2下運作時，施加至負載的電壓及流經負載的電流可滿足同相識別條件。
驅動頻率中的每一者可具有與之對應的延遲時間。舉例而言，第一延遲時間td1可對應於第一驅動頻率f1，且第二延遲時間td2可對應於第二驅動頻率f2。
此處，當具有對應的驅動頻率的AC電力施加至負載時，延遲時間可指施加至負載的電壓的延遲時間與流經負載的電流的延遲時間之間的延遲時間。
延遲時間可為由相位偵測器1510獲得的值。作為另外一種選擇，可使用諧振頻率f0來計算延遲時間或者可使用查找表來獲得延遲時間。
根據上述數位頻率控制，RF產生器1000可對施加至負載的AC電力的驅動頻率進行調節，使得負載的電流與電壓之間的相位差減小。當使用數位頻率控制方法（S1000）時，可減少負載中的功率損耗，藉此提高電漿誘導效率並減少對電漿產生單元3000的損壞。
在上面闡述了數位頻率控制。藉由快速設定特定頻率作為驅動頻率，可以易於使用的配置及相對小的配置來實施數位頻率控制。然而，由於在數位頻率控制的情形下頻率間隔受到限制，當需要更精細地控制頻率時，效率可能降低且因此可能需要高解析度頻率控制。
在下文中，將參照圖7至圖10闡述高解析度頻率控制。
圖7是與根據本說明書的一個實施例的用於高解析度頻率控制的RF產生器1000的結構相關的圖。
參照圖7，RF產生器1000可包括逆變器1300、感測器模組1400及控制器1500。
除非另有說明，圖4中闡述的逆變器1300及感測器模組1400的內容可原樣應用於逆變器1300及感測器模組1400。
控制器1500可包括相位偵測器1510、PWM產生器1520、開關電路1530及時間延遲單元1540。除非另有說明，圖4中闡述的相位偵測器1510及PWM產生器1520的內容可原樣應用於相位偵測器1510及PWM產生器1520。
相位偵測器1510可獲得電流相位資料及電壓相位資料。相位偵測器1510可自感測器模組1400獲得電流相位資料，且自開關訊號獲得電壓相位資料。
相位偵測器1510可使用電流相位資料及電壓相位資料獲得延遲時間，並將延遲時間提供至PWM產生器1520及時間延遲單元1540中的至少一者。相位偵測器1510可在多個時間點獲得延遲時間。
PWM產生器1520可基於延遲時間產生開關訊號並將開關訊號提供至逆變器1300。舉例而言，PWM產生器1520可基於延遲時間設定驅動頻率，產生開關訊號使得逆變器1300在設定的驅動頻率下運作，且向逆變器1300提供開關訊號。
PWM產生器1520可電性連接至開關電路1530。PWM產生器1520可經由開關電路1530向逆變器1300提供開關訊號。
開關電路1530可電性連接至PWM產生器1520或時間延遲單元1540，且可電性連接至逆變器1300及相位偵測器1510。開關電路1530可將要電性連接至逆變器1300的組件自PWM產生器1520改變至時間延遲單元1540，或者自時間延遲單元1540改變至PWM產生器1520。
時間延遲單元1540可對輸入至其的訊號進行延遲並輸出經延遲的訊號。時間延遲單元1540可對自感測器模組1400獲得的訊號進行延遲並將經延遲的訊號提供至逆變器1300。具體而言，時間延遲單元1540可自感測器模組1400獲得對應於電流相位資料的訊號，將訊號延遲預定時間，並經由開關電路1530將經延遲的訊號提供至第一開關S1至第四開關S4。
此處，預定時間可指示時間延遲單元1540對訊號延遲的程度。舉例而言，預定時間可指基於電壓與電流之間的延遲時間設定的初始延遲時間。作為另一實例，預定時間可指藉由將根據RF產生器1000的特性確定的時間間隔t_interval與在先前時間點延遲的時間相加或相減而獲得的時間。在此情形下，當RF產生器1000使用具有400兆赫的時脈頻率的時脈源延遲訊號時，時間間隔可設定為2.5奈秒，此為時脈頻率的倒數。
此處，當時間延遲單元1540經由開關電路1530電性連接至逆變器1300時，初始延遲時間可指示時間延遲單元1540對輸入訊號延遲的程度。時間延遲單元1540可自相位偵測器1510獲得初始延遲時間。初始延遲時間將在下面詳細闡述。
圖8是與根據本說明書的一個實施例的高解析度頻率控制方法（S2000）相關的圖。
圖9是與根據本說明書的一個實施例的高解析度頻率控制所控制的驅動頻率相關的曲線圖。
參照圖8，高解析度頻率控制方法（S2000）可包括：使用數位頻率控制方法控制驅動頻率（S2100）；獲得初始延遲時間（S2200）；切換至類比頻率控制方法（S2300）；基於初始延遲時間對逆變器1300施加經延遲的訊號（S2400）；獲得電流相位資料、電壓相位資料及延遲時間（S2500）；以及基於延遲時間對逆變器1300施加經延遲的訊號（S2600）。
在下文中，將詳細闡述高解析度頻率控制方法（S2000）的每一操作。
RF產生器1000可使用數位頻率控制方法（S1000）來控制驅動頻率（S2100）。RF產生器1000可使用上述數位頻率控制方法（S1000）對負載施加具有特定驅動頻率的AC電力。具體而言，RF產生器1000可基於施加至負載的電壓與流經負載的電流之間的相位差來增大或減小驅動頻率，並將具有增大或減小的驅動頻率的AC電力提供至負載。參照圖9，由RF產生器1000改變的驅動頻率可為接近負載的可變諧振頻率f0的第一驅動頻率f1或第二驅動頻率f2。
RF產生器1000可獲得初始延遲時間（S2200）。舉例而言，RF產生器1000可獲得對應於接近負載的諧振頻率f0的驅動頻率的延遲時間作為初始延遲時間。具體而言，再次參照圖9，RF產生器1000可根據數位頻率控制對負載施加具有第一驅動頻率f1的AC電力，並獲得對應於第一驅動頻率f1的第一延遲時間td1作為初始延遲時間。作為另外一種選擇，RF產生器1000可根據數位頻率控制對負載施加具有第二驅動頻率f2的AC電力，並獲得對應於第二驅動頻率f2的第二延遲時間td2作為初始延遲時間。
初始延遲時間可由相位偵測器1510獲得並儲存於記憶體中。作為另外一種選擇，可基於由相位偵測器1510獲得的延遲時間來計算初始延遲時間。
RF產生器1000可將頻率控制方法自數位頻率控制切換至類比頻率控制（S2300）。RF產生器1000可藉由使用開關電路1530將電性連接至逆變器1300的組件自PWM產生器1520改變至時間延遲單元1540來切換頻率控制方法。
此處，類比頻率控制可指使用時間延遲單元1540的頻率控制方法，此將在下面闡述。具體而言，當使用類比頻率控制時，施加至負載的電壓的相位及流經負載的電流的相位中的至少一者可被延遲或減小，藉此減小電壓與電流之間的相位差。
RF產生器1000可基於初始延遲時間對逆變器1300施加經延遲的訊號（S2400）。時間延遲單元1540可將輸入至其的訊號延遲初始延遲時間並輸出經延遲的訊號。具體而言，時間延遲單元1540可自感測器模組1400獲得電流相位資料，並向逆變器1300提供藉由將電流相位資料延遲初始延遲時間而獲得的訊號。
藉由基於RF產生器1000的初始延遲時間向逆變器1300施加經延遲的訊號，可實行更精準的頻率控制且可防止電漿系統100的故障。具體而言，當RF產生器1000使用不是初始延遲時間的任何延遲時間時，RF產生器1000可向負載提供具有遠離諧振頻率f0的驅動頻率的AC電力，且在電漿產生單元3000內部可能不提供足夠的電力，且因此可能難以形成或維持電漿。
另一方面，如上所述，由於初始延遲時間是對應於接近諧振頻率f0的驅動頻率的延遲時間，因此RF產生器1000可在接近諧振頻率f0的區使用時間延遲單元1540實行類比頻率控制。
RF產生器1000可獲得電流相位資料、電壓相位資料及延遲時間（S2500）。相位偵測器1510可自感測器模組1400獲得電流相位資料，自時間延遲單元1540獲得電壓相位資料，獲得電壓與電流之間的延遲時間，並將獲得的延遲時間提供至時間延遲單元1540。
時間延遲單元1540可基於延遲時間對逆變器1300施加經延遲的訊號（S2600）。舉例而言，當獲得的延遲時間不滿足第二同相識別條件時，時間延遲單元1540可將電流相位資料延遲相較於初始延遲時間更長或更短的時間，並將經延遲的電流相位資料提供至逆變器1300。具體而言，當獲得的延遲時間小於第二同相識別條件時，時間延遲單元1540可將電流相位資料延遲短於初始延遲時間的時間，並將經延遲的電流相位資料提供至逆變器1300。作為另外一種選擇，當獲得的延遲時間大於第二同相識別條件時，時間延遲單元1540可將電流相位資料延遲大於初始延遲時間的時間，並將經延遲的電流相位資料提供至逆變器1300。
此處，電流相位資料可指電流相位訊號。因此，當時間延遲單元1540向逆變器1300提供相位被延遲或減小的電流相位訊號時，施加至負載的電壓與流經負載的電流之間的相位差與先前時間點相比可減小。
此處，第二同相識別條件可與數位頻率控制中使用的第一同相識別條件相同或不同。可以與設定上述第一同相識別條件的方法相同的方式設定第二同相識別條件。
時間延遲單元1540可藉由將輸入訊號延遲與在先前時間點的延遲時間相比更長或更短的預設時間間隔來將輸入至其的訊號提供至逆變器1300。舉例而言，若電流相位訊號在第一時間點被延遲第一時間，則時間延遲單元1540可在第一時間點之後的第二時間點將電流相位訊號延遲藉由將時間間隔加至第一時間而獲得的第二時間，並將經延遲的電流相位訊號提供至逆變器1300。作為另一實例，若電流相位訊號在第一時間點被延遲第一時間，則時間延遲單元1540可在第一時間點之後的第二時間點將電流相位訊號延遲藉由自第一時間減去時間間隔而獲得的第二時間，並將經延遲的電流相位訊號提供至逆變器1300。
在此情形下，頻率控制的解析度可根據在RF產生器1000中設定的時間間隔來確定。同時，當RF產生器1000在實行數位頻率控制及類比頻率控制時使用相同的時脈源時，類比頻率控制的解析度可高於數位頻率控制的解析度。
可省略包括在上述高解析度頻率控制方法（S2000）中的操作中的至少一些操作。舉例而言，在高解析度頻率控制方法（S2000）中，可省略數位頻率控制方法（S1000），且可使用儲存於記憶體中的查找表來獲得初始延遲時間，且可使用獲得的初始延遲時間來實行類比頻率控制。
RF產生器1000可基於根據高解析度頻率控制設定的驅動頻率來控制逆變器1300，但是可偵測到負載的諧振頻率在維持電漿時改變，且藉由再次實行上述的高解析度頻率控制方法（S2000），以不同於現有驅動頻率的驅動頻率來操作逆變器1300。
參照圖9，根據高解析度頻率控制施加至負載的AC電力的驅動頻率可被精準地控制成接近負載的諧振頻率f0，諧振頻率f0隨時間變化。
RF產生器1000可使用數位頻率控制方法（S1000）將驅動頻率控制成接近諧振頻率f0的第一驅動頻率f1或第二驅動頻率f2。
RF產生器1000可藉由類比頻率控制來控制頻率自第一驅動頻率f1或第二驅動頻率f2移動至諧振頻率f0。
此處，受控驅動頻率可增大或減小對應於特定時間間隔t_interval的量。
此處，由於驅動頻率得到控制，因此施加至負載的電壓與流經負載的電流之間的延遲時間可逐漸減少。舉例而言，當將頻率自第一驅動頻率f1控制成諧振頻率f0時，負載的電壓與電流之間的延遲時間可改變自第一延遲時間td1至第三延遲時間td3的時間間隔t_interval。在此情形下，第三延遲時間td3可包括相較於第一延遲時間td1接近0奈秒的值或週期的整數倍，此為驅動頻率的倒數。即，第三延遲時間td3可指示負載的電壓與電流之間的延遲時間或相位差相對減小。
圖10是與根據本說明書的一個實施例的高解析度頻率控制中負載的電流相位差及電壓相位差的變化相關的圖。
當電漿在電漿系統100中被誘導時，施加至負載的電壓V_RF與流經負載的電流I_RF可能具有並不相同的相位。
當負載的電壓與電流之間存在延遲時間或相位差時，並未對電漿產生單元3000施加足夠的電力，且因此可能不會形成或維持電漿。另外，逆變器1300中的開關可能在施加電壓或電流流動的狀態下運作，藉此對開關造成損壞。
RF產生器1000可藉由高解析度頻率控制進行控制，使得施加至負載的電壓與流經負載的電流具有第一延遲時間td1的相位差。舉例而言，當RF產生器1000實行上述數位頻率控制時，施加至負載的AC電力可被控制成具有第一驅動頻率f1，且流經負載的電流的相位可先於施加至負載的電壓的相位第一延遲時間td1。
再次參照圖10，當RF產生器1000實行上述高解析度頻率控制時，負載的電壓與電流的相位可被控制成實質上相同。舉例而言，RF產生器1000將流經負載的電流的相位訊號延遲預定時間（例如，藉由將第一延遲時間td1增大或減少時間間隔dt而獲得的時間），以將經延遲的相位訊號提供至逆變器1300，藉此減小負載的電流與電壓之間的相位差。
如圖10中所示，當滿足負載的電流與電壓的相位實質上相同的相位條件時，可對電漿產生單元3000提供足以形成並維持電漿的電力。另外，逆變器1300中的開關在沒有施加電壓的狀態（即處於ZVS（零電壓開關）狀態）下運作，或者在很少電流流動的狀態（即處於接近ZCS（零電流開關）狀態）下運作，藉此防止對開關的損壞並提高電漿系統100的耐用性。
在下文中，將參照圖11至圖13闡述精細頻率控制。
圖11是與根據本說明書的一個實施例的用於精細頻率控制的RF產生器1000的結構相關的圖。
參照圖11，RF產生器1000可包括逆變器1300、感測器模組1400、控制器1500及電壓偵測器1600。在下面的說明中，除非另有說明，否則圖4中闡述的RF產生器1000的組件的內容可同等地應用於RF產生器1000。
電壓偵測器1600可感測負載的電性質。電壓偵測器1600可實時或週期性地量測負載的電壓幅度。具體而言，電壓偵測器1600可量測天線結構2000的至少一部分的電壓，以獲得電壓資料。
再次參照圖3，電壓偵測器1600可電性連接至第一天線2100至第三天線2300中的至少一者，以量測施加至天線的兩個端部的電壓或相對於接地節點的電壓。舉例而言，電壓偵測器1600可量測施加至相對於電漿產生單元3000設置於最內側處的第一天線2100的兩個端部的電壓，或者量測相對於地面特定點處的電壓。作為另一實例，電壓偵測器1600可量測第一天線2100至第三天線2300中的每一者的所有電壓值。
此處，電壓資料可包括自RF產生器1000運作的時間點偵測到的電壓值，或者可包括在特定時間週期中偵測到的電壓值。舉例而言，電壓資料可包括自當施加至負載的電壓與流經負載的電流之間的相位差處於其中電壓與電流的相位被認為實質上相同的範圍內時的時間點量測的電壓值。
電壓偵測器1600可將所量測的負載的電性質儲存於記憶體中，或者將所量測的電性質提供至控制器1500。電壓偵測器1600可將針對天線結構2000的至少一部分量測的電壓資料提供至PWM產生器1520，或者可將電壓資料儲存於記憶體中。
控制器1500可自電壓偵測器1600獲得天線電壓資料。PWM產生器1520可自電壓偵測器1600獲得電壓資料。
控制器1500可使用電壓資料來實行精細頻率控制。PWM產生器1520可基於電壓資料產生開關訊號，並將開關訊號提供至逆變器1300，如下所述。具體而言，PWM產生器1520參照電壓資料產生開關訊號，使得施加至負載的AC電力的頻率變成對應於最低天線電壓的驅動頻率，並將開關訊號提供至逆變器1300。
在上面，已經主要闡述為精細頻率控制量測負載的電壓，但是本說明書的技術精神不限於此，且RF產生器1000可使用負載的電流或負載消耗的電力的幅度來實行精細頻率控制。舉例而言，RF產生器1000可使用在逆變器1300的輸入或輸出端處量測的電流或電壓來計算逆變器1300或負載消耗的電力，並使用計算的電力作為精細頻率控制的標準。
圖12是與根據本說明書的一個實施例的精細頻率控制方法（S3000）相關的圖。
參照圖12，精細頻率控制方法（S3000）可包括：獲得電流與電壓之間的延遲時間（S3100）；獲得電壓資料（S3200）；使用延遲時間控制驅動頻率（S3300）；基於延遲時間確定被識別為同相的同相區（S3400）；基於電壓資料選擇同相區中的最終維持頻率（S3500）；以及基於最終維持頻率向逆變器1300提供開關訊號（S3600）。
在下文中，將詳細闡述每一操作。
RF產生器1000可獲得電流與電壓之間的延遲時間（S3100）。如本文中別處所述，相位偵測器1510可自感測器模組1400獲得負載的電流相位資料，並自PWM產生器1520獲得負載的電壓相位資料，以獲得負載的電流與電壓之間的延遲時間。
RF產生器1000可獲得電壓資料（S3200）。電壓偵測器1600可量測天線結構2000的至少一部分的電壓值，以獲得電壓資料。RF產生器1000可將獲得的電壓資料儲存於PWM產生器1520或記憶體中。
所獲得的電壓資料可與電流與電壓之間的延遲時間及對應的驅動頻率中的至少一者相關聯地儲存。
RF產生器1000可使用延遲時間來控制驅動頻率（S3300）。舉例而言，如本文中別處所述，PWM產生器1520可基於延遲時間產生開關訊號，並將開關訊號提供至逆變器1300，使得可將具有更接近負載的諧振頻率f0的頻率的AC電力施加至負載。
RF產生器1000可基於延遲時間確定被識別為同相的同相區（S3400）。舉例而言，當獲得的延遲時間滿足第一同相識別條件時，RF產生器1000可獲得對應的驅動頻率的範圍作為同相區。具體而言，RF產生器1000可在連續降低驅動頻率的同時感測延遲時間，並將自偵測到的延遲時間滿足第一同相識別條件的驅動頻率至偵測到的延遲時間不滿足第一同相識別條件的驅動頻率的區確定為同相區。
同時，同相區可指延遲的時間的範圍，使得負載的電壓與電流的相位被識別為實質上同相。舉例而言，當RF產生器1000使用上述高解析度頻率控制方法（S2000）控制逆變器1300的驅動頻率時，同相區可被理解為時間延遲單元1540對電流相位訊號延遲達預定時間的範圍。在此情形下，RF產生器1000可更包括開關電路1530及時間延遲單元1540，且每一預定時間可與對應的電壓值一起儲存於記憶體或時間延遲單元1540中。
同時，在使用上述高解析度頻率控制方法（S2000）的同時使用精細頻率控制方法（S3000）的情形下，精細頻率控制方法（S3000）可用於數位頻率控制方法及類比頻率控制方法中的至少一者中。舉例而言，僅在使用PWM產生器1520的數位頻率控制的情形下，考慮到負載的電壓，可使用上述精細頻率控制方法（S3000）。作為另一實例，精細頻率控制方法（S3000）可不用於數位頻率控制，且可僅在其中數位頻率控制被開關電路1530切換至類比頻率控制的情形下使用。作為再一實例，精細頻率控制方法（S3000）可用於數位頻率控制及類比頻率控制兩者中。
RF產生器1000可基於電壓資料選擇同相區中的最終維持頻率（S3500）。舉例而言，控制器1500可選擇與同相區中的最低電壓值相關聯的驅動頻率作為最終維持頻率。作為另外一種選擇，控制器1500可選擇與同相區中的最小延遲時間相關聯的驅動頻率作為最終維持頻率。此時，控制器1500可在所有頻率範圍內儲存自電壓偵測器1600接收的資料，並使用儲存的資料來選擇最終維持頻率。作為另外一種選擇，控制器僅自電壓偵測器1600接收同相區中的電壓資料且可使用電壓資料來選擇最終維持頻率。
控制器1500可基於最終維持頻率向逆變器1300提供開關訊號（S3600）。舉例而言，PWM產生器1520可產生開關訊號，使得施加至負載的AC電力的頻率成為最終維持頻率，並將開關訊號提供至逆變器1300。作為另一實例，當使用高解析度頻率控制方法（S2000）時，時間延遲單元1540將電流相位訊號延遲與電流相位訊號對應的預定時間，使得施加至負載的AC電力的頻率成為最終維持頻率，並將經延遲的電流相位訊號提供至逆變器1300。
根據上述精細頻率控制方法（S3000），RF產生器1000可在第一區段中使用延遲時間來控制驅動頻率，使用第一同相識別條件或第二同相識別條件來確定同相區，基於電壓資料來選擇最終維持頻率，且在第二區段中將具有最終維持頻率的AC電力施加至負載。
RF產生器1000可根據精細頻率控制基於最終維持頻率來控制逆變器1300，但是RF產生器1000可偵測到負載的諧振頻率在維持電漿時改變，且藉由再次實行上述精細頻率控制方法（S3000），以不同於現有最終維持頻率的最終維持頻率來操作逆變器1300。
圖13是與根據本說明書的一個實施例的精細頻率控制中負載的電壓與電流之間的相位差相關的曲線圖。
參照圖13，在電漿誘導開始時間點，RF產生器1000以開始頻率f_start操作逆變器1300，並在根據精細頻率控制經過預定時間之後，RF產生器1000以最終維持頻率操作逆變器1300。
如本文中別處所述，開始頻率f_start可基於現有資料庫設定或任意地設定。
再次參照圖13，RF產生器1000可實行精細頻率控制，以確定包括第一驅動頻率f1至第四驅動頻率f4的同相區。
同相區可指示其中容易形成或維持電漿的相位差範圍。舉例而言，同相區可包括-5奈秒至20奈秒的範圍，或者可被設定成包括-5奈秒至20奈秒的範圍內的一些週期。
第一驅動頻率f1至第四驅動頻率f4可滿足第一同相識別條件或第二同相識別條件。舉例而言，當具有第一驅動頻率f1至第四驅動頻率f4的AC電力被施加至負載時，負載的電壓與電流之間的相位差可滿足第一同相識別條件或第二同相識別條件。
RF產生器1000可獲得包括對應於第一驅動頻率f1至第四驅動頻率f4的電壓值的電壓資料。為此，RF產生器1000可儲存與對應的驅動頻率相關聯的延遲時間或電壓值，所述延遲時間或電壓值是當逆變器1300以第一驅動頻率f1至第四驅動頻率f4驅動時量測的。
RF產生器1000可自第一驅動頻率f1至第四驅動頻率f4中選擇最終維持頻率。返回參照圖13，由於與第二驅動頻率f2相關聯的電壓值最低，因此RF產生器1000選擇第二驅動頻率f2作為最終維持頻率，並以最終維持頻率操作逆變器1300。同時，RF產生器1000可選擇具有最小延遲時間的第三驅動頻率f3作為最終維持頻率，並以最終維持頻率操作逆變器1300。
由於上述精細頻率控制方法（S3000）被用於電漿系統100中，可實行其中更考慮到負載特性的頻率控制，且因此，可提高電漿形成及維持效率，且可防止由施加高電壓引起的對電漿產生單元3000的損壞。
在下文中，將參照圖14及圖15闡述具有抗雜訊性的訊號傳輸方法。
根據本說明書的一個實施例的電漿系統100可連續跟蹤負載的諧振頻率f0以誘導及維持電漿，且RF產生器1000可控制逆變器1300的驅動頻率。此時，由於對所提供的電力或能量敏感的電漿的性質，要求RF產生器1000快速且穩定地控制逆變器1300。特別是，當用於將開關訊號自PWM產生器1520傳輸至逆變器1300的傳輸線相對長且設置於高頻或高壓輸出源附近時，開關訊號可能暴露於開關雜訊。因此，需要一種對開關雜訊不敏感的訊號傳輸方法。
圖14是與根據本說明書的一個實施例的使用放大器及衰減器傳輸及接收開關訊號的方法相關的圖。
參照圖14，PWM產生器1520可經由電壓放大器1710及電壓衰減器1720向逆變器1300提供開關訊號。在本說明書的其他部分中闡述的PWM產生器1520及逆變器1300的內容可同等地應用於PWM產生器1520及逆變器1300，且因此將省略其重複說明。
PWM產生器1520可將開關訊號傳輸至電壓放大器1710。
此處，開關訊號可包括指示逆變器1300中的開關的接通/斷開的特定電壓值。舉例而言，開關訊號可包括指示接通的5伏（V）及指示斷開的0伏。
同時，接收開關訊號的逆變器1300可具有開關臨限電壓。開關臨限電壓可用作接通或斷開逆變器1300中的開關的參照。舉例而言，當開關訊號包括5伏及0伏時，逆變器1300中的開關可具有約2伏與3伏之間的臨限電壓，且當接收到低於臨限電壓的訊號時開關可斷開，且當接收到高於臨限電壓的訊號時開關可接通。此時，當開關雜訊被施加至開關訊號且因此開關訊號高於或低於臨限電壓時，逆變器1300可能發生故障。
電壓放大器1710可電性連接至PWM產生器1520並自PWM產生器1520獲得開關訊號。
電壓放大器1710可對獲得的開關訊號進行放大。舉例而言，電壓放大器1710可將5伏的開關訊號放大成12伏的開關訊號。
電壓放大器1710可電性連接至電壓衰減器1720。具體而言，電壓放大器1710可藉由導電線電性連接至電壓衰減器1720，且可根據導電線的長度及佈置位置產生開關雜訊。
電壓衰減器1720可自電壓放大器1710接收經放大的開關訊號。
電壓衰減器1720可對所接收的開關訊號進行衰減。舉例而言，電壓衰減器1720可將經放大的12伏開關訊號衰減至5伏的開關訊號。
電壓衰減器1720可具有衰減器臨限電壓。衰減器臨限電壓可為用於判斷輸出由電壓衰減器1720接收的開關訊號是作為指示接通的訊號還是指示斷開的訊號的參照。可設定衰減器臨限電壓，使得即使當開關雜訊被施加至開關訊號時超過或不超過臨限電壓。舉例而言，當電壓衰減器1720接收放大至12伏的開關訊號時，開關雜訊被施加至開關訊號，且疊加於開關訊號上的雜訊的幅度增大或減小約3伏，衰減器臨限電壓可被設定在3伏與9伏之間。
衰減器臨限電壓可被設定成高於開關臨限電壓。因此，電壓衰減器1720可接收施加了雜訊的開關訊號，且在去除雜訊之後將開關訊號提供至逆變器1300。
圖15是與根據本說明書的一個實施例的使用光學轉換器傳輸及接收開關訊號的方法相關的圖。
參照圖15，PWM產生器1520可經由電壓-至-光學轉換器1730及光學-至-電壓轉換器1740向逆變器1300提供開關訊號。圖14中闡述的PWM產生器1520及逆變器1300的內容可同等地應用於PWM產生器1520及逆變器1300，且因此將省略其重複說明。
電壓-至-光學轉換器1730可自PWM產生器1520接收開關訊號，將開關訊號轉換成光學訊號，並將光學訊號提供至光學-至-電壓轉換器1740。
光學-至-電壓轉換器1740可自電壓-至-光學轉換器1730接收光學訊號，將光學訊號轉換成對應於開關訊號的電壓訊號，並將電壓訊號提供至逆變器1300。
電壓-至-光學轉換器1730及光學-至-電壓轉換器1740可藉由光纖連接，且因此可藉由光通訊傳輸及接收光學訊號。此種光通訊可從根本上阻擋開關雜訊。
同時，在上面，已經主要闡述在RF產生器1000藉由PWM產生器1520控制逆變器1300的方法中穩定地傳輸及接收訊號的方法，但是本說明書的技術精神不限於此。作為實例，上述訊號傳輸/接收方法可類似地應用於使用在本說明書的其他部分中闡述的PWM產生器1520及時間延遲單元1540的頻率控制方法。舉例而言，圖14中闡述的電壓放大器1710及圖15中闡述的電壓-至-光學轉換器1730可連接至PWM產生器1520、時間延遲單元1540及開關電路1530中的至少一者。
RF產生器1000可藉由圖14及圖15中闡述的訊號傳輸及接收方法來控制逆變器1300。藉由使用此種訊號傳輸及接收方法，RF產生器1000可將開關雜訊的影響最小化，且因此可防止對RF產生器1000的損壞且可達成穩定的頻率控制。
根據實施例的方法可以程式命令的形式實施，所述程式命令藉由各種電腦構件執行且可記錄於電腦可讀介質中。電腦可讀介質可單獨包括程式指令、資料文件、資料結構等或其組合。記錄於電腦可讀介質中的程式指令可為實施例專門設計及配置，或者可對於電腦軟體領域的技術人員而言是可用的。電腦可讀記錄介質的實例可包括磁性介質（例如，硬碟、軟碟及磁帶）、光學介質（例如，光碟唯讀記憶體（compact disc read-only memory，CD-ROM）及數位多功能碟（digital versatile disc，DVD））、磁光介質（例如，軟磁光碟（floptical disk））以及硬體單元（例如，唯讀記憶體（ROM）、隨機存取記憶體（RAM）、快閃記憶體等），它們被有意地形成來儲存及實行程式指令。程式指令的實例包括由編譯器產生的機器語言代碼以及可由使用解釋器等的電腦執行的高級語言代碼。上述硬體器件可被配置成作為一或多個軟體模組來操作，以實行實施例的操作，反之亦然。
儘管已經參照有限的實施例及附圖闡述本揭露的實施例，但是熟悉此項技術者根據以上說明可進行各種修改及變化。舉例而言，儘管本揭露的實施例以不同於說明的其他順序實行，及/或以不同於說明的其他方式對組件（例如，系統、結構、器件、電路等）進行組合或組裝，或者使用其他組件或它們的等同物替換或替代所述組件，但是亦可達成期望的結果。
因此，所附申請專利範圍的其他實施方式、其他實施例及等同物可包括於所附申請專利範圍的範圍內。
100:電漿系統 1000:射頻（RF）產生器 1100:AC電源 1200:整流器 1300:逆變器 1400:感測器模組 1410:變流器 1420:濾波器 1430:比較器 1500:控制器 1510:相位偵測器 1520:PWM產生器 1530:開關電路 1540:時間延遲單元 1600:電壓偵測器 1710:電壓放大器 1720:電壓衰減器 1730:電壓-至-光學轉換器 1740:光學-至-電壓轉換器 2000:天線結構 2100:第一天線 2200:第二天線 2300:第三天線 3000:電漿產生單元 dt、t_interval:時間間隔 f0:諧振頻率 f1:第一驅動頻率 f2:第二驅動頻率 f3:第三驅動頻率 f4:第四驅動頻率 f_interval:頻率間隔 f_start:開始頻率 GND:接地節點 I RF:電流 S1:第一開關 S2:第二開關 S3:第三開關 S4:第四開關 S1000:數位頻率控制方法 S1100、S1200、S1300、S1400、S2100、S2200、S2300、S2400、S2500、S2600、S3100、S3200、S3300、S3400、S3500、S3600:操作 S2000:高解析度頻率控制方法 S3000:精細頻率控制方法 SW:開關訊號 td1:第一延遲時間 td2:第二延遲時間 td3:第三延遲時間 V RF:電壓
藉由參照附圖詳細闡述本揭露的示例性實施例，本揭露的上述及其他目的、特徵及優點對於熟習此項技術者而言將變得更加明顯，其中： 圖1是與根據本說明書的一個實施例的電漿系統相關的圖； 圖2是與根據本說明書的一個實施例的射頻（radio frequency，RF）產生器相關的圖； 圖3是與根據本說明書的一個實施例的天線結構相關的圖； 圖4是與根據本說明書的一個實施例的用於數位頻率控制的RF產生器的結構相關的圖； 圖5是與根據本說明書的一個實施例的數位頻率控制方法相關的圖； 圖6是根據本說明書的一個實施例的與根據數位頻率控制改變的驅動頻率相關的曲線圖； 圖7是與根據本說明書的一個實施例的用於高解析度頻率控制的RF產生器的結構相關的圖； 圖8是與根據本說明書的一個實施例的高解析度頻率控制方法相關的圖； 圖9是與根據本說明書的一個實施例的根據高解析度頻率控制所控制的驅動頻率相關的曲線圖； 圖10是與根據本說明書的一個實施例的高解析度頻率控制中負載的電流相位差及電壓相位差的變化相關的圖； 圖11是與根據本說明書的一個實施例的用於精細頻率控制的RF產生器的結構相關的圖； 圖12是與根據本說明書的一個實施例的精細頻率控制方法相關的圖； 圖13是與根據本說明書的一個實施例的精細頻率控制中負載的電壓與電流之間的相位差相關的曲線圖； 圖14是與根據本說明書的一個實施例的使用放大器及衰減器傳輸及接收開關訊號的方法相關的圖；以及 圖15是與根據本說明書的一個實施例的使用光學轉換器傳輸及接收開關訊號的方法相關的圖。
100:電漿系統
1000:射頻(RF)產生器
2000:天線結構
3000:電漿產生單元

Claims (27)

  1. 一種控制負載的可變諧振頻率以及向所述負載提供電力的裝置，所述裝置包括： 逆變器，被配置成將直流電力轉換成具有第一驅動頻率的第一交流電力並將所述第一交流電力施加至所述負載； 感測器，被配置成獲得第一延遲時間及第二延遲時間，其中所述第一延遲時間代表所述負載在第一時間點的電流與電壓之間的相位差，且所述第二延遲時間代表所述負載在第二時間點的電流與電壓之間的相位差； 脈衝寬度調變產生器，被配置成基於所述第一延遲時間向所述逆變器提供第一開關訊號，其中所述第一開關訊號對應於第二驅動頻率，所述第二驅動頻率與所述第一驅動頻率相差預定頻率，所述預定頻率是基於對於所述負載的所述第一延遲時間確定；以及 時間延遲單元，被配置成向所述逆變器提供第二開關訊號，其中所述第二開關訊號是基於所述第二延遲時間確定且對應於第三交流電力，其中對於所述負載，所述第三交流電力與第二交流電力相差預定相位，使得相較於對所述負載施加所述第二交流電力的情形而言所述負載的電流與電壓之間的相位差減小。
  2. 如請求項1所述的裝置， 其中所述預定頻率大於所述第二驅動頻率與對應於所述第三交流電力的第三驅動頻率之間的頻率差。
  3. 如請求項1所述的裝置， 其中所述時間延遲單元被配置成接收所述負載的相位訊號並將所述相位訊號延遲所述預定相位以獲得所述第二開關訊號，且被配置成輸出所獲得的所述第二開關訊號，且 其中所述負載的所述相位訊號指示所述負載的電流的相位。
  4. 如請求項3所述的裝置， 其中所述預定相位包括對應於所述第二延遲時間的相位。
  5. 如請求項1所述的裝置，更包括： 開關電路，被配置成將所述脈衝寬度調變產生器及所述時間延遲單元中的至少一者電性連接至所述逆變器。
  6. 如請求項5所述的裝置， 其中所述開關電路被配置成當所述第二延遲時間滿足預定條件時藉由所述時間延遲單元對連接至所述逆變器的所述脈衝寬度調變產生器進行開關。
  7. 如請求項1所述的裝置，更包括： 時脈源，具有預定時脈頻率，其中所述預定頻率是藉由將所述時脈頻率除以整數而獲得，且其中所述預定相位是所述時脈頻率的倒數值的整數倍。
  8. 如請求項1所述的裝置，更包括： 相位感測單元，被配置成週期性地獲得並提供所述負載的相位訊號， 其中所述感測器被配置成週期性地獲得延遲時間並將所述延遲時間提供至所述時間延遲單元，且 其中所述時間延遲單元被配置成向所述逆變器提供開關訊號，所述開關訊號是藉由基於所述延遲時間對所述相位訊號進行延遲而獲得。
  9. 如請求項5所述的裝置，更包括： 放大器，電性連接至所述開關電路且被配置成對訊號進行放大；以及 衰減器，連接至所述逆變器且被配置成對訊號進行衰減， 其中所述衰減器的臨限電壓大於所述逆變器的臨限電壓以防止出現雜訊。
  10. 如請求項5所述的裝置，更包括： 第一轉換器，電性連接至所述開關電路且被配置成將電訊號轉換成光學訊號；以及 第二轉換器，電性連接至所述逆變器且被配置成將所述光學訊號轉換成電訊號， 其中所述開關電路被配置成將所述第一開關訊號或所述第二開關訊號經由所述第一轉換器及所述第二轉換器提供至所述逆變器。
  11. 一種控制負載的可變諧振頻率且向所述負載提供電力的方法，所述方法包括： 使用逆變器對所述負載施加具有第一驅動頻率的第一交流電力； 使用感測器獲得代表所述負載在第一時間點的電流與電壓之間的相位差的第一延遲時間； 對所述負載施加具有第二驅動頻率的第二交流電力，其中所述第二驅動頻率與所述第一驅動頻率相差預定頻率，所述預定頻率是基於所述第一延遲時間確定； 使用感測器獲得代表所述負載在第二時間點的電流與電壓之間的相位差的第二延遲時間；以及 對所述負載施加第三交流電力，其中所述第三交流電力與所述第二交流電力相差預定相位，所述預定相位是基於所述第二延遲時間確定，使得相較於對所述負載施加所述第二交流電力的情形而言所述負載的電流與電壓之間的相位差減小。
  12. 如請求項11所述的方法，更包括： 使用脈衝寬度調變產生器向所述逆變器提供對應於所述第一驅動頻率的第一開關訊號； 使用所述脈衝寬度調變產生器向所述逆變器提供對應於所述第二驅動頻率的第二開關訊號；以及 時間延遲單元向所述逆變器提供對應於所述第三交流電力的第三開關訊號， 其中所述第三開關訊號是藉由對所述負載的相位訊號進行延遲而獲得。
  13. 如請求項12所述的方法， 其中所述相位訊號是在對所述負載施加具有第三驅動頻率的交流電力之前所述負載的電流相位訊號。
  14. 一種控制負載的可變諧振頻率並向所述負載提供電力的裝置，所述裝置包括： 逆變器，被配置成將直流電力轉換成交流電力並向所述負載提供所述交流電力； 相位偵測器，被配置成偵測代表所述負載的電流與電壓之間的相位差的延遲時間，其中所述延遲時間包括第一時間點的第一延遲時間、第二時間點的第二延遲時間及第三時間點的第三延遲時間； 脈衝寬度調變產生器，被配置成向所述逆變器提供開關訊號，其中所述開關訊號對應於基於由所述相位偵測器獲得的所述第一延遲時間而設定的驅動頻率； 時間延遲單元，被配置成自所述相位偵測器獲得所述第三時間延遲，獲得所述負載的電流的電流相位訊號，基於所述第三延遲時間將所述電流相位訊號延遲預定時間，並向所述逆變器提供經延遲的所述電流相位訊號；以及 開關電路，被配置成將所述脈衝寬度調變產生器及所述時間延遲單元中的一者電性連接至所述逆變器，當由所述相位偵測器獲得的所述第二延遲時間滿足預定條件時將所述時間延遲單元電性連接至所述逆變器以使得連接至所述逆變器的元件自所述脈衝寬度調變產生器切換至所述時間延遲單元。
  15. 如請求項14所述的裝置， 其中所述脈衝寬度調變產生器被配置成所述開關訊號，以使施加至所述負載的所述交流電力的頻率自第一驅動頻率改變至第二驅動頻率， 其中所述時間延遲單元被配置成對所述電流相位訊號進行延遲以使施加至所述負載的所述交流電力的頻率自第三驅動頻率改變至第四驅動頻率，且被配置成將經延遲的所述電流相位訊號提供至所述逆變器， 其中所述第一驅動頻率與所述第二驅動頻率之間的差大於所述第三驅動頻率與所述第四驅動頻率之間的差。
  16. 如請求項14所述的裝置， 其中所述脈衝寬度調變產生器被配置成所述開關訊號，以使施加至所述負載的所述交流電力的頻率自第一驅動頻率改變至第二驅動頻率， 其中所述時間延遲單元被配置成對所述電流相位訊號進行延遲以使施加至所述負載的所述交流電力的頻率自所述第二驅動頻率改變至第三驅動頻率，且被配置成將經延遲的所述電流相位訊號提供至所述逆變器， 其中所述第一驅動頻率與所述第二驅動頻率之間的差大於所述第二驅動頻率與所述第三驅動頻率之間的差。
  17. 如請求項14所述的裝置， 其中所述預定條件是至少在-5奈秒與20奈秒之間的範圍內設定。
  18. 一種控制負載的可變諧振頻率並向所述負載提供電力的方法，所述方法包括： 使用逆變器對負載施加具有特定頻率的交流電力； 使用第一感測器獲得代表所述負載的電流與電壓之間的相位差的延遲時間； 使用第二感測器獲得代表所述負載的至少一部分的電壓的電壓資料； 使用所述逆變器在第一區段對所述負載施加具有基於所述延遲時間設定的驅動頻率的交流電力；以及 使用所述逆變器在第二區段對所述負載施加具有基於所述電壓資料設定的驅動頻率的交流電力。
  19. 如請求項18所述的方法，更包括： 使用所述第一感測器基於在所述第一區段獲得的第一延遲時間及第二延遲時間確定頻率範圍； 基於所述電壓資料在所述頻率範圍內選擇最終維持頻率；以及 使用所述逆變器對所述負載施加具有所述最終維持頻率的交流電力， 其中所述第一時間延遲及所述第二時間延遲滿足預定條件。
  20. 如請求項19所述的方法， 其中所述頻率範圍包括至少第一驅動頻率及第二驅動頻率， 其中所述電壓資料包括至少第一電壓及第二電壓，其中所述第一電壓是當對所述負載施加具有所述第一驅動頻率的交流電力時獲得，且所述第二電壓是當對所述負載施加具有所述第二驅動頻率的交流電力時獲得，且 其中當所述第二電壓小於所述第一電壓時，選擇所述第二驅動頻率作為所述最終維持頻率。
  21. 如請求項18所述的方法， 其中所述負載在所述第二區段的電流與電壓之間的相位差滿足預定條件。
  22. 如請求項19或21所述的方法， 其中所述預定條件是至少在-5奈秒與20奈秒之間的範圍內設定。
  23. 如請求項18所述的方法， 其中所述負載包括天線結構，所述天線結構包括具有第一曲率半徑的第一天線及具有第二曲率半徑的第二天線，所述第二曲率半徑大於所述第一曲率半徑，且 其中所述電壓資料是藉由使用所述第二感測器量測所述第一天線的電壓而獲得。
  24. 如請求項18所述的方法， 其中所述負載包括天線結構，所述天線結構包括具有第一曲率半徑的第一天線及具有第二曲率半徑的第二天線，所述第二曲率半徑大於所述第一曲率半徑，且 其中所述電壓資料是藉由使用所述第二感測器量測所述第一天線的電壓及所述第二天線的電壓而獲得。
  25. 一種控制負載的可變諧振頻率並向所述負載提供電力的裝置，所述裝置包括： 逆變器，被配置成將直流電力轉換成交流電力且向所述負載提供所述交流電力； 相位偵測器，被配置成偵測代表所述負載的電流與電壓之間的相位差的延遲時間，其中所述延遲時間包括第一時間點的第一延遲時間、第二時間點的第二延遲時間及第三時間點的第三延遲時間； 電壓偵測器，被配置成偵測負載在第一時間點的電壓及在第二時間點的電壓，並獲得包括與所述第一延遲時間相關的第一電壓及與所述第二延遲時間相關的第二電壓的電壓資料；以及 脈衝寬度調變產生器，被配置成向所述逆變器與基於由所述相位偵測器獲得的所述延遲時間而設定的驅動頻率對應的開關訊號， 其中所述脈衝寬度調變產生器被配置成當所述第一電壓小於所述第二電壓時向所述逆變器提供與第一驅動頻率對應的開關訊號，其中所述第一驅動頻率是在遲於所述第一時間點及所述第二時間點的第三時間點基於所述第一延遲時間而設定的。
  26. 如請求項25所述的裝置，更包括： 放大器，電性連接至所述脈衝寬度調變產生器且被配置成對訊號進行放大；以及 衰減器，電性連接至所述逆變器且被配置成對訊號進行衰減， 其中所述衰減器的臨限電壓大於所述逆變器的臨限電壓以防止出現雜訊。
  27. 如請求項25所述的裝置，更包括： 第一轉換器，電性連接至所述脈衝寬度調變產生器且被配置成將電訊號轉換成光學訊號；以及 第二轉換器，電性連接至所述逆變器且被配置成將所述光學訊號轉換成電訊號， 其中所述脈衝寬度調變產生器被配置成將第一開關訊號或第二開關訊號經由所述第一轉換器及所述第二轉換器提供至所述逆變器。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115598420A (zh) * 2022-12-16 2023-01-13 杭州飞仕得科技股份有限公司（Cn） 一种计算相位延迟时间的方法、装置、设备及存储介质

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102655690B1 (ko) * 2022-04-19 2024-04-08 한국표준과학연구원 광학적 플라즈마 주파수 측정 장치, 이를 구비하는 측정 시스템 및 측정 방법

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2676790B2 (ja) 1988-06-17 1997-11-17 株式会社ダイヘン 高周波電源装置
JPH10225129A (ja) * 1997-02-13 1998-08-21 Ishikawajima Harima Heavy Ind Co Ltd 非接触給電設備
JP3216093B2 (ja) * 1999-07-16 2001-10-09 関西ティー・エル・オー株式会社 走査形プローブ顕微鏡
JP4178775B2 (ja) * 2001-08-31 2008-11-12 株式会社日立国際電気 プラズマリアクター
JP4176813B2 (ja) * 2007-05-25 2008-11-05 株式会社日立国際電気 プラズマ処理装置
JP2013125066A (ja) * 2011-12-13 2013-06-24 Samsung Electronics Co Ltd 誘導加熱定着装置および画像形成装置
WO2017126662A1 (ja) * 2016-01-22 2017-07-27 Ｓｐｐテクノロジーズ株式会社 プラズマ制御装置
KR102012743B1 (ko) * 2017-06-23 2019-08-21 인투코어테크놀로지 주식회사 전원 공급 장치 및 부하에 전원을 공급하는 방법

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115598420A (zh) * 2022-12-16 2023-01-13 杭州飞仕得科技股份有限公司（Cn） 一种计算相位延迟时间的方法、装置、设备及存储介质
CN115598420B (zh) * 2022-12-16 2023-03-10 杭州飞仕得科技股份有限公司 一种计算相位延迟时间的方法、装置、设备及存储介质

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