TW202121808A - 返馳式電力轉換器，及用於操作其之方法與驅動器 - Google Patents

返馳式電力轉換器，及用於操作其之方法與驅動器 Download PDF

Info

Publication number
TW202121808A
TW202121808A TW109134546A TW109134546A TW202121808A TW 202121808 A TW202121808 A TW 202121808A TW 109134546 A TW109134546 A TW 109134546A TW 109134546 A TW109134546 A TW 109134546A TW 202121808 A TW202121808 A TW 202121808A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
fet
driver
voltage
drain
controller
Prior art date
Application number
TW109134546A
Other languages
English (en)
Other versions
TWI826732B (zh
Inventor
德魯夫 查普拉
托瑪士 帝區
Original Assignee
美商半導體組件工業公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 美商半導體組件工業公司 filed Critical 美商半導體組件工業公司
Publication of TW202121808A publication Critical patent/TW202121808A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI826732B publication Critical patent/TWI826732B/zh

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

返馳式電力轉換器，及用於操作其之方法與驅動器。至少一些實例實施例係包括下列步驟的方法：基於在一同步整流器場效電晶體(SR FET)的一汲極上的一電壓變化率，感測到該電力轉換器已進入經配置用於返馳式操作的一變壓器的一充電模式；回應於該感測，將一SR驅動器內的一參數從一原始狀態改變至一經修改狀態，該SR驅動器耦接至該SR FET；在該變壓器的一放電模式期間使該SR FET導通；基於在該SR FET之該汲極處的一電壓，感測到轉換器的該放電模式已結束；回應於感測到該放電模式已結束，使該參數回復至該原始狀態。

Description

返馳式電力轉換器，及用於操作其之方法與驅動器
此申請案係關於電力轉換器的技術領域，且具體而言係關於返馳式電力轉換器。
主動箝位返馳式(active clamp flyback, ACF)電力轉換器使用在連續傳導模式(continuous conduction mode, CCM)期間操作的諧振或準諧振一次電路，以不僅將與洩漏電感相關聯的能量傳遞至二次側，並亦盡可能達到一次側上之主場效電晶體(field effect transistor, FET)的零伏特切換(zero volt switching, ZVS)。ACF電力轉換器可在高負載實現高效率，但是當電力轉換器轉換至不連續傳導模式(discontinuous conduction mode, DCM)時，ACF操作可在低負載期間受限。DCM操作與ACF操作之間的轉換可導致與用於二次側同步整流器之驅動器有關的問題。亦即，用於二次側同步整流器的驅動器可能難以在變壓器進入充電模式的一方面與ACF電路變成主動的另一方面之間進行區分。
一個實例實施例係操作一電力轉換器的方法，該方法包含：基於在一同步整流器場效電晶體(SR FET)的一汲極上的一電壓變化率，感測到該電力轉換器已進入經配置用於返馳式操作的一變壓器的一充電模式；回應於該感測，將一SR驅動器內的一參數從一原始狀態改變至一經修改狀態，該SR驅動器耦接至該SR FET；在該變壓器的一放電模式期間使該SR FET導通；基於在該SR FET之該汲極處的一電壓，感測到該電力轉換器的該放電模式已結束；及回應於感測到該放電模式已結束，使該參數回復至該原始狀態。
在該實例方法中，改變該參數可進一步包含在放電模式期間增加該SR FET的一最小傳導時間，且使該參數回復至該原始狀態可進一步包含減少該SR FET的該最小傳導時間。增加該SR FET的該最小傳導時間可進一步包含基於在該SR驅動器外部並耦接至該SR驅動器之電阻器的一電阻而增加。使該參數回復至該原始狀態可進一步包含使該最小傳導時間回復至一預定值。感測到該電力轉換器已進入該充電模式可進一步包含感測到該電壓變化率係正的且高於一第一預定值。
在該實例方法中，改變該參數可進一步包含確立一待命(armed)信號；在該變壓器的該放電模式期間使該SR FET導通可進一步包含僅在該待命信號確立時使該SR FET導通；且使該參數回復至該原始狀態可進一步包含解確立該待命信號。確立該待命信號可進一步包含當該電壓變化率係正的且該電壓變化率高於一第一預定值時，確立該待命信號。解確立該待命信號進一步包含當該汲極上的一電壓上升至高於一第二預定值時，解確立該待命信號。在該放電模式期間使該SR FET導通可進一步包含：在該待命信號確立時的時期期間，監測在該SR FET之該汲極上的一電壓；且當該汲極上的該電壓指示該SR FET的一本體二極體正在導電時，使該SR FET導通。
另一實例實施例係一種用於一二次側同步整流器的驅動器，該驅動器包含：一汲極感測端子及一閘極端子；及一控制器。該控制器可經組態以：基於該汲極感測端子上的一電壓變化率，感測到指示一電力轉換器已進入經配置用於返馳式操作的一變壓器的一充電模式的該電壓變化率；回應於進入該充電模式，將該驅動器內的一參數從一原始狀態改變至一經修改狀態；在該變壓器的一放電模式期間確立該閘極端子；基於在該汲極感測端子的一電壓，感測到該放電模式已結束；且接著回應於感測到該放電模式已結束，使該參數回復至該原始狀態。
在該實例驅動器中，當該控制器改變該參數時，該控制器可經組態以在放電模式期間增加一最小傳導時間；及當該控制器使該參數回復至該原始狀態時，該控制器可經組態以減少該最小傳導時間。該實例驅動器可進一步包含：一導通時間端子，且當該控制器增加該最小傳導時間時，該控制器可進一步經組態以基於通過該導通時間端子所感測到的一電阻來增加。當該控制器使該參數回復至該原始狀態時，該控制器可經組態以使該最小傳導時間回復至一預定值。當該控制器感測到該電力轉換器已進入該充電模式時，該控制器可經組態以感測到該電壓變化率係正的且高於一第一預定值。
在該實例驅動器中，當該控制器改變該參數時，該控制器可進一步經組態以確立一待命信號；當該控制器在該變壓器的該放電模式期間確立該閘極端子時，該控制器可進一步經組態以僅在該待命信號確立時確立該閘極端子；且當該控制器使該參數回復至該原始狀態時，該控制器可進一步經組態以解確立該待命信號。當該控制器確立該待命信號時，該控制器可進一步經組態以在該電壓變化率係正的且該電壓變化率高於一第一預定值時確立該待命信號。在該實例驅動器中，當該控制器解確立該待命信號時，該控制器可進一步經組態以在該電壓變化率係正的且該汲極感測端子上的一電壓上升至高於一第二預定值時解確立該待命信號。當該控制器解確立該待命信號時，該控制器可進一步經組態以：將該閘極端子維持在一確立狀態達至少一預定導通時間；且接著當該電壓變化率係正的且該汲極感測端子上的一電壓上升至高於一第二預定值時，解確立該待命信號並解確立該閘極端子。
在該實例驅動器中，該控制器可進一步組態以在該待命信號解確立時的時期期間，當該汲極感測端子上的該電壓變化率指示一一次側上的一箝位FET經導通時，避免確立該待命信號。當該控制器避免時，該控制器進一步組態以：監測該汲極感測端子上的一電壓；及當該電壓變化率係負的且低於一第一預定臨限時，維持該待命信號解確立。
在該實例驅動器中，當該控制器確立該閘極端子時，該控制器可進一步經組態以：在該待命信號確立的時期期間，監測該汲極感測端子上的一電壓；且當在該汲極感測端子上的該電壓指示一同步整流器場效電晶體的一本體二極體正在導電時，確立該閘極端子。
另一實例實施例係一種電力轉換器，其包含：一一次側；及一二次側。該一次側可包含：一變壓器的一一次繞組，該一次繞組具有耦接至一輸入電壓的一第一引線、及定義一開關節點的一第二引線；一一次場效電晶體(FET)，其耦接在該開關節點與該一次側上的接地之間；及一箝位FET，其耦接在該開關節點與一箝位電容器之間。該第二側可包含：該變壓器的一二次繞組，其經配置用於返馳式操作；一二次整流器FET (secondary rectifier FET, SR FET)，其定義一汲極、一源極、及一閘極，該汲極耦接至該二次繞組；及一驅動器，其用於SR FET，該驅動器定義耦接至該閘極的一閘極端子、及耦接至該汲極的一汲極感測端子。該驅動器經組態以：基於在該SR FET之該汲極上的一電壓變化率，感測到指示該電力轉換器已進入該變壓器的一充電模式的該電壓變化率；回應於進入該充電模式，將該驅動器內的一參數從一原始狀態改變至一經修改狀態；在該變壓器的一放電模式期間使SR FET導通；基於在該SR FET之該汲極處的一電壓，感測到該放電模式已結束；且接著回應於感測到該放電模式已結束，使該參數回復至該原始狀態。
在該實例電力轉換器中：當該驅動器改變該參數時，該驅動器可經組態以在放電模式期間增加該SR FET的一最小傳導時間；及當該驅動器使該參數回復至該原始狀態時，該驅動器可經組態以減少該SR FET的該最小傳導時間。該實例電力轉換器可進一步包含：一導通時間端子；及一電阻器，其具有耦接至該導通時間端子的一引線。當該驅動器增加該SR FET的該最小傳導時間時，該驅動器可經組態以基於該電阻器的一電阻來增加。當該驅動器使該參數回復至該原始狀態時，該驅動器可經組態以使該最小傳導時間回復至一預定值。當該驅動器感測到該電力轉換器已進入該充電模式時，該驅動器可經組態以感測到該電壓變化率係正的且高於一第一預定值。
在該實例電力轉換器中：當該驅動器改變該參數時，該驅動器可進一步經組態以確立該驅動器內的一待命信號；當該驅動器在該放電模式期間使該SR FET導通時，該驅動器可進一步經組態以僅在該待命信號確立時使該SR FET導通；且當該驅動器使該參數回復至該原始狀態時，該驅動器可進一步經組態以解確立該待命信號。當該驅動器確立該待命信號時，該驅動器可進一步經組態以在該電壓變化率係正的且該電壓變化率高於一第一預定值時確立該待命信號。當該驅動器解確立該待命信號時，該驅動器可進一步經組態以在該電壓變化率係正的且該SR FET之該汲極上的一電壓上升至高於一第二預定值時解確立該待命信號。當該驅動器解確立該待命信號時，該驅動器可進一步經組態以：將該SR FET維持在一導通狀態達至少一預定導通時間；且接著當該電壓變化率係正的且在該SR FET之該汲極上的一電壓上升至高於一第二預定值時，解確立該待命信號並使該SR FET非導通。該驅動器可進一步組態以在該待命信號解確立時的時期期間，當該SR FET之該汲極上的該電壓變化率指示一一次側上的該箝位FET經導通時，避免確立該待命信號。當該驅動器避免時，該驅動器可進一步經組態以：監測在該SR FET之該汲極上的一電壓；及當該電壓變化率係負的且低於一第一預定臨限時，將該待命信號維持在一解確立狀態。當該驅動器使該SR FET導通時，該驅動器可進一步經組態以：在該待命信號確立的時期期間，監測在該SR FET之該汲極上的一電壓；且當在該SR FET之該汲極上的該電壓指示一同步整流器場效電晶體的一本體二極體正在導電時，使該SR FET導通。
下列討論係關於本發明的各種實施例。雖然此等實施例中之一或多者可係較佳的，所揭示的實施例不應理解為或以其他方式用作限制包括申請專利範圍的本揭露之範疇。此外，所屬技術領域中具有通常知識者將了解下列描述具有廣泛應用，且任何實施例的討論僅意欲作為該實施例的例示而非意欲暗示包括申請專利範圍之本揭露的範疇受到該實施例的限制。
各種實施例係關於主動箝位返馳式電力轉換器的系統及方法。更具體而言，實例實施例係關於用於二次側同步整流器的驅動器，該驅動器可在一次側上的一次場效電晶體(FET)變成導通的一方面與一次側上的箝位FET變成導通的另一方面之間進行區分。仍更具體而言，實例實施例基於二次側上的電壓變化率而在一次FET變成導通與箝位FET變成導通之間進行區分。本說明書首先轉至實例主動箝位返馳式電力轉換器、及其操作，以便引導讀者。
圖1顯示根據至少一些實施例之主動箝位返馳式電力轉換器的示意圖。具體而言，電力轉換器100包含經由變壓器106電耦接至二次電路或二次側104的一次電路或一次側102。一次側102定義耦接至直流(DC)輸入電壓VIN 的節點108。在實例系統中，節點108亦直接耦接至變壓器106的一次繞組110的第一引線。一次繞組110的第二引線耦接至開關節點112。開關節點112(且因此一次繞組110的第二引線)耦接至一次FET 114。一次FET 114的汲極耦接至開關節點112，且一次FET 114的源極經由感測電阻器116耦接至一次側102上的共同端或接地。開關節點112亦耦接至箝位FET 118的源極。箝位FET 118的汲極耦接至箝位電容器120的第一引線，且箝位電容器120的第二引線耦接至節點108。在實例系統中，一次FET 114及箝位FET 118係N通道金屬氧化物半導體(MOS) FET。然而，在其他實例情況中，一次FET 114及箝位FET 118可係P通道MOSFET，或作為電控開關操作的任何其他合適裝置，包括稱為「超接面」的FET (SJFET)、及更高效能的氮化鎵(GaN)的FET。
在實例系統中，一次側102包含一次側驅動器130。一次側驅動器130耦接至：一次FET 114的閘極；箝位FET 118的閘極；及定義在一次FET 114與感測電阻器116之間的感測節點132。可存在至一次側驅動器130的額外連接(例如，一次側上的接地、至輸入電壓VIN 的連接、及電壓反饋連接)，但未圖示該等額外連接，以免使圖式過度複雜化。
實例二次側104包含變壓器106的二次繞組122。二次繞組122的第一引線耦接至二次側104的輸出節點124，且因此耦接至輸出電壓VOUT 的正端子。二次繞組122的第二引線耦接至呈FET(下文稱為SR FET 126)之實例形式的同步整流器。具體而言，二次繞組122的第二引線耦接至SR FET 126的汲極，且SR FET 126的源極耦接至二次側104上的共同端。實例二次側104亦包含耦接在輸出節點124與二次側104的共同端之間的電容器128，由於變壓器106的隔離態樣，故該共同端不需要與一次側102的接地相同。
進一步在實例系統中，二次側104包含同步整流器驅動器134(下文稱為SR驅動器134)。SR驅動器134耦接至SR FET 126的閘極，且亦耦接至SR FET 126的汲極。藉由監測在SR FET 126之汲極上的電壓，SR驅動器134控制SR FET 126何時導通及非導通，如下文更詳細地討論。實例系統進一步包含耦接至SR驅動器134的電阻器140。如將於下文更詳細地討論，電阻器140的電阻可設定為SR FET 126的最小傳導時間或與該最小傳導時間成比例。本說明書現在轉向電力轉換器100的各種操作狀態或模式。
在實例系統中將能量從一次側102傳遞至二次側104在概念上係二步驟程序。具體而言，電力轉換器100首先進入將能量儲存在變壓器106之場中的充電模式。更具體而言，實例電力轉換器100藉由使一次FET 114導通的一次側驅動器130而進入充電模式。當一次FET 114導通時，電流從輸入電壓Vin 流動通過一次繞組110、通過一次FET 114、通過感測電阻器116、且接著至一次側102上的接地。通過一次繞組110的電流在二次繞組122上產生電壓。然而，變壓器106經配置用於返馳式操作，且在充電模式期間，二次繞組122上的電壓在耦接至SR FET 126之汲極的連接或引線上比在耦接至輸出節點124的連接或引線上更高(符合顯示於圖式中的打點慣例)。在充電模式期間，SR FET 126係非導通的，SR FET 126的本體二極體136經反向偏壓，且因此沒有電流在二次繞組122中流動；更確切地說，在充電模式期間將能量儲存在變壓器106的場中。當電流通過一次繞組110到達峰電流設定點(如藉由感測在感測節點132處之電壓的一次側驅動器130所判定)時，一次側驅動器130使一次FET 114非導通，因此結束充電模式並開始放電模式。
傳遞能量中的第二步驟係放電模式。一旦使一次FET 114非導通，二次繞組122上的電壓便反轉極性，且電流流動通過二次繞組122至輸出節點124(例如，以充電電容器128，以供應負載(未具體圖示)、或二者)。電流流動通過二次繞組的時期稱為放電模式。亦即，在放電模式期間，在先前充電模式期間儲存的能量(當沒有電流在二次繞組122中流動時)在二次繞組122處係採電壓及電流的形式從變壓器106提供。仍更具體而言，在放電模式期間，與變壓器106相關聯的崩潰場將電壓及電流提供至二次繞組122。在一些情況中，SR驅動器134可感測到在SR FET 126之汲極上的電壓變化率，並預測性地開始將SR FET 126驅動至導通狀態的程序。亦即，當在SR FET 126之汲極上的電壓變化率下降時，此可指示即將發生的放電模式。在其他情況中，SR驅動器134可感測到在SR FET 126之汲極上的臨限電壓，並基於該臨限使SR FET 126導通。最初，通過二次繞組122的電流流動可流過SR FET 126的本體二極體136，且不久之後SR驅動器134使SR FET 126完全導通，使得電流流過SR FET 126。在放電模式結束之後，新的充電模式開始，且循環以各充電模式及相關放電模式繼續，該放電模式用以將能量橫跨變壓器106傳遞並至輸出電壓VOUT 。
實例電力轉換器100可以變壓器106的各種傳導模式操作。更具體而言，實例電力轉換器100可以連續傳導模式(CCM)或不連續傳導模式(DCM)的其中一者操作。首先考慮連續傳導模式，其可在高負載期間使用。在連續傳導模式中，電流隨時流動通過一次繞組110或二次繞組122的其中一者。例如，在連續傳導模式中，變壓器106的各放電模式在與變壓器106相關聯之場完全崩潰前結束。仍更具體而言，在連續傳導模式中，一次側驅動器130使一次FET 114導通，因此在二次繞組122中的電流流動在放電模式中到達零之前，開始次一充電模式。即使電流在一次FET 114開始轉變成導通的瞬間仍可在二次繞組122中流動，但一旦電流開始在一次繞組110中流動時，二次繞組122上的電壓便反轉。當SR驅動器134感測到電壓變化時(例如，藉由監測在SR FET 126之汲極上的電壓)，SR驅動器134使SR FET 126非導通。
仍參照圖1，實例電力轉換器100的主動箝位返馳式態樣係在連續傳導模式期間使用。具體而言，在連續傳導模式的放電模式期間，箝位FET 118經導通以提供與一次繞組110之洩漏電感相關聯之電流流動路徑(洩漏電感未具體圖示)。亦即，當電流在放電模式期間在二次繞組122中流動時，電流最初亦可流動通過箝位FET 118至箝位電容器120。然而，箝位電容器120及與一次FET 114相關聯的寄生電容(寄生電容未具體圖示)與洩漏電感形成儲能電路。雖然諧振電流最初流動通過箝位FET 118至箝位電容器120，但與儲能電路相關聯的諧振電流流動最終仍反轉方向。實例電力轉換器100使用諧振電流(具體而言，來自箝位電容器120的電流流動)以汲取或放電與一次FET 114相關聯的寄生電容，以在連續傳導模式期間達成零伏特切換(ZVS)操作。
現在考慮不連續傳導模式，其可在輕或低負載期間使用。在不連續傳導模式中，二次繞組122中的電流流動到達零，且在次一充電模式開始之前保持在零達一段時期。因此，與連續傳導模式不同，在不連續傳導模式中，有電流不在一次繞組110或二次繞組122的任何一者中流動的時期(不考慮寄生振盪)。仍更具體而言，在不連續傳導模式中，二次繞組122中的電流到達零，且回應於此，SR驅動器134使SR FET 126非導通。然而，由於在一次側102及二次側104二者上的反應性組件，故發生各種寄生振盪。例如，在二次繞組122中的電流到達零(亦即，與變壓器106相關聯之場已完全崩潰)後，在一次側102上之開關節點112處的電壓開始振盪。相似振盪在SR FET 126的汲極處發生。
在不連續傳導模式中，次一充電模式可在二次繞組122中的電流到達零後的任何時間開始。在實例實施例中，次一充電模式在開關節點112處之電壓之振盪的「谷」中開始。亦即，一次側驅動器130可採任何合適形式監測在開關節點112處的電壓，諸如經由至開關節點112的專用連接(未具體圖示)，或藉由監測由振盪所導致之在一次FET 114之閘極上感應的電壓。當電壓到達或接近作為振盪之部分的低電壓「谷」時，一次側驅動器130可使一次FET 114再度導通，開始次一充電模式。使一次FET 114在電壓振盪的谷中導通減少橫跨一次FET 114的電壓，其減少與一次FET 114相關聯的切換損耗。此外，在谷中切換亦可考慮ZVS操作。因此，在不連續傳導模式中，不需要箝位FET 118及箝位電容器120便能實現一次FET 114的操作。因此，不連續傳導模式中，一次側驅動器130將箝位FET 118保持在非導通狀態中。
當從高負載狀態或狀況(並在連續傳導模式下操作)轉變至輕負載狀態或狀況(並因此變成不連續傳導模式)時，一次側驅動器130可在不連續傳導模式開始時停止主動箝位返馳式組件的使用。然而，由於與箝位FET 118相關聯的本體二極體138，故電壓可隨時間累積在箝位電容器120上。例如，在放電模式期間，在開關節點112的電壓係輸入電壓VIN 及橫跨變壓器106反射之採輸出電壓VOUT 之形式之反射電壓(具有基於變壓器106之匝數比之反射電壓的量值)的總和。由於本體二極體138的整流動作，故即使在箝位FET 118未使用時，箝位FET 118上的電壓仍最終與開關節點112上的最高電壓匹配。該問題可因為在開關節點112處的寄生振盪而加劇，該等寄生振盪的量值甚至可高於輸入電壓VIN 與反射電壓的總和。在不連續傳導模式期間累積在箝位電容器120上的電壓並不會變成問題，直到電力轉換器100從輕負載狀況(仍在不連續傳導模式中)轉變至高負載狀態(其重新開始連續傳導模式)為止。實例一次側驅動器130藉由在不連續傳導模式期間啟動箝位FET 118而解決在不連續傳導模式期間累積在箝位電容器120上的電壓的問題，儘管因為電力轉換器100轉變回連續傳導模式而使啟動的時期減短。
圖2顯示根據至少一些實施例的時序圖。亦即，圖2顯示當實例電力轉換器100從不連續傳導模式朝向連續傳導模式轉變時的一系列共繪製並具有對應時間軸的波形(但該等繪圖未顯示在連續傳導模式下的操作)。如圖2所示之用於產生所提及之轉變的時段不必然按比例繪製。具體而言，圖2的繪圖200顯示施加至一次FET 114的閘極信號。該實例閘極信號係顯示為經確立成高，但此不應被解讀為一限制。在所顯示的實例時段中，充電模式的持續時間(亦即，繪圖200中之閘極信號的工作循環)隨時間增加，說明變壓器106之場中的能量儲存隨時間增加。
圖2的繪圖202顯示施加至箝位FET 118的閘極信號。該實例閘極信號係顯示為經確立成高，但此不應被解讀為一限制。在所顯示的實例時段中，施加至箝位FET 118的閘極信號最初維持解確立(例如，時間t0與t8之間)。然而，在與在時間t5開始的充電模式相關聯的期間中開始，在放電模式(時間t6與t7之間)過後，至箝位FET 118的閘極信號在介於該放電模式結束與次一充電模式開始之間的空滯區中確立(在時間t8)達一短時期。至箝位FET 118之閘極信號的確立使箝位FET 118導通，以開始汲取在箝位FET 118上之累積電荷的程序，為即將到來的連續傳導模式作準備。因此，在圖2所示的時段上，箝位FET 118之啟動的持續時間隨施加至一次FET 114之閘極信號(繪圖200)的工作循環增加而增加。當實例電力轉換器100到達連續傳導模式時，箝位FET 118可在一次FET 114非導通時係隨時導通的，但介於箝位FET 118及一次FET 114的導通狀態之間的空滯時間則屬於例外情況，以確保沒有箝位電容器120至一次側102上之接地的跨傳導。
圖2的繪圖204顯示在SR FET 126之汲極處的電壓。作為一實例，考慮時間t1與t2之間的時段，該時段表示顯示在圖2之時序圖中的第二充電模式。在實例充電模式期間，在SR FET 126之汲極處的電壓(請記住SR FET 126在充電模式期間係非導通的)係橫跨變壓器106所傳遞的電壓。由於變壓器106經配置用於返馳式操作，故汲極上的電壓比在SR FET 126之源極上的電壓更高，且因此本體二極體136受反向偏壓且沒有電流流動。一旦使一次FET 114非導通(在時間t2)，放電模式便開始。該實例放電模式在時間t2處開始，並在時間t3處結束。在該實例放電模式期間，SR驅動器134使SR FET 126導通，且因此在汲極處的電壓係低的或零，如圖所示。請記住圖2的各種時段皆相關於不連續傳導模式，在時間t3處，電流二次繞組122到達零，結束放電模式。實例SR驅動器134因此使SR FET 126非導通，且在SR FET 126之汲極處的電壓在時間t3與t4之間的空滯區中振盪，如在210處說明性地顯示的。振盪係基於在變壓器之二側上的各種反應性元件(例如，電容器128，及一次繞組110的洩漏電感及磁化電感)的交互作用。該程序在時間t4處以次一充電模式重新開始。
在前幾個時段中，一次側驅動器130避免啟動主動箝位且因此避免使箝位FET 118導通。然而，在於時間t8處開始的實例時段中，一次側驅動器130使箝位FET 118在放電模式結束與次一充電模式開始之間的空滯區中的各期間中導通。例如，在時間t7與t9之間的空滯區中，實例一次側驅動器130使箝位FET 118在時間t8處導通，如繪圖202所示。在空滯區期間啟動主動箝位電路導致在SR FET 126的汲極處的電壓下降，如電壓降212所示。在從時間t8開始之時段各者中，每次使箝位FET 118導通時，在SR FET 126之汲極上有對應的電壓下降。各電壓降在圖2中說明性地標示為212。
本說明書之發明人已發現相關技術的SR驅動器難以將與在空滯區期間使箝位FET 118導通相關聯的電壓降(電壓降212)與指示放電模式開始的電壓降區分開來。當相關領域的SR驅動器將電壓降212誤感測為放電模式的開始，該相關領域的SR驅動器可在不適當的時間(例如，在充電模式期間)使SR FET導通。相關領域的SR驅動器可能企圖使用與SR FET相關聯的各種最小關斷時間解決此問題，但最小關斷時間難以針對在連續傳導模式與不連續傳導模式之間來回切換的電力轉換器而建立。例如，若是在高負載狀況期間以連續傳導模式操作使用電力轉換器，則長至足以在輕負載狀況期間避免錯誤感測的最小關斷時間可能會使電力轉換器不可操作。
為至少部分地解決所提及的問題，各種實例實施例基於在SR FET 126之汲極上的電壓變化率而感測到電力轉換器已進入充電模式。當感測到充電模式時，實例SR驅動器134將SR驅動器內的參數從原始狀態改變至經修改狀態。參數之狀態的改變減少由在不連續傳導模式的空滯區期間啟動箝位FET 118所導致的問題，且在一些情況中，可將所有問題一起消除。在一個實例實施例中，參數之狀態的改變基於在SR FET 126之汲極上的電壓變化率而使SR驅動器134待命，其中變化率指示電力轉換器100已進入充電模式。當SR驅動器134待命時，SR驅動器134因此係置於或轉變成待命模式。在待命模式期間，且僅在待命模式期間，SR驅動器134可使SR FET 126導通。使SR驅動器134解待命可在各放電模式結束時發生。當SR驅動器134解待命時，SR驅動器134因此係置於或轉變成解待命模式。在解待命模式期間(亦即，在空滯區期間)，無論在SR FET 126之汲極上感測到電壓為何，SR驅動器134不能使SR FET 126導通。以此方式，SR驅動器134在可能使箝位FET 118在介於放電模式結束與次一充電模式開始之間的空滯區期間導通的時期期間不待命，避免SR驅動器134可能基於電壓降212不經意地使SR FET 126的可能性。
再次參照圖2。繪圖206顯示一實例待命信號，該信號說明實例SR驅動器134相關於各實例充電模式、放電模式、及空滯區帶待命的時期。繪圖206顯示該待命信號以用於解釋之目的，但取決於實施方案，此一待命信號不需要特地針對該目的產生。例如，待命可係SR驅動器134內之狀態機的第一狀態或多個狀態，且解待命可係實施在SR驅動器134內的狀態機的第二狀態或多個狀態。因此，該待命信號可係識別狀態機之狀態的一位元或一系列位元。圖2的繪圖208顯示針對顯示於圖式中的各種時段施加至SR FET 126的閘極信號。作為一實例，再次考慮時間t1與t2之間的時段，該時段表示顯示在圖2之時序圖中的第二充電模式。根據實例實施例，SR驅動器134係基於電力轉換器100進入充電模式而待命(例如，確立待命信號)。更具體地說，實例SR驅動器134監測在SR FET 126之汲極上的電壓，且基於在SR FET 126之汲極上的電壓變化率，SR驅動器134因此係置於或轉變至待命模式，如繪圖206所示。實例SR驅動器134基於在SR FET 126之汲極處的電壓變化率(例如，斜率、或電壓之隨時間而變動的一階導數(dV/dt))係正的或該變化率高於一預定臨限而產生待命之判定。亦即，在SR FET 126之汲極上的電壓的急劇轉變(例如，電壓峰214)指示充電模式的開始，且電壓峰214可基於電壓變化率、電壓變化率的量值、及/或變化率的極性或正負號而與其他電壓擺動區分開來。例如，電壓峰214具有正斜率，其中斜率的量值比在SR FET 126之汲極上所感測到的任何其他電壓轉變更高。與電壓峰214相關聯的電壓變化率不係諧振效應；更確切地說，電壓變化率係變壓器106在一次FET 114變成導通時對通過一次繞組110之電流的方向及變化率的反應，且因此電壓變化率比系統中的諧振電流流動更高，並因為該原因而係可區分的。
現在參照時間t1至t3。在實例時期t1至t3期間，實例SR驅動器134係在待命模式中，如繪圖206所示。在待命模式期間，SR驅動器134在變壓器的放電模式期間使SR FET 126導通。具體而言，在實例實施例中，SR驅動器134再次監測在SR FET 126之汲極上的電壓。隨著在SR FET 126之汲極上的電壓下降至零或接近零(例如，下降至本體二極體136的順向電壓降)，SR驅動器134確立SR FET 126的閘極，如在時間t2處所示。實例SR驅動器134繼續監測在SR FET 126之汲極上的電壓，且當電壓在時間t3處上升時(其指示放電模式的結束)，SR FET 126的閘極解確立。更具體而言，當在SR FET 126之汲極處的電壓變化率係正的及/或汲極上的電壓上升至高於一預定值時，實例SR驅動器134係置於或轉變至解待命模式(例如，待命信號解確立)。
在時間t3與t4之間的空滯區中，SR驅動器134再次監控在SR FET 126之汲極上的電壓。當電壓變化率係正的且高於預定值時(在時間t4)，實例SR驅動器134再次待命。因此，在時間t3與t4之間的空滯區中的電壓事件不能導致SR驅動器134使SR FET 126導通。然而，箝位FET 118不在時間t3與t4之間的實例空滯區域中經導通，且因此不存在顯著的電壓降。
現在考慮箝位FET 118在介於放電模式結束與充電模式開始之間的空滯區中導通的時段，諸如在時間t7與t9之間的時段。如前文，在時間t5處，SR驅動器134基於電壓變化率係正的且高於一預定臨限(例如，在時間t5處的電壓峰214)而待命。在實例待命模式期間，SR驅動器134再次監測在SR FET 126之汲極上的電壓。當在SR FET 126之汲極上的電壓在時間t6處下降至零或接近零時，SR驅動器134確立SR FET 126的閘極且SR FET 126變成導通。實例SR驅動器134繼續監測在SR FET 126之汲極上的電壓，且當電壓在時間t7處上升時(其指示放電模式的結束)，SR FET 126的閘極解確立且實例SR驅動器134係置於或轉變成解待命模式。
然而，在時間t7與t9之間的空滯區具有由使箝位FET 118導通的一次側驅動器130所導致的電壓降212。然而，實例SR驅動器134經解待命(例如，待命信號解確立)，並因此在汲極上的電壓變化率指示一次側上的箝位FET 118經導通時(同樣是在時間t8處的電壓降212)避免使SR FET 126導通。亦即，在實例實施例中，SR驅動器134監測在SR FET 126之汲極上的電壓，且當電壓變化率係負的且低於第一預定臨限時，仍保持在解待命模式中。
雖然未具體地示於圖2中，從充電模式至放電模式的每一個轉變，及從放電模式(或空滯區)至充電模式的每一個轉變均產生由反應性組件導致的暫態電壓。雖然實例圖2顯示在SR FET 126之汲極處的電壓在放電模式期間下降至接近零的穩定值，反應性組件(特別係在一次側102上的該等者)仍在放電模式期間在SR FET 126的汲極處導致暫態電壓。為避免在放電模式期間過早地使SR FET 126非導通，SR驅動器134的實例實施例在各放電模式中實施SR FET 126的最小導通時間或最小傳導時間。之後在此等實例實施例中，一旦使SR FET 126導通，則SR FET 126保持導通達至少預定導通時間，且隨後當在SR FET 126之汲極處的電壓變化率係正的且該汲極上的電壓上升至高於第二預定值時，使SR FET 126非導通(並將SR驅動器134解待命)。
除了或代替基於在SR FET 126之汲極上的電壓變化率使SR驅動器134待命外，當電壓變化率指示電力轉換器100已進入充電模式時，SR驅動器134亦可採改變SR FET 126的最小導通時間或最小傳導時間的形式來改變參數。在感測到放電模式已結束後使參數回復至原始狀態可包含減少SR FET 126的最小傳導時間。
再次參照圖2。作為一實例，再次考慮時間t1與t2之間的時段，該時段表示顯示在圖2之時序圖中的第二充電模式。根據實例實施例，SR驅動器134係基於電力轉換器100進入充電模式而待命。除了在時間t1處待命，實例SR驅動器134亦可增加SR FET 126的最小傳導時間。應瞭解到SR FET 126不在時間t1處經導通；更確切地說，在SR驅動器134內之控制或設定最小傳導時間的參數在實例中係在時間t1處改變。現在參照時間t1至t3。在時間t1至t3期間，SR驅動器134在變壓器的放電模式期間使SR FET 126導通。具體而言，在實例實施例中，SR驅動器134再次監測在SR FET 126之汲極上的電壓。隨著在SR FET 126之汲極上的電壓下降至零或接近零(例如，下降至本體二極體136的順向電壓降)，SR驅動器134確立SR FET 126的閘極，如在時間t2處所示。無論在SR FET 126之汲極處感測到的電壓為何，實例SR驅動器134將SR FET 126保持導通達至少最小傳導時間。在最小傳導時間期滿後，SR驅動器134接著監測在SR FET 126之汲極處的電壓，直到電壓在時間t3處上升(其指示放電模式的結束)，SR FET 126的閘極解確立為止。之後，實例SR驅動器134減少SR FET的最小傳導時間。箝位FET 118不在時間t3與t4之間的實例空滯區域中經導通，且因此不存在顯著的電壓降。
現在考慮箝位FET 118在介於放電模式結束與充電模式開始之間的空滯區中導通的時段，諸如在時間t7與t9之間的時段。如前文，在時間t5處，SR驅動器134可基於電壓變化率係正的且高於一預定臨限(例如，在時間t5處的電壓峰214)而待命，且SR驅動器134增加最小導通時間。SR驅動器134再次監測在SR FET 126之汲極上的電壓。當在SR FET 126之汲極上的電壓在時間t6下降至零或接近零時，SR驅動器134確立SR FET 126的閘極且SR FET 126變成導通。無論在SR FET 126之汲極處感測到的電壓為何，實例SR驅動器134將SR FET 126保持導通達至少最小傳導時間。在最小傳導時間期滿後，實例SR驅動器134繼續監測在SR FET 126之汲極上的電壓，且當電壓在時間t7上升時(其指示放電模式的結束)，SR FET 126的閘極解確立且實例SR驅動器134減少最小傳導時間參數。
然而，在時間t7與t9之間的空滯區具有由使箝位FET 118導通的一次側驅動器130所導致的電壓降212。然而，在一些實例情況中，將SR驅動器134解待命並因此避免使SR FET 126導通。在SR驅動器134不實施待命及解待命策略的其他實例情況中，即使基於箝位FET 118變成導通而在二次中感應的電壓使SR FET 126導通，經縮短的最小傳導仍確保較短的最小傳導時間將不會迫使SR FET 126在放電模式期間導通。
在一些實例實施例中，增加最小傳導時間參數可包含讀取或感測在SR驅動器134外部並耦接至其之電阻器140(圖1)的電阻。在其他情況中，增加最小傳導時間參數可包含讀取或感測具有可由SR驅動器134感測之參數的任何外部組件(例如，外部電容)。在仍又其他的情況中，可將經增加的最小傳導時間參數傳輸至SR驅動器134內的控制器作為設置操作的一部分(例如，在設置期間一連串地傳遞至控制器中)。類似地，減少最小傳導時間參數可包含讀取或感測具有可由SR驅動器134感測之參數的外部組件(例如，電阻器、電容器)。在仍又其他的情況中，可將經減少的最小傳導時間參數預設定或硬編碼在SR驅動器134內，或可傳輸至SR驅動器134內的控制器作為設置操作的一部分(例如，在設置期間一連串地傳遞至控制器中)。
圖3顯示根據至少一些實施例之SR驅動器的方塊圖。具體而言，SR驅動器134可包含單塊地建立在基材302上並密封在封裝內的一個更多電裝置；然而，控制器190的功能性可具現在多個基材上，該等基材共封裝並電耦接至彼此及各種端子。該封裝可採取任何合適形式，諸如小外形積體電路(small outline integrated circuit, SOIC)八接腳封裝、或薄小外形封裝(thin small outline package, TSOP)六接腳封裝。實例SR驅動器134定義汲極感測端子304、閘極端子306、參考端子308、及導通時間端子324。該等實例端子係通過封裝來暴露且可存取的電連接。將存在額外端子(例如，電源端子)，但未圖示此等額外端子以免使圖式過度複雜化。
實例SR驅動器134包含耦接至汲極感測端子304、閘極端子306、參考端子308、及各種其他存在之端子的控制器310。實例控制器310經組態以基於在汲極感測端子304上感測到的電壓變化率改變SR驅動器134內的參數，其中該電壓變化率指示電力轉換器已進入經配置用於返馳式操作之變壓器的充電模式。經改變參數可將該驅動器置於待命模式中、改變最小傳導時間、或二者。控制器310進一步經組態以在變壓器的放電模式期間確立閘極端子306，並在放電模式的結束時使參數回復至原始狀態(例如，使驅動器解待命、降低最小傳導時間、或二者)。
仍更具體而言，實例控制器310可概念性地但不必然實體地，分成控制邏輯312、斜率偵測器314(在圖式中顯示為「dV/dt偵測器」)、最小導通時間邏輯316、及驅動器電路318。實例控制邏輯312接收各種信號，並控制SR驅動器134的各種參數。控制邏輯312亦藉由驅動器電路318將閘極訊號驅動至閘極端子306。具體而言，實例斜率偵測器314監測在汲極感測端子304上的電壓，並提供關於電壓變化率的資訊，及可能的其他資訊(例如，量值)至控制邏輯312。控制邏輯312繼而改變參數(例如，參數332)。在一些情況中，參數332基於由斜率偵測器314所感測到的電壓變化率使SR驅動器134待命。亦即，當電壓變化率指示電力轉換器已進入經配置用於返馳式操作之變壓器的充電模式時，該待命發生。更具體而言，當在汲極感測端子304上感測到的電壓變化率係正的且高於第一預定值時，該待命發生。
在其他情況中，參數332可係最小傳導時間參數。控制邏輯312可回應於感測到電力轉換器已進入充電模式而增加最小傳導時間。在一個實例實施例中，控制器310基於通過導通時間端子324所感測到的電阻器140的電阻來增加最小傳導時間。在仍又其他情況中，控制器310可使驅動器待命並增加最小傳導時間參數。
在待命模式期間，斜率偵測器314繼續監測汲極感測端子304，並提供相關資訊給控制邏輯312。當汲極感測端子304上的電壓指示放電模式即將開始或已開始，控制邏輯312確立閘極端子306。無論在汲極感測端子304感測到的電壓為何，實例控制器310將閘極端子306保持確立達至少(經增加的)最小傳導時間。實例控制邏輯312在放電模式結束時解確立閘極端子306，並使SR驅動器134解待命。具體而言，當在汲極感測端子304處感測到的電壓變化率(如藉由實例斜率偵測器314所感測到的)係正的且在該汲極感測端子上的電壓上升至第二預定值時，實例控制邏輯312解確立閘極端子306並使SR驅動器134解待命。此外，在放電模式結束時，實例控制器310減少最小傳導時間參數。
在解待命模式期間，當汲極感測端子304上的電壓變化率(如藉由斜率偵測器314所感測到的)指示一次側上的箝位FET經導通時，實例控制邏輯312避免待命。亦即，實例控制邏輯312監測汲極感測端子304上的電壓(藉由斜率偵測器314)，且當電壓變化率係負的且低於第一預定臨限時，實例控制邏輯312維持在解待命模式中。
在一些實例實施例中，控制邏輯312與最小導通時間邏輯316配合運作。具體而言，在一些實例實施例中，控制邏輯312確立閘極端子306，並同時傳輸確立(例如，如箭號320所示)。實例控制邏輯312使閘極端子保持確立，直到由最小導通時間邏輯316判定的最小傳導時間期滿為止。當已達到最小導通時間時，該達到可從最小導通時間邏輯316傳輸至控制邏輯312，如箭號322所示。在最小導通時間達到後，控制邏輯312我的恢復監測汲極感測端子304上的電壓，且接著當在汲極感測端子304處感測到的電壓變化率(如藉由實例斜率偵測器314所感測到的)係正的且在汲極感測端子上的電壓上升至高於第二預定值時，解確立閘極端子306並使SR驅動器134解待命。控制邏輯312亦可與最小關斷時間邏輯326配合運作。具體而言，在一些實例實施例中，控制邏輯312解確立閘極端子306，並同時傳輸解確立(例如，如箭號328所示)。無論在汲極感測端子304上之電壓為何，實例控制邏輯312使閘極端子保持解確立，直到由最小關斷時間邏輯326判定的最小關斷時間期滿為止。當已達到最小關斷時間時，該達到可從最小關斷時間邏輯326傳輸至控制邏輯312，如箭號330所示。在最小關斷時間達到後，控制邏輯312我的恢復監測汲極感測端子304上的電壓，且使控制邏輯312待命及/或增加最小傳導時間，如上文所討論的。
圖4顯示根據至少一些實施例的方法。具體而言，該方法開始(方塊400)並包含：基於在同步整流器場效電晶體(SR FET)之汲極上的電壓變化率，感測到電力轉換器已進入經配置用於返馳式操作之變壓器的充電模式(方塊402)；且接著回應於該感測，將SR驅動器內的參數從原始狀態改變至經修改狀態，該SR驅動器耦接至該SR FET(方塊404)；在變壓器的放電模式期間使SR FET導通(方塊406)；基於在SR FET之汲極處的電壓，感測到電力轉換器的放電模式已結束(方塊408)；且接著回應於感測到放電模式已結束，使參數回復至原始狀態(方塊410)。之後，該方法結束(方塊412)，待於次一充電模式重新開始。
附圖中的許多電連接係示出為不具有居間裝置的直接耦接，但在上文描述中未明確指明為如此。然而，此段落將作為在申請專利範圍中提及任何電連接為附圖中不具有居間裝置的電連接之「直接耦接」之前置基礎。
上述討論係意欲說明本發明的原理及各種實施例。一旦完全理解上述的揭露，許多變化與修改對於所屬技術領域中具有通常知識者來說將變得明顯。其意圖係將下列申請專利範圍係解釋成涵蓋所有此類變更與修改。
100:電力轉換器 102:一次電路或一次側 104:二次電路或二次側 106:變壓器 108:節點 110:一次繞組 112:開關節點 114:一次FET 116:感測電阻器 118:箝位FET 120:箝位電容器 122:二次繞組 124:輸出節點 126:SR FET 128:電容器 130:一次側驅動器 132:感測節點 134:同步整流器驅動器/SR驅動器 136:本體二極體 138:本體二極體 140:電阻器 190:控制器 200:繪圖 202:繪圖 204:繪圖 206:繪圖 208:繪圖 210:電壓 212:電壓降 214:電壓峰 302:基材 304:汲極感測端子 306:閘極端子 308:參考端子 310:控制器 312:控制邏輯 314:斜率偵測器 316:最小導通時間邏輯 318:驅動器電路 320:箭頭 322:箭號 324:導通時間端子 326:最小關斷時間邏輯 328:箭號 330:箭號 332:參數 400:方塊 402:方塊 404:方塊 406:方塊 408:方塊 410:方塊 412:方塊 t0 :時間 t1 :時間/時期 t2 :時間/時期 t3 :時間/時期 t4 :時間 t5 :時間 t6 :時間 t7 :時間 t8 :時間 t9 :時間 VIN :直流(DC)輸入電壓/輸入電壓 VOUT :輸出電壓
為了詳細描述實例實施例，現將參考隨附圖式，其中： [圖1]顯示根據至少一些實施例之主動箝位返馳式電力轉換器的示意圖； [圖2]顯示根據至少一些實施例的時序圖； [圖3]顯示根據至少一些實施例之二次驅動器的方塊圖；及 [圖4]顯示根據至少一些實施例的方法。 定義
各種用語係用以指涉特定的系統組件。不同的公司可使用不同名稱指涉一組件，本文件不打算區別名稱不同但功能無不同的組件。在下列討論及申請專利範圍中，用語「包括(including)」及「包含(comprising)」係以開放方式使用，且因此應理解為意指「包括，但不限於…(including, but not limited to…)」。同樣地，用語「耦接(couple或couples)」係意欲意指間接連接或直接連接。因此，若一第一裝置耦接至一第二裝置，則該連接可係通過直接連接或通過經由其他裝置及連接的間接連接。
關於電裝置(無論係獨立的或作為積體電路的一部分)，用語「輸入(input)」及「輸出(output)」係指至電裝置的電連接，且不應理解為需要動作的動詞。例如，差動放大器(諸如，運算放大器)可具有一第一差動輸入及一第二差動輸入，且此等「輸入」界定至該運算放大器的電連接，且不應理解為需要將信號輸入至該運算放大器。
「控制器(controller)」應指經組態以讀取輸入並回應於該等輸入而驅動輸出之單獨或組合的個別電路組件、特定應用積體電路(application specific integrated circuit, ASIC)、具有控制軟體的微控制器、數位信號處理器(digital signal processor, DSP)、具有控制軟體的處理器、現場可程式化閘陣列(field programmable gate array, FPGA)。
134:同步整流器驅動器/SR驅動器
140:電阻器
302:基材
304:汲極感測端子
306:閘極端子
308:參考端子
310:控制器
312:控制邏輯
314:斜率偵測器
316:最小導通時間邏輯
318:驅動器電路
320:箭頭
322:箭號
324:導通時間端子
326:最小關斷時間邏輯
328:箭號
330:箭號
332:參數

Claims (13)

  1. 一種操作一電力轉換器的方法，該方法包含： 基於在一同步整流器場效電晶體(SR FET)的一汲極上的一電壓變化率，感測到該電力轉換器已進入經配置用於返馳式操作的一變壓器的一充電模式；且接著 回應於該感測，將一SR驅動器內的一參數從一原始狀態改變至一經修改狀態，該SR驅動器耦接至該SR FET； 在該變壓器的一放電模式期間使該SR FET導通； 基於在該SR FET之該汲極處的一電壓，感測到該電力轉換器的該放電模式已結束；且接著 回應於感測到該放電模式已結束，使該參數回復至該原始狀態。
  2. 如請求項1之方法： 其中改變該參數進一步包含在放電模式期間增加該SR FET的一最小傳導時間； 其中使該參數回復至該原始狀態進一步包含減少該SR FET的該最小傳導時間。
  3. 如請求項1之方法： 其中改變該參數進一步包含確立一待命信號； 其中在該變壓器的該放電模式期間使該SR FET導通進一步包含僅在該待命信號確立時使該SR FET導通；且 其中使該參數回復至該原始狀態進一步包含解確立該待命信號。
  4. 如請求項3之方法，其中確立該待命信號進一步包含當該電壓變化率係正的且該電壓變化率高於一第一預定值時，確立該待命信號。
  5. 如請求項3之方法，其中在該放電模式期間使該SR FET導通進一步包含： 在該待命信號確立時的時期期間，監測在該SR FET之該汲極上的一電壓；且 當該汲極上的該電壓指示該SR FET的一本體二極體正在導電時，使該SR FET導通。
  6. 一種用於一二次側同步整流器的驅動器，該驅動器包含： 一汲極感測端子及一閘極端子； 一控制器，其經組態以： 基於該汲極感測端子上的一電壓變化率，感測到指示一電力轉換器已進入經配置用於返馳式操作的一變壓器的一充電模式的該電壓變化率；且接著 回應於進入該充電模式，將該驅動器內的一參數從一原始狀態改變至一經修改狀態； 在該變壓器的一放電模式期間確立該閘極端子； 基於在該汲極感測端子的一電壓，感測到該放電模式已結束；且接著 回應於感測到該放電模式已結束，使該參數回復至該原始狀態。
  7. 如請求項6之驅動器： 其中當該控制器改變該參數時，該控制器經組態以在放電模式期間增加一最小傳導時間； 其中當該控制器使該參數回復至該原始狀態時，該控制器經組態以減少該最小傳導時間。
  8. 如請求項6之驅動器： 其中當該控制器改變該參數時，該控制器進一步經組態以確立一待命信號； 其中當該控制器在該變壓器的該放電模式期間確立該閘極端子時，該控制器進一步經組態以僅在該待命信號確立時確立該閘極端子；且 其中當該控制器使該參數回復至該原始狀態時，該控制器進一步經組態以解確立該待命信號。
  9. 如請求項8之驅動器，其中當該控制器確立該待命信號時，該控制器進一步經組態以在該電壓變化率係正的且該電壓變化率高於一第一預定值時確立該待命信號。
  10. 如請求項8之驅動器，其中當該控制器解確立該待命信號時，該控制器進一步經組態以在該電壓變化率係正的且該汲極感測端子上的一電壓上升至高於一第二預定值時解確立該待命信號。
  11. 如請求項8之驅動器，其中該控制器進一步組態以在該待命信號解確立時的時期期間，當該汲極感測端子上的該電壓變化率指示一一次側上的一箝位FET經導通時，避免確立該待命信號。
  12. 如請求項8之驅動器，其中當該控制器確立該閘極端子時，該控制器進一步經組態以： 在該待命信號確立時的時期期間，監測該汲極感測端子上的一電壓；且 當該汲極感測端子上的該電壓指示一同步整流器場效電晶體的一本體二極體正在導電時，確立該閘極端子。
  13. 一種電力轉換器，其包含： 一一次側，其包含： 一變壓器的一一次繞組，該一次繞組具有耦接至一輸入電壓的一第一引線、及定義一開關節點的一第二引線； 一一次場效電晶體(field effect transistor, FET)，其耦接在該開關節點與該一次側上的接地之間； 一箝位FET，其耦接在該開關節點與一箝位電容器之間； 一二次側，其包含： 該變壓器的一二次繞組，其經配置用於返馳式操作； 一二次整流器FET (secondary rectifier FET, SR FET)，其定義一汲極、一源極、及一閘極，該汲極耦接至該二次繞組； 一驅動器，其用於該SR FET，該驅動器定義耦接至該閘極的一閘極端子、及耦接至該汲極的一汲極感測端子； 其中該驅動器經組態以： 基於在該SR FET之該汲極上的一電壓變化率，感測到指示該電力轉換器已進入該變壓器的一充電模式的該電壓變化率；且接著 回應於進入該充電模式，將該驅動器內的一參數從一原始狀態改變至一經修改狀態； 在該變壓器的一放電模式期間使SR FET導通； 基於在該SR FET之該汲極處的一電壓，感測到該放電模式已結束；且接著 回應於感測到該放電模式已結束，使該參數回復至該原始狀態。
TW109134546A 2019-10-16 2020-10-06 返馳式電力轉換器，及用於操作其之方法與驅動器 TWI826732B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201962915734P 2019-10-16 2019-10-16
US62/915,734 2019-10-16
US16/674,272 2019-11-05
US16/674,272 US10840817B1 (en) 2019-10-16 2019-11-05 Systems and methods of synchronous rectification in active clamp flyback power converters

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW202121808A true TW202121808A (zh) 2021-06-01
TWI826732B TWI826732B (zh) 2023-12-21

Family

ID=73264004

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW109134546A TWI826732B (zh) 2019-10-16 2020-10-06 返馳式電力轉換器，及用於操作其之方法與驅動器

Country Status (3)

Country Link
US (2) US10840817B1 (zh)
CN (1) CN112671242A (zh)
TW (1) TWI826732B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI787914B (zh) * 2021-07-19 2022-12-21 通嘉科技股份有限公司 同步整流控制器與相關之充電方法

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11632054B2 (en) 2019-04-24 2023-04-18 Power Integrations, Inc. Mode operation detection for control of a power converter with an active clamp switch
JP7378495B2 (ja) * 2019-04-24 2023-11-13 パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド 能動非放散クランプ回路を備える電力コンバーターおよびそれぞれの制御装置
US10840817B1 (en) * 2019-10-16 2020-11-17 Semiconductor Components Industries, Llc Systems and methods of synchronous rectification in active clamp flyback power converters
US11736022B2 (en) * 2020-07-29 2023-08-22 Infineon Technologies Austria Ag Power supply and winding switch control via an integrator voltage
US20220190735A1 (en) * 2020-08-28 2022-06-16 Sync Power Corp. Converter including active clamp switch and secondary side rectifier and controlling method of converter
CN118367799B (zh) * 2024-06-20 2024-09-13 东莞市奥源电子科技有限公司 一种快充电源控制电路的控制方法

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2365622B1 (en) * 2010-03-08 2017-05-10 Nxp B.V. Method and circuit for controlling a switched-mode power converter with fast transient response
US9602006B2 (en) * 2012-10-24 2017-03-21 Infineon Technologies Ag Method and a controller for determining a demagnetization zero current time for a switched mode power supply
US20140268914A1 (en) * 2013-03-18 2014-09-18 System General Corp. Method of controlling synchronous rectifier for power converter, control circuit, and power converter thereof
US9742288B2 (en) * 2014-10-21 2017-08-22 Power Integrations, Inc. Output-side controller with switching request at relaxation ring extremum
TWI558077B (zh) * 2015-08-10 2016-11-11 杰力科技股份有限公司 電源轉換裝置
US10658934B2 (en) * 2017-06-06 2020-05-19 Semiconductor Components Industries, Llc Quasi-resonant converter with efficient light-load operation and method therefor
US10158297B1 (en) * 2017-06-20 2018-12-18 Infineon Technologies Austria Ag Synchronous rectification control for flyback converter
TWI653813B (zh) * 2017-10-23 2019-03-11 英屬開曼群島商萬國半導體（開曼）股份有限公司 強迫式零電壓開關返馳變換器及其運行方法
US10574147B2 (en) * 2018-01-16 2020-02-25 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus for zero voltage switching using flyback converters
US10560012B1 (en) * 2018-07-27 2020-02-11 Richtek Technology Corporation ZVS control circuit for use in a flyback power converter
CN113489328B (zh) * 2018-11-08 2024-02-27 立锜科技股份有限公司 零电压切换控制电路与返驰式电源供应电路及其控制方法
US11632054B2 (en) * 2019-04-24 2023-04-18 Power Integrations, Inc. Mode operation detection for control of a power converter with an active clamp switch
US10840817B1 (en) * 2019-10-16 2020-11-17 Semiconductor Components Industries, Llc Systems and methods of synchronous rectification in active clamp flyback power converters

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI787914B (zh) * 2021-07-19 2022-12-21 通嘉科技股份有限公司 同步整流控制器與相關之充電方法

Also Published As

Publication number Publication date
TWI826732B (zh) 2023-12-21
US20210119548A1 (en) 2021-04-22
CN112671242A (zh) 2021-04-16
US11152867B2 (en) 2021-10-19
US10840817B1 (en) 2020-11-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TW202121808A (zh) 返馳式電力轉換器，及用於操作其之方法與驅動器
US10312817B2 (en) Systems and methods of active clamp flyback power converters
CN106411135B (zh) 具有次级侧调节的反激式转换器
US9369054B2 (en) Reducing power consumption of a synchronous rectifier controller
CN210142982U (zh) 用于转换器的控制器以及转换器控制系统
JP7378495B2 (ja) 能動非放散クランプ回路を備える電力コンバーターおよびそれぞれの制御装置
WO2021179900A1 (zh) 开关电源电路、用于开关电源电路的副边控制电路及方法
CN110677045B (zh) 一种有源钳位反激变换器的控制方法
KR20080052358A (ko) 전원 제어기 형성 방법 및 그 구조
TW201429129A (zh) 用於調整電源變換器的系統和方法
TW202249403A (zh) 隔離型電源的控制電路、隔離型電源及其控制方法
TW202115997A (zh) 切換式電力轉換器、及用於控制其之方法及封裝積體電路
TWI650927B (zh) 用於主開關切換轉換的零電壓開關式返馳變換器
CN111865086A (zh) 自供电控制电路及控制方法以及开关电源电路
US11075585B2 (en) Synchronous rectification circuit and display device
CN111478566B (zh) 同步整流电路及显示装置
CN117155132A (zh) 初级侧受控反激转换器中连续导通模式的同步整流方案
US12068696B2 (en) Methods and systems related to operation of a switching power converter
US11764689B2 (en) Flyback power-converting device with zero-voltage switching and method for flyback converting power with zero-voltage switching
JP3826804B2 (ja) ２重化電源システム
US7099161B2 (en) Converter with synchronous rectifier with ZVS
US10903751B2 (en) Method and system of driving an electrically controlled switch with a snubber capacitor
JP2004015993A (ja) 無負荷時省電力電源装置
CN110932528A (zh) 自供电控制电路及控制方法以及开关电源电路
US12009754B2 (en) Switching power converter with reduced voltage switching of the primary switch