CN112671242A - 反激电源转换器以及操作反激电源转换器的方法和驱动器 - Google Patents

反激电源转换器以及操作反激电源转换器的方法和驱动器 Download PDF

Info

Publication number
CN112671242A
CN112671242A CN202011089919.4A CN202011089919A CN112671242A CN 112671242 A CN112671242 A CN 112671242A CN 202011089919 A CN202011089919 A CN 202011089919A CN 112671242 A CN112671242 A CN 112671242A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
driver
fet
drain
controller
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202011089919.4A
Other languages
English (en)
Inventor
D·乔普拉
T·蒂希
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Semiconductor Components Industries LLC
Original Assignee
Semiconductor Components Industries LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Semiconductor Components Industries LLC filed Critical Semiconductor Components Industries LLC
Publication of CN112671242A publication Critical patent/CN112671242A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明题为“反激电源转换器以及操作反激电源转换器的方法和驱动器”。本发明公开了反激电源转换器以及操作该反激电源转换器的方法和驱动器。至少一些示例性实施方案是方法，该方法包括：基于同步整流器场效应晶体管(SR FET)的漏极上的电压变化率，感测该电源转换器已进入被布置用于反激操作的变压器的充电模式；响应于该感测，将SR驱动器内的参数从初始状态改变为修改状态，该SR驱动器耦接到该SR FET；在该变压器的放电模式期间，使该SR FET导通；基于该SR FET的漏极处的电压而感测该转换器的放电模式已结束；响应于感测到该放电模式已结束，使参数返回到初始状态。

Description

反激电源转换器以及操作反激电源转换器的方法和驱动器
技术领域
本专利申请涉及电源转换器的技术领域，尤其涉及反激电源转换器。
背景技术
有源钳位反激(ACF)电源转换器使用谐振或准谐振初级电路，该谐振或准谐振初级电路在连续导通模式(CCM)期间操作，以不仅将与漏电感相关联的能量传输到次级侧，而且力图实现初级侧上的主场效应晶体管(FET)的零伏切换(ZVS)。ACF电源转换器可在高负载下实现高效率，但是当电源转换器转变到不连续导通模式(DCM)时，该ACF操作可能在低负载期间受到缩减。DCM操作和ACF操作之间的转变可能导致次级侧同步整流器的驱动器出现问题。也就是说，用于次级侧同步整流器的驱动器可能难以在一方面进入充电模式的变压器与另一方面变为活动的ACF电路之间进行区分。
发明内容
一个示例性实施方案是操作电源转换器的方法，该方法包括：基于同步整流器场效应晶体管(SR FET)的漏极上的电压变化率，感测该电源转换器已进入被布置用于反激操作的变压器的充电模式；响应于该感测，将SR驱动器内的参数从初始状态改变为修改状态，该SR驱动器耦接到SR FET；在变压器的放电模式期间，使该SR FET导通；基于SR FET的漏极处的电压来感测电源转换器的放电模式已结束；以及响应于感测到放电模式已结束，使参数返回到初始状态。
在示例性方法中，改变参数还可包括在放电模式期间增加SR FET的最小导通时间，并且使参数返回到初始状态还可包括减小SR FET的最小导通时间。增加SR FET的最小导通时间还可包括基于SR驱动器外部的并且耦接到该SR驱动器的电阻器的电阻来进行增加。使参数返回到初始状态还可包括使最小导通时间返回到预定值。感测到电源转换器已进入充电模式还可包括感测到电压变化率为正并且高于第一预定值。
在示例性方法中，改变参数还可包括使待命信号生效；在变压器的放电模式期间使SR FET导通还可包括仅在待命信号生效时使SR FET导通；并且使参数返回初始状态还可包括使待命信号失效。使待命信号生效还可包括：当电压变化率为正并且电压变化率高于第一预定值时，使该待命信号生效。使待命信号失效还包括：当漏极上的电压上升到高于第二预定值时，使该待命信号失效。在放电模式期间使SR FET导通还可包括：在待命信号生效的时间段期间，监测SR FET的漏极上的电压；并且当漏极上的电压指示SR FET的体二极管导通时，使SR FET导通。
另一示例性实施方案是用于次级侧同步整流器的驱动器，该驱动器包括：漏极感测端子和栅极端子；以及控制器。该控制器可被配置为：基于漏极感测端子上的电压变化率来感测指示电源转换器已进入被布置用于反激操作的变压器的充电模式的电压变化率；响应于进入该充电模式，将驱动器内的参数从初始状态改变为修改状态；在变压器的放电模式期间，使栅极端子生效；基于漏极感测端子处的电压，感测放电模式已结束；然后，响应于感测到放电模式已结束，使参数返回到初始状态。
在示例性驱动器中，该控制器可被配置为当控制器改变参数时，在放电模式期间，增加最小导通时间；并且该控制器可被配置为当控制器使参数返回到初始状态时，减小最小导通时间。示例性驱动器还可包括：接通时间端子，并且该控制器还可被配置为当控制器增加最小导通时间时，基于通过接通时间端子感测到的电阻来增加。控制器可被配置为当控制器使参数返回到初始状态时，使最小导通时间返回到预定值。该控制器可被配置为当控制器感测到电源转换器已进入充电模式时，感测到电压变化率为正并且高于第一预定值。
在示例性驱动器中，该控制器还可被配置为当控制器改变参数时，使待命信号生效；该控制器还可被配置为当控制器在变压器的放电模式期间使栅极端子生效时，仅在待命信号生效的情况下使该栅极端子生效；并且该控制器还可被配置为当控制器使参数返回到初始状态时，使待命信号失效。该控制器还可被配置为当控制器使待命信号生效时，当电压变化率为正并且电压变化率高于第一预定值时，使待命信号生效。在示例性驱动器中，该控制器还可被配置为当控制器使待命信号失效时，当电压变化率为正并且漏极感测端子上的电压上升到高于第二预定值时，使该待命信号失效。该控制器还可被配置为当控制器使待命信号失效时，使栅极端子至少在预定接通时间内保持在生效状态；然后，当电压变化率为正并且漏极感测端子上的电压上升到高于第二预定值时，使待命信号失效，并且使该栅极端子失效。
在示例性驱动器中，控制器还可被配置为：在待命信号失效的时间段期间，当漏极感测端子上的电压变化率指示初级侧上的钳位FET导通时，抑制待命信号生效。该控制器还被配置为当控制器进行抑制时，监测漏极感测端子上的电压；并且当电压变化率为负并且低于第一预定阈值时，保持该待命信号失效。
在示例性驱动器中，该控制器还可被配置为当控制器使栅极端子生效时，在待命信号生效的时间段期间，监测漏极感测端子上的电压；并且当漏极感测端子上的电压指示同步整流器场效应晶体管的体二极管导通时，使栅极端子生效。
另一示例性实施方案是电源转换器，该电源转换器包括：初级侧；以及次级侧。该初级侧可包括：变压器的初级绕组，该初级绕组具有第一引线和第二引线，该第一引线耦接到输入电压，该第二引线限定开关节点；初级场效应晶体管(FET)，该初级场效应晶体管耦接在开关节点与该初级侧上的接地端之间；以及钳位FET，该钳位FET耦接在开关节点与钳位电容器之间。第二侧可包括：变压器的次级绕组，该变压器的次级绕组被布置用于反激操作；次级整流器FET(SR FET)，该次级整流器FET限定漏极、源极和栅极，该漏极耦接到该次级绕组；以及驱动器，该驱动器用于SR FET，该驱动器限定耦接到栅极的栅极端子和耦接到漏极的漏极感测端子。该驱动器被配置为：基于SR FET的漏极上的电压变化率来感测指示电源转换器已进入变压器的充电模式的电压变化率；响应于进入该充电模式，将驱动器内的参数从初始状态改变为修改状态；在变压器的放电模式期间，使SR FET导通；基于SR FET的漏极处的电压来感测放电模式已结束；然后，响应于感测到放电模式已结束，使参数返回到初始状态。
在示例性电源转换器中：该驱动器可被配置为当驱动器改变参数时，在放电模式期间，增加SR FET的最小导通时间；并且该驱动器可被配置为当驱动器使参数返回到初始状态时，减小SR FET的最小导通时间。示例性电源转换器还可包括：接通时间端子；以及电阻器，该电阻器具有耦接到接通时间端子的引线。该驱动器可被配置为当驱动器增加SRFET的最小导通时间时，基于电阻器的电阻来进行增加。该驱动器可被配置为当驱动器使参数返回到初始状态时，使最小导通时间返回到预定值。该驱动器可被配置为当驱动器感测到电源转换器已进入充电模式时，感测到电压变化率为正并且高于第一预定值。
在示例性电源转换器中：该驱动器还可被配置为当驱动器改变参数时，在驱动器内使待命信号生效；该驱动器还可被配置为当在放电模式期间驱动器使SR FET导通时，仅在待命信号生效时使SR FET导通；并且该驱动器还可被配置为当驱动器使参数返回到初始状态时，使待命信号失效。驱动器还可被配置为当驱动器使待命信号生效时，当电压变化率为正并且电压变化率高于第一预定值时，使该待命信号生效。该驱动器还可被配置为当驱动器使待命信号失效时，当电压变化率为正并且SR FET的漏极上的电压上升到高于第二预定值时，使该待命信号失效。该驱动器还可被配置为当使待命信号失效时，使SR FET至少在预定接通时间内保持在导通状态；并且然后，当电压变化率为正并且SR FET的漏极上的电压上升到高于第二预定值时，使该待命信号失效，并且使SR FET不导通。驱动器还可被配置为：在待命信号失效的时间段期间，当SR FET的漏极上的电压变化率指示初级侧上的钳位FET导通时，抑制待命信号生效。该驱动器还可被配置为当驱动器进行抑制时，监测SR FET的漏极上的电压；并且当电压变化率为负并且低于第一预定阈值时，使该待命信号保持在失效状态。该驱动器还可被配置为当驱动器使SR FET导通时，在待命信号生效的时间段期间，监测SR FET的漏极上的电压；并且当SR FET的漏极上的电压指示同步整流器场效应晶体管的体二极管导通时，使SR FET导通。
附图说明
为了详细描述示例性实施方案，现在将参照附图，在附图中：
图1示出根据至少一些实施方案的有源钳位反激电源转换器的示意图；
图2示出根据至少一些实施方案的时序图；
图3示出根据至少一些实施方案的次级驱动器的框图；并且
图4示出根据至少一些实施方案的方法。
定义
各种术语用来指特定系统部件。不同公司可用不同名称来指一种部件–本文献并非意于在名称不同而功能相同的部件之间作出区分。在下面的讨论中以及在权利要求书中，术语“包括”和“包含”以开放形式使用，并且因此，这些术语应被解释成意指“包括但不限于……”。另外，术语“耦合”或“耦接”旨在意指间接连接或直接连接。因此，如果第一器件耦接至第二器件，则该连接可通过直接连接或通过经由其他器件和连接的间接连接进行。
就电气设备(无论是独立式还是作为集成电路的一部分)而言，术语“输入”和“输出”是指到电气设备的电连接，并且不应被视为需要操作的动词。例如，差分放大器(诸如运算放大器)可具有第一差分输入和第二差分输入，并且这些“输入”限定到运算放大器的电连接，并且不应被理解为需要运算放大器的信号输入。
“控制器”应单独或组合地指被配置为读取输入并且响应该输入驱动输出的单个电路部件、专用集成电路(ASIC)、具有控制软件的微控制器、数字信号处理器(DSP)、具有控制软件的处理器或现场可编程门阵列(FPGA)。
具体实施方式
以下讨论涉及本发明的各种实施方案。虽然这些实施方案中的一个或多个实施方案可能是优选的，但所公开的实施方案不应解释为或以其他方式用来限制包括权利要求书在内的本公开的范围。另外，本领域技术人员应当理解，以下描述具有广泛应用，并且对任何实施方案的讨论仅意指该实施方案的示例，而并非旨在表示包括权利要求书在内的本公开的范围限于该实施方案。
各种实施方案涉及有源钳位反激电源转换器的系统和方法。更具体地，示例性实施方案涉及一种用于次级侧同步整流器的驱动器，该驱动器能够在一方面初级侧上的初级场效应晶体管(FET)变为导通与另一方面初级侧上的钳位FET变为导通之间进行区分。更具体地，示例性实施方案基于次级侧上的电压变化率来在初级FET变为导通与钳位FET变为导通之间进行区分。本说明书首先转向示例性有源钳位反激电源转换器及其操作以对读者起到指导作用。
图1示出根据至少一些实施方案的有源钳位反激电源转换器的示意图。具体地，电源转换器100包括通过变压器106电耦接到次级电路或次级侧104的初级电路或初级侧102。初级侧102限定耦接到直流(DC)输入电压VIN的节点108。在示例性系统中，该节点108还直接耦接到变压器106的初级绕组110的第一引线。该初级绕组110的第二引线耦接到开关节点112。该开关节点112(并且因此初级绕组110的第二引线)耦接到初级FET 114。该初级FET114的漏极耦接到开关节点112，并且该初级FET 114的源极通过感测电阻器116耦接到初级侧102上的公共端或接地端。开关节点112还耦接到钳位FET 118的源极。钳位FET 118的漏极耦接到钳位电容器120的第一引线，并且该钳位电容器120的第二引线耦接到节点108。在示例性系统中，初级FET 114和钳位FET 118是N沟道金属氧化物半导体(MOS)FET。然而，在其他示例性情况下，该初级FET 114和该钳位FET 118可以是P沟道MOSFET，或作为电控开关操作的任何其他合适的器件，包括被称为“超结”(SJFET)的FET，以及更高性能的氮化镓(GaN)FET。
在示例性系统中，初级侧102包括初级侧驱动器130。该初级侧驱动器130耦接到：初级FET 114的栅极；钳位FET 118的栅极；以及感测节点132，该感测节点被限定在初级FET114与感测电阻器116之间。可以存在到初级侧驱动器130的附加连接(例如，初级侧上的接地端、到输入电压VIN的连接和电压反馈连接)，但是未示出该附加连接，以免使附图过度复杂化。
示例性次级侧104包括变压器106的次级绕组122。次级绕组122的第一引线耦接到次级侧104的输出节点124，并因此耦接到输出电压VOUT的正端子。次级绕组122的第二引线耦接到示例性形式的FET(下文称为SR FET 126)的同步整流器。具体地，次级绕组122的第二引线耦接到SR FET 126的漏极，并且SR FET 126的源极耦接到次级侧104上公共端。示例性次级侧104还包括耦接在输出节点124与次级侧104的公共端之间的电容器128，由于变压器106的隔离方面，该公共端不需要与初级侧102的接地端相同。
此外，在示例性系统中，次级侧104包括同步整流器驱动器134(下文称为SR驱动器134)。SR驱动器134耦接到SR FET 126的栅极，并且还耦接到SR FET 126的漏极。如下面更详细讨论的，通过监测SR FET 126的漏极上的电压，该SR驱动器134控制该SR FET 126何时导通和不导通。示例性系统还包括耦接到SR驱动器134的电阻器140。如下文将更详细讨论的，电阻器140的电阻可被设置成或可与SR FET 126的最小导通时间成比例。说明书现在转向电源转换器100的各种操作状态或模式。
在示例性系统中，从初级侧102向次级侧104传输能量在概念上是两个步骤的过程。具体地，电源转换器100首先进入充电模式，其中将能量存储在变压器106的场中。更具体地，示例性电源转换器100通过初级侧驱动器130使初级FET 114导通而进入充电模式。当初级FET 114导通时，电流从输入电压VIN流过初级绕组110，流过初级FET 114，并且流过感测电阻器116，然后到达初级侧102上的接地端。流过初级绕组110的电流在次级绕组122上产生电压。然而，将变压器106布置成用于反激操作，并且在充电模式期间，次级绕组122上的电压在耦接到SR FET 126的漏极的连接或引线上比在耦接到输出节点124的连接或引线上更高(根据图中所示的点规定)。在充电模式期间，SR FET 126不导通，该SR FET 126的体二极管136被反向偏置，因此没有电流在次级绕组122中流动；相反，在该充电模式期间，将能量存储在变压器106的场中。当流过初级绕组110的电流达到峰值电流设定值(如由初级侧驱动器130在感测节点132处感测电压所确定的)时，初级侧驱动器130使初级FET 114不导通，从而结束充电模式，并且开始放电模式。
传输能量的第二个步骤是放电模式。一旦使初级FET 114不导通，则次级绕组122上的电压反转极性，并且电流流过次级绕组122到达输出节点124(例如，对电容器128充电、供应负载(未具体示出)或这两者)。将电流流过次级绕组的时间段称为放电模式。也就是说，在放电模式期间，从变压器106中以电压和电流的形式在次级绕组122处提供在先前的充电模式期间(当没有电流在次级绕组122中流动时)存储的能量。更具体地，与变压器106相关联的塌缩场在放电模式期间向次级绕组122提供电压和电流。在一些情况下，SR驱动器134可以感测SR FET 126的漏极上的电压变化率，并且预测性地开始驱使SR FET 126进行导通状态的过程。也就是说，当SR FET 126的漏极上的电压变化率下降时，这可指示即将发生的放电模式。在其他情况下，SR驱动器134可感测SR FET 126的漏极上的阈值电压，并且基于该阈值使SR FET 126导通。最初，流过次级绕组122的电流可流过SR FET 126的体二极管136，并且此后不久，SR驱动器134使SR FET 126完全导通，使得电流流过该SR FET 126。在放电模式结束之后，开始新的充电模式，并且这一循环继续进行，在该循环中，所使用的每个充电模式和相关放电模式在变压器106上传输能量并到达输出电压VOUT。
示例性电源转换器100可以变压器106的各种导通模式来操作。更具体地，示例性电源转换器100可以连续导通模式(CCM)或不连续导通模式(DCM)进行操作。首先考虑可在高负载期间使用的连续导通模式。在该连续导通模式下，电流始终流过初级绕组110或次级绕组122。例如，在该连续导通模式中，变压器106的每个放电模式在与该变压器106相关联的场完全塌缩之前结束。更具体地，在该连续导通模式下，初级侧驱动器130使初级FET 114导通，从而在次级绕组122中流动的电流在放电模式下到达零之前开始下一充电模式。即使在初级FET 114开始转变为导通的时刻电流仍可能在次级绕组122中流动，但一旦电流开始在初级绕组110中流动，次级绕组122上的电压就发生反转。当SR驱动器134感测到电压变化(例如，通过监测SR FET 126的漏极上的电压)时，该SR驱动器134使SR FET 126不导通。
仍然参考图1，在连续导通模式期间利用示例性电源转换器100的有源钳位反激方面。具体地，在连续导通模式的放电模式期间，使钳位FET 118导通以为与初级绕组110的漏电感(未具体示出该漏电感)相关联的电流流动提供路径。也就是说，当电流在放电模式期间在次级绕组122中流动时，电流最初也可通过钳位FET 118流动到钳位电容器120。然而，钳位电容器120和与初级FET 114相关联的寄生电容(未具体示出该寄生电容)形成具有漏电感的储能电路。虽然最初谐振电流流过钳位FET 118到达钳位电容器120，但最终与钳位电路相关联的谐振电流流动反转方向。示例性电源转换器100使用该谐振电流，特别是使用来自钳位电容器120的电流，消耗或释放与初级FET 114相关联的寄生电容，以在连续导通模式期间实现零伏切换(ZVS)操作。
现在考虑可在轻负载或低负载期间使用的不连续导通模式。在不连续导通模式下，次级绕组122中的电流流动达到零，并且在下一充电模式开始之前的一段时间内保持为零。因此，与连续导通模式不同，在不连续导通模式下，存在没有电流在初级绕组110或次级绕组122中流动的时间段(不考虑寄生振荡)。更具体地，在不连续导通模式下，次级绕组122中的电流达到零，并且响应于此，SR驱动器134使SR FET 126不导通。然而，由于初级侧102和次级侧104两者上的电抗部件，发生各种寄生振荡。例如，在次级绕组122中的电流达到零(即，与变压器106相关联的场已完全塌缩)之后，初级侧102上的开关节点112处的电压开始振荡。在SR FET 126的漏极处发生类似的振荡。
在不连续导通模式中，可在次级绕组122中的电流达到零之后的任何时间开始下一充电模式。在示例性实施方案中，以开关节点112处的电压振荡的“谷”开始下一充电模式。也就是说，初级侧驱动器130可以任何合适的形式监测开关节点112处的电压，诸如通过与开关节点112的专用连接(未具体示出)，或者通过监测初级FET 114的栅极上因振荡所引起的电压。当电压达到或接近作为振荡的一部分的低电压“谷”时，初级侧驱动器130可使初级FET 114再次导通，从而开始下一充电模式。使初级FET 114在电压振荡的谷中导通降低了初级FET 114两端的电压，这降低了与该初级FET 114相关联的切换损耗。此外，也可认为在谷中切换是ZVS操作。因此，在不连续导通模式下，不需要钳位FET 118和钳位电容器120来实现初级FET 114的ZVS操作。因此，在不连续导通模式下，初级侧驱动器130将钳位FET118保持在不导通状态。
当从高负载状态或条件(并且在连续导通模式下操作)转变为轻负载状态或条件(并因此改变为不连续导通模式)时，初级侧驱动器130可在不连续导通模式开始时停止使用有源钳位反激部件。然而，由于与钳位FET 118相关联的体二极管138，所以钳位电容器120可能随时间推移而累积电压。例如，在放电模式期间，开关节点112处的电压是输入电压VIN与跨变压器106反射的输出电压VOUT形式的反射电压之和(其中反射电压的量值基于变压器106的匝数比)。由于即使在不使用钳位FET 118时该体二极管138的整流动作，该钳位FET118上的电压最终与开关节点112上的最高电压相匹配。开关节点112处的寄生振荡可能加剧该问题，该开关节点的量值甚至可能高于输入电压VIN和反射电压的总和。在电源转换器100从轻负载条件(仍处于不连续导通模式)转变到高负载条件(重新开始连续导通模式)之前，钳位电容器120在不连续导通模式期间累积的电压并不成为问题。示例性初级侧驱动器130通过在不连续导通模式期间激活钳位FET 118来解决钳位电容器120在不连续导通模式期间所累积的电压的问题，尽管该激活由于电源转换器100转变回到连续导通模式而持续被减少的时间段。
图2示出根据至少一些实施方案的时序图。也就是说，图2示出在作为示例性电源转换器100从不连续导通模式过渡到连续导通模式时以多散点绘制并具有对应的时间轴的一系列波形(但这些曲线图未示出连续导通模式下的操作)。如图2所示进行所述转换的时间范围不一定按比例绘制。具体地，图2的曲线200示出施加到初级FET114的栅极信号。将示例性栅极信号示出为生效为高，但这不应被理解为限制。在所示的示例性时间范围中，充电模式的持续时间(即，曲线200中的栅极信号的占空比)随时间推移而增加，从而示出变压器106的场中的能量存储随时间推移而增加。
图2的曲线202示出施加到钳位FET 118的栅极信号。将示例性栅极信号示出为生效为高，但这不应被理解为限制。在所示的示例性时间范围中，最初施加到钳位FET 118的栅极信号保持失效(例如，在时间t0和t8之间)。然而，从与在时间t5开始充电模式并且跟随着放电模式(在时间t6与时间t7之间)相关联的周期开始，到钳位FET 118的栅极信号在放电模式结束与下一充电模式开始之间的死区中的短时间段内(在时间t8处)生效。到钳位FET 118的栅极信号的生效使钳位FET 118导通，以开始使钳位FET 118上的累积电荷耗尽的过程，以准备接下来的连续导通模式。因此，在图2所示的时间范围内，钳位FET 118的激活的持续时间随着施加到初级FET 114的栅极信号(曲线200)的占空比增加而增加。当示例性电源转换器100达到连续导通模式时，除了钳位FET 118和初级FET 114的导通状态之间的死区时间之外，钳位FET 118可在初级FET 114不导通时始终导通，以确保钳位电容器120在初级侧102上不存在对接地端的交叉导通。
图2的曲线204示出SR FET 126的漏极处的电压。例如，考虑时间t1和t2之间的时间范围，表示图2的时序图中所示的第二充电模式。在示例性充电模式期间，SR FET 126的漏极处的电压(记住，SR FET 126在充电模式期间是非导通的)是跨变压器106传输的电压。因为变压器106被布置用于反激操作，所以漏极上的电压高于SR FET 126的源极上的电压，因此体二极管136被反向偏置并且没有电流流动。一旦使初级FET 114不导通(在时间t2)，就开始放电模式。示例性放电模式在时间t2处开始，并且在时间t3处结束。在示例性放电模式期间，SR驱动器134使SR FET 126导通，因此如图所示，漏极处的电压较低或为零。应当记住，图2的各个时间范围都是相对于不连续导通模式而言的，在时间t3时，次级绕组122的电流达到零，从而结束放电模式。因此，示例性SR驱动器134使SR FET 126不导通，并且如210处所示，SR FET 126的漏极处的电压在时间t3和t4之间的死区中振荡。振荡基于变压器两侧上的各种电抗元件(例如，电容器128，以及初级绕组110的泄漏和磁化电感)的相互作用。该过程从时间t4处开始新的下一充电模式。
在最初的几个时间范围中，初级侧驱动器130抑制激活有源钳位，并因此抑制钳位FET 118导通。然而，在从时间t8开始的示例性时间范围中，初级侧驱动器130使钳位FET118在放电模式结束与下一充电模式开始之间的死区中的每个周期中导通。例如，如曲线202所示，在时间t7与时间t9之间的死区中，示例性初级侧驱动器130使钳位FET 118在时间t8处导通。在死区期间激活有源钳位电路导致SR FET 126的漏极处的电压降，如电压降212所示。在从时间t8开始的每个时间范围中，每当使钳位FET118导通时，SR FET 126的漏极上存在对应的电压降。每个电压降在图2中示例性地标记为212。
本说明书的发明人已发现，相关领域的SR驱动器难以将与使钳位FET 118在死区期间导通相关联的电压降(电压降212)与发送信号通知放电模式开始的电压降区分开。当相关领域的SR驱动器将电压降212错误地感测为开始放电模式时，相关领域的SR驱动器可能在不适当的时间(例如，在充电模式期间)使SR FET导通。相关领域的SR驱动器可能尝试使用与SR FET相关联的各种最小断开时间来解决该问题，但是对于在连续导通模式和不连续导通模式之间来回切换的电源转换器而言，难以建立最小断开时间。例如，如果在以连续导通模式操作的高负载条件期间使用足以抑制轻负载条件期间的错误感测的最小断开时间，则可能使得电源转换器无法操作。
为了至少部分地解决上述问题，各种示例性实施方案基于SR FET 126的漏极上的电压变化率来感测电源转换器已进入充电模式。当感测到充电模式时，示例性SR驱动器134将SR驱动器内的参数从初始状态改变为修改状态。参数状态的改变减少了在不连续导通模式的死区期间因激活钳位FET 118所导致的问题，并且在一些情况下可以完全消除这些问题。在一个示例性实施方案中，改变参数的状态是基于SR FET 126的漏极上的电压变化率来使SR驱动器134待命，其中变化率指示电源转换器100已进入充电模式。当SR驱动器134待命时，SR驱动器134因此被置于或转变到待命模式。在待命模式期间，并且仅在该待命模式期间，SR驱动器134可使SR FET 126导通。使SR驱动器134解除待命可在每个放电模式结束时发生。当SR驱动器134解除待命时，该SR驱动器134因此被置于解除待命模式或转变到解除待命模式。在解除待命模式期间(即，在死区期间)，无论在SR FET 126的漏极上感测到的电压如何，SR驱动器134都不能使SR FET 126导通。以这种方式，在钳位FET 118可在放电模式结束与下一充电模式开始之间的死区期间导通的时间段期间，SR驱动器134不待命，从而避免了SR驱动器134可能基于电压降212而无意中使SR FET 126导通的可能性。
再次参见图2。曲线206示出示例性待命信号，该示例性待命信号示出相对于每个示例性充电模式、放电模式和死区而使示例性SR驱动器134待命的时间段。曲线206出于解释的目的示出了待命信号，但是根据实施方式，不需要专门为该目的来创建这种待命信号。例如，待命可以是SR驱动器134内的状态机的一个或多个第一状态，并且解除待命可以是在SR驱动器134内实现的状态机的一个或多个第二状态。于是，待命信号可以是识别状态机的状态的一个位或一系列的位。图2的曲线208示出在图中所示的各个时间范围内施加到SRFET 126的栅极信号。例如，再次考虑时间t1和t2之间的时间范围，表示图2的时序图中所示的第二充电模式。根据示例性实施方案，基于电源转换器100进入充电模式使SR驱动器134待命(例如，待命信号生效)。更具体地，如曲线206所示，示例性SR驱动器134监测SR FET126的漏极上的电压，并且基于SR FET 126的漏极上的电压变化率，该SR驱动器134因此被置于或转变到待命模式。示例性SR驱动器134基于SR FET 126的漏极处的电压变化率(例如，作为时间函数的电压的斜率或一阶导数(dV/dt))为正并且变化率高于预定阈值来做出待命的确定。即，SR FET 126的漏极上的电压的非常急剧的转变(例如，电压尖峰214)指示充电模式开始，并且该电压尖峰214可基于电压变化率、电压变化率的量值和/或变化率的极性或符号与其他电压摆动区分开。例如，电压尖峰214具有正斜率，其中该斜率的量值高于在SR FET 126的漏极上感测到的任何其他电压转变。与该电压尖峰214相关联的电压变化率不是谐振效应；相反，电压变化率是变压器106在初级FET 114变为导通时对流过初级绕组110的电流的方向和变化率的反应，因此，电压变化率高于在系统中流动的谐振电流，并且针对该原因是可区分的。
现在参见时间t1至t3。如曲线206所示，在示例性时间段t1至t3期间，示例性SR驱动器134处于待命状态。在待命模式期间，SR驱动器134在变压器的放电模式期间使SR FET126导通。具体地，在示例性实施方案中，SR驱动器134再次监测SR FET 126的漏极上的电压。当SR FET 126的漏极上的电压降到零或接近零(例如，下降到体二极管136的正向电压降)时，如时间t2处所示，SR驱动器134使SR FET 126的栅极生效。示例性SR驱动器134继续监测SR FET 126的漏极上的电压，并且当电压在时间t3处上升，指示放电模式结束时，使SRFET 126的栅极失效。更具体地，当SR FET 126的漏极处的电压变化率为正时并且/或者漏极上的电压上升到高于预定值时，示例性SR驱动器134被置于或转变到解除待命模式(例如，使待命信号失效)。
在时间t3和t4之间的死区中，SR驱动器134再次监测SR FET 126的漏极上的电压。当电压变化率为正并且高于预定值时(在时间t4处)，示例性SR驱动器134再次待命。因此，在时间t3和t4之间的死区中的电压事件不能导致SR驱动器134使SR FET 126导通。然而，在时间t3和t4之间的示例性死区中，钳位FET 118不导通，因此不存在显著的电压降。
现在考虑在放电模式结束和充电模式开始之间的死区中使钳位FET 118导通的时间范围，诸如时间t7和t9之间的时间范围。如前所述，在时间t5处，基于电压变化率为正并且高于预定阈值(例如，在时间t5处的电压尖峰214)来使SR驱动器134待命。在示例性待命模式期间，SR驱动器134再次监测SR FET 126的漏极上的电压。当SR FET 126的漏极上的电压在时间t6处下降到零或接近零时，SR驱动器134使SR FET 126的栅极生效，并且SR FET126变为导通。示例性SR驱动器134继续监测SR FET 126的漏极上的电压，并且当电压在时间t7上升，指示放电模式结束时，使SR FET 126的栅极失效，并且示例性SR驱动器134被置于或转变到解除待命模式。
然而，时间t7和时间t9之间的死区具有因初级侧驱动器130而导致的电压降212，使钳位FET 118导通。然而，当漏极上的电压变化率指示初级侧上的钳位FET 118导通(同样，在时间t8处的电压降212)时，示例性SR驱动器134失效(例如，使待命信号失效)，因此抑制SR FET 126导通。也就是说，在示例性实施方案中，SR驱动器134监测SR FET 126的漏极上的电压，并且当电压变化率为负并且低于第一预定阈值时，保持在解除待命模式。
尽管图2中未具体示出，但每次从充电模式转变为放电模式，以及每次从放电模式(或死区)转变为充电模式，都会产生如电抗部件所引起的瞬态电压。尽管示例性图2示出SRFET 126的漏极处的电压在放电模式期间下降到接近零的稳定值，但电抗部件(特别是初级侧102上的那些电抗部件)在放电模式期间在SR FET 126的漏极处引起瞬态电压。为了避免在放电模式期间过早地使SR FET 126不导通，SR驱动器134的示例性实施方案在每个放电模式中实现SR FET 126的最小接通时间或最小导通时间。在这些示例性实施方案中，然后，一旦使SR FET 126导通，该SR FET 126就保持导通至少预定的接通时间，然后当SR FET126的漏极处的电压变化率为正时并且漏极上的电压上升到高于第二预定值时，使SR FET126不导通(并且SR驱动器134解除待命)。
另选地或可选地，基于SR FET 126的漏极上的电压变化率来使SR驱动器134待命，当电压变化率指示电源转换器100已进入充电模式时，SR驱动器134还可以改变SR FET 126的最小接通时间或最小导通时间的形式来改变参数。在感测到放电模式已结束之后使参数返回到初始状态可包括减小SR FET 126的最小导通时间。
再次参见图2。例如，再次考虑时间t1和t2之间的时间范围，表示图2的时序图中所示的第二充电模式。根据示例性实施方案，基于电源转换器100进入充电模式来使SR驱动器134待命。除了在时间t1处待命之外，示例性SR驱动器134还可增加SR FET 126的最小导通时间。应当理解，SR FET 126在时间t1不导通；相反，在时间t1处，在示例中，改变SR驱动器134内控制或设置最小导通时间的参数。现在参见时间t1至t3。在时间t1至t3期间，SR驱动器134在变压器的放电模式期间使SR FET 126导通。具体地，在示例性实施方案中，SR驱动器134再次监测SR FET 126的漏极上的电压。当SR FET 126的漏极上的电压降到零或接近零(例如，下降到体二极管136的正向电压降)时，如时间t2处所示，SR驱动器134使SR FET126的栅极生效。示例性SR驱动器134使SR FET 126保持导通至少最小导通时间，而不管在SR FET 126的漏极处感测到的电压如何。在最小导通时间终止之后，SR驱动器134然后监测SR FET 126的漏极处的电压，直到电压在时间t3上升，指示放电模式结束，使SR FET 126的栅极失效。此后，示例性SR驱动器134减小SR FET的最小导通时间。在时间t3和t4之间的示例性死区中，钳位FET 118不导通，因此不存在显著的电压降。
现在考虑在放电模式结束和充电模式开始之间的死区中使钳位FET 118导通的时间范围，诸如时间t7和t9之间的时间范围。如前所述，在时间t5处，可基于电压变化率为正并且高于预定阈值(例如，在时间t5处的电压尖峰214)来使SR驱动器134待命，并且SR驱动器134增加最小导通时间。SR驱动器134再次监测SR FET 126的漏极上的电压。当SR FET126的漏极上的电压在时间t6处下降到零或接近零时，SR驱动器134使SR FET 126的栅极生效，并且SR FET 126变为导通。示例性SR驱动器134使SR FET126保持导通至少最小导通时间，而不管在SR FET 126的漏极处感测到的电压如何。在最小导通时间终止之后，示例性SR驱动器134继续监测SR FET 126的漏极上的电压，并且当电压在时间t7上升，指示放电模式结束时，使SR FET 126的栅极失效，并且示例性SR驱动器134减小最小导通时间参数。
然而，时间t7和时间t9之间的死区具有因初级侧驱动器130而导致的电压降212，使钳位FET 118导通。然而，在一些示例性情况下，SR驱动器134失效，并因此抑制SR FET126导通。在SR驱动器134不实施待命和解除待命策略的其他示例性情况下，缩短的最小导通确保即基于次级侧中基于钳位FET 118变为导通而感生的电压使SR FET 126导通，较短的最小导通时间也不会迫使SR FET 126在放电模式期间导通。
在一些示例性实施方案中，增加最小导通时间参数可包括读取或感测SR驱动器134外部并且耦接到该SR驱动器的电阻器140(图1)的电阻。在其他情况下，增加最小导通时间参数可包括读取或感测具有能够由SR驱动器134感测的参数的任何外部部件(例如，外部电容)。在其他情况下，增加的最小导通时间参数可作为设置操作的一部分传送到SR驱动器134内的控制器(例如，在设置期间串行地传输到控制器中)。类似地，减小最小导通时间参数可包括读取或感测具有能够由SR驱动器134感测的参数的外部部件(例如，电阻器、电容器)。在其他情况下，减小的最小导通时间参数可在SR驱动器134内进行预设或硬编码，或者可作为设置操作的一部分被传送到SR驱动器134内的控制器(例如，在设置期间串行地传输到控制器中)。
图3示出根据至少一些实施方案的SR驱动器的框图。特别地，SR驱动器134可包括单片地形成在基板302上并包封在封装中的一个或多个电气设备；然而，控制器190的功能可体现在共同封装并彼此电耦接并与各个端子电耦接的多个基板上。封装可采用任何合适的形式，诸如小轮廓集成电路(SOIC)八引脚封装，或薄型小轮廓封装(TSOP)六引脚封装。示例性SR驱动器134限定漏极感测端子304、栅极端子306、参考端子308和接通时间端子324。示例性端子为暴露的并且可通过封装件触及的电连接。将存在附加的端子(例如，电源端子)，但是没有示出这些附加的端子，以免附图过度复杂。
示例性SR驱动器134包括控制器310，该控制器耦接到漏极感测端子304、栅极端子306、参考端子308和存在的各种其他端子。示例性控制器310被配置为基于在漏极感测端子304上感测到的电压变化率来改变SR驱动器134内的参数，其中电压变化率指示电源转换器已进入被布置用于反激操作的变压器的充电模式。被改变的参数可将驱动器置于待命模式、可改变最小导通时间或两者。控制器310还被配置为在变压器的放电模式期间使栅极端子306生效，并且在放电模式结束时使参数返回到初始状态(例如，使驱动器解除待命、减小最小导通时间或两者)。
更具体地，示例性控制器310在概念上可被划分成控制逻辑部件312、斜率检测器314(在图中示为“dV/dt检测器”)、最小接通时间逻辑部件316和驱动电路318，但这在物理上不是必需的。示例性控制逻辑部件312接收各种信号，并且控制SR驱动器134的各种参数。控制逻辑部件312还通过驱动电路318将栅极信号驱动到栅极端子306。具体地，示例性斜率检测器314监测漏极感测端子304上的电压，并且将关于电压变化率的信息以及可能的其他信息(例如，量值)提供给控制逻辑部件312。控制逻辑部件312继而改变参数(例如，参数332)。在一些情况下，参数332基于由斜率检测器314感测到的电压变化率来使SR驱动器134待命。即，当电压变化率指示电源转换器已进入被布置用于反激操作的变压器的充电模式时，发生待命。更具体地，当在漏极感测端子304上感测到的电压变化率为正并且高于第一预定值时，发生待命。
在其他情况下，参数332可以是最小导通时间参数。控制逻辑部件312可响应于感测到电源转换器已进入充电模式而增加最小导通时间。在一个示例性实施方案中，控制器310基于通过接通时间端子324感测的电阻器140的电阻来增加最小导通时间。在其他情况下，控制器310可既使驱动器待命，而且也增加最小导通时间参数。
在待命模式期间，斜率检测器314继续监测漏极感测端子304，并且将相关信息提供给控制逻辑部件312。当漏极感测端子304上的电压指示放电模式即将开始或已经开始时，控制逻辑部件312使栅极端子306生效。示例性控制器310使栅极端子306至少在(增加的)最小导通时间保持生效，而不管在漏极感测端子304处感测到的电压如何。在放电模式结束时，示例性控制逻辑部件312使栅极端子306失效，并且使SR驱动器134解除待命。具体地，当在漏极感测端子304处感测到的(如由示例性斜率检测器314感测到的)电压变化率为正并且漏极感测端子上的电压上升到高于第二预定值时，示例性控制逻辑部件312使栅极端子306失效，并且使SR驱动器134解除待命。此外，在放电模式结束时，示例性控制器310减小最小导通时间参数。
在解除待命模式期间，当漏极感测端子304上的电压变化率(如斜率检测器314所感测的)指示初级侧上的钳位FET导通时，示例性控制逻辑部件312抑制待命。也就是说，示例性控制逻辑部件312监测漏极感测端子304上的电压(通过斜率检测器314监测)，并且当电压变化率为负并且低于第一预定阈值时，示例性控制逻辑部件312保持在解除待命模式。
在一些示例性实施方案中，控制逻辑部件312与最小接通时间逻辑部件316一起工作。具体地，在一些示例性实施方案中，控制逻辑部件312使栅极端子306生效，并且同时传送该生效(例如，如箭头320所示)。示例性控制逻辑部件312使栅极端子保持生效，直到由最小接通时间逻辑部件316确定的最小导通时间终止。当已达到最小接通时间时，如箭头322所示，可将该达到从最小接通时间逻辑部件316传送至控制逻辑部件312。在达到最小接通时间之后，控制逻辑部件312可恢复监测漏极感测端子304上的电压，然后当在漏极感测端子304处感测到的(如由示例性斜率检测器314感测到的)电压变化率为正并且漏极感测端子上的电压上升到高于第二预定值时，使栅极端子306失效，并且使SR驱动器134解除待命。控制逻辑部件312还可与最小断开时间逻辑部件326一起工作。具体地，在一些示例性实施方案中，控制逻辑部件312使栅极端子306失效，并且同时传送该失效(例如，如箭头328所示)。示例性控制逻辑部件312使栅极端子保持失效，而不管漏极感测端子304上的电压如何，直到由最小断开时间逻辑部件326确定的最小断开时间终止。当已达到最小断开时间时，如箭头330所示，可将该达到从最小断开时间逻辑部件326传送至控制逻辑部件312。在达到最小断开时间之后，如上所述，控制逻辑部件312可恢复监测漏极感测端子304上的电压，并且使控制逻辑部件312待命和/或增加最小导通时间。
图4示出根据至少一些实施方案的方法。具体地，该方法开始(框400)并且包括：基于同步整流器场效应晶体管(SR FET)的漏极上的电压变化率，感测到电源转换器已进入被布置用于反激操作的变压器的充电模式(框402)；并且然后响应于该感测，将SR驱动器内的参数从初始状态改变为修改状态，该SR驱动器耦接到该SR FET(框404)；在变压器的放电模式期间，使该SR FET导通(框406)；基于该SR FET的漏极处的电压来感测转换器的放电模式已结束(框408)；然后响应于感测到放电模式已经结束，使参数返回到初始状态(框410)。此后，该方法结束(框412)，以在下一充电模式中重新开始。
附图中的许多电连接被示为没有中间器件的直接耦合，但在上面的描述中并未如此明确说明。然而，对于在附图中示出的没有中间设备的电连接，该段落应充当权利要求的先行基础，以用于引用任何电连接作为“直接耦接”。
上述讨论意在说明本发明的原理和各种实施方案。一旦完全理解了上述公开的内容，对于本领域技术人员来说许多变型形式和修改形式就将变得显而易见。以下权利要求书被解释为旨在包含所有此类变型形式和修改形式。

Claims (13)

1.一种操作电源转换器的方法，所述方法包括：
基于同步整流器场效应晶体管SR FET的漏极上的电压变化率，感测所述电源转换器已进入被布置用于反激操作的变压器的充电模式；以及然后
响应于所述感测，将SR驱动器内的参数从初始状态改变为修改状态，所述SR驱动器耦接到所述SR FET；
在所述变压器的放电模式期间，使所述SR FET导通；
基于所述SR FET的所述漏极处的电压而感测所述电源转换器的所述放电模式已结束；以及然后
响应于感测到所述放电模式已结束，使所述参数返回到所述初始状态。
2.根据权利要求1所述的方法：
其中改变所述参数还包括在放电模式期间增加所述SR FET的最小导通时间；
其中使所述参数返回到所述初始状态还包括减小所述SR FET的所述最小导通时间。
3.根据权利要求1所述的方法：
其中改变所述参数还包括使待命信号生效；
其中在所述变压器的所述放电模式期间使所述SR FET导通还包括仅在所述待命信号生效时使所述SR FET导通；并且
其中使所述参数返回到所述初始状态还包括使所述待命信号失效。
4.根据权利要求3所述的方法，其中使所述待命信号生效还包括：当所述电压变化率为正并且所述电压变化率高于第一预定值时，使所述待命信号生效。
5.根据权利要求3所述的方法，其中在所述放电模式期间使所述SR FET导通还包括：在所述待命信号生效的时间段期间，监测所述SR FET的所述漏极上的电压；以及
当所述漏极上的电压指示所述SR FET的体二极管导通时，使所述SR FET导通。
6.一种用于次级侧同步整流器的驱动器，所述驱动器包括：
漏极感测端子和栅极端子；
控制器，所述控制器被配置为：
基于所述漏极感测端子上的电压变化率来感测指示电源转换器已进入被布置用于反激操作的变压器的充电模式的所述电压变化率；以及然后
响应于进入所述充电模式，将所述驱动器内的参数从初始状态改变为修改状态；
在所述变压器的放电模式期间，使所述栅极端子生效；
基于所述漏极感测端子处的电压，感测所述放电模式已结束；以及然后
响应于感测到所述放电模式已结束，使所述参数返回到所述初始状态。
7.根据权利要求6所述的驱动器：
其中所述控制器被配置为当所述控制器改变所述参数时，在所述放电模式期间，增加最小导通时间；
其中所述控制器被配置为当所述控制器使所述参数返回到所述初始状态时，减小所述最小导通时间。
8.根据权利要求6所述的驱动器：
其中所述控制器还被配置为当所述控制器改变所述参数时，使待命信号生效；
其中所述控制器还被配置为当所述控制器在所述变压器的所述放电模式期间使所述栅极端子生效时，仅在所述待命信号生效的情况下使所述栅极端子生效；以及
其中所述控制器还被配置为当所述控制器使所述参数返回到所述初始状态时，使所述待命信号失效。
9.根据权利要求8所述的驱动器，其中所述控制器还被配置为当所述控制器使所述待命信号生效时，当所述电压变化率为正并且所述电压变化率高于第一预定值时，使所述待命信号生效。
10.根据权利要求8所述的驱动器，其中所述控制器还被配置为当所述控制器使所述待命信号失效时，当所述电压变化率为正并且所述漏极感测端子上的电压上升到高于第二预定值时，使所述待命信号失效。
11.根据权利要求8所述的驱动器，其中所述控制器还被配置为：在所述待命信号失效的时间段期间，当所述漏极感测端子上的电压变化率指示初级侧上的钳位FET导通时，抑制所述待命信号生效。
12.根据权利要求8所述的驱动器，其中所述控制器还被配置为当所述控制器使所述栅极端子生效时：
在所述待命信号生效的时间段期间，监测所述漏极感测端子上的电压；以及
当所述漏极感测端子上的所述电压指示同步整流器场效应晶体管的体二极管导通时，使所述栅极端子生效。
13.一种电源转换器，包括：
初级侧，所述初级侧包括：
变压器的初级绕组，所述初级绕组具有耦接到输入电压的第一引线和限定开关节点的第二引线；
初级场效应晶体管FET，所述初级场效应晶体管耦接在所述开关节点与所述初级侧上的接地端之间；
钳位FET，所述钳位FET耦接在所述开关节点与钳位电容器之间；
次级侧，所述次级侧包括：
所述变压器的次级绕组，所述变压器的所述次级绕组被布置用于反激操作；
次级整流器FET SR FET，所述次级整流器FET限定漏极、源极和栅极，所述漏极耦接到所述次级绕组；
驱动器，所述驱动器用于所述SR FET，所述驱动器限定耦接到所述栅极的栅极端子和耦接到所述漏极的漏极感测端子；
其中所述驱动器被配置为：
基于所述SR FET的所述漏极上的电压变化率来感测指示所述电源转换器已进入所述变压器的充电模式的电压变化率；以及然后
响应于进入所述充电模式，将所述驱动器内的参数从初始状态改变为修改状态；
在所述变压器的放电模式期间，使所述SR FET导通；
基于所述SR FET的所述漏极处的电压来感测所述放电模式已结束；以及然后响应于感测到所述放电模式已结束，使所述参数返回到所述初始状态。
CN202011089919.4A 2019-10-16 2020-10-13 反激电源转换器以及操作反激电源转换器的方法和驱动器 Pending CN112671242A (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201962915734P 2019-10-16 2019-10-16
US62/915,734 2019-10-16
US16/674,272 US10840817B1 (en) 2019-10-16 2019-11-05 Systems and methods of synchronous rectification in active clamp flyback power converters
US16/674,272 2019-11-05

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN112671242A true CN112671242A (zh) 2021-04-16

Family

ID=73264004

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202011089919.4A Pending CN112671242A (zh) 2019-10-16 2020-10-13 反激电源转换器以及操作反激电源转换器的方法和驱动器

Country Status (3)

Country Link
US (2) US10840817B1 (zh)
CN (1) CN112671242A (zh)
TW (1) TWI826732B (zh)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7378495B2 (ja) * 2019-04-24 2023-11-13 パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド 能動非放散クランプ回路を備える電力コンバーターおよびそれぞれの制御装置
US11632054B2 (en) 2019-04-24 2023-04-18 Power Integrations, Inc. Mode operation detection for control of a power converter with an active clamp switch
US10840817B1 (en) * 2019-10-16 2020-11-17 Semiconductor Components Industries, Llc Systems and methods of synchronous rectification in active clamp flyback power converters
US11736022B2 (en) * 2020-07-29 2023-08-22 Infineon Technologies Austria Ag Power supply and winding switch control via an integrator voltage
US20220190735A1 (en) * 2020-08-28 2022-06-16 Sync Power Corp. Converter including active clamp switch and secondary side rectifier and controlling method of converter
TWI787914B (zh) * 2021-07-19 2022-12-21 通嘉科技股份有限公司 同步整流控制器與相關之充電方法

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2365622B1 (en) * 2010-03-08 2017-05-10 Nxp B.V. Method and circuit for controlling a switched-mode power converter with fast transient response
US9602006B2 (en) * 2012-10-24 2017-03-21 Infineon Technologies Ag Method and a controller for determining a demagnetization zero current time for a switched mode power supply
US20140268914A1 (en) * 2013-03-18 2014-09-18 System General Corp. Method of controlling synchronous rectifier for power converter, control circuit, and power converter thereof
US9742288B2 (en) * 2014-10-21 2017-08-22 Power Integrations, Inc. Output-side controller with switching request at relaxation ring extremum
TWI558077B (zh) * 2015-08-10 2016-11-11 杰力科技股份有限公司 電源轉換裝置
US10658934B2 (en) * 2017-06-06 2020-05-19 Semiconductor Components Industries, Llc Quasi-resonant converter with efficient light-load operation and method therefor
US10158297B1 (en) * 2017-06-20 2018-12-18 Infineon Technologies Austria Ag Synchronous rectification control for flyback converter
TWI653813B (zh) * 2017-10-23 2019-03-11 英屬開曼群島商萬國半導體（開曼）股份有限公司 強迫式零電壓開關返馳變換器及其運行方法
US10574147B2 (en) * 2018-01-16 2020-02-25 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus for zero voltage switching using flyback converters
US10560012B1 (en) * 2018-07-27 2020-02-11 Richtek Technology Corporation ZVS control circuit for use in a flyback power converter
CN113489328B (zh) * 2018-11-08 2024-02-27 立锜科技股份有限公司 零电压切换控制电路与返驰式电源供应电路及其控制方法
US11632054B2 (en) * 2019-04-24 2023-04-18 Power Integrations, Inc. Mode operation detection for control of a power converter with an active clamp switch
US10840817B1 (en) * 2019-10-16 2020-11-17 Semiconductor Components Industries, Llc Systems and methods of synchronous rectification in active clamp flyback power converters

Also Published As

Publication number Publication date
US10840817B1 (en) 2020-11-17
TW202121808A (zh) 2021-06-01
US20210119548A1 (en) 2021-04-22
TWI826732B (zh) 2023-12-21
US11152867B2 (en) 2021-10-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN112671242A (zh) 反激电源转换器以及操作反激电源转换器的方法和驱动器
US7492615B2 (en) Switching power supply
US7710095B2 (en) Power converter having PWM controller for maximum output power compensation
US20090201705A1 (en) Energy converting apparatus, and semiconductor device and switching control method used therein
US10250145B2 (en) Device for avoiding hard switching in resonant converter and related method
US9369054B2 (en) Reducing power consumption of a synchronous rectifier controller
KR20180020919A (ko) 공진형 변환기들을 위해 펄스 폭 변조（ｐｗｍ）를 이용한 단락 보호
US7796404B2 (en) LLC converter synchronous FET controller and method of operation thereof
US6483722B2 (en) DC/DC converter and control method thereof
US5631810A (en) Control of switching devices in synchronized-rectification system
US6343025B1 (en) Switching converter for generating a driving signal
US9985536B2 (en) Current resonant power supply device
US6580626B2 (en) Switching power supply
US7202609B2 (en) Noise reduction in a power converter
JP2014064359A (ja) スイッチング電源装置
US20230009994A1 (en) Integrated circuit and power supply circuit
JP2004015993A (ja) 無負荷時省電力電源装置
JP2563385B2 (ja) スイッチングレギュレータ装置
US20240162825A1 (en) Flyback power converter and control method thereof
JPH06303769A (ja) 降圧チョッパ型スイッチング電源
JP6566565B2 (ja) 同期整流ｆｅｔ駆動回路
JP2017070060A (ja) 同期整流ｆｅｔ駆動回路
JPH11220880A (ja) 電源装置
CN114762235A (zh) 功率转换器中的功率开关的防止放电
JP2003209971A (ja) フライバック形コンバータ

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination