TW202031098A - 脈衝變頻射頻產生器的驅動頻率的控制方法 - Google Patents

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Abstract

一種頻率調諧阻抗匹配方法包含分析由使用者設定的起始驅動頻率及射頻輸出訊號以改變驅動頻率。更具體而言，可以使用電納來預測下個頻率，其中電納是第n個脈衝中的量測到的導納的虛部，因此可以在高速下完成阻抗匹配，或是在高速下達到最佳頻率。

Description

脈衝變頻射頻產生器的驅動頻率的控制方法
本發明係關於一種脈衝變頻射頻產生器，特別係關於一種用於頻率調諧阻抗匹配的脈衝變頻射頻產生器的頻率的控制方法。
電漿用於半導體製造製程，例如蝕刻製程及沉積製程。射頻(Radio-Frequency, RF)產生器經由提供一高能射頻訊號到腔室的負載以產生電漿。產生的電漿處理基板的表面以得到期望的形狀或在基板上沉積薄膜。
在這種情況下，高能射頻訊號被傳輸到腔室的負載，以產生電漿。為此，射頻產生器及腔室的負載之間的阻抗應被匹配以在沒有反射的情況下傳輸訊號的功率。作為快速阻抗匹配技術，射頻產生器調整射頻訊號的驅動頻率以執行阻抗匹配。在一個變頻阻抗匹配方法中，阻抗匹配通常是在幾毫秒(msec)的程度上執行。
隨著製造半導體的製程的進步，提供給腔室的負載的射頻訊號可以是具有在固定週期調變的強度的脈衝射頻訊號。傳統上，脈衝射頻訊號在比幾MHz到幾十MHz的驅動頻率低幾百Hz到幾kHz的脈衝頻率導通/斷開。隨著脈衝頻率增加以減少幾毫秒或更短的導通時間段，脈衝阻抗匹配需要射頻訊號的驅動頻率的快速控制。當脈衝頻率增加到幾kHz或更多時，導通時間段降低到1毫秒或更短。因此，由於時間不足以調整射頻訊號的驅動頻率，故難以完成阻抗匹配，導致電漿不穩定。
[技術問題]
本公開的一個方面是提供一種脈衝射頻產生器的驅動頻率的控制方法及阻抗匹配方法。
[技術方案]
依據本公開的一方面，依據一示例實施例的脈衝變頻射頻產生器提供射頻訊號予一負載作為交替的導通時間段T_ON及關閉時間段T_OFF的脈衝，且包含在該導通時間段T_ON改變一驅動頻率的一控制迴路。該脈衝變頻產生器的驅動頻率的控制方法包含：於一第n個脈衝的一導通時間段T_ON(n) 中改變一驅動頻率f(n,m)；以該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)的導納預測一第(n+1)個脈衝的一導通時間段T_ON(n+1)的一驅動頻率f(n+1,1)；以及提供該脈衝變頻射頻產生器的一射頻輸出作為在該第(n+1)個脈衝的該導通時間段T_ON(n+1)的預測的該驅動頻率f(n+1,1)。f(n,m)係在該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中的一第m個處理編號中的一驅動頻率，n表示該脈衝的一序號，m係1到q的一正整數，以及m表示一索引號，代表在該導通時間段T_ON 中改變該驅動頻率的該控制迴路的該處理編號。
在一示例實施例中，於該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n) 中改變該驅動頻率f(n,m)包含：一第一步驟，於該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中量測該脈衝變頻射頻產生器的一輸出端的一射頻電流訊號I及一射頻電壓訊號V；一第二步驟，通過於該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中使用該射頻電流訊號I及該射頻電壓訊號V，計算該脈衝變頻射頻產生器的該輸出端的一阻抗Zi及一反射係數Γi、反射由一傳輸線造成的一相位的一相移反射係數Γ'，及一相移導納y'；以及一第三步驟，根據該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中該相移反射係數Γ'的一虛部Im(Γ')的一符號，選擇該脈衝變頻射頻產生器的該驅動頻率的一增加或減少方向，並改變該驅動頻率，並且重複該第一步驟、該第二步驟及該第三步驟直到該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)結束。
在一示例實施例中，以該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)的導納預測該第(n+1)個脈衝的該導通時間段T_ON(n+1)的該驅動頻率f(n+1,1)包含：在該導通時間段T_ON(n)中相對於該驅動頻率f(n,m)線性地擬合該相移導納y'的一虛部；以及設定對應於該相移導納y'的該虛部為零(0)的一點的一頻率為該第(n+1)個脈衝的該導通時段T_ON(n+1)的預測的該驅動頻率f(n+1,1)。
在一示例實施例中，第(n+1)個脈衝的該導通時間段T_ON(n+1)的預測的該驅動頻率f(n+1,1)如下： f(n+1,m=1) = f(n,m=q) - b'(n,m=q) [df/db'] df/db'= [f(n,m=q)-f(n,m=r)]/[b'(n,m=q)-b'(n,m=r)]， 其中f(n,m=r)表示在該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中的一預設第r個處理編號的一驅動頻率，b'(n,m=r)表示一電納，其為在該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中在該預設第r個處理編號的該相移導納y'的該虛部，f(n,m=q)表示在該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中的最後的該處理編號q的一驅動頻率，以及b'(n,m=q) 表示一電納，其為在該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中最後的該處理編號q的該相移導納y'的該虛部。
在一示例實施例中，r是3到(q-1)的一正整數。
在一示例實施例中，該控制方法更包含：使用該相移反射係數Γ'判斷用於阻抗匹配的一最佳條件，其中該最佳條件是以該相移反射係數Γ'的一絕對值|Γ'|或該相移反射係數Γ'的該虛部Im(Γ')的一大小判斷；當判斷的條件是該最佳條件時，在增加指示用於改變該驅動頻率的該處理編號的該索引號m後，執行該第一步驟的量測該脈衝變頻射頻產生器的該輸出端的該射頻電流訊號I及該射頻電壓訊號V；以及當判斷該條件不是該最佳條件時，執行該第三步驟的改變該驅動頻率。
在一示例實施例中，該第三步驟的根據該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中該相移反射係數Γ'的該虛部Im(Γ')的該符號，選擇該脈衝變頻射頻產生器的該驅動頻率的該增加或減少方向，並改變該驅動頻率包含：當該相移反射係數Γ'的該虛部Im(Γ')具有一正值時，該驅動頻率增加；以及當該相移反射係數Γ'的該虛部Im(Γ')具有一負值時，該驅動頻率減少。
在一示例實施例中，在該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中該驅動頻率的一變化量取決於該相移反射係數Γ'的一絕對值|Γ'|或該相移反射係數Γ'的該虛部Im(Γ')的一絕對值。
在一示例實施例中，控制方法更包含：改變一阻抗匹配網路的一可變電抗元件的一電抗值，該阻抗匹配網路設置於該脈衝變頻射頻產生器及該負載之間且包含至少二可變電抗元件，以設定該脈衝變頻射頻產生器的一輸出端的一阻抗Zi的一實部Re(Zi)朝向該負載方向作為一傳輸線的特徵阻抗。
在一示例實施例中，控制方法更包含：一電漿穩定步驟，包含交替的該導通時間段T_ON(n)及該關閉時間段T_OFF，而不改變該脈衝變頻射頻產生器的該驅動頻率。
依據本公開的另一方面，依據一示例實施例的脈衝變頻射頻功率系統包含一脈衝變頻射頻產生器用以提供射頻功率予一負載作為交替的一導通時間段T_ON及一關閉時間段T_OFF的一脈衝，其中該脈衝變頻射頻產生器包含：一阻抗感測單元，設置於該脈衝變頻射頻產生器的一輸出端，以於一第n個脈衝的一導通時間段T_ON(n)感測一射頻電流訊號I及一射頻電壓訊號V；一阻抗處理單元，藉由使用該脈衝變頻射頻產生器的該輸出端的該射頻電流訊號I及該射頻電壓訊號V，以計算一阻抗Zi及一反射係數Γi、由該負載及該脈衝變頻射頻產生器之間的一傳輸線造成的一相移反射係數Γ'，及在該導通時間段T_ON(n)中由該相移反射係數Γ'轉換來的一相移導納y'；一驅動頻率預測單元，用以使用該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中相對於一驅動頻率f(n,m)的該相移導納y'預測一下個導通時間段T_ON(n+1) 的一驅動頻率f(n+1, m=1)；一驅動頻率控制單元，用以接收預測的該驅動頻率f(n+1, m=1)並設定預測的該驅動頻率f(n+1, m=1)為該下個導通時間段T_ON(n+1) 的一起始驅動頻率，並使用該相移反射係數Γ'控制一驅動頻率；一脈衝產生器，用以產生一脈衝訊號，並分隔該導通時間段T_ON及該關閉時間段T_OFF以提供該脈衝訊號予該驅動頻率預測單元及該驅動頻率控制單元；以及一射頻放大器，用以放大該驅動頻率控制單元的一驅動頻率的一正弦波。
在一示例實施例中，該驅動頻率預測單元在該導通時間段T_ON(n)中，相對於該驅動頻率f(n,m)線性擬合該相移導納y'的一虛部，以設定對應於該相移導納y'的該虛部為零的一點的一頻率為預測的該驅動頻率f(n+1,m=1)。
[有益功效]
如上所述，依據一示例實施例的一脈衝變頻射頻產生器的驅動頻率的控制方法，可以在較傳統頻率控制方法更高的速度完成阻抗匹配，並且可以在反射波顯著下降的最佳頻率下操作，即使阻抗匹配沒有完成。
以上之關於本揭露內容之說明及以下之實施方式之說明係用以示範與解釋本發明之精神與原理，並且提供本發明之專利申請範圍更進一步之解釋。
[發明最佳模式]
圖1繪示藉由傳統的頻率調諧或頻率變化執行阻抗匹配的一示例。
請參考圖1，變頻射頻功率供應器通過交替的導通時間段T_ON及關閉時間段T_OFF將射頻功率傳送到負載。當導通時間段T_ON足夠長於幾毫秒時，變頻射頻功率供應器的驅動頻率在每一個導通時間段T_ON中以起始驅動頻率f_start開始，以在預定時間內在匹配頻率f_match完成阻抗匹配。頻率調諧通常是在單一個脈衝的導通時間段內執行。
圖2繪示藉由傳統的頻率調諧或頻率變化執行阻抗匹配的一示例。
請參考圖2，變頻射頻功率供應器通過交替的導通時間段T_ON及關閉時間段T_OFF將射頻功率傳送到負載。當導通時間段T_ON不足以短於50 微秒(μsec)時，變頻射頻功率供應器的驅動頻率在每一個導通時間段T_ON中以起始驅動頻率f_start開始並不達匹配頻率f_match，因此，阻抗匹配可能無法完成。
圖3繪示藉由傳統的頻率調諧或頻率變化執行阻抗匹配的一示例。
請參考圖3，變頻射頻功率供應器通過交替的導通時間段T_ON及關閉時間段T_OFF將射頻功率傳送到負載。當導通時間段T_ON不足以短於50 微秒(μsec)時，變頻射頻功率供應器的驅動頻率在每一個第一導通時間段T_ON中以第一起始驅動頻率f1_start開始，並在第一導通時間段T_ON中不達到匹配頻率f_match，因此，阻抗匹配可能無法完成。然而，在第二導通時間段T_ON中，第一導通時間段T_ON的最終頻率可以被設定為第二起始驅動頻率f2_start，以在第二導通時間段T_ON中連續改變驅動頻率的同時執行阻抗匹配。因此頻率在第i個導通時間段中變化並達到匹配頻率f_match以完成阻抗匹配。
然而，這種阻抗匹配方法需要複數的脈衝才能完成變頻阻抗匹配。因此，需要一個脈衝變頻射頻產生器的高速且有效的阻抗匹配方法。
在依據一示例實施例的頻率調諧阻抗匹配方法中，分析由用戶設定的起始驅動頻率及射頻輸出訊號以改變驅動頻率。具體而言，可以使用電納，其為第n個脈衝中測得的導納的虛部，來預測下一個頻率，以迅速完成阻抗匹配或迅速達到最佳頻率。
以下在實施方式中詳細敘述本發明之詳細特徵以及優點，其內容足以使任何熟習相關技藝者了解本發明之技術內容並據以實施，且根據本說明書所揭露之內容、申請專利範圍及圖式，任何熟習相關技藝者可輕易地理解本發明相關之目的及優點。以下之實施例係進一步詳細說明本發明之觀點，但非以任何觀點限制本發明之範疇。
圖4係依據本公開的一示例實施例的脈衝變頻射頻產生器及負載的電路圖。
圖5係當觀察圖4的脈衝變頻射頻產生器的輸出端處的負載時的史密斯圖(Smith Chart)。
請參考圖4及5，脈衝變頻射頻產生器110經由阻抗匹配網路130和傳輸線120將射頻功率傳輸到負載140。當觀察阻抗匹配網路130及負載140時阻抗為Z'。當在脈衝變頻射頻產生器110的輸出端N1觀察傳輸線120、阻抗匹配網路130及負載140時，阻抗為Zi。第一阻抗Zi可以被轉換為第一導納(Yi=1/Zi)，第二阻抗Z'可以被轉換為第二導納Y'。 第二導納Y’可以由正規化導納(y'=ZO Y'= g'+ib')表示，其中ZO表示傳輸線120的特徵阻抗，g'表示電導，b’為電納。
阻抗匹配點是反射係數Γ為零的點，作為史密斯圖的原點。當從阻抗匹配網路130的輸入端N2觀察的第二阻抗Z'的實部固定為50歐姆(ohms)時，g'=1的電導圓是具有以原點及Psc作為直徑的圓。當脈衝變頻射頻產生器110的驅動頻率增加時，史密斯圖的點P3沿著g'=1的電導圓順時針旋轉。當脈衝變頻射頻產生器110的驅動頻率降低時，史密斯圖的點P2沿著g'=1的電導圓逆時針旋轉。
相較於第二阻抗Z'，第一阻抗Zi更具有由傳輸線120引起的相位差φ。g'=1的電導圓順時針旋轉以得到史密斯圖上的第二阻抗Z'。相位差φ與傳輸線120的驅動角頻率ω及長度d成比例，且與電磁波的速度c成反比。傳輸線120的特徵阻抗為Z0。
當第二反射係數Γ'的虛部具有正值時，驅動頻率增加，使得虛部沿最小路徑移動到史密斯圖的原點以完成阻抗匹配。同時，當第二反射係數Γ'的虛部具有負值時，驅動頻率降低，使得虛部沿最小路徑移動到史密斯圖的原點以完成阻抗匹配。
呈現在g=1的電導圓上的點P1在驅動頻率增加時順時針旋轉以得第一阻抗Zi，在驅動頻率降低時逆時針旋轉以得第一阻抗Zi。
因此，反射係數Γ'可以以相位差φ旋轉，以容易地確定用於頻率調諧阻抗匹配的驅動頻率的增加或降低。具體而言，點A可以通過相移轉換為點B。因此，驅動頻率的增加或降低可以是依據反射係數Γ'的虛部的符號來判斷。
當驅動頻率在對應於第一阻抗Zi的位置P1處增加時，阻抗沿著圓順時針移動，並取決於阻抗的特性通過位置P1。當驅動頻率降低時，阻抗逆時針移動。當基於這樣的原理調諧驅動頻率並且阻抗移動到史密斯圖上的原點時，阻抗匹配完成。
為了在離位置P1最短的距離處完成阻抗匹配，當位置P1設置於線的上方並且經過史密斯圖的原點及位置
P1的特徵圓的中心時，降低頻率，以及當位置P1設置於線的下方時增加頻率是有利的。
為了容易找到最短軌跡，當相位差φ被提供給g=1的電導圓時，穿過圓的中心和史密斯圖的中心的線匹配X軸(反射係數Γ'的實部的軸)。因此，可以根據反射係數Γ'的虛部是正還是負來確定最佳軌跡方向。位置P1的反射係數乘以具有相位φ和大小為1的複數。因此，有利的是增加反射係數Γ'的虛部為正的位置P3的驅動頻率。此外，有利的是在反射係數Γ'的虛部為負的位置P2降低驅動頻率。
圖6係依據本公開的另一示例實施例的脈衝變頻射頻產生器及負載的電路圖。
圖7係操作圖6的脈衝可變頻射頻產生器的流程圖。
圖8繪示脈衝射頻訊號、脈衝產生器的脈衝狀態訊號及圖6中的脈衝變頻射頻產生器的驅動頻率。
圖9繪示史密斯圖上取決於驅動頻率的導納。
圖10係取決於驅動頻率的虛部。
圖11繪示取決於控制迴路的操作時間的驅動頻率的變化。
參考圖6到11，脈衝變頻射頻功率系統100包含脈衝變頻射頻產生器110和設置於脈衝變頻射頻產生器110及負載140之間的阻抗匹配網路130。脈衝變頻射頻產生器110在交替的導通時間段T_ON及關閉時間段T_OFF提供射頻功率予負載140。阻抗匹配網路130包含至少兩個可變電抗元件C1和C2。阻抗匹配網絡130的可變電抗元件的電抗值被改變以將阻抗調整為負載140的方向。
脈衝變頻射頻產生器110包含阻抗感測單元115、阻抗處理單元111、驅動頻率預測單元117、驅動頻率控制單元113、脈衝產生器116及射頻放大器114。脈衝變頻射頻產生器110改變驅動頻率以在阻抗匹配頻率或最佳頻率下高速操作。
阻抗感測單元115設置在脈衝變頻射頻產生器110的輸出端N1，以在第n個導通時間段T_ON(n) (n為脈衝的順序)感測射頻電流訊號I及射頻電壓訊號V。
阻抗處理單元111透過使用第n個導通時間段T_ON(n)中的射頻電流訊號I及射頻電壓訊號V計算脈衝變頻射頻產生器110的輸出端N1的第一阻抗Zi及反射係數Γi、由負載140和脈衝變頻射頻產生器110之間的傳輸線120產生的相移反射係數Γ'，及由相移反射係數Γ'轉換來的相移導納y'。
驅動頻率預測單元117使用根據相對於在第n個導通時間段T_ON中量測的驅動頻率的相移導納y'，預測下個導通時間段T_ON(n+1) 的驅動頻率。
驅動頻率控制單元113將預測的驅動頻率設置為下個導通時間段T_ON(n+1)的起始驅動頻率，並使用相移反射係數Γ'控制驅動頻率。
脈衝產生器116產生脈衝訊號以劃分導通時間段T_ON和關閉時間段T_OFF，並將脈衝訊號提供給驅動頻率預測單元117和驅動頻率控制單元113。
射頻放大器114在驅動頻率控制單元113的驅動頻率放大正弦波，以輸出射頻訊號。
負載140可以是產生電容耦合電漿的電極，或產生電感耦合電漿的天線。負載140可以安裝在進行半導體製程的腔室內部或外部。負載140可以與脈衝訊號同步產生脈衝電漿。驅動頻率可以是幾MHz到幾十MHz。 脈衝頻率可以從幾kHz到幾十kHz。射頻脈衝的導通占空比(ON-Duty Ratio) 可以在幾個百分比到幾十個百分比的範圍內。導通時間段T_ON可以小於50微秒(μsec)。詳細而言，導通時間段T_ON可以是100 usec或更小。
根據可變電抗元件的連接方法，阻抗匹配網路130可以分成各種類型。作為示例，阻抗匹配網路130包括與負載140串聯連接的第一可變電容器C1，以及與第一可變電容器C1串聯連接和與負載140並聯連接的第二可變電容器C2。阻抗匹配網路130可以是L型、倒L型、T型或π型的阻抗匹配網路。當通過調諧脈衝變頻射頻產生器110的驅動頻率而執行的阻抗匹配失敗時，可以操作阻抗匹配網路130以執行阻抗匹配。
阻抗感測單元115在負載140的方向上量測脈衝變頻射頻產生器110的輸出端N1的射頻電流訊號I和射頻電壓訊號V。射頻電流訊號I和射頻電壓訊號V可以以比驅動頻率更高的採樣率被採樣，採樣時間長於從驅動頻率轉換成數位訊號以提供給阻抗處理單元111的時間。
阻抗處理單元111可以使用射頻電流訊號I和射頻電壓訊號V來計算脈衝變頻射頻產生器110的輸出端N1的第一阻抗Zi和/或反射係數Γi。此外，阻抗處理單元 111可以補償由傳輸線120的長度d引起的相位差φ。具體而言，當在阻抗匹配網路130的輸入端N2觀察負載140時，反射係數Γi可以被轉換為相移反射係數Γ'，且轉換如下：方程式 1 Γ' = Γi ejφ φ= ωd/c 其中φ表示相位差，d表示傳輸線的長度，ω表示驅動角頻率，c表示傳輸線上的電磁波的速度。傳輸線120可以是同軸電纜線。相移反射係數Γ'是在阻抗匹配網路130的輸入端N2觀察負載140時的反射係數。
阻抗處理單元111可以將相移反射係數Γ'轉換為相移導納y'。 相移導納y'可以如下得到：方程式 2 y' = g' + jb' 其中g'表示電導，b'表示電納。
驅動頻率控制單元113可以接收相移反射係數Γ'。驅動頻率控制單元113可以將導通時間段T_ON劃分為多個單位時間Δt，以在每單位時間Δt改變驅動頻率。單位時間Δt可以是大約1 usec，作為控制迴路的操作時間。 因此，控制迴路的總數(q)是T_ON /Δt(q是大於或等於3的正整數)。
驅動頻率控制單元113可以根據相移反射係數Γ'的虛部Im(Γ')的符號來選擇驅動頻率的增加和減少方向。具體而言，當反射係數的虛部Im(Γ')具有正值時，驅動頻率可以增加頻率變化量df。同時，當反射係數的虛部Im(Γ')具有負值時，驅動頻率可以減少頻率變化量df。頻率變化量df可以取決於反射係數的絕對值|Γ'|的大小，或是反射係數的虛部Im(Γ')的大小。例如，頻率變化量df可以與反射係數的絕對值|Γ'|的大小或反射係數的虛部Im(Γ')成比例。例如，當以小於或等於閥值的反射係數的絕對值|Γ'|執行阻抗匹配時，驅動頻率控制單元113可以不改變驅動頻率。驅動頻率控制單元113可以根據阻抗匹配的程度來調整頻率變化量df。
驅動頻率控制單元113可以使用比例-積分-微分控制方案。驅動頻率控制單元113可以在導通時間段T_ON中輸出驅動頻率，並且可以不在關閉時間段T_OFF中輸出驅動頻率。
射頻放大器114可以在驅動頻率提供射頻輸出。射頻放大器114可以是射頻功率放大器。射頻放大器114的輸出可以是幾百瓦到幾十千瓦。
脈衝產生器116可以向驅動頻率控制單元113和驅動頻率預測單元117提供用於識別導通時間段T_ON和關閉時間段T_OFF的脈衝訊號。脈衝產生器116的頻率可以是從幾 kHz到幾十kHz。當驅動頻率在13.56MHz的範圍內時，導通時間段T_ON和關閉時間段T_OFF可以分別為約50μsec。控制迴路的操作時間或單位時間Δt可以是約1 usec。
驅動頻率預測單元117可以接收第一脈衝的起始頻率f_start。此外，驅動頻率預測單元117可以接收用於判斷最佳條件的閾值。此外，驅動頻率預測單元117可以接收控制迴路的特定數字(m=r)以執行頻率預測或延遲時間。驅動頻率預測單元117可以接收相移導納y'或電納b'及驅動頻率f。驅動頻率預測單元117可以接收要與閾值比較的相移反射係數Γ'，並且可以僅在阻抗匹配條件不被滿足時計算預測驅動頻率。
驅動頻率預測單元117可以根據第n個導通時間段T_ON(n)中的驅動頻率線性擬合相移導納y'的虛部b'，其中，相移導納y'的虛部b'為零(0)，以設定對應於一點的頻率為預測驅動頻率。
下個導通時間段T_ON(n+1)的預測驅動頻率f(n+1, m=1)可以如下取得：方程式 3 f(n+1,m=1) = f(n,m=q) - b'(n,m=q) [df/db'] df/db'= [f(n,m=q)-f(n,m=r)]/[b'(n,m=q)-b'(n,m=r)] 其中f(n,m=r)表示在第n個脈衝的導通時間段T_ON(n)中預設的第r個處理編號的驅動頻率，b'(n,m=r)表示在第n個脈衝的導通時間段T_ON(n)中預設的第r個處理編號的相移導納y'的電納，f(n,m=q)表示第n個脈衝的導通時間段T_ON(n)中的最後處理編號的驅動頻率，以及b'(n,m=q)表示電納，其是第n個脈衝的導通時間段T_ON(n)的最後處理編號q的導納y'的虛部。在方程式3中，r可以是從3到q-1範圍的正整數，控制迴路的總數q是T_ON /Δt，且q是大於或等於3的正整數。
或者，下個導通時間段T_ON(n+1)的預測的驅動頻率f(n+1,1)可以如下得到：方程式 4 f(n+1,m=1) = f(n,m=r) - b'(n,m=r) [df/db'] df/db'= [f(n,m=q)-f(n,m=r)]/[b'(n,m=q)-b'(n,m=r)]
驅動頻率預測單元117可以將預測的驅動頻率f(n+1,m=1)提供給驅動頻率控制單元113，以在第(N+1)個導通時間段T_ON(n+1)的開始驅動頻率下操作。因此，可以完成高速頻率調諧阻抗匹配。
在下文中，將描述脈衝變頻射頻產生的阻抗匹配方法。
回到圖7，依據示例實施例的脈衝變頻射頻產生器110可以向負載140提供射頻功率，作為交替的導通時間段T_ON和關閉時間段T_OFF的脈衝，並且包括控制迴路在導通時間段T_ON中改變驅動頻率。
脈衝變頻射頻產生器110的阻抗匹配方法包含在第n個脈衝的導通時間段T_ON(n)中改變驅動頻率f(n,m)(S101)，使用第n個脈衝的導通時間段T_ON(n)的導納預測第(n+1)個脈衝的導通時間段T_ON(n+1)的驅動頻率(S131)，以及提供脈衝變頻射頻產生器110的射頻輸出作為在第(n+1)個脈衝的導通時間段T_ON(n+1)的預測的驅動頻率f(n+1,1)(S141)。在這種情況下，f(n,m)是第n個脈衝的導通時間段T_ON(n)中的第m個處理編號(或控制迴路)中的驅動頻率。n表示脈衝的序號，m是1到q之間的正整數。控制迴路的總數q是T_ON /Δt。q大於或等於3。m表示指示用於在導通時間段T_ON中改變驅動頻率的控制迴路的處理編號的索引號。
首先，首先設定第一脈衝的起始驅動頻率f_start、脈衝的佔空比、脈衝的周期、一個脈衝中的控制迴路的總數q、控制迴路的操作時間Δt及指示控制迴路的處理編號的索引號m初始值。
在第n個脈衝的導通時間段T_ON(n)中改變驅動頻率f(n,m)的步驟S101包含第一步驟S121，第二步驟S122和S123，以及第三步驟S126。
在步驟S121中，在第n個脈衝的導通時間段T_ON(n)中，在脈衝變頻射頻產生器110的輸出端測量射頻電流訊號I和射頻電壓訊號V。射頻電流訊號I和射頻電壓訊號V可以由阻抗感測單元115感測。
在步驟S122和S123中，在導通時間段T_ON(n)中使用射頻電流訊號I和射頻電壓訊號V，以計算脈衝變頻射頻產生器110的輸出端的第一阻抗Zi和反射係數Γi、相移反射係數Γ'及相移導納y'。相移反射係數Γ'反應由傳輸線引起的相位。可以藉由方程式1計算相移反射係數Γ'。阻抗處理單元111可以計算第一阻抗Zi、反射係數Γi、反應由傳輸線引起的相位的相移反射係數Γ'及相位-相移導納y'。
在步驟S124中，可以使用相移反射係數Γ'來判斷用於阻抗匹配的最佳條件。驅動頻率控制單元113可以使用相移反射係數Γ'判斷用於阻抗匹配的最佳條件。最佳條件可以由相移反射係數Γ'的絕對值|Γ'|的大小或者相移反射係數Γ'的虛部Im(Γ')決定。當判斷的條件是最佳條件時，可以執行第一步驟S121，以在增加指示用於調諧驅動頻率的處理編號的索引號m後，量測脈衝變頻射頻產生器110的輸出端的射頻電流訊號I和射頻電壓訊號V。當判斷判斷的條件不是最佳條件時，可以執行第三步驟S126以改變驅動頻率。
具體而言，當相移反射係數的虛部Im(Γ')在閾值內(或阻抗匹配完成)時，可以執行第一步驟S121以在增加指示用於調諧驅動頻率的處理編號的索引號m後，量測脈衝變頻射頻產生器110的輸出端的射頻電流訊號I和射頻電壓訊號V(S124a)。當相移反射係數的虛部Im(Γ')超出閾值時，可以執行第三步驟S126以改變驅動頻率。
在第三步驟S126中，根據第n個導通時間段T_ON(n)的相移反射係數的虛部Im(Γ')的符號選擇脈衝變頻射頻產生器110的驅動頻率的增加或降低方向，接著頻率被改變。具體而言，當相移反射係數的虛部Im(Γ')具有正值時，驅動頻率增加。同時，當相移反射係數的虛部Im(Γ')具有負值時，驅動頻率降低。驅動頻率的變化量df可以取決於反射係數的絕對值|Γ'|的大小或者反射係數的虛部Im(Γ')的大小。
在步驟S125中，可以確定第n個脈衝的導通時間段T_ON(n)是否結束。也就是說，當m>q時，導通時間段T_ON(n)結束。當導通時間段T_ON(n)未結束時，在步驟S126中，可以選擇脈衝變頻射頻產生器110的驅動頻率的增加或降低方向，並且可以根據在第n個脈衝的導通時間段T_ON(n)中相移反射係數的虛部Im(Γ')的符號來改變驅動頻率。
可以重複第一步驟S121，第二步驟S122，S123和第三步驟S126，直到第n個脈衝的導通時間段T_ON(n)結束。
當導通時間段T_ON(n)結束(m>q)時，在步驟S131中，可以使用第n個脈衝的導通時間段T_ON(n)的導納y'，以預測第(n+1)脈衝的導通時間段T_ON(n+1)的驅動頻率。步驟S131可以包含相對於驅動頻率在第n個導通時間段T_ON(n)中線性擬合相移導納y'的虛部並設定對應於一點的頻率為第(n+1)脈衝的導通時間段T_ON(n+1)的預測的驅動頻率f(n+1,m=1)，其中相移導納y'的虛部為零(0)。僅當阻抗匹配未完成時可以選擇性地執行步驟S131。
第(n+1)個脈衝的導通時間段T_ON(n+1)的預測驅動頻率f(n+1,m=1)可以由方程式3或方程式4得到。當m=1時，由於脈衝的開始時間，電漿的穩定度(負載)可能會被降低，以量測不穩定的阻抗。因此，要在第(n+1)個脈衝的導通時間段T_ON(n+1)中使用的預測驅動頻率，可以通過處理在預設第r個處理編號中量測到的數據及在最後第q個處理編號量測到的數據而被使用。即，r可以是3到q-1的正整數。
在預測第(n+1)個脈衝的導通時間段T_ON(n+1)的驅動頻率之後，可以執行關閉時間段T_OFF的時間延遲(S132)。
接著，對於下一個脈衝，設定n=n+1，並將控制迴路的處理編號索引設定為m=1(S133)。
接著，以第(n+1)脈衝的導通時間段T_ON(n+1)的預測驅動頻率f(n+1,1)輸出射頻功率(S141)。
接著，控制迴路在第(n+1)脈衝中重複q次，直到第(n + 2)脈衝開始。
參考圖8，脈衝變頻射頻產生器110在交替的導通時間段T_ON和關閉時間段T_OFF向負載140提供射頻功率。脈衝產生器160產生交替的導通時間段T_ON和關閉時間段T_OFF的脈衝信號。脈衝訊號可以具有約100 usec的周期。
脈衝變頻射頻產生器110的驅動頻率在第一脈衝的起始驅動頻率f_start開始，以在第n個脈衝的m=1的控制迴路中具有f(n,m=1)的驅動頻率。當相移反射係數的虛部Im(Γ')具有負值時，驅動頻率根據時間而減少。通過在m=r的控制迴路及m=q的控制迴路中使用驅動頻率及電納b'，以預測用於第(n+1)個脈衝的m=1的控制迴路中的驅動頻率f(n+1，m=1)。也就是說，使用先前脈衝的驅動頻率和電納b'來預測下個脈衝的起始驅動頻率。因此，高速頻率調諧阻抗匹配或最佳頻率設置可以被完成。依據本公開，阻抗匹配在一到三個脈衝內完成。
參考圖9，脈衝變頻射頻產生器110的驅動頻率的可變範圍可以是12.88MHz到14.24MHz。匹配頻率為13.56MHz，第二阻抗Z'的實部(包含阻抗匹配網路130和負載140)設定為50歐姆。在史密斯圖上示出了相移反射係數Γ'或相移導納y'。最佳阻抗匹配位置是反射係數Γ'的虛部為“0”的頻率。在史密斯圖上，當驅動頻率從12.88 MHz增加時，電納b'從負值增加到零。同時，當驅動頻率從14.24MHz減少時，電納b'從正值減少到零。
在g'= 1的電導圓中，隨著驅動頻率增加，電納b'沿圓順時針旋轉，且電納b'的絕對值逐漸趨近於零。當電納b'的絕對值達到零時，實現阻抗匹配。
參考圖10及11，實線表示當阻抗匹配網路130和負載140的阻抗Z'的實部為50歐姆時，電納b'取決於驅動頻率。隨著驅動頻率從12.88MHz增加，電納b'從負值增加到零。f(n,m=r)表示第n個脈衝的導通時間段T_ON(n)中的第m個控制迴路的驅動頻率。f_match表示阻抗時匹配的驅動頻率。虛線是連接f(n,m=r)處的電納和f(n,m=q)處的電納的直線。直線為零的位置的頻率是在第(n+1)個脈衝的導通時間段中預期的預測匹配頻率。對應連接r及q的直線的電納b'為”0”的頻率f(n+1，m=1)是預測匹配頻率，並成為下個脈衝的起始驅動頻率。
當使用在第n個脈衝的導通時間段中的數據(或電納)獲得的預測驅動頻率被用作第(n+1)個脈衝的導通時間段的起始驅動頻率時，頻率調諧阻抗匹配在高速下完成。
圖12繪示依據本公開的另一實施例的取決於驅動頻率的導納的虛部。
圖13繪示取決於圖12的控制迴路的操作時間的驅動頻率的變化。
參考圖12及13，實線表示當阻抗匹配網路和負載的阻抗Z'的實部為50歐姆時，電納b'取決於驅動頻率。隨著驅動頻率從12.88MHz增加，電納b'從負值增加到零。f(n,m=r)表示第n個脈衝的導通時間段T_ON(n)中的第m個控制迴路的驅動頻率。f_match表示阻抗匹配時的驅動頻率。虛線是連接f(n,m=r)的電納和f(n,m=q)的電納的直線。連接r及q的直線為零的一點的驅動頻率，為在第(n+1)個脈衝的導通時間段中預期的預測驅動頻率。連接r和q的直線的電納b'為“0”的驅動頻率為f(n+1,1)。驅動頻率f(n+1,1)大於f_match(13.56MHz)。
在第(n+1)個脈衝的導通時間段的預測驅動頻率下的反射係數的虛部Im(Γ')具有正值。因此，在第(n+1)脈衝的導通時間段中，驅動頻率隨著控制迴路操作而降低。
當使用第n個脈衝的導通時間段的數據(或電納)獲得的預測驅動頻率被用作第(n+1)個脈衝的導通時間段的起始驅動頻率時，頻率調諧阻抗匹配在高速下完成。
圖14係依據本公開的另一實施例的阻抗匹配網路的阻抗Z '的變化及負載的史密斯圖。
圖15係繪示圖14的史密斯圖上取決於驅動頻率的電納圖。
參考圖14及15，g'= 1的電導圓是阻抗Z'的實部Re(Z')為50歐姆的情況。g'= 0.5的圓是阻抗的實部Re(Z')為100歐姆的情況。g'= 2的圓是阻抗Re(Z')的實部阻抗為25歐姆的情況。
即使阻抗的實部Re(Z')不是50歐姆，脈衝變頻射頻產生器也可以作業。即，阻抗匹配未被完成，但仍有反射係數的絕對值|Γ'|顯著下降的驅動頻率。在g'= 0.5的圓中，位置K是反射係數的虛部Im(Γ')為零並且可以作為最佳頻率位置的點，而不是阻抗匹配條件。在g'= 2的圓中，位置L是反射係數的虛部Im(Γ')變為零並且可以作為最佳頻率位置的點，而不是阻抗匹配條件。
回到圖7，在步驟S124中，可以使用相移反射係數Γ'來判斷用於阻抗匹配的最佳條件。最佳條件係以相移反射係數的絕對值|Γ'|或相移反射係數或虛部Im(Γ')的大小判斷。例如，當相移反射係數Γ'的虛部Im(Γ')的絕對值小於或等於閾值時，判得最佳條件。當阻抗匹配未完成時，根據反射係數的虛部Im(Γ')是否為零(或者小於或等於閾值)來判斷最佳條件。
因此，當反射係數的虛部Im(Γ')為零時，在當前情況下它是最佳驅動頻率。結果，驅動頻率可以被維持在最佳驅動頻率。
另一方面，當阻抗的實部具有大於50歐姆的值時，預測驅動頻率的誤差可能會增加。然而，此誤差可以藉由在單一脈衝中的控制迴路演算法達到。當即使在第(n+1)個脈衝中也未達到f_match時，在每個脈衝上執行用於預測驅動頻率的算法，以在第(n+2)個脈衝中達到最佳驅動頻率。
脈衝變頻射頻產生器110可以藉由改變驅動頻率以在最佳驅動頻率下操作。阻抗匹配網路130設置在脈衝變頻射頻產生器110及負載140之間，並且包括至少兩個可變電抗元件。阻抗匹配網路130為了完整的阻抗匹配，改變可變電抗元件的電抗值。因此，負載140方向上的阻抗的實部Re(Z')可以被改變為阻抗匹配網絡130的輸入端N2的傳輸線120的特徵阻抗Z0。因此，阻抗Z'存在於g'= 1電導圓上，且脈衝變頻射頻產生器110可以完成阻抗匹配。
圖16繪示依據本公開的另一實施例的脈衝次序。
參考圖16，在執行用於預測本公開的驅動頻率的演算法之前，可以將至少一個脈衝(其中未執行用於預測驅動頻率的演算法)傳輸到負載。這種脈衝可以透過初始放電來穩定電漿。在電漿穩定的期間，驅動頻率可以在預設的起始驅動頻率f_start操作。可以包含一電漿穩定步驟，其包含交替的導通時間段T_ON(n)及關閉時間段T_OFF，而不改變脈衝變頻射頻產生器的驅動頻率。
雖然本發明以前述之實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明。在不脫離本發明之精神和範圍內，所為之更動與潤飾，均屬本發明之專利保護範圍。關於本發明所界定之保護範圍請參考所附之申請專利範圍。
T_ON:導通時間段 T_OFF:關閉時間段 f_start:起始驅動頻率 f1_start:第一起始驅動頻率 f2_start:第二起始驅動頻率 f_match:匹配頻率 100:脈衝變頻射頻功率系統 110:脈衝變頻射頻產生器 120:傳輸線 130:阻抗匹配網路 140:負載 113:驅動頻率控制單元 114:射頻放大器 115:阻抗感測單元 116:脈衝產生器 117:驅動頻率預測單元 C1、C2:可變電抗元件 d:長度 N1:輸出端 N2:輸入端 Z0:特徵阻抗 Zi:第一阻抗 Z':第二阻抗 A、B:點 P1、P2 、P3、K、L:位置 Γi:反射係數 Φ:相位差 g、g’:電導 Δt:單位時間
圖1繪示藉由傳統的頻率調諧或頻率變化執行阻抗匹配的一示例。 圖2繪示藉由傳統的頻率調諧或頻率變化執行阻抗匹配的一示例。 圖3繪示藉由傳統的頻率調諧或頻率變化執行阻抗匹配的一示例。 圖4係依據本公開的一示例實施例的脈衝變頻射頻產生器及負載的電路圖。 圖5係當觀察圖4的脈衝變頻射頻產生器的輸出端處的負載時的史密斯圖(Smith Chart)。 圖6係依據本公開的另一示例實施例的脈衝變頻射頻產生器及負載的電路圖。 圖7係操作圖6的脈衝可變頻射頻產生器的流程圖。 圖8繪示脈衝射頻訊號、脈衝產生器的脈衝狀態訊號及圖6中的脈衝變頻射頻產生器的驅動頻率。 圖9繪示史密斯圖上取決於驅動頻率的導納。 圖10係取決於驅動頻率的虛部。 圖11繪示取決於控制迴路的操作時間的驅動頻率的變化。 圖12繪示依據本公開的另一實施例的取決於驅動頻率的導納的虛部。 圖13繪示取決於圖12的控制迴路的操作時間的驅動頻率的變化。 圖14係依據本公開的另一實施例的阻抗匹配網路的阻抗Z '的變化及負載的史密斯圖。 圖15係繪示圖14的史密斯圖上取決於驅動頻率的電納圖。 圖16繪示依據本公開的另一實施例的脈衝次序。

Claims (12)

  1. 一種脈衝變頻射頻產生器的驅動頻率的控制方法，適用於提供射頻功率予一負載作為交替的一導通時間段T_ON及一關閉時間段T_OFF的一脈衝的一脈衝變頻射頻產生器，且包含在該導通時間段T_ON改變一驅動頻率的一控制迴路，該控制方法包含：於一第n個脈衝的一導通時間段T_ON(n)改變一驅動頻率f(n,m)；以該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)的導納預測一第(n+1)個脈衝的一導通時間段T_ON(n+1)的一驅動頻率f(n+1,1)；以及提供該脈衝變頻射頻產生器的一射頻輸出作為在該第(n+1)個脈衝的該導通時間段T_ON(n+1)中的預測的該驅動頻率f(n+1,1)，其中f(n,m)係在該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中的一第m個處理編號中的一驅動頻率，n表示該脈衝的一序號，m係1到q的一正整數，以及m表示一索引號，代表在該導通時間段T_ON 中改變該驅動頻率的該控制迴路的該處理編號。
  2. 如請求項1所述的控制方法，其中於該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中改變該驅動頻率f(n,m)包含：一第一步驟，於該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中量測該脈衝變頻射頻產生器的一輸出端的一射頻電流訊號I及一射頻電壓訊號V；一第二步驟，通過使用該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中的該射頻電流訊號I及該射頻電壓訊號V，計算該脈衝變頻射頻產生器的該輸出端的一阻抗Zi及一反射係數Γi、反射由一傳輸線造成的一相位的一相移反射係數Γ'，及一相移導納y'；以及一第三步驟，根據該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中該相移反射係數Γ'的一虛部Im(Γ')的一符號，選擇該脈衝變頻射頻產生器的該驅動頻率的一增加或減少方向，並改變該驅動頻率，並且重複該第一步驟、該第二步驟及該第三步驟直到該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)結束。
  3. 如請求項2所述的控制方法，其中以該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)的導納預測該第(n+1)個脈衝的該導通時間段T_ON(n+1)的該驅動頻率f(n+1,1)包含：在該導通時間段T_ON(n)中相對於該驅動頻率f(n,m)線性地擬合該相移導納y'的一虛部；以及設定對應於該相移導納y'的該虛部為零(0)的一點的一頻率為該第(n+1)個脈衝的該導通時段T_ON(n+1)的預測的該驅動頻率f(n+1,m=1)。
  4. 如請求項3所述的控制方法，其中該第(n+1)個脈衝的該導通時間段T_ON(n+1)的預測的該驅動頻率f(n+1, m=1)如下：f(n+1,m=1) = f(n,m=q) - b'(n,m=q) [df/db']df/db'= [f(n,m=q)-f(n,m=r)]/[b'(n,m=q)-b'(n,m=r)]，其中f(n,m=r)表示在該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中的一預設第r個處理編號的一驅動頻率，b'(n,m=r)表示一電納，其為在該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中在該預設第r個處理編號的該相移導納y'的該虛部，f(n,m=q)表示在該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中的最後的該處理編號q的一驅動頻率，以及b'(n,m=q) 表示一電納，其為在該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中最後的該處理編號q的該相移導納y'的該虛部。
  5. 如請求項4所述的控制方法，其中r是3到q-1的一正整數。
  6. 如請求項2所述的控制方法，更包含：使用該相移反射係數Γ'判斷用於阻抗匹配的一最佳條件，其中該最佳條件是以該相移反射係數Γ'的一絕對值|Γ'|或該相移反射係數Γ'的該虛部Im(Γ')的一大小判斷；當判斷的條件是該最佳條件時，在增加代表用於改變該驅動頻率的該處理編號的該索引號m後，執行量測該脈衝變頻射頻產生器的該輸出端的該射頻電流訊號I及該射頻電壓訊號V的該第一步驟；以及當判斷的條件不是該最佳條件時，執行改變該驅動頻率的該第三步驟。
  7. 如請求項2所述的控制方法，其中該第三步驟的根據該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中該相移反射係數Γ'的該虛部Im(Γ')的該符號，選擇該脈衝變頻射頻產生器的該驅動頻率的該增加或減少方向，並改變該驅動頻率包含：當該相移反射係數Γ'的該虛部Im(Γ')具有一正值時，該驅動頻率增加；以及當該相移反射係數Γ'的該虛部Im(Γ')具有一負值時，該驅動頻率減少。
  8. 如請求項7所述的控制方法，其中在該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中該驅動頻率的一變化量取決於該相移反射係數Γ'的一絕對值|Γ'|或該相移反射係數Γ'的該虛部Im(Γ')的一絕對值。
  9. 如請求項1所述的控制方法，更包含：改變一阻抗匹配網路的一可變電抗元件的一電抗值，該阻抗匹配網路設置於該脈衝變頻射頻產生器及該負載之間且包含至少二可變電抗元件，以設定該脈衝變頻射頻產生器的一輸出端的一阻抗Zi的一實部Re(Zi)朝向該負載方向作為一傳輸線的特徵阻抗。
  10. 如請求項1所述的控制方法，更包含：一電漿穩定步驟，包含交替的另一導通時間段T_ON(n)及另一關閉時間段T_OFF，而不改變該脈衝變頻射頻產生器的該驅動頻率。
  11. 一種脈衝變頻射頻功率系統，包含一脈衝變頻射頻產生器用以提供射頻功率予一負載作為交替的一導通時間段T_ON及一關閉時間段T_OFF的一脈衝，其中該脈衝變頻射頻產生器包含：一阻抗感測單元，設置於該脈衝變頻射頻產生器的一輸出端，以於一第n個脈衝的一導通時間段T_ON(n)感測一射頻電流訊號I及一射頻電壓訊號V；一阻抗處理單元，在該導通時間段T_ON(n)中藉由使用的該脈衝變頻射頻產生器的該輸出端的該射頻電流訊號I及該射頻電壓訊號V，以計算一阻抗Zi及一反射係數Γi、由該負載及該脈衝變頻射頻產生器之間的一傳輸線造成的一相移反射係數Γ'，及由該相移反射係數Γ'轉換來的一相移導納y'；一驅動頻率預測單元，用以使用相對於該第n個脈衝的該導通時間段T_ON(n)中的一驅動頻率f(n,m)的該相移導納y'預測一下個導通時間段T_ON(n+1) 的一驅動頻率f(n+1,m=1)；一驅動頻率控制單元，用以接收預測的該驅動頻率f(n+1, m=1)並設定預測的該驅動頻率f(n+1, m=1)為該下個導通時間段T_ON(n+1) 的一起始驅動頻率，並使用該相移反射係數Γ'控制一驅動頻率；一脈衝產生器，用以產生一脈衝訊號，並劃分該導通時間段T_ON及該關閉時間段T_OFF，及提供該脈衝訊號予該驅動頻率預測單元及該驅動頻率控制單元；以及一射頻放大器，用以放大該驅動頻率控制單元的一驅動頻率的一正弦波。
  12. 如請求項11所述的脈衝變頻射頻功率系統，其中該驅動頻率預測單元在該導通時間段T_ON(n)中，相對於該驅動頻率f(n,m)線性擬合該相移導納y'的一虛部，以設定對應於該相移導納y'的該虛部為零的一點的一頻率為預測的該驅動頻率f(n+1, m=1)。
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