TW202019139A - 對多個層進行分離的方法、接收器電路和無線通訊裝置 - Google Patents

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Abstract

一種用於對在正交頻分複用（OFDM）訊號中多工的多個層進行分離的接收器電路包括：解擾子電路，被配置成對在所述OFDM訊號的非相鄰副載波上接收的多個訊號進行解擾，以產生多個解擾訊號；快速傅立葉逆變換子電路，被配置成將所述解擾訊號從頻域變換到在時域中包括多個樣本的接收訊號；以及層分離子電路，被配置成通過以下方式對在所述接收訊號中多工的所述多個層進行分離：根據快速傅立葉逆變換的大小界定第一時域採樣視窗及第二時域採樣視窗；在所述第一時域採樣視窗中從所述樣本提取一個或多個第一層；以及在所述第二時域採樣視窗中從所述樣本提取一個或多個第二層。也提供一種對多個層進行分離的方法和無線通訊裝置。

Description

對多個層進行分離的方法、接收器電路和無線通訊裝置
本申請的實施例的各方面涉及電子通訊領域。
某些形式的電子通訊系統利用被稱為正交頻分複用（orthogonal frequency division multiplexing，OFDM）的技術對多個載波頻率上的數位資料進行編碼，在所述技術中發射多個具有重疊頻譜的間隔緊密的正交副載波訊號來傳送資料。此外，在某些形式的電子通訊系統中，多個資料串流（“層”）以一種有時被稱為多輸入多輸出（multiple-in-multiple-out，MIMO）的配置方式平行傳輸。在某些情況下，使用頻分多工（frequency division multiplexing，FDM）來傳輸所述多個資料串流，其中使用不重疊的頻帶來傳送單獨的訊號。
為了使接收器對每一層執行通道估測，解調參考訊號（demodulation reference signal，DMRS）可包括多個“埠（port）”（每層一個），其中這些埠彼此正交。這種正交性可通過使用其中在頻域中使用不同的副載波的頻分多工（FDM）來實現，或者通過使用時域中的正交覆蓋碼（orthogonal cover code，OCC）（TD-OCC）或頻域中的正交覆蓋碼（FD-OCC）的碼分多工（code division multiplexing，CDM）來實現。
舉例來說，此種調變及解調技術可應用於例如長期演進（Long-Term Evolution，LTE®）及第五代（5G）新無線電（New Radio，NR）等無線蜂窩通訊技術中。
本揭露的實施例的各方面涉及用於對頻分正交覆蓋編碼訊號（frequency-division orthogonal cover coded signals）進行解調的系統及方法。
根據本揭露的一個實施例，一種對正交頻分複用（OFDM）訊號中利用頻域正交覆蓋碼（frequency domain orthogoanl cover code，FD-OCC）多工的多個層進行分離的方法包括：基於乘以對應的解擾碼而對在所述OFDM訊號的非相鄰副載波上接收的多個訊號進行解擾，以產生多個解擾訊號；應用快速傅立葉逆變換以將所述解擾訊號從頻域變換到在時域中包括多個樣本的接收訊號；以及通過以下方式在所述時域中對在所述接收訊號中多工的所述層進行分離：根據所述快速傅立葉逆變換的大小界定第一時域採樣視窗及第二時域採樣視窗；在所述第一時域採樣視窗中從所述樣本提取一個或多個第一層；以及在所述第二時域採樣視窗中從所述樣本提取一個或多個第二層。
所述第一時域採樣視窗可對應於在所述時域中所述接收訊號的所述樣本的前半部分，且所述第二時域採樣視窗可對應於在所述時域中所述接收訊號的所述樣本的後半部分。
所述第一時域採樣視窗可對應於在所述時域中以洩露參數（leakage parameter）偏移的所述接收訊號的所述樣本的前半部分，且所述第二時域採樣視窗可對應於在所述時域中以所述洩露參數偏移的所述接收訊號的所述樣本的後半部分。
所述洩露參數可具有最接近所述快速傅立葉逆變換的大小的0.27倍的整數值。
所述方法還可包括將快速傅立葉變換應用到所提取的所述一個或多個第一層及所提取的所述一個或多個第二層以將所述一個或多個第一層及所述一個或多個第二層從所述時域變換到所述頻域。
所述方法還可包括對所提取的所述一個或多個第一層及所提取的所述一個或多個第二層進行降噪以產生一個或多個經降噪的第一層及一個或多個經降噪的第二層。
所述方法還可包括應用快速傅立葉變換以將所述一個或多個經降噪的第一層以及所述一個或多個經降噪的第二層從所述時域轉換到所述頻域。
根據本揭露的一個實施例，一種用於對正交頻分複用（OFDM）訊號中利用頻域正交覆蓋碼（FD-OCC）多工的多個層進行分離的電路包括：解擾電路，被配置成基於將在所述OFDM訊號的非相鄰副載波上接收的多個訊號乘以對應的解擾碼而對所述訊號進行解擾，以產生多個解擾訊號；快速傅立葉逆變換電路，被配置成將所述解擾訊號從頻域變換到在時域中包括多個樣本的接收訊號；以及層分離電路，被配置成通過以下方式對在所述接收訊號中多工的所述層進行分離：根據所述快速傅立葉逆變換的大小界定第一時域採樣視窗及第二時域採樣視窗；在所述第一時域採樣視窗中從所述樣本提取一個或多個第一層；以及在所述第二時域採樣視窗中從所述樣本提取一個或多個第二層。
所述第一時域採樣視窗可對應於在所述時域中所述接收訊號的所述樣本的前半部分，且所述第二時域採樣視窗可對應於在所述時域中所述接收訊號的所述樣本的後半部分。
所述第一時域採樣視窗可對應於在所述時域中以洩露參數偏移的所述接收訊號的所述樣本的前半部分，且所述第二時域採樣視窗可對應於在所述時域中以所述洩露參數偏移的所述接收訊號的所述樣本的後半部分。
所述洩露參數可具有最接近所述快速傅立葉逆變換的大小的0.27倍的整數值。
所述電路還可包括快速傅立葉變換電路，所述快速傅立葉變換電路被配置成將所述一個或多個第一層及所述一個或多個第二層從所述時域轉換到所述頻域。
所述電路還可包括降噪電路，所述降噪電路被配置成對所提取的所述一個或多個第一層及所提取的所述一個或多個第二層進行降噪以產生一個或多個經降噪的第一層及一個或多個經降噪的第二層。
所述電路還可包括快速傅立葉變換電路，所述快速傅立葉變換電路被配置成將所述一個或多個經降噪的第一層以及所述一個或多個經降噪的第二層從所述時域轉換到所述頻域。
根據本揭露的一個實施例，一種無線通訊裝置包括：天線；處理器；記憶體；多個訊號處理電路，通過資料匯流排耦合到所述處理器及所述記憶體，所述訊號處理電路包括接收器，所述接收器被配置成從所述天線接收正交頻分複用（OFDM）訊號中利用頻域正交覆蓋碼（FD-OCC）多工的多個層，所述接收器包括：解擾電路，被配置成基於將在所述OFDM訊號的非相鄰副載波上接收的多個訊號乘以對應的解擾碼而對所述訊號進行解擾，以產生多個解擾訊號；快速傅立葉逆變換電路，被配置成將所述解擾訊號從頻域變換到在時域中包括多個樣本的接收訊號；層分離子電路，被配置成通過以下方式對在所述接收訊號中多工的所述層進行分離：根據快速傅立葉逆變換的大小界定第一時域採樣視窗及第二時域採樣視窗；在所述第一時域採樣視窗中從所述樣本提取一個或多個第一層；以及在所述第二時域採樣視窗中從所述樣本提取一個或多個第二層，所述訊號處理電路被配置成將從所述一個或多個第一層及所述一個或多個第二層解碼的資料串流傳輸到所述處理器及所述記憶體。
所述第一時域採樣視窗可對應於在所述時域中以洩露參數偏移的所述接收訊號的所述樣本的前半部分，且所述第二時域採樣視窗可對應於在所述時域中以所述洩露參數偏移的所述接收訊號的所述樣本的後半部分。
所述洩露參數可具有最接近所述快速傅立葉逆變換的大小的0.27倍的整數值。
所述無線通訊裝置還可包括快速傅立葉變換電路，所述快速傅立葉變換電路被配置成將所述一個或多個第一層及所述一個或多個第二層從所述時域轉換到所述頻域。
所述無線通訊裝置還可包括降噪電路，所述降噪電路被配置成對所提取的所述一個或多個第一層及所提取的所述一個或多個第二層進行降噪以產生一個或多個經降噪的第一層及一個或多個經降噪的第二層。
所述無線通訊裝置還可包括快速傅立葉變換電路，所述快速傅立葉變換電路被配置成將所述一個或多個經降噪的第一層以及所述一個或多個經降噪的第二層從所述時域轉換到所述頻域。
以下，將參照附圖更詳細地闡述示例性實施例，在所有附圖中，相同的參考編號指代相同的元件。然而，本揭露可實施為各種不同形式，而不應被視為僅限於本文中所示的實施例。確切來說，提供這些實施例作為實例是為了使本揭露將透徹及完整，並將向所屬領域中的技術人員全面傳達本揭露的各方面及特徵。因此，對所屬領域中的普通技術人員完整理解本揭露的方面及特徵來說非必要的工藝、元件及技術可不予以闡述。除非另有說明，否則在所有附圖及書面說明通篇中相同的參考編號表示相同的元件，且因此將不再對其予以重複贅述。
本文中所使用的術語僅用於闡述特定實施例的目的而並非旨在限制本揭露。除非上下文清楚地另外指明，否則本文中所使用的單數形式“一（a及an）”旨在也包括複數形式。還應理解，當在本說明書中使用用語“包括（comprises及comprising）”及“包含（includes及including）”時，是指明所陳述特徵、整數、步驟、操作、元件和/或元件的存在，但不排除一個或多個其他特徵、整數、步驟、操作、元件、元件和/或其群組的存在或添加。本文中所使用的用語“和/或（and/or）”包括相關所列項其中一個或多個項的任意及所有組合。當例如“...中的至少一者”等表達位於一系列元件之後時，是修飾所有元件而非修飾所述一系列元件中的各別元件。
在正交頻分調變（orthogonal frequency division modulation，OFDM）中，資料串流被分成多個具有較低資料速率的子串流或“層”，且這些單獨的子串流在多個相鄰的副載波上進行傳輸。當在頻域中考慮時，這可被視為平行地傳輸子串流。在某些情況下，使用頻域正交覆蓋碼（FD-OCC）在OFDM副載波上對資料串流進行多工（multiplex）。
在不同副載波上傳輸的訊號可經歷不同的通道。舉例來說，訊號可以相依於頻率的方式經歷不同程度的衰落（例如，衰減）（例如，其中衰減在頻帶上不均勻或平坦）。衰落的一種形式是頻率選擇性衰落，其中訊號通過經由至少兩個路徑（“多路徑”）到達無線電接收器而部分地取消自身，這可能是由於反射（例如，電離層中的層的運動或根據訊號的頻率，由於環境中的物理物件）導致的。其中通道的不同頻譜分量不同程度衰減的通訊通道可被稱為頻率選擇性通道。其他形式的衰減可包括來自其他電磁輻射源的干擾。
如上所述，解調參考訊號（DMRS）包括多個“埠”，每層一個，其中這些埠通過頻域多工（frequency domain multiplexing，FDM）、利用時域中的正交覆蓋碼（TD-OCC）或頻域中的正交覆蓋碼（FD-OCC）的碼分多工或其組合被調變成彼此正交。
通道的頻率選擇性可導致DMRS埠之間的正交性的至少部分損失，且在將FD-OCC應用於非相鄰的副載波的情況下可能尤其嚴重，例如在5G NR技術規範（參見例如3GPP TS 38.211：“技術規範組無線電接入網路；NR；物理通道及調變（第15版），”7.4.1.1節）中指定的DMRS配置類型1中。換句話說，頻率選擇性可使得難以恢復由FD-OCC在兩個非相鄰副載波上傳播的資料串流，因為訊號的兩個部分可能會經歷不同的通道條件，此可導致在兩個非相鄰的副載波之間多工的層之間存在干擾（層間干擾）。
圖1是具有兩個層、N 個DMRS副載波以及總共2N 個副載波的新無線電（NR）解調參考訊號（DMRS）配置類型1的示意圖。為方便及易於論述起見，圖1繪示偶數副載波（例如，
Figure 02_image002
）。然而，可在與以下更詳細闡述者實質上相同的分析下對奇數副載波（例如，
Figure 02_image008
）進行處理。在圖1中所示的配置中，在兩個非相鄰的副載波
Figure 02_image010
（例如，副載波
Figure 02_image014
及
Figure 02_image018
）上多工兩個層（在本文中被稱為層0及層1）。所述兩個層（層0及層1）對應於兩個通道，所述兩個通道在頻域中由其相應的通道係數
Figure 02_image020
及
Figure 02_image022
表示（參見例如圖2）。
此外，為方便起見，以下論述是指在5G新無線電（NR）中的DMRS配置類型1的情形，其中副載波對DMRS參考訊號的比率是2:1。然而，本揭露的實施例也可應用於參考訊號的數目與載波的數目之間具有不同比率的其他配置。一般來說，副載波對參考訊號的比率可為Q到1（例如，QN 個副載波及N 個參考訊號）。在這些情形中，單獨的各組非相鄰副載波可被一起處理。舉例來說，在Q =3的情形中，副載波
Figure 02_image024
可被一起處理，副載波
Figure 02_image030
可被一起處理，且副載波
Figure 02_image034
可被一起處理。更具體來說，多個副載波可被一起歸為一組，其中第m組副載波
Figure 02_image038
由以下進行定義：
Figure 02_image040
如在圖1中所示，對於第零個副載波
Figure 02_image042
來說，FD-OCC碼是[1,1]，此表示對應於層0的頻域中的通道係數
Figure 02_image020
乘以係數1，且對應於層1的頻域中的通道係數
Figure 02_image022
也乘以係數1。因此，通過對應於層0及層1的通道係數h 的分量乘以第零個副載波的DMRS序列
Figure 02_image044
的和而產生在第零個副載波處的接收訊號
Figure 02_image042
：
Figure 02_image046
類似地，對於第二個副載波
Figure 02_image048
來說，FD-OCC碼是[1,-1]，此表示對應於層0的頻域中的通道係數
Figure 02_image020
乘以係數1，且對應於層1的頻域中的通道係數
Figure 02_image022
乘以係數-1。因此，通過對應於層0及層1的通道係數h 的分量乘以第二個副載波的DMRS序列
Figure 02_image050
的差而產生在第二個副載波處的接收訊號
Figure 02_image048
：
Figure 02_image052
可將此推廣到第k 個副載波及第k+2 個副載波：
Figure 02_image054
Figure 02_image056
其中
Figure 02_image058
是第k 個副載波的DMRS序列，且
Figure 02_image060
是第k +2個副載波的DMRS序列。（為清晰起見，在對接收訊號y 的此論述中，省略了附加接收器雜訊，例如附加白高斯雜訊（additive white Gaussian noise，AGWN）。然而，所屬領域中的普通技術人員將理解，接收訊號通常包括一些雜訊）。舉例來說，FD-OCC碼在[1,1]與[1,-1]之間交替。對於在此實例中論述的偶數副載波k 來說，當k/ 2是偶數時FD-OCC是[1,1]，且當k/ 2是奇數時FD-OCC是[1,-1]。（對於在此實例中未詳細論述的奇數副載波來說，當（k- 1）/2是偶數時FD-OCC是[1,1]，且當（k- 1）/2是奇數時FD-OCC是[1,-1]。）
可通過將接收訊號
Figure 02_image014
及
Figure 02_image062
乘以已知DMRS序列
Figure 02_image058
及
Figure 02_image060
的共軛複數（complex conjugate）得出以下方程式來計算將在第k 個副載波及第k+ 2個副載波上接收的解擾訊號
Figure 02_image064
及
Figure 02_image066
：
Figure 02_image068
Figure 02_image070
其中
Figure 02_image064
對
Figure 02_image066
中的+對-是由應用到
Figure 02_image064
及
Figure 02_image066
的不同FD-OCC碼（[1,1]對[1,-1]）引起的。
用於分離對應於層0及層1的通道係數
Figure 02_image020
及
Figure 02_image022
的比較技術涉及在頻域中解擴接收訊號，其中通過以下來計算對應於層0的頻域中的估測通道係數
Figure 02_image072
：
Figure 02_image074
（本質上，通過使
Figure 02_image064
與
Figure 02_image066
相加使得
Figure 02_image020
項一起相加然後除以2以移除重複（duplication）且使得
Figure 02_image022
項抵消而恢復
Figure 02_image020
）。類似地，通過以下來計算對應於層1的頻域中的估測通道係數
Figure 02_image076
：
Figure 02_image078
（本質上，通過從
Figure 02_image064
減去
Figure 02_image066
使得
Figure 02_image022
項一起相加然後除以2以移除重複且使得
Figure 02_image020
項抵消而恢復
Figure 02_image022
）。傳統上將所述兩個層都放置在奇數副載波（k +1）中，因為k +1是副載波k 與副載波k +2（在上面應用FD-OCC擴頻（spreading）的兩個副載波）之間的中間點。
可通過將傅立葉逆變換（例如，快速傅立葉逆變換（inverse fast Fourier transform，IFFT））應用到頻域中的通道係數
Figure 02_image072
而計算層0在時域中的估測通道係數
Figure 02_image080
：
Figure 02_image082
Figure 02_image084
其中N 是2N 個副載波的一半（因為此表達僅考慮偶數副載波）且其中N 也指定傅立葉逆變換的大小。可通過將傅立葉逆變換應用到用於估測通道
Figure 02_image076
的上述表達而計算層1在時域中的估測通道係數
Figure 02_image086
。在QN 個副載波及N 個參考訊號的一般情形中，在以上表達中為2k 的步長（step size）（例如，
Figure 02_image088
）將變為步長Qk （例如，
Figure 02_image090
）。
在分別用於層0及層1在頻域中的估測通道係數
Figure 02_image072
及
Figure 02_image076
的以上表達中，項：
Figure 02_image092
及
Figure 02_image094
表示由頻域解擴引起的跨層（cross-layer）干擾，其在
Figure 02_image096
時不為零。這些跨層干擾項出現在對應於層0的時域中的計算通道係數
Figure 02_image080
中作為來自層1的干擾：
Figure 02_image098
且類似的項將出現在對應於層1的時域中的計算通道係數
Figure 02_image086
中，從而表示來自層0的跨層干擾。
如上所述，此跨層干擾可由在非相鄰副載波（例如，
Figure 02_image014
及
Figure 02_image062
）的情形中更有可能出現的頻率選擇性通道而引起。
本揭露的實施例的各方面涉及在時域中分離通過頻域正交覆蓋碼（FD-OCC）多工的兩個層。此可與如上所述在頻域中執行層分離形成對比。此方式在存在頻率選擇性通道的情況下改善對訊號的正交性的保持，且改善估測接收訊號的區塊錯誤率（BLER），尤其是對於大的副載波間隔（例如，30千赫（kHz））來說。
圖2是根據本揭露的一個實施例，用於分離接收訊號的接收器電路的方塊圖。如在圖2中所示，根據一個實施例的接收器電路200（或層分離接收器電路）包括解擾子電路210、傅立葉逆變換子電路230（例如，快速傅立葉逆變換子電路）、層分離子電路250、降噪子電路270以及傅立葉變換子電路290（例如，快速傅立葉變換子電路）。接收器電路200的元件可在本文中被稱為電路或子電路。
圖3是根據本揭露的一個實施例，一種由接收器電路200分離訊號的方法的流程圖。圖4A是根據本揭露的一個實施例，在時域中分離的接收訊號的時域表示。為方便起見，圖2及圖3僅示出對被示出為
Figure 02_image014
及
Figure 02_image062
的偶數副載波（例如，k 為偶數的副載波）進行解調以接收層0及層1的情形。然而，所屬領域中的普通技術人員將理解，在5G NR DMRS配置類型1的本實例中，可同時對OFDM訊號的奇數副載波進行解調以在奇數副載波y 上接收額外的層。類似地，在副載波與參考訊號具有不同比率（例如，QN 個副載波及N 個參考訊號）的調變配置的情形中，可獨立地處理每一組副載波。
如在圖2及圖3中所示，將接收訊號
Figure 02_image014
及
Figure 02_image062
供應到接收器電路200的解擾電路210，以在方法300的操作310中對所述訊號解擾。如上所述，接收訊號
Figure 02_image014
及
Figure 02_image062
可具有以下形式：
Figure 02_image099
Figure 02_image056
其被參考序列
Figure 02_image058
及
Figure 02_image060
擾頻。如上所述，
Figure 02_image014
對
Figure 02_image062
中的+對-是由應用到
Figure 02_image014
及
Figure 02_image062
的[1,1]對[1,-1]的不同FD-OCC碼引起的。對於第k 個副載波及第k+ 2個副載波來說，使接收訊號
Figure 02_image014
及
Figure 02_image062
乘以已知參考序列
Figure 02_image058
及
Figure 02_image060
的共軛複數以獲得解擾訊號
Figure 02_image064
及
Figure 02_image066
，例如：
Figure 02_image068
Figure 02_image100
在操作330中，傅立葉逆變換電路（例如，快速傅立葉逆變換（IFFT）電路）230將解擾訊號
Figure 02_image064
及
Figure 02_image066
從頻域變換到時域。
在數學上，在不進行解擴的情況下將大小為N 的傅立葉逆變換應用到接收訊號，以計算接收訊號在時域中的通道係數
Figure 02_image102
：
Figure 02_image104
從而代替對
Figure 02_image068
的以上定義並分離其中k 為偶數對其中k 為奇數的項以解釋不同FD-OCC（[1,1]對[1,-1]）：
Figure 02_image106
收集對應於層0的通道係數
Figure 02_image020
項及對應於層1的通道係數
Figure 02_image022
項：
Figure 02_image108
注意
Figure 02_image110
，以上表達可被重寫為：
Figure 02_image112
其等效於：
Figure 02_image114
。
因此，如在以上方程式中所見，訊號的對應於層0通道
Figure 02_image116
的部分出現在
Figure 02_image102
的樣本中的前半部分，而訊號的對應於層1通道
Figure 02_image118
的部分偏移N /2個樣本（例如，出現在N 個樣本的後半部分中）。換句話說，通過FD-OCC多工的層作為通道脈衝回應（channel impulse response，CIR）的兩個偏移版本出現，如示出為圖4A中的400及401。
因此，在一些實施例中，在操作350中，層分離電路250通過根據兩個視窗（“第一視窗”及“第二視窗”）在時域中切割或切分訊號而分離兩個層（層0通道
Figure 02_image020
及層1通道
Figure 02_image022
，或更正式地來說，對應於層0的通道係數
Figure 02_image122
及對應於層1的通道係數
Figure 02_image022
），使得每個視窗含有CIR中的一者（將兩個完整的CIR“切割”成兩部分），如在圖4A中由用於表示對應於兩個層的兩部分的粗虛線對細虛線所指示。更正式地來說，前N /2個資料點可被視為在時域中對應於層0的通道係數（例如，第一視窗的資料點
Figure 02_image124
），且後N /2個資料點可被視為在時域中對應於層1的通道係數（例如，第二視窗的資料點
Figure 02_image126
）。
僅如上所述在N /2處將接收訊號切割成兩部分可導致將從訊號中省略訊號的對應於來自IFFT操作的洩露的部分。參見例如如在圖4A中所示在n =120附近的層0洩露410、以及位於n =70處的“切割”左側在n =60附近的層1洩露411。
因此，在本揭露的一些實施例中，在操作350中，層分離電路250在時間上更早地偏移窗口以包括“洩露”410及411。圖4B是根據本揭露的一個實施例，利用偏移的視窗在時域中分離的接收訊號的時域表示。
更詳細來說，在一些此類實施例中，從樣本提取通過偶數索引的層（從0計數，例如
Figure 02_image020
）（包繞
Figure 02_image102
的末端）：
Figure 02_image132
及
Figure 02_image134
且在以下區間中從樣本提取通過奇數索引的層（例如，
Figure 02_image022
）：
Figure 02_image136
及
Figure 02_image138
或者換句話說，在以下區間中從樣本提取通過奇數索引的層：
Figure 02_image140
基於通道所特有的各種條件而設置偏移量或偏移大小。在一些實施例中，將擴展量x 設置為x=round （ 0.27N ） ，其中“四捨五入（round）”函數將其給定引數（argument）取整到最接近的整數。
在一些實施例中，降噪電路270在操作370中對時域中的分離訊號進行降噪。在一些實施例中，降噪是通過每抽頭（per-tap）最小均方差（minimum mean square error，MMSE）濾波器執行的，所述濾波器為估測通道脈衝回應的每個抽頭分配一個權重，其中每個權重是基於其對應抽頭的相對訊號及雜訊功率而分配的。儘管圖2示出了多個平行排列的降噪電路270，但此為概念表示，並且本揭露的實施例並不僅限於此。在一些實施例中，多個平行的訊號流可由同一降噪電路270處理。舉例來說，時域中的分離訊號可由單個降噪電路270依序降噪，每次對一個分離訊號進行降噪。
然後在操作390中，可將時域中的通道係數
Figure 02_image142
及
Figure 02_image144
提供到傅立葉變換電路（例如，快速傅立葉變換電路或FFT電路）290以將時域訊號傅立葉變換到頻域訊號
Figure 02_image020
及
Figure 02_image022
。然後可使頻域訊號
Figure 02_image020
及
Figure 02_image022
經受進一步的處理（例如，以分離在訊號內多工的多個資料串流）。儘管圖2示出了多個平行排列的傅立葉變換電路290，但此為概念表示，並且本揭露的實施例並不僅限於此。在一些實施例中，多個平行的訊號流可由同一傅立葉變換電路290變換。舉例來說，時域中的分離訊號可由單個傅立葉變換電路290依序變換，每次對一個分離訊號進行變換。
圖5是示出與比較接收器相比及與理想接收器相比，本揭露的實施例的區塊錯誤率（block error rate，BLER）性能的曲線圖。圖6是示出與比較接收器相比及與理想接收器相比，本揭露的實施例的均方差（MSE）性能的曲線圖。更詳細來說，圖5及圖6示出在5R NG的調變及編碼方案（modulation and coding scheme，MCS）19下且以“擴展車輛A（Extended Vehicular A），30 kHz的多普勒頻率”（EVA 30）的通道配置（channel profile）對30 kHz副載波間隔、等級（Rank）2（平行傳輸的2個層或資料串流）、100 兆赫（MHz）頻寬此種情形的模擬結果。
如在圖5中所示，本揭露的實施例（標記 “時域分離”的曲線）與比較技術（標記“頻域解擴”的曲線）相比針對大範圍的訊噪比（signal to noise ratio，SNR）值（例如，大於22 分貝（dB）的SNR）表現出顯著較低的區塊錯誤率（BLER），並表現出接近理想性能（標記“理想通道估測”的曲線）的性能。如在圖6中所示，本揭露的實施例（標記“時域分離”的線）與比較技術（標記“頻域解擴”的線）相比在SNR值的整個範圍上（例如，從18 dB到40 dB）表現出顯著較小的均方差（MSE）。
圖7是根據本揭露的一個實施例，無線通訊裝置的方塊圖。舉例來說，所述無線通訊裝置可以是使用者設備（user equipment，UE），例如行動電話（例如，手機）、平板電腦、筆記本電腦、移動熱點、以及配備有蜂窩無線電的類似裝置等。無線通訊裝置也可以是無線通訊網路中的節點（例如，蜂窩基站或基站收發站）。在本揭露的一些實施例中，無線通訊裝置可與其他形式的無線通訊（例如，無線區域網路（例如，基於Wi-Fi或IEEE 802.11標準的網路））一起使用。
如圖7所示，在一些實施例中，無線通訊裝置700包括一個或多個天線710，這些天線710被配置成發送及接收電磁訊號。接收到的電磁訊號可被供應到一個或多個訊號處理電路720。這些訊號處理電路720可包括圖2所示的接收電路200。訊號處理電路720還可包括例如濾波器組（例如，低通、高通、和/或帶通濾波器）、放大器（例如，用於放大接收到的訊號和/或用於放大生成的訊號以便傳輸）、類比數位轉換器（analog to digital converter，ADC）、數位類比轉換器（digital to analog converter，DAC）和/或類似元件。訊號處理電路720可被配置成在資料匯流排730上將數位訊號（例如，資料位元流）發送到計算元件740並從計算元件740接收數位訊號（例如，資料位元流）。舉例來說，計算元件740可包括隨機存取記憶體（例如，動態隨機存取記憶體（dynamic random access memory，DRAM））、持續記憶體（例如，快閃記憶體記憶體）、微處理器、輸入/輸出控制器和/或類似元件。在包括例如行動電話、平板電腦等這些使用者設備的一些實施例中，無線通訊裝置700可包括一個或多個使用者介面裝置，例如觸摸敏感顯示面板、揚聲器、麥克風及照相機。在一些實施例中，例如在其中無線通訊裝置700是無線通訊網路中的節點的實施例中，無線通訊裝置700可包括額外的聯網硬體，例如乙太網路適配器和/或無線LAN適配器（例如，用於Wi-Fi或類似用途）。
在本揭露的各種實施例中，訊號處理電路720、接收器電路200及接收器電路200的子電路可以包括類比、數位及混合訊號元件的一種或多種不同的方式實施。在本揭露的一些實施例中，使用例如數位訊號處理器（digital signal processor，DSP）等專用積體電路（application specific integrated circuit，ASIC）來實施一個或多個電路。在一些實施例中，使用現場可程式化閘陣列（field programmable gate array，FPGA）來實施各種子電路。在一些實施例中，例如傅立葉逆變換子電路或快速傅立葉逆變換子電路等一些方面可使用FPGA內的專用核心（例如，數位訊號處理核心）來實施。在一些實施例中，在由處理器執行的電腦代碼中實施一個或多個子電路（例如，在“軟體定義無線電”的情形中）。接收器也可被實施為系統晶片（System on a Chip，SoC）的元件或子電路。
因此，本揭露的實施例提供了與比較技術相比更可靠地分離在OFDM訊號中編碼的層的系統及方法。本揭露的一些實施例涉及在時域中分離層的技術。
儘管已結合某些示例性實施例闡述了本揭露，但應理解，本揭露並不僅限於所揭露的實施例，而是相反旨在覆蓋隨附權利要求書及其等效範圍的精神及範圍內所包括的各種修改形式及等效設置。
200:接收器電路 210:解擾子電路/解擾電路 230:傅立葉逆變換子電路/傅立葉逆變換電路 250:層分離子電路/層分離電路 270:降噪子電路/降噪電路 290:傅立葉變換子電路/傅立葉變換電路 300:方法 310、330、350、370、390:操作 400、401:層 410、411:洩露 700:無線通訊裝置 710:天線 720:訊號處理電路 730:資料匯流排 740:計算組件dk 、dk+2 :解擾訊號h 0、h 1:通道係數/頻域訊號
Figure 02_image146
、
Figure 02_image148
、
Figure 02_image150
、
Figure 02_image152
:在時域中的通道係數x:擴展量y 0、y 2、y 2N-2、y k、y k+2:副載波/接收訊號
附圖與說明書一起示出本揭露的示例性實施例，並與所作說明一起用於闡釋本揭露的原理。
圖1是具有兩個層、N 個DMRS副載波以及總共2N 個副載波的新無線電（NR）解調參考訊號（DMRS）配置類型1的示意圖。 圖2是根據本揭露的一個實施例，用於分離接收訊號的多個層的接收器電路的方塊圖。 圖3是根據本揭露的一個實施例，一種用於分離訊號的多個層的方法的流程圖。 圖4A是根據本揭露的一個實施例，在時域中分離的接收訊號的時域表示（time domain representation）。 圖4B是根據本揭露的一個實施例，利用偏移的視窗在時域中分離的接收訊號的時域表示。 圖5是示出與比較接收器相比及與理想接收器相比，本揭露的實施例的區塊錯誤率（block error rate，BLER）性能的曲線圖。 圖6是示出與比較接收器相比及與理想接收器相比，本揭露的實施例的均方差（mean squared error，MSE）性能的曲線圖。 圖7是根據本揭露的一個實施例，無線通訊裝置的方塊圖。
y 0、y 2、y 2N-2:副載波/接收訊號

Claims (20)

  1. 一種對正交頻分複用訊號中利用頻域正交覆蓋碼多工的多個層進行分離的方法，所述方法包括： 基於乘以對應的解擾碼而對在所述正交頻分複用訊號的非相鄰副載波上接收的多個訊號進行解擾，以產生多個解擾訊號； 應用快速傅立葉逆變換以將所述多個解擾訊號從頻域變換到在時域中包括多個樣本的接收訊號；以及 通過以下方式在所述時域中對在所述接收訊號中多工的所述多個層進行分離： 根據所述快速傅立葉逆變換的大小界定第一時域採樣視窗及第二時域採樣視窗； 在所述第一時域採樣視窗中從所述多個樣本提取一個或多個第一層；以及 在所述第二時域採樣視窗中從所述多個樣本提取一個或多個第二層。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中所述第一時域採樣視窗對應於在所述時域中所述接收訊號的所述多個樣本的前半部分， 其中所述第二時域採樣視窗對應於在所述時域中所述接收訊號的所述多個樣本的後半部分。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中所述第一時域採樣視窗對應於在所述時域中以洩露參數偏移的所述接收訊號的所述多個樣本的前半部分， 其中所述第二時域採樣視窗對應於在所述時域中以所述洩露參數偏移的所述接收訊號的所述多個樣本的後半部分。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的方法，其中所述洩露參數具有最接近所述快速傅立葉逆變換的大小的0.27倍的整數值。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的方法，更包括將快速傅立葉變換應用到所提取的所述一個或多個第一層及所提取的所述一個或多個第二層以將所述一個或多個第一層及所述一個或多個第二層從所述時域變換到所述頻域。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的方法，更包括對所提取的所述一個或多個第一層及所提取的所述一個或多個第二層進行降噪以產生一個或多個經降噪的第一層及一個或多個經降噪的第二層。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的方法，更包括：應用快速傅立葉變換以將所述一個或多個經降噪的第一層以及所述一個或多個經降噪的第二層從所述時域轉換到所述頻域。
  8. 一種接收器電路，用於對正交頻分複用訊號中利用頻域正交覆蓋碼多工的多個層進行分離，所述接收器電路包括： 解擾子電路，被配置成基於將在所述正交頻分複用訊號的非相鄰副載波上接收的多個訊號乘以對應的解擾碼而對所述多個訊號進行解擾，以產生多個解擾訊號； 快速傅立葉逆變換子電路，被配置成將所述多個解擾訊號從頻域變換到在時域中包括多個樣本的接收訊號；以及 層分離子電路，被配置成通過以下方式對在所述接收訊號中多工的所述多個層進行分離： 根據快速傅立葉逆變換的大小界定第一時域採樣視窗及第二時域採樣視窗； 在所述第一時域採樣視窗中從所述多個樣本提取一個或多個第一層；以及 在所述第二時域採樣視窗中從所述多個樣本提取一個或多個第二層。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的接收器電路，其中所述第一時域採樣視窗對應於在所述時域中所述接收訊號的所述多個樣本的前半部分， 其中所述第二時域採樣視窗對應於在所述時域中所述接收訊號的所述多個樣本的後半部分。
  10. 如申請專利範圍第8項所述的接收器電路，其中所述第一時域採樣視窗對應於在所述時域中以洩露參數偏移的所述接收訊號的所述多個樣本的前半部分， 其中所述第二時域採樣視窗對應於在所述時域中以所述洩露參數偏移的所述接收訊號的所述多個樣本的後半部分。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的接收器電路，其中所述洩露參數具有最接近所述快速傅立葉逆變換的大小的0.27倍的整數值。
  12. 如申請專利範圍第8項所述的接收器電路，更包括快速傅立葉變換子電路，所述快速傅立葉變換子電路被配置成將所述一個或多個第一層及所述一個或多個第二層從所述時域轉換到所述頻域。
  13. 如申請專利範圍第8項所述的接收器電路，更包括降噪子電路，所述降噪子電路被配置成對所提取的所述一個或多個第一層及所提取的所述一個或多個第二層進行降噪以產生一個或多個經降噪的第一層及一個或多個經降噪的第二層。
  14. 如申請專利範圍第8項所述的接收器電路，更包括快速傅立葉變換子電路，所述快速傅立葉變換子電路被配置成將所述一個或多個經降噪的第一層以及所述一個或多個經降噪的第二層從所述時域轉換到所述頻域。
  15. 一種無線通訊裝置，包括： 天線； 處理器； 記憶體； 多個訊號處理電路，通過資料匯流排耦合到所述處理器及所述記憶體，所述多個訊號處理電路包括接收器電路，所述接收器電路被配置成從所述天線接收正交頻分複用訊號中利用頻域正交覆蓋碼多工的多個層，所述接收器電路包括： 解擾子電路，被配置成基於將在所述正交頻分複用訊號的非相鄰副載波上接收的訊號乘以對應的解擾碼而對所述訊號進行解擾，以產生多個解擾訊號； 快速傅立葉逆變換子電路，被配置成將所述多個解擾訊號從頻域變換到在時域中包括多個樣本的接收訊號； 層分離子電路，被配置成通過以下方式對在所述接收訊號中多工的所述多個層進行分離： 根據快速傅立葉逆變換的大小界定第一時域採樣視窗及第二時域採樣視窗； 在所述第一時域採樣視窗中從所述多個樣本提取一個或多個第一層；以及 在所述第二時域採樣視窗中從所述多個樣本提取一個或多個第二層， 所述多個訊號處理電路被配置成將從所述一個或多個第一層及所述一個或多個第二層解碼的資料串流傳輸到所述處理器及所述記憶體。
  16. 如申請專利範圍第15項所述的無線通訊裝置，其中所述第一時域採樣視窗對應於在所述時域中以洩露參數偏移的所述接收訊號的所述多個樣本的前半部分， 其中所述第二時域採樣視窗對應於在所述時域中以所述洩露參數偏移的所述接收訊號的所述多個樣本的後半部分。
  17. 如申請專利範圍第16所述的無線通訊裝置，其中所述洩露參數具有最接近所述快速傅立葉逆變換的大小的0.27倍的整數值。
  18. 如申請專利範圍第15項所述的無線通訊裝置，更包括快速傅立葉變換子電路，所述快速傅立葉變換子電路被配置成將所述一個或多個第一層及所述一個或多個第二層從所述時域轉換到所述頻域。
  19. 如申請專利範圍第15項所述的無線通訊裝置，更包括降噪子電路，所述降噪子電路被配置成對所提取的所述一個或多個第一層及所提取的所述一個或多個第二層進行降噪以產生一個或多個經降噪的第一層及一個或多個經降噪的第二層。
  20. 如申請專利範圍第15項所述的無線通訊裝置，更包括快速傅立葉變換子電路，所述快速傅立葉變換子電路被配置成將所述一個或多個經降噪的第一層以及所述一個或多個經降噪的第二層從所述時域轉換到所述頻域。
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