CN111181888A - 对多个层进行分离的方法、接收器电路和无线通信装置 - Google Patents

对多个层进行分离的方法、接收器电路和无线通信装置 Download PDF

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Abstract

一种用于对在正交频分复用(OFDM)信号中多路复用的多个层进行分离的接收器电路包括：解扰子电路，被配置成对在所述OFDM信号的非相邻副载波上接收的多个信号进行解扰，以产生多个解扰信号；快速傅里叶逆变换子电路，被配置成将所述解扰信号从频域变换到在时域中包括多个样本的接收信号；以及层分离子电路，被配置成通过以下方式对在所述接收信号中多路复用的所述多个层进行分离：根据快速傅里叶逆变换的大小界定第一时域采样窗口及第二时域采样窗口；在所述第一时域采样窗口中从所述样本提取一个或多个第一层；以及在所述第二时域采样窗口中从所述样本提取一个或多个第二层。也提供一种对多个层进行分离的方法和无线通信装置。

Description

对多个层进行分离的方法、接收器电路和无线通信装置
相关申请的交叉参考
本申请主张2018年11月9日在美国专利及商标局提出申请的美国临时专利申请第62/758,263号、以及2019年1月3日在美国专利及商标局提出申请且指定序列号为16/239,441的美国非临时专利申请的优先权及权益，所述专利申请的全部内容并入本文供参考。
技术领域
本申请的实施例的各方面涉及电子通信领域。
背景技术
某些形式的电子通信系统利用被称为正交频分复用(orthogonal frequencydivision multiplexing，OFDM)的技术对多个载波频率上的数字数据进行编码，在所述技术中发射多个具有重叠频谱的间隔紧密的正交副载波信号来传送数据。此外，在某些形式的电子通信系统中，多个数据流(“层”)以一种有时被称为多输入多输出(multiple-in-multiple-out，MIMO)的配置方式平行传输。在某些情况下，使用频分多路复用(frequencydivision multiplexing，FDM)来传输所述多个数据流，其中使用不重叠的频带来传送单独的信号。
为了使接收器对每一层执行信道估测，解调参考信号(demodulation referencesignal，DMRS)可包括多个“端口(port)”(每层一个)，其中这些端口彼此正交。这种正交性可通过使用其中在频域中使用不同的副载波的频分多路复用(FDM)来实现，或者通过使用时域中的正交覆盖码(orthogonal cover code，OCC)(TD-OCC)或频域中的正交覆盖码(FD-OCC)的码分多路复用(code division multiplexing，CDM)来实现。
举例来说，此种调制及解调技术可应用于例如长期演进(Long-Term Evolution，
Figure BDA0002248447530000011
)及第五代(5G)新无线电(New Radio，NR)等无线蜂窝通信技术中。
发明内容
本公开的实施例的各方面涉及用于对频分正交覆盖编码信号(frequency-division orthogonal cover coded signals)进行解调的系统及方法。
根据本公开的一个实施例，一种对正交频分复用(OFDM)信号中利用频域正交覆盖码(frequency domain orthogoanl cover code，FD-OCC)多路复用的多个层进行分离的方法包括：基于乘以对应的解扰码而对在所述OFDM信号的非相邻副载波上接收的多个信号进行解扰，以产生多个解扰信号；应用快速傅里叶逆变换以将所述解扰信号从频域变换到在时域中包括多个样本的接收信号；以及通过以下方式在所述时域中对在所述接收信号中多路复用的所述层进行分离：根据所述快速傅里叶逆变换的大小界定第一时域采样窗口及第二时域采样窗口；在所述第一时域采样窗口中从所述样本提取一个或多个第一层；以及在所述第二时域采样窗口中从所述样本提取一个或多个第二层。
所述第一时域采样窗口可对应于在所述时域中所述接收信号的所述样本的前半部分，且所述第二时域采样窗口可对应于在所述时域中所述接收信号的所述样本的后半部分。
所述第一时域采样窗口可对应于在所述时域中以泄露参数(leakage parameter)偏移的所述接收信号的所述样本的前半部分，且所述第二时域采样窗口可对应于在所述时域中以所述泄露参数偏移的所述接收信号的所述样本的后半部分。
所述泄露参数可具有最接近所述快速傅里叶逆变换的大小的0.27倍的整数值。
所述方法还可包括将快速傅里叶变换应用到所提取的所述一个或多个第一层及所提取的所述一个或多个第二层以将所述一个或多个第一层及所述一个或多个第二层从所述时域变换到所述频域。
所述方法还可包括对所提取的所述一个或多个第一层及所提取的所述一个或多个第二层进行去噪以产生一个或多个经去噪的第一层及一个或多个经去噪的第二层。
所述方法还可包括应用快速傅里叶变换以将所述一个或多个经去噪的第一层以及所述一个或多个经去噪的第二层从所述时域转换到所述频域。
根据本公开的一个实施例，一种用于对正交频分复用(OFDM)信号中利用频域正交覆盖码(FD-OCC)多路复用的多个层进行分离的电路包括：解扰电路，被配置成基于将在所述OFDM信号的非相邻副载波上接收的多个信号乘以对应的解扰码而对所述信号进行解扰，以产生多个解扰信号；快速傅里叶逆变换电路，被配置成将所述解扰信号从频域变换到在时域中包括多个样本的接收信号；以及层分离电路，被配置成通过以下方式对在所述接收信号中多路复用的所述层进行分离：根据所述快速傅里叶逆变换的大小界定第一时域采样窗口及第二时域采样窗口；在所述第一时域采样窗口中从所述样本提取一个或多个第一层；以及在所述第二时域采样窗口中从所述样本提取一个或多个第二层。
所述第一时域采样窗口可对应于在所述时域中所述接收信号的所述样本的前半部分，且所述第二时域采样窗口可对应于在所述时域中所述接收信号的所述样本的后半部分。
所述第一时域采样窗口可对应于在所述时域中以泄露参数偏移的所述接收信号的所述样本的前半部分，且所述第二时域采样窗口可对应于在所述时域中以所述泄露参数偏移的所述接收信号的所述样本的后半部分。
所述泄露参数可具有最接近所述快速傅里叶逆变换的大小的0.27倍的整数值。
所述电路还可包括快速傅里叶变换电路，所述快速傅里叶变换电路被配置成将所述一个或多个第一层及所述一个或多个第二层从所述时域转换到所述频域。
所述电路还可包括去噪电路，所述去噪电路被配置成对所提取的所述一个或多个第一层及所提取的所述一个或多个第二层进行去噪以产生一个或多个经去噪的第一层及一个或多个经去噪的第二层。
所述电路还可包括快速傅里叶变换电路，所述快速傅里叶变换电路被配置成将所述一个或多个经去噪的第一层以及所述一个或多个经去噪的第二层从所述时域转换到所述频域。
根据本公开的一个实施例，一种无线通信装置包括：天线；处理器；存储器；多个信号处理电路，通过数据总线耦合到所述处理器及所述存储器，所述信号处理电路包括接收器，所述接收器被配置成从所述天线接收正交频分复用(OFDM)信号中利用频域正交覆盖码(FD-OCC)多路复用的多个层，所述接收器包括：解扰电路，被配置成基于将在所述OFDM信号的非相邻副载波上接收的多个信号乘以对应的解扰码而对所述信号进行解扰，以产生多个解扰信号；快速傅里叶逆变换电路，被配置成将所述解扰信号从频域变换到在时域中包括多个样本的接收信号；层分离子电路，被配置成通过以下方式对在所述接收信号中多路复用的所述层进行分离：根据快速傅里叶逆变换的大小界定第一时域采样窗口及第二时域采样窗口；在所述第一时域采样窗口中从所述样本提取一个或多个第一层；以及在所述第二时域采样窗口中从所述样本提取一个或多个第二层，所述信号处理电路被配置成将从所述一个或多个第一层及所述一个或多个第二层解码的数据流传输到所述处理器及所述存储器。
所述第一时域采样窗口可对应于在所述时域中以泄露参数偏移的所述接收信号的所述样本的前半部分，且所述第二时域采样窗口可对应于在所述时域中以所述泄露参数偏移的所述接收信号的所述样本的后半部分。
所述泄露参数可具有最接近所述快速傅里叶逆变换的大小的0.27倍的整数值。
所述无线通信装置还可包括快速傅里叶变换电路，所述快速傅里叶变换电路被配置成将所述一个或多个第一层及所述一个或多个第二层从所述时域转换到所述频域。
所述无线通信装置还可包括去噪电路，所述去噪电路被配置成对所提取的所述一个或多个第一层及所提取的所述一个或多个第二层进行去噪以产生一个或多个经去噪的第一层及一个或多个经去噪的第二层。
所述无线通信装置还可包括快速傅里叶变换电路，所述快速傅里叶变换电路被配置成将所述一个或多个经去噪的第一层以及所述一个或多个经去噪的第二层从所述时域转换到所述频域。
附图说明
附图与说明书一起示出本公开的示例性实施例，并与所作说明一起用于阐释本公开的原理。
图1是具有两个层、N个DMRS副载波以及总共2N个副载波的新无线电(NR)解调参考信号(DMRS)配置类型1的示意图。
图2是根据本公开的一个实施例，用于分离接收信号的多个层的接收器电路的方块图。
图3是根据本公开的一个实施例，一种用于分离信号的多个层的方法的流程图。
图4A是根据本公开的一个实施例，在时域中分离的接收信号的时域表示(timedomain representation)。
图4B是根据本公开的一个实施例，利用偏移的窗口在时域中分离的接收信号的时域表示。
图5是示出与比较接收器相比及与理想接收器相比，本公开的实施例的块错误率(block error rate，BLER)性能的曲线图。
图6是示出与比较接收器相比及与理想接收器相比，本公开的实施例的均方差(mean squared error，MSE)性能的曲线图。
图7是根据本公开的一个实施例，无线通信装置的方块图。
[符号的说明]
200：接收器电路；
210：解扰子电路/解扰电路；
230：傅里叶逆变换子电路/傅里叶逆变换电路；
250：层分离子电路/层分离电路；
270：去噪子电路/去噪电路；
290：傅里叶变换子电路/傅里叶变换电路；
300：方法；
310、330、350、370、390：操作；
400、401：层；
410、411：泄露；
700：无线通信装置；
710：天线；
720：信号处理电路；
730：数据总线；
740：计算组件；
dk、dk+2：解扰信号；
h0、h1：信道系数/频域信号；
Figure BDA0002248447530000051
hTD,0(n)、hTD,1(n-N/2)：在时域中的信道系数；
x：扩展量；
y0、y2、y2N-2、yk、yk+2：副载波/接收信号。
具体实施方式
以下，将参照附图更详细地阐述示例性实施例，在所有附图中，相同的参考编号指代相同的元件。然而，本公开可实施为各种不同形式，而不应被视为仅限于本文中所示的实施例。确切来说，提供这些实施例作为实例是为了使本公开将透彻及完整，并将向所属领域中的技术人员全面传达本公开的各方面及特征。因此，对所属领域中的普通技术人员完整理解本公开的方面及特征来说非必要的工艺、元件及技术可不予以阐述。除非另有说明，否则在所有附图及书面说明通篇中相同的参考编号表示相同的元件，且因此将不再对其予以重复赘述。
本文中所使用的术语仅用于阐述特定实施例的目的而并非旨在限制本公开。除非上下文清楚地另外指明，否则本文中所使用的单数形式“一(a及an)”旨在也包括复数形式。还应理解，当在本说明书中使用用语“包括(comprises及comprising)”及“包含(includes及including)”时，是指明所陈述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件的存在，但不排除一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或其群组的存在或添加。本文中所使用的用语“和/或(and/or)”包括相关所列项其中一个或多个项的任意及所有组合。当例如“...中的至少一者”等表达位于一系列元件之后时，是修饰所有元件而非修饰所述一系列元件中的各别元件。
在正交频分调制(orthogonal frequency division modulation，OFDM)中，数据流被分成多个具有较低数据速率的子流或“层”，且这些单独的子流在多个相邻的副载波上进行传输。当在频域中考虑时，这可被视为平行地传输子流。在某些情况下，使用频域正交覆盖码(FD-OCC)在OFDM副载波上对数据流进行多路复用(multiplex)。
在不同副载波上传输的信号可经历不同的信道。举例来说，信号可以相依于频率的方式经历不同程度的衰落(例如，衰减)(例如，其中衰减在频带上不均匀或平坦)。衰落的一种形式是频率选择性衰落，其中信号通过经由至少两个路径(“多路径”)到达无线电接收器而部分地取消自身，这可能是由于反射(例如，电离层中的层的运动或根据信号的频率，由于环境中的物理对象)导致的。其中信道的不同频谱分量不同程度衰减的通信信道可被称为频率选择性信道。其他形式的衰减可包括来自其他电磁辐射源的干扰。
如上所述，解调参考信号(DMRS)包括多个“端口”，每层一个，其中这些端口通过频域多路复用(frequency domain multiplexing，FDM)、利用时域中的正交覆盖码(TD-OCC)或频域中的正交覆盖码(FD-OCC)的码分多路复用或其组合被调制成彼此正交。
信道的频率选择性可导致DMRS端口之间的正交性的至少部分损失，且在将FD-OCC应用于非相邻的副载波的情况下可能尤其严重，例如在5G NR技术规范(参见例如3GPP TS38.211：“技术规范组无线电接入网络；NR；物理信道及调制(第15版)，”7.4.1.1节)中指定的DMRS配置类型1中。换句话说，频率选择性可使得难以恢复由FD-OCC在两个非相邻副载波上传播的数据流，因为信号的两个部分可能会经历不同的信道条件，此可导致在两个非相邻的副载波之间多路复用的层之间存在干扰(层间干扰)。
图1是具有两个层、N个DMRS副载波以及总共2N个副载波的新无线电(NR)解调参考信号(DMRS)配置类型1的示意图。为方便及易于论述起见，图1绘示偶数副载波(例如，{y0,y2,…,y2N-2})。然而，可在与以下更详细阐述者实质上相同的分析下对奇数副载波(例如，{y1,y3,…,y2N-1})进行处理。在图1中所示的配置中，在两个非相邻的副载波y(例如，副载波yk及yk+2)上多路复用两个层(在本文中被称为层0及层1)。所述两个层(层0及层1)对应于两个信道，所述两个信道在频域中由其相应的信道系数h0及h1表示(参见例如图2)。
此外，为方便起见，以下论述是指在5G新无线电(NR)中的DMRS配置类型1的情形，其中副载波对DMRS参考信号的比率是2:1。然而，本公开的实施例也可应用于参考信号的数目与载波的数目之间具有不同比率的其他配置。一般来说，副载波对参考信号的比率可为Q到1(例如，QN个副载波及N个参考信号)。在这些情形中，单独的各组非相邻副载波可被一起处理。举例来说，在Q＝3的情形中，副载波{y0,y3,…,yN-3}可被一起处理，副载波{y1,y4,…,yN-2}可被一起处理，且副载波{y2,y5,…,yN-1}可被一起处理。更具体来说，多个副载波可被一起归为一组，其中第m组副载波{y}m由以下进行定义：
{y}m＝{yk其中k mod Q＝m}
如在图1中所示，对于第零个副载波y0来说，FD-OCC码是[1,1]，此表示对应于层0的频域中的信道系数h0乘以系数1，且对应于层1的频域中的信道系数h1也乘以系数1。因此，通过对应于层0及层1的信道系数h的分量乘以第零个副载波的DMRS序列r0的和而产生在第零个副载波处的接收信号y0：
y0＝h0,0r0+h1,0r0
类似地，对于第二个副载波y2来说，FD-OCC码是[1,-1]，此表示对应于层0的频域中的信道系数h0乘以系数1，且对应于层1的频域中的信道系数h1乘以系数-1。因此，通过对应于层0及层1的信道系数h的分量乘以第二个副载波的DMRS序列r2的差而产生在第二个副载波处的接收信号y2：
y2＝h0,2r2-h1,2r2
可将此推广到第k个副载波及第k+2个副载波：
yk＝h0,krk+h1,krk
yk+2＝h0,k+2rk+2-h1,k+2rk+2
其中rk是第k个副载波的DMRS序列，且rk+2是第k+2个副载波的DMRS序列。(为清晰起见，在对接收信号y的此论述中，省略了附加接收器噪声，例如附加白高斯噪声(additivewhite Gaussian noise，AGWN)。然而，所属领域中的普通技术人员将理解，接收信号通常包括一些噪声)。举例来说，FD-OCC码在[1,1]与[1,-1]之间交替。对于在此实例中论述的偶数副载波k来说，当k/2是偶数时FD-OCC是[1,1]，且当k/2是奇数时FD-OCC是[1,-1]。(对于在此实例中未详细论述的奇数副载波来说，当(k-1)/2是偶数时FD-OCC是[1,1]，且当(k-1)/2是奇数时FD-OCC是[1,-1]。)
可通过将接收信号yk及yk+2乘以已知DMRS序列rk及rk+2的复共轭(complexconjugate)得出以下方程式来计算将在第k个副载波及第k+2个副载波上接收的解扰信号dk及dk+2：
dk＝h0,k+h1,k
dk+2＝h0,k+2-h1,k+2
其中dk对dk+2中的+对-是由应用到dk及dk+2的不同FD-OCC码([1,1]对[1,-1])引起的。
用于分离对应于层0及层1的信道系数h0及h1的比较技术涉及在频域中解扩接收信号，其中通过以下来计算对应于层0的频域中的估测信道系数
Figure BDA0002248447530000081
Figure BDA0002248447530000082
(本质上，通过使dk与dk+2相加使得0项一起相加然后除以2以移除重复(duplication)且使得h1项抵消而恢复h0)。类似地，通过以下来计算对应于层1的频域中的估测信道系数
Figure BDA0002248447530000083
Figure BDA0002248447530000084
(本质上，通过从dk减去dk+2使得h1项一起相加然后除以2以移除重复且使得h0项抵消而恢复h1)。传统上将所述两个层都放置在奇数副载波(k+1)中，因为k+1是副载波k与副载波k+2(在上面应用FD-OCC扩频(spreading)的两个副载波)之间的中间点。
可通过将傅里叶逆变换(例如，快速傅里叶逆变换(inverse fast Fouriertransform，IFFT))应用到频域中的信道系数
Figure BDA0002248447530000085
而计算层0在时域中的估测信道系数
Figure BDA0002248447530000086
Figure BDA0002248447530000087
其中N是2N个副载波的一半(因为此表达仅考虑偶数副载波)且其中N也指定傅里叶逆变换的大小。可通过将傅里叶逆变换应用到用于估测信道
Figure BDA0002248447530000088
的上述表达而计算层1在时域中的估测信道系数
Figure BDA0002248447530000089
在QN个副载波及N个参考信号的一般情形中，在以上表达中为2k的步长(step size)(例如，h0,2k)将变为步长Qk(例如，h0,Qk)。
在分别用于层0及层1在频域中的估测信道系数
Figure BDA00022484475300000810
及
Figure BDA00022484475300000811
的以上表达中，项：
Figure BDA00022484475300000812
及
Figure BDA00022484475300000813
表示由频域解扩引起的跨层(cross-layer)干扰，其在hi,k≠hi,k+2时不为零。这些跨层干扰项出现在对应于层0的时域中的计算信道系数
Figure BDA00022484475300000814
中作为来自层1的干扰：
Figure BDA0002248447530000091
且类似的项将出现在对应于层1的时域中的计算信道系数
Figure BDA0002248447530000092
中，从而表示来自层0的跨层干扰。
如上所述，此跨层干扰可由在非相邻副载波(例如，yk及yk+2)的情形中更有可能出现的频率选择性信道而引起。
本公开的实施例的各方面涉及在时域中分离通过频域正交覆盖码(FD-OCC)多路复用的两个层。此可与如上所述在频域中执行层分离形成对比。此方式在存在频率选择性信道的情况下改善对信号的正交性的保持，且改善估测接收信号的块错误率(BLER)，尤其是对于大的副载波间隔(例如，30千赫(kHz))来说。
图2是根据本公开的一个实施例，用于分离接收信号的接收器电路的方块图。如在图2中所示，根据一个实施例的接收器电路200(或层分离接收器电路)包括解扰子电路210、傅里叶逆变换子电路230(例如，快速傅里叶逆变换子电路)、层分离子电路250、去噪子电路270以及傅里叶变换子电路290(例如，快速傅里叶变换子电路)。接收器电路200的组件可在本文中被称为电路或子电路。
图3是根据本公开的一个实施例，一种由接收器电路200分离信号的方法的流程图。图4A是根据本公开的一个实施例，在时域中分离的接收信号的时域表示。为方便起见，图2及图3仅示出对被示出为yk及yk+2的偶数副载波(例如，k为偶数的副载波)进行解调以接收层0及层1的情形。然而，所属领域中的普通技术人员将理解，在5G NR DMRS配置类型1的本实例中，可同时对OFDM信号的奇数副载波进行解调以在奇数副载波y上接收额外的层。类似地，在副载波与参考信号具有不同比率(例如，QN个副载波及N个参考信号)的调制配置的情形中，可独立地处理每一组副载波。
如在图2及图3中所示，将接收信号yk及yk+2供应到接收器电路200的解扰电路210，以在方法300的操作310中对所述信号解扰。如上所述，接收信号yk及yk+2可具有以下形式：
yk＝h0,krk+h1,krk
yk+2＝h0,k+2rk+2-h1,k+2rk+2
其被参考序列rk及rk+2扰频。如上所述，yk对yk+2中的+对-是由应用到yk及yk+2的[1,1]对[1,-1]的不同FD-OCC码引起的。对于第k个副载波及第k+2个副载波来说，使接收信号yk及yk+2乘以已知参考序列rk及rk+2的复共轭以获得解扰信号dk及dk+2，例如：
dk＝h0,k+h1,k
dk+2＝h0,k+2-h1,k+2
在操作330中，傅里叶逆变换电路(例如，快速傅里叶逆变换(IFFT)电路)230将解扰信号dk及dk+2从频域变换到时域。
在数学上，在不进行解扩的情况下将大小为N的傅里叶逆变换应用到接收信号，以计算接收信号在时域中的信道系数
Figure BDA0002248447530000101
Figure BDA0002248447530000102
从而代替对dk＝h0,k+h1,k的以上定义并分离其中k为偶数对其中k为奇数的项以解释不同FD-OCC([1,1]对[1,-1])：
Figure BDA0002248447530000103
收集对应于层0的信道系数h0项及对应于层1的信道系数h1项：
Figure BDA0002248447530000104
注意
Figure BDA0002248447530000105
以上表达可被重写为：
Figure BDA0002248447530000106
其等效于：
Figure BDA0002248447530000107
因此，如在以上方程式中所见，信号的对应于层0信道hTD，0的部分出现在
Figure BDA0002248447530000108
的样本中的前半部分，而信号的对应于层1信道hTD,1的部分偏移N/2个样本(例如，出现在N个样本的后半部分中)。换句话说，通过FD-OCC多路复用的层作为信道脉冲响应(channelimpulse response，CIR)的两个偏移版本出现，如示出为图4A中的400及401。
因此，在一些实施例中，在操作350中，层分离电路250通过根据两个窗口(“第一窗口”及“第二窗口”)在时域中切割或切分信号而分离两个层(层0信道h0及层1信道h1，或更正式地来说，对应于层0的信道系数h0及对应于层1的信道系数h1)，使得每个窗口含有CIR中的一者(将两个完整的CIR“切割”成两部分)，如在图4A中由用于表示对应于两个层的两部分的粗虚线对细虚线所指示。更正式地来说，前N/2个数据点可被视为在时域中对应于层0的信道系数(例如，第一窗口的数据点
Figure BDA0002248447530000109
)，且后N/2个数据点可被视为在时域中对应于层1的信道系数(例如，第二窗口的数据点
Figure BDA0002248447530000111
)。
仅如上所述在N/2处将接收信号切割成两部分可导致将从信号中省略信号的对应于来自IFFT操作的泄露的部分。参见例如如在图4A中所示在n＝120附近的层0泄露410、以及位于n＝70处的“切割”左侧在n＝60附近的层1泄露411。
因此，在本公开的一些实施例中，在操作350中，层分离电路250在时间上更早地偏移窗口以包括“泄露”410及411。图4B是根据本公开的一个实施例，利用偏移的窗口在时域中分离的接收信号的时域表示。
更详细来说，在一些此类实施例中，从样本提取通过偶数索引的层(从0计数，例如h0)(包绕
Figure BDA0002248447530000112
的末端)：
Figure BDA0002248447530000113
及[N-x,N-1]
且在以下区间中从样本提取通过奇数索引的层(例如，h1)：
Figure BDA0002248447530000114
及
Figure BDA0002248447530000115
或者换句话说，在以下区间中从样本提取通过奇数索引的层：
Figure BDA0002248447530000116
基于信道所特有的各种条件而设置偏移量或偏移大小。在一些实施例中，将扩展量x设置为x＝round(0.27N)，其中“取整(round)”函数将其给定自变量(argument)取整到最接近的整数。
在一些实施例中，去噪电路270在操作370中对时域中的分离信号进行去噪。在一些实施例中，去噪是通过每抽头(per-tap)最小均方差(minimum mean square error，MMSE)滤波器执行的，所述滤波器为估测信道脉冲响应的每个抽头分配一个权重，其中每个权重是基于其对应抽头的相对信号及噪声功率而分配的。尽管图2示出了多个平行排列的去噪电路270，但此为概念表示，并且本公开的实施例并不仅限于此。在一些实施例中，多个平行的信号流可由同一去噪电路270处理。举例来说，时域中的分离信号可由单个去噪电路270依序去噪，每次对一个分离信号进行去噪。
然后在操作390中，可将时域中的信道系数hTD,0(n)及hTD,1(n)提供到傅里叶变换电路(例如，快速傅里叶变换电路或FFT电路)290以将时域信号傅里叶变换到频域信号h0及h1。然后可使频域信号h0及h1经受进一步的处理(例如，以分离在信号内多路复用的多个数据流)。尽管图2示出了多个平行排列的傅里叶变换电路290，但此为概念表示，并且本公开的实施例并不仅限于此。在一些实施例中，多个平行的信号流可由同一傅里叶变换电路290变换。举例来说，时域中的分离信号可由单个傅里叶变换电路290依序变换，每次对一个分离信号进行变换。
图5是示出与比较接收器相比及与理想接收器相比，本公开的实施例的块错误率(block error rate，BLER)性能的曲线图。图6是示出与比较接收器相比及与理想接收器相比，本公开的实施例的均方差(MSE)性能的曲线图。更详细来说，图5及图6示出在5R NG的调制及编码方案(modulation and coding scheme，MCS)19下且以“扩展车辆A(ExtendedVehicular A)，30kHz的多普勒频率”(EVA 30)的信道配置(channel profile)对30kHz副载波间隔、等级(Rank)2(平行传输的2个层或数据流)、100兆赫(MHz)带宽此种情形的模拟结果。
如在图5中所示，本公开的实施例(标记“时域分离”的曲线)与比较技术(标记“频域解扩”的曲线)相比针对大范围的信噪比(signal to noise ratio，SNR)值(例如，大于22分貝(dB)的SNR)表现出显著较低的块错误率(BLER)，并表现出接近理想性能(标记“理想信道估测”的曲线)的性能。如在图6中所示，本公开的实施例(标记“时域分离”的线)与比较技术(标记“频域解扩”的线)相比在SNR值的整个范围上(例如，从18dB到40dB)表现出显著较小的均方差(MSE)。
图7是根据本公开的一个实施例，无线通信装置的方块图。举例来说，所述无线通信装置可以是用户设备(user equipment，UE)，例如移动电话(例如，手机)、平板计算机、笔记本计算机、移动热点、以及配备有蜂窝无线电的类似装置等。无线通信装置也可以是无线通信网络中的节点(例如，蜂窝基站或基站收发站)。在本公开的一些实施例中，无线通信装置可与其他形式的无线通信(例如，无线局域网(例如，基于Wi-Fi或IEEE 802.11标准的网络))一起使用。
如图7所示，在一些实施例中，无线通信装置700包括一个或多个天线710，这些天线710被配置成发送及接收电磁信号。接收到的电磁信号可被供应到一个或多个信号处理电路720。这些信号处理电路720可包括图2所示的接收电路200。信号处理电路720还可包括例如滤波器组(例如，低通、高通、和/或带通滤波器)、放大器(例如，用于放大接收到的信号和/或用于放大生成的信号以便传输)、模数转换器(analog to digital converter，ADC)、数模转换器(digital to analog converter，DAC)和/或类似元件。信号处理电路720可被配置成在数据总线730上将数字信号(例如，数据位流)发送到计算组件740并从计算组件740接收数字信号(例如，数据位流)。举例来说，计算组件740可包括随机存取存储器(例如，动态随机存取存储器(dynamic random access memory，DRAM))、持续存储器(例如，闪存存储器)、微处理器、输入/输出控制器和/或类似组件。在包括例如移动电话、平板计算机等这些用户设备的一些实施例中，无线通信装置700可包括一个或多个用户接口装置，例如触摸敏感显示面板、扬声器、麦克风及照相机。在一些实施例中，例如在其中无线通信装置700是无线通信网络中的节点的实施例中，无线通信装置700可包括额外的联网硬件，例如以太网适配器和/或无线LAN适配器(例如，用于Wi-Fi或类似用途)。
在本公开的各种实施例中，信号处理电路720、接收器电路200及接收器电路200的子电路可以包括模拟、数字及混合信号组件的一种或多种不同的方式实施。在本公开的一些实施例中，使用例如数字信号处理器(digital signal processor，DSP)等专用集成电路(application specific integrated circuit，ASIC)来实施一个或多个电路。在一些实施例中，使用现场可编程门阵列(field programmable gate array，FPGA)来实施各种子电路。在一些实施例中，例如傅里叶逆变换子电路或快速傅里叶逆变换子电路等一些方面可使用FPGA内的专用核心(例如，数字信号处理核心)来实施。在一些实施例中，在由处理器执行的计算机代码中实施一个或多个子电路(例如，在“软件定义无线电”的情形中)。接收器也可被实施为片上系统(System on a Chip，SoC)的组件或子电路。
因此，本公开的实施例提供了与比较技术相比更可靠地分离在OFDM信号中编码的层的系统及方法。本公开的一些实施例涉及在时域中分离层的技术。
尽管已结合某些示例性实施例阐述了本公开，但应理解，本公开并不仅限于所公开的实施例，而是相反旨在覆盖随附权利要求书及其等效范围的精神及范围内所包括的各种修改形式及等效设置。

Claims (20)

1.一种对正交频分复用信号中利用频域正交覆盖码多路复用的多个层进行分离的方法，所述方法包括：
基于乘以对应的解扰码而对在所述正交频分复用信号的非相邻副载波上接收的多个信号进行解扰，以产生多个解扰信号；
应用快速傅里叶逆变换以将所述多个解扰信号从频域变换到在时域中包括多个样本的接收信号；以及
通过以下方式在所述时域中对在所述接收信号中多路复用的所述多个层进行分离：
根据所述快速傅里叶逆变换的大小界定第一时域采样窗口及第二时域采样窗口；
在所述第一时域采样窗口中从所述多个样本提取一个或多个第一层；以及
在所述第二时域采样窗口中从所述多个样本提取一个或多个第二层。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一时域采样窗口对应于在所述时域中所述接收信号的所述多个样本的前半部分，
其中所述第二时域采样窗口对应于在所述时域中所述接收信号的所述多个样本的后半部分。
3.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一时域采样窗口对应于在所述时域中以泄露参数偏移的所述接收信号的所述多个样本的前半部分，
其中所述第二时域采样窗口对应于在所述时域中以所述泄露参数偏移的所述接收信号的所述多个样本的后半部分。
4.根据权利要求3所述的方法，其中所述泄露参数具有最接近所述快速傅里叶逆变换的大小的0.27倍的整数值。
5.根据权利要求1所述的方法，还包括将快速傅里叶变换应用到所提取的所述一个或多个第一层及所提取的所述一个或多个第二层以将所述一个或多个第一层及所述一个或多个第二层从所述时域变换到所述频域。
6.根据权利要求1所述的方法，还包括对所提取的所述一个或多个第一层及所提取的所述一个或多个第二层进行去噪以产生一个或多个经去噪的第一层及一个或多个经去噪的第二层。
7.根据权利要求6所述的方法，还包括：应用快速傅里叶变换以将所述一个或多个经去噪的第一层以及所述一个或多个经去噪的第二层从所述时域转换到所述频域。
8.一种接收器电路，用于对正交频分复用信号中利用频域正交覆盖码多路复用的多个层进行分离，所述接收器电路包括：
解扰子电路，被配置成基于将在所述正交频分复用信号的非相邻副载波上接收的多个信号乘以对应的解扰码而对所述多个信号进行解扰，以产生多个解扰信号；
快速傅里叶逆变换子电路，被配置成将所述多个解扰信号从频域变换到在时域中包括多个样本的接收信号；以及
层分离子电路，被配置成通过以下方式对在所述接收信号中多路复用的所述多个层进行分离：
根据快速傅里叶逆变换的大小界定第一时域采样窗口及第二时域采样窗口；
在所述第一时域采样窗口中从所述多个样本提取一个或多个第一层；以及
在所述第二时域采样窗口中从所述多个样本提取一个或多个第二层。
9.根据权利要求8所述的接收器电路，其中所述第一时域采样窗口对应于在所述时域中所述接收信号的所述多个样本的前半部分，
其中所述第二时域采样窗口对应于在所述时域中所述接收信号的所述多个样本的后半部分。
10.根据权利要求8所述的接收器电路，其中所述第一时域采样窗口对应于在所述时域中以泄露参数偏移的所述接收信号的所述多个样本的前半部分，
其中所述第二时域采样窗口对应于在所述时域中以所述泄露参数偏移的所述接收信号的所述多个样本的后半部分。
11.根据权利要求10所述的接收器电路，其中所述泄露参数具有最接近所述快速傅里叶逆变换的大小的0.27倍的整数值。
12.根据权利要求8所述的接收器电路，还包括快速傅里叶变换子电路，所述快速傅里叶变换子电路被配置成将所述一个或多个第一层及所述一个或多个第二层从所述时域转换到所述频域。
13.根据权利要求8所述的接收器电路，还包括去噪子电路，所述去噪子电路被配置成对所提取的所述一个或多个第一层及所提取的所述一个或多个第二层进行去噪以产生一个或多个经去噪的第一层及一个或多个经去噪的第二层。
14.根据权利要求13所述的接收器电路，还包括快速傅里叶变换子电路，所述快速傅里叶变换子电路被配置成将所述一个或多个经去噪的第一层以及所述一个或多个经去噪的第二层从所述时域转换到所述频域。
15.一种无线通信装置，包括：
天线；
处理器；
存储器；
多个信号处理电路，通过数据总线耦合到所述处理器及所述存储器，所述多个信号处理电路包括接收器电路，所述接收器电路被配置成从所述天线接收正交频分复用信号中利用频域正交覆盖码多路复用的多个层，所述接收器电路包括：
解扰子电路，被配置成基于将在所述正交频分复用信号的非相邻副载波上接收的信号乘以对应的解扰码而对所述信号进行解扰，以产生多个解扰信号；
快速傅里叶逆变换子电路，被配置成将所述多个解扰信号从频域变换到在时域中包括多个样本的接收信号；
层分离子电路，被配置成通过以下方式对在所述接收信号中多路复用的所述多个层进行分离：
根据快速傅里叶逆变换的大小界定第一时域采样窗口及第二时域采样窗口；
在所述第一时域采样窗口中从所述多个样本提取一个或多个第一层；以及
在所述第二时域采样窗口中从所述多个样本提取一个或多个第二层，所述多个信号处理电路被配置成将从所述一个或多个第一层及所述一个或多个第二层解码的数据流传输到所述处理器及所述存储器。
16.根据权利要求15所述的无线通信装置，其中所述第一时域采样窗口对应于在所述时域中以泄露参数偏移的所述接收信号的所述多个样本的前半部分，
其中所述第二时域采样窗口对应于在所述时域中以所述泄露参数偏移的所述接收信号的所述多个样本的后半部分。
17.根据权利要求16所述的无线通信装置，其中所述泄露参数具有最接近所述快速傅里叶逆变换的大小的0.27倍的整数值。
18.根据权利要求15所述的无线通信装置，还包括快速傅里叶变换子电路，所述快速傅里叶变换子电路被配置成将所述一个或多个第一层及所述一个或多个第二层从所述时域转换到所述频域。
19.根据权利要求15所述的无线通信装置，还包括去噪子电路，所述去噪子电路被配置成对所提取的所述一个或多个第一层及所提取的所述一个或多个第二层进行去噪以产生一个或多个经去噪的第一层及一个或多个经去噪的第二层。
20.根据权利要求19所述的无线通信装置，还包括快速傅里叶变换子电路，所述快速傅里叶变换子电路被配置成将所述一个或多个经去噪的第一层以及所述一个或多个经去噪的第二层从所述时域转换到所述频域。
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