TW202007064A

TW202007064A - 雙向ｄｃ－ｄｃ轉換器

Info

Publication number: TW202007064A
Application number: TW107126375A
Authority: TW
Inventors: 英勇阮; 邱煌仁; 劉宇晨
Original assignee: 邱煌仁
Priority date: 2018-07-17
Filing date: 2018-07-30
Publication date: 2020-02-01
Also published as: TWI672898B; US10211734B1

Abstract

本發明提供一種具有高電壓增益及低開關電壓應力的雙向DC-DC轉換器。雙向DC-DC轉換器具有第一輸入輸出端及第二輸入輸出端，並且包括第一電感、第二電感、第一高側開關模組、第二高側開關模組、第一低側開關模組、第二低側開關模組、第一箝位電容、第一電容、第二電容，以及切換控制電路。切換控制電路經配置以在三種開關模式之間切換。

Description

雙向DC-DC轉換器

本發明涉及一種雙向DC-DC轉換器，尤其涉及一種具有低開關電壓應力及高電壓增益的雙向DC-DC轉換器。

近年來，由於化石燃料能源耗盡及其環境問題，經由光伏(PV)的太陽能等可再生能源的需求迅速增加。然而，由於這些能源的間歇性，這種可再生能源不能直接作為負載的電源供應。因此，當電力供應過剩時，諸如電池及超級電容等能量儲存系統(Energy Saving System,ESS)被用於儲存能量，當可再生能源的供應量很低時，這些系統就成為電力供應。

雙向轉換器是採用ESS充放電模式及避免光伏系統穩定性問題的最佳選擇。雙向轉換器可以在從PV系統到ESS的充電模式下運行，並且還可以被控制以將能量從ESS釋放到DC負載。低電壓ESS已被廣泛用於許多應用中，例如電動車輛及配電系統。因此，雙向轉換器需要遵循所使用的低電壓電池的類型。

高電壓增益雙向轉換器可以分為兩個主要類別：隔離型及非隔離型轉換器，如圖1所示。諸如雙主動橋式(Dual-active-bridge,DAB)轉換器及諧振轉換器等等的隔離式轉換器的優點包括其隔離度，以及根據特定應用根據變壓器匝數比安排輸出。特定而言，DAB轉換器由於其簡單的拓撲結構及高功率密度而在諸多應用中採用。

但是，這種轉換器的零電壓切換(Zero Voltage Switch,ZVS)範圍很窄，並採用了複雜的控制系統來達到規格要求。因此，這種轉換器的效率通常較低，特別是在高壓(high line)輕載(light load)條件下。

同時，諧振轉換器由於其ZVS特性而被廣泛使用。但是，一次側的高諧振電流會導致二次側的高導通損耗，從而導致整體性能下降。此外，隔離式轉換器中的電抗元件也會導致很多問題(儘管該等元件被用來實現ZVS)。變壓器的大小可能導致低的功率密度。部件及複雜控制器的損耗是需要進一步探討的重要問題。此外，由於控制器非常複雜且輸出範圍較窄，因此隔離雙向DC-DC轉換器的穩定性及可靠性是另一個問題。此外，在光伏系統向ESS供電的過程中，能量傳輸亦是一項挑戰。

雙向降壓-升壓轉換器已經在低階與中階應用中進行了討論。但是，對於某些需要高電壓的應用，由於佔空比的限制，使得轉換器無法正常運作。有鑑於控制器的限制，佔空比的微小誤差將會導致輸出產生大量誤差。因此，由於無法準確調節輸出，導致電池端出現更多問題。而且，由於佔空比的限制，輸出功率受到限制。由於所提到的應用在高輸入電壓下運作，開關上的電壓應力也是一個大問題。許多新型拓撲增加了非隔離轉換器的電壓增益。但是，佔空比的限制仍然存在於非常高的電壓增益應用中。此外，由於輸入電壓較高，因此還需要高壓應力元件，例如MOSFET，電容。因此，這些組件的選擇及其損耗是需要進一步研究關注的重大問題。由於使用交錯式電感，因此也必須仔細考慮電流平衡。當電路工作在高頻時，電流平衡亦為另一個重要問題。

根據本發明的一實施例，提供一種雙向DC-DC轉換器，其具有一第一輸入輸出端及一第二輸入輸出端，所述雙向DC-DC轉換器包括第一電感、第二電感、第一高側開關模組、第二高側開關模組、第一低側開關模組、第二低側開關模組、第一箝位電容、第一電容、第二電容，以及切換控制電路。第一電感，連接在第一輸入輸出端及第二輸入輸出端之間。第一高側開關模組，串聯連接在第一電感的一端及第一輸入輸出端之間。第二高側開關模組，連接在第一高側開關模組及第一輸入輸出端之間。第一低側開關模組，連接在第一電感的一端及一電位參考點之間。第一箝位電容，其一端連接於第一高側開關模組及第二高側開關模組之間，另一端連接於第一電感的另一端。第二低側開關模組，連接於第一電感的另一端及電位參考點之間。第二電感，連接於第一電感及第二輸入輸出端之間。第一電容，連接於第一輸入輸出端及電位參考點之間。第二電容，連接於第二輸入輸出端及電位參考點之間。切換控制電路，用於執行第一高側開關模組、第二高側開關模組、第一低側開關模組及第二低側開關模組的開關控制。其中，切換控制電路配置為在多個切換模式之間切換，多個切換模式包括第一模式、第二模式及第三模式。第一模式用於使第一高側開關模組及第二低側開關模組斷開，並且使第二高側開關模組及第一低側開關模組導通，從而使第一電感消磁且第二電感被磁化。第二模式用於使第一高側開關模組及第二高側開關模組關斷，並且使第一低側開關模組及第二低側開關模組導通，使得第一電感上的電壓應力為零且第二電感被消磁。第三模式用於使第一高側開關模組及第二低側開關模組導通，並且使第二高側開關模組及第一低側開關模組斷開，以使得第一電感被第一箝位電容充電且第二電感被消磁。

特徵，功能及優點可以在本發明的各種實施例中獨立實現，或者可以在其他實施例中組合，其中可以參考以下描述及附圖來看到更多細節。

1、2、3‧‧‧雙向DC-DC轉換器

100‧‧‧切換控制電路

V_bus‧‧‧DC匯流排電壓

L1‧‧‧第一電感

L2‧‧‧第二電感

L3‧‧‧第三電感

L4‧‧‧第四電感

S1H‧‧‧第一高側開關模組

S2H‧‧‧第二高側開關模組

S1L‧‧‧第一低側開關模組

S2L‧‧‧第二低側開關模組

S3H‧‧‧第三高側開關模組

S3L‧‧‧第三低側開關模組

S4H‧‧‧第四高側開關模組

S4L‧‧‧第四低側開關模組

Cc1‧‧‧第一箝位電容

Cc2‧‧‧第二箝位電容

Cc3‧‧‧第三箝位電容

C1‧‧‧第一電容

C2‧‧‧第二電容

IO1‧‧‧第一輸入輸出端

IO2‧‧‧第二輸入輸出端

D1‧‧‧二極體

C1H‧‧‧諧振電容

V_DS1H、V_DS2H、V_DS1L、V_DS2L、V_DS,S1H、V_DS,S2H、V_DS,S1L、V_DS,S2L‧‧‧電壓應力

V₂‧‧‧輸出電壓

V₁‧‧‧最大電壓應力

V_C‧‧‧箝位電容電壓

D‧‧‧佔空比

V_batt‧‧‧電池電壓

I_L1、I_L2‧‧‧平均電流

I_{L1_min}、I_{L2_min}‧‧‧最小電流

I_{L1_max}、I_{L2_max}‧‧‧最大電流

本發明的新穎特徵的特徵陳述於所附申請專利範圍中。然而，當結合附圖閱讀時，參照本發明的示例性實施例的以下詳細描述，將最好地理解本發明本身以及其使用模式、進一步的目的及優點，其中：圖1示出了現有高壓增益雙向轉換器的電路佈局；圖2示出了根據本發明的示例性實施例的雙向DC-DC轉換器的電路佈局；圖3A至3C示出了根據本發明的雙向DC-DC轉換器的第一，第二及第三模式的操作示意圖；圖4示出了根據本發明的雙向DC-DC轉換器的(a)降壓及(b)升壓模式的時序圖；圖5示出了根據本發明的示例性實施例的雙向DC-DC轉換器的第一電感L1及第二電感L2的電感電流；圖6及圖7示出了根據本發明的另一示例性實施例的雙向DC-DC轉換器的電路佈局；圖8(a)及圖8(b)示出了根據本發明的示例性實施例的在每個開關模組上的電壓應力及雙向DC-DC轉換器的箝位電容電壓的結果；圖9(a)至圖9(f)示出了根據本發明的示例性實施例的在雙向DC-DC轉換器的20%，50%及100%負載下的順向及逆向模式的電感電流波形；圖10(a)及圖10(b)示出了根據本發明的示例性實施例的雙向DC-DC轉換器的(a)V_DS,S1H及V_DS,S2H及(b)V_DS,S1L及V_DS,S2L的波形；圖11(a)及圖11(b)示出了根據本發明的示例性實施例的(a)順向電流中的電池電壓V_batt及箝位電容電壓V_C及(b)逆向電流中的DC匯流排電壓V_bus及箝位電容電壓V_C的波形；圖12(a)至圖12(f)示出了根據本發明的示例性實施例在雙向DC-DC轉換器中的20%，50%及100%負載下的(a)、(c)、(e)順向模式及(b)、(d)、(f)逆向模式的電感電流波形；及圖13示出了根據本發明的示例性實施例的所提出的轉換器在雙向DC-DC轉換器中的順向及逆向的效率。

以下闡述的實施方式旨在作為對本發明的示例性設計的描述，而不旨在表示可實施本發明的唯一設計。術語“示例性”在本文中用於表示“用作示例，實例或說明”。本文描述為“示例性”的任何設計不一定被解釋為比其他設計優選或有利。為了提供對本發明的示例性設計的透徹理解，詳細描述包括具體細節。對於本領域具有通常知識者而言，顯而易見的是，可以在沒有這些實施方式的情況下實踐本文所描述的示例性設計。在一些情況下，以方塊圖形式示出了眾所周知的結構及設備，以避免模糊本文所呈現的示例性設計的新穎性。

更具體地參考附圖，本發明的實施例可以在如圖1及圖2中所示的雙向DC-DC轉換器的內文中描述。

如圖2所示，示出了根據本發明的示例性實施例的雙向DC-DC轉換器的電路佈局。雙向DC-DC轉換器1具有連接到具有DC匯流排電壓V_bus的DC匯流排的第一輸入輸出端IO1，並且連接到具有電池電壓V_batt的電池的第二輸入輸出端IO2，雙向DC-DC轉換器1包括第一電感L1、第二電感L2、第一高側開關模組S1H、第二高側開關模組S2H、第一低側開關模組S1L、第二低側開關模組S2L、第一箝位電容Cc1、第一電容C1、第二電容C2及切換控制電路100。第一高側開關模組S1H、第二高側開關模組S2H、第一低側開關模組S1L及第二低側開關模組S2L中的每一個均與二極體及諧振電容並聯連接，例如，第二高側開關模組S2H與二極體D1及諧振電容C1H並聯連接。

具體地，第一電感L1連接於第一輸入輸出端IO1及第二輸入輸出端IO2之間，第一高側開關模組S1H串聯連接在第一電感L1的一端及第一輸入輸出端IO1之間，第二高側開關模組S2H連接在第一高側開關模組S1H及第一輸入輸出端IO1之間，第一低側開關模塊S1L連接在第一導體C1的一端及電位參考點，亦即，DC匯流排的負端之間，第一箝位電容Cc1的一端連接在第一高側開關模組S1H及第二高側開關模組S2H之間，另一端連接到第一電感L1的另一端。

此外，第二低側開關模組S2L連接在第一電感L1的另一端及電勢的參考點(即，電池的負極端)之間。第二電感L2連接在第一電感L1及第二輸入輸出端IO2之間，第一電容C1連接在第一輸入輸出端IO1及電位參考點並作為輸入電容，第二電容C2連接在第二輸入輸出端IO2及電位參考點之間，並作為輸出電容，且切換控制電路100可經配置以執行第一高側開關模組S1H、第二高側開關模組S2H、第一低側開關模組S1L及第二低側開關模組S2L的開關控制。

切換控制電路100以預定模式控制第一高側開關模組S1H、第二高側開關模組S2H、第一低側開關模組S1L及第二低側開關模組S2L的切換操作。可在切換控制電路100中設置微處理器作為主要控制單元，以用於在不同模式之間進行切換控制。

現將參照圖3A至3C以及圖4。圖3A至3C示出根據本發明的雙向DC-DC轉換器的第一、第二及第三模式的操作方案圖，且圖4示出了根據本發明的雙向DC-DC轉換器的(a)降壓及(b)升壓模式的時序圖。

順向模式及逆向模式的操作原理類似，並在圖3A至3C以及圖4中示出，因此，僅針對順向模式的細節(即降壓模式)進行描述，並且為了簡明，省略了逆向模式(即升壓模式)。在這種情況下，假定第一高側開關模組S1H及第二高側開關模組S2H以及第一低側開關模組S1L及第二低側開關模組S2L為理想元件，用於分別控制第一高側開關模組S1H及第二高側開關模組S2H的驅動信號彼此錯開180度，並且第一低側開關模組S1L及第二低側開關模組S2L分別是第一高側開關模組S1H及第二高側開關模組S2H的互補開關。假定第一高側開關模組S1H及第二高側開關模組S2H的佔空比小於0.5。此外，第一箝位電容Cc1的電容等於或大於用於提供第一箝位電容Cc1的恆定電壓的電容值。也就是說，設定第一箝位電容Cc1的電容大到足以確保此電容的恆定電壓。

雙向DC-DC轉換器的順向模式的時序圖可以被分成四個模式，如圖4(a)所示。第一高側開關模組S1H及第二高側開關模組S2H的佔空比表示為D，而互補開關，亦即第一低側開關模組S1L及及第二低側開關模組S2L的導通時間是(1-D)T_S，其中T_S是開關週期，f_S是開關頻率。

第一模式[時間t0~t1]：

在此期間，第一高側開關模組S1H及第二高側開關模組S2H導通，第一低側開關模組S1L及第二低側開關模組S2L斷開，如圖3A所示。第一電感L1通過(V_C-V_bus)的電壓消磁，第二電感L2被(V_bus-V_C-V_batt)的電壓磁化。從第一電感L1及第二電感L2提供電池電壓V_batt。相關方程式如下式(1)~(3)所示：

第二模式[時間t1~t2]：

第一高側開關模組S1H及第二高側開關模組S2H斷開。因此，第一低側開關模組S1L及第二低側開關模組S2L導通，如圖3B所示。第一電感L1上的電壓應力為零，接著，電流進行循環。第二電感L2被(-V_batt)的電壓消磁。此外，第一高側開關模組S1H及第二高側開關模組S2H上的電壓應力分別為V_C及(V_bus-V_C)。相關方程式如下式(4)及(5)所示：

第三模式[時間t2~t3]：

如圖3C所示，第一高側開關模組S1H導通，第二高側開關模組S2H斷開。第一電感L1由第一箝位電容Cc1充電，並且第二電感L2仍由(-V_batt)的電壓所消磁。相關方程式如下式(6)~(8)所示：

第四模式[時間t3~t4]：

此模式與第二模式相同。對應的方程式如式(4)及(5)所示。

此外，為了分析雙向DC-DC轉換器的穩態，第一電感L1及第二電感L2的伏秒平衡可如下式(9)所示：

經過此計算，可以通過下式(10)獲得第一箝位電容的電壓及電壓增益：

式(10)顯示了箝位電容電壓是輸入電壓的一半，且電壓比減少了兩倍。這指出在相同的佔空比D下，電壓比可以比傳統降壓轉換器高兩倍。同時，圖4還示出了由下式(11)~(14)給出的第一高側開關模組S1H及第二高側開關模組S2H，以及第一低側開關模組S1L及第二低側開關模組S2L上的電壓應力V_DS1H、V_DS2H、V_DS1L 及V_DS2L：

請參閱圖5，示出了根據本發明的示例性實施例的雙向DC-DC轉換器的第一電感L1及第二電感L2的電感電流。分別從圖3A~3C及圖4中的時序圖及工作原理可以看出，第二高側開關模組S2H、第一低側開關模組S1L及第二低側開關模組S2L上的電壓應力僅為輸入電壓的一半。這減少了MOSFET的損耗，從而實現了高效率。於第一個高側開關模組S1H處，在導通及關斷轉換期間，MOSFET上的電壓應力是輸入電壓的一半，因此，亦降低了該等開關的損耗。

根據式(5)及(6)，峰值對峰值電流可以下式(15)來表示：

基於式(3)及(8)並且將安培-秒平衡應用於第一箝位電容Cc1，在一個週期中的電容電流應當等於零。對應的方程式如式(16)中所示：

第一電感L1及第二電感L2的電流之間的關係可以通過下式(17)來計算：I _L2=I _out=2I _L1 (17)

其中，I_out為輸出電流。對於任意大小的第一電感L1及第二電感L2，第一電感L1的平均電流I_L1總是比第二電感L2的電感電流I_L2小兩倍。第一電感L1及第二電感L2的最小電流及最大電流I_{L1_min}、I_{L1_max}、I_{L2_min}及I_{L2_max}可以通過使用下式(18)來獲得：

此外，取決於電感的設計，本發明的雙向DC-DC轉換器可以連續導通模式(continuous conduction mode,CCM)、不連續導通模式(discontinuous conduction mode,DCM)或三角電流模式(triangular current mode,TCM)操作。因此，可以具體限定第一電感L1及第二電感L2的電感值。電感工作的邊界條件如下式(19)所示：

根據式(15)，第一電感及第二電感的邊界條件可由下式(20)給出：

在這種情況下，可以基於式(15)及(20)獨立地設計第一電感L1及第二電感L2，以用於在CCM或TCM下操作，其中，L_{1_cri}及L_{2_cri}是CCM及TCM邊界處的電感值：

如果電感高於臨界電感(L_{1_cri}及L_{2_cri})，則雙向DC-DC轉換器1可以以CCM運行，否則iL1及iL2進入TCM。如果第一低側開關模組S1L及第二低側開關模組S2L以二極體替代，則雙向DC-DC轉換器1可以在DCM下操作作為傳統降壓轉換器。根據式(21)，第一電感L1及第二電感L2的設計是獨立的。因此，與採用傳統交錯式轉換器或任何拓撲的轉換器設計相比，現將更容易取得平衡。

現將參照圖6及圖7，示出了根據本發明另一示例性實施例的雙向DC-DC轉換器的電路佈局。

在與圖6相關的實施例中，根據本發明的雙向DC-DC轉換器2還包括第三高側開關模組S3H，第三低側開關模組S3L、第三電感L3及第二箝位電容Cc2。如圖6所示，第三高側開關模組S3H連接於第一輸入輸出端IO1及第二高側開關模組S2H之間，第三電感L3連接在第二電感L2及第二輸入輸出端IO2之間，第二箝位電容Cc2的一端連接在第二高側開關模組S2H及第三高側開關模組S3H之間，另一端連接於第二電感L2及第三電感L3之間，且第三低側開關模組S3L連接於第二箝位電容Cc2的另一端及電位參考點之間。

在與圖7相關的實施例中，根據本發明的雙向DC-DC轉換器3還包括第四高側開關模組S4H、第四低側開關模組S4L、第四電感L4及第三箝位電容Cc3。如圖所示，第四高側開關模組S4H連接於第一輸入輸出端IO1及第三高側開關模組S3H之間，第四電感L4連接在第三電感L3及第二輸入輸出端IO2之間，第三箝位電容Cc3一端連接在第三高側開關模組S3H及第四高側開關模組S4H之間，另一端連接在第三電感L3及第四電感L4之間，並且第四低側開關模組S4L連接在第三箝位電容Cc3的另一端及電位參考點之間。

在這種情況下，本發明的衍生雙向DC-DC轉換器2及3顯示在圖6及圖7中。圖6示出了三相轉換器。第一高側開關模組S1H、第二高側開關模組S2H及第三高側開關模組S3H與第一低側開關模組S1L、第二低側開關模組S2L及第三低側開關模組S3L偏移了120度及240度，以作為其互補開關。每個開關上的電壓應力減小到輸入電壓的三分之一，並且電壓增益比傳統降壓轉換器高三倍，如下式(23)~(29)所示

V _DSH,n=V _bus-V _C,n-1 (24)

V _DSL,i=V _C,i (25)

V _DSL,n=V _bus-V _C,n-1 (26)

而且，儲存在每個電感中的功率從第三電感L3到第一電感L1而遞減。必須指出的是，每一個電感是獨立於其功率而設計。對於本實施例四階轉換器而言，採用如圖4所示的四相位，降低了開關模組上的電壓應力，並且與傳統的轉換器相比，電壓增益增加四倍。因此，可在高電壓增益應用中選擇低導通電阻開關，從而降低導通損耗。

進一步建構200W的原型並進行測試，以驗證本發明的雙向DC-DC轉換器。此原型的規格如下表1所示：

直流匯流排電壓V_bus為400Vdc，且電池電壓V_batt為48Vdc。從這個規格中，佔空比可以計算為：

諸如第一電感L1及第二電感L2等的電感經過設計，使得雙向DC-DC轉換器可以在CCM及TCM處操作。以利於證明本發明的優點。在40%最大功率P_max的轉換功率下，輸出電流可以定義為：

從式(21)可以計算臨界電感為：

可以選擇第一電感L1及第二電感L2的電感值來確保轉換器可以在負載為40%的TCM下運行：

已知順向模式與逆向模式之間的操作原理相似，第一電感L1及第二電感L2的電感值可以用於逆向模式。利用該等電感值，電感電流紋波可以通過下式計算：

箝位電容應保持V_bus/2的恆定電壓。因此，電容應該大到足以降低電壓紋波，如表1所示。本實施例中的箝位電容被定義為：

已知PCB中存在某些寄生元件及設備干擾，可選擇箝位電容Cc=15μF以確保箝位電容的恆定電壓。針對本發明的雙向DC-DC轉換器進行模擬以針對分析及計算進行修正。由上述計算，選擇第一電感L1及第二電感L2的電感值以及箝位電容Cc。由於順向及逆向模式的工作原理相似，因此在兩種模式下的MOSFET上的電壓應力是相同的。

請參閱圖8(a)及8(b)所示，圖8(a)及8(b)示出了根據本發明的示例性實施例的每個開關模組上的電壓應力及雙向DC-DC轉換器的箝位電容電壓的結果。在圖8(a)及8(b)中的模擬波形中，示出了在第一高側開關S1H及第二高側開關S2H上的電壓應力V_DS,S1H及V_DS,S2H、在第一低側開關模組S1L、第二低側開關模組S2L以及箝位電容Cc1上的電壓應力V_DS,S1L,V_DS,S2L,V_C以及輸出電壓V₂。可以看出，第一高側開關模組S1H上的最大電壓應力V₁是當第二高側開關模組S2H導通時的輸入電壓，其恆定的保持在V_bus。當第二高側開關模組S2H斷開時，第一高側開關模組S1H上的電壓應力等於(V_bus-V_C)。因此，由於過渡區的電壓應力較低，降低了第一高側開關模組S1H的開關損耗。此外，與傳統降壓轉換器相比，第二高側開關模組S2H的電壓應力(V_C)降低了。

對於第一低側開關模組S1L而言，低側開關的電壓應力等於箝位電容電壓V_C，而對於第二低側開關模組S2L而言，低側開關的電壓應力等於(V_bus-V_C)。因此，這種電壓應力總是低於傳統的轉換器，並且電壓應力等於輸入電壓。在n階轉換器中，降低了電壓應力，如式(23)~(26)所示。因此，與傳統的降壓轉換器相比，開關模組上的電壓應力將不再是嚴重的問題，特別是在高壓應用中。

現將參閱圖9(a)至圖9(f)，其示出了根據本發明的示例性實施例的雙向DC-DC轉換器在20%，50%及100%負載下的順向及逆向模式的電感電流I_L1及I_L2的波形。

根據電感的設計，如果負載低於最大功率的40%，則轉換器在TCM下操作，如圖9(a)及9(b)的20%負載所示。然而，如果負載高於最大功率的40%，轉換器將以CCM運行。假設第一電感L1的平均電流是第二電感L2的一半，則兩個電感的邊界條件不相同。

如圖10(a)及圖10(b)所示，建構了200W原型並進行測試以驗證分析及模擬。圖10(a)及圖10(b)示出了根據本發明的示例性實施例的雙向DC-DC轉換器的電壓應力(a)V_DS,S1H及V_DS,S2H以及(b)V_DS,S1L及V_DS,S2L的波形。

如圖所示，圖10(a)示出了第二高側開關模組S2H上的電壓應力為箝位電容電壓V_C。第一高側開關模組S1H上的電壓應力分成兩個區域，V_bus及(V_bus-V_C)，其與分析及模擬相匹配。圖10(b)示出了低側開關模組上的電壓應力。通過式(11)~(14)可以驗證各個電壓應力。進一步，現將參考圖11(a)及圖11(b)，其示出了根據本發明的示例性實施例的(a)在順向電流方向下的電池電壓V_batt及箝位電容電壓V_C，以及(b)在逆向電流方向下的直流匯流排電壓V_bus及箝位電容電壓V_C的波形。箝位電容電壓V_C及電池電壓V_batt如圖11(a)所示。V_C等於直流匯流排電壓的一半，並保持恆定。同時，電池電壓V_batt亦為恆定的，且其波紋與傳統降壓轉換器同樣的小。在逆向模式下，箝位電容亦維持在直流匯流排電壓V_bus的一半。直流匯流排電壓V_bus是恆定的，且能夠調節到400V。

現在參考圖12(a)至圖12(f)，其示出了根據本發明的示例性實施例的雙向DC-DC轉換器在(a)、(c)、(e)順向及(b)、(d)、(f)逆向模式下，於20%，50%及100%負載下的電感電流I_L1及I_L2的波形。

電感電流波形如圖12(a)至圖12(f)所示。在順向模式中，如圖12(a)、(c)及(e)所示，電感電流遵循式(18)中的分析。而電感電流於逆向模式中反轉，如圖12(b)、(d)及(f)所示。從順向模式到逆向模式並不會改變電感電流的特性，並且電感的設計對於兩種功率流都是相同的。第一電感L1的平均電感電流IL1始終等於輸出電流的二分之一，而第二電感L2的平均電感電流IL2等於輸出電流。此外，兩個電感電流中發生的變化是彼此獨立的，且輸出電流個別影響兩個電感電流。因此，兩個電感的設計並不相似。圖13還根據本發明示例性實施例的雙向DC-DC轉換器示出了所提出的轉換器在順向電流方向及逆向電流方向下的效率。本發明的雙向DC-DC轉換器被設計為從TCM操作到CCM以驗證該拓撲與傳統降壓或升壓轉換器之間的相似性。

綜上所述，本發明提供了一種具有可擴展的高電壓增益的雙向DC-DC轉換器。根據所應用的轉換器的階數，可以大幅降低每個開關模組的電壓應力。因此，此雙向DC-DC轉換器可以低電壓額定開關在高電壓下運行，從而大幅降低損耗。而且，考慮到箝位電容及次電感，電壓增益隨著n階轉換器而增加了n倍。如上面的分析所示，箝位電容的電壓應力也降低了。經過對於本發明的雙向DC-DC轉換器的操作原理進行分析，可知其與傳統轉換器的操作原理類似。因此，傳統轉換器中使用的控制技術，如TCM及CCM，可用於本發明所提出的轉換器。最終成功建立了200W原型的模擬並進行測試，驗證了本發明提出的轉換器的可行性。

已經出於說明及描述的目的呈現了對不同示例性實施例的描述，並且不旨在窮舉或限制於所公開的形式的本發明。對於本領域具有通常知識者而言，許多修改及變化將是顯而易見的。此外，與其他示例性實施例相比，不同示例性實施例可以提供不同的優點。對所選擇的一個或多個實施例進行描述，以便最好地解釋本發明的實施方式的原理，並使得本領域的其他通常知識者能夠理解，本發明具有適合於預期的特定用途的各種修改的各種實施例。

1‧‧‧雙向DC-DC轉換器