TW201924197A - 電源供應系統 - Google Patents

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Abstract

一種能源採集與電源供應系統，此系統係包含一整流單元，用以將輸入能量整流成比輸入低的直流電壓以對一後端電路進行供電處理，該整流單元係包括：複數個功率元件，用以將該輸入能量利用導通路徑的切換將電壓整流成直流電壓，各該功率元件包括：一具導通路徑切換功能的電晶體、具有動態基板選擇電路及反向漏電流抑制電路的電流調節器以及具有自適應電壓控制電路的電壓調節器，其中該動態基板選擇電路以動態選擇該具導通路徑切換功能的電晶體的基板電位，減少該具導通路徑切換功能的電晶體基板漏電流，並利用該反向漏電流抑制電路開關本端的功率元件，減少該本端的功率元件在輸入電壓暫態的反向漏電流及電流消耗，使該本端的功率元件輸出電流達到最大化；該自適應電壓控制電路用以在該本端的功率元件導通時，增加導通電壓來降低導通電阻，達到降低輸入電壓與輸出電壓的電壓差；一穩壓電容，用以將該功率元件整流成的直流電壓輸出為具低漣波的直流電壓，以及穩壓單元，用以穩定該整流單元所輸出的直流電壓以傳送給該後端電路供電使用。

Description

能源採集與電源供應系統
本發明係關於一種能源採集與電源供應系統，特別的是，係有關一種應用於穿戴型裝置與物聯網的電源處理之能源採集與電源供應系統。
隨著科技日新月異，繼電腦、網際網路、互聯網等信息技術發展後，物聯網(Internet of Things，IOT)技術也成為近些年熱門議題，尤其現今社會非常重視電子設備的可攜性，例如生理訊號檢測儀器微小化至可攜式裝置，與受測者能24小時監控身體狀況已為現今生醫產品的趨勢。
雖然上述生醫產品已大幅減少體積並達到24小時監測受測者的生理訊號，但對於受測者來說仍然是相當大的不便，若能將檢測接收系統與可攜式電子產品，例如行動電話、手錶或筆記型電腦結合必然能減少受測者使用生理訊號擷取系統的負擔。
然而，為了受測者在使用上的便利性，除了要降低檢測系統的功率消耗外，也需要有足夠的電源供應。對於電源管理系統而言，減少元件上的能量損耗是必要的，以傳統全波橋式整流器而言，其只需要一個輸出穩壓電容來達成，如圖1為例說明，其為CMOS全波橋式整流器，其具有較高的能量轉換效率，具有較小的輸出漣波電壓，適合應用在高擺幅的輸入電壓。如圖所示，其由四個二極體式的MOS電晶體(Mn1、Mn2、Mp1以及 Mp2)以及負載電容CL所組成，且為雙端輸入，當輸入端Vin+為高電位，輸入端Vin-為低電位時，電晶體Mn2和 Mp1導通並對負載電容CL進行充電；當輸入端Vin-為高電位，輸入端Vin+為低電位時，電晶體Mn1和 Mp2導通並對負載電容CL進行充電。此電路運作時，皆需要大於一個PMOS電晶體及一個NMOS電晶體的臨界電壓，故在每個週期輸出電壓會有兩個臨界電壓的壓降。為了降低整流器的壓降，使電量轉換效率提升，亦可採用交叉耦合CMOS全波橋式整流器、閘極與汲極偏壓型整流器、基板與源極偏壓型整流器及浮動閘極整流器等。然而，全波橋式整流器所面臨的一個問題，就是基板的漏電流消耗與電路的閂鎖效應(latch up)。一般來說，電晶體的基體端都會與源極等電位，但因為全波橋式整流器的源極端被接到輸入，而輸入端的電壓會隨著時間而改變，造成基板導通產生漏電流。
此外，就傳統全波橋式整流器(如圖2A所示)而言，在此另請一併參閱圖2B，其為圖2A傳統全波橋式整流器中電晶體對基板漏電流橫截面示意圖，在正半週的情況下，當輸入端的輸入訊號Vin+為高電位，輸入端的輸入訊號Vin-為低電位時，電晶體Mn2和 Mp1將會導通，由圖2B的橫截面可看出P型場效電晶體的N型井(N-Well) 及N型場效電晶體對基板漏電流的路徑。假設N-Well接到輸出端的輸出電壓Vrtf且輸入電壓Vin+大於輸出電壓Vrtf時，可看出此時電晶體Mp1有一個寄生的PNP電晶體導通，反之如果於將N-Well接到輸入電壓Vin+且輸入電壓Vin+小於輸出電壓Vrtf時則會導通另一個PNP電晶體，不管P型電晶體的基體端接到輸入端或輸出端皆會形成漏電路徑。除此之外，在N型電晶體方面，當輸入電壓Vin-小於地端GND時，一個寄生的二極體將會導通，形成不必要的漏電流；而負半週亦然如此，因此必須適當的控制電晶體的基體端，以防止寄生的PNP電晶體及寄生二極體導通。
再者，在現今電源管理系統中，穩壓器也是重要的組件之一，穩壓器大致上分為兩種，一種是切換式穩壓器，另一種是組成構件較切換穩壓器簡單的低壓降線性穩壓器(Low dropout regulator；LDO)，如圖3所示，而且在單晶片系統中，考慮面積成本及功耗等因素，該低壓降線性穩壓器較常被使用，但是，該低壓降線性穩壓器的能量轉換效率差只能壓降；又該低壓降線性穩壓器需要一個電晶體當成導通元件Mp，該導通元件Mp常用的電晶體又分為雙載子接面型電晶體或金氧半場效電晶體。由於雙載子接面型電晶體需要由基極電流驅動，而場效電晶體則是由閘極電壓驅動，故場效電晶體的待機電流比較小。另一方面，當負載電流提高時，雙載子接面型電晶體的基極電流會隨著負載電流而提高，導致其靜態電流提高，而場效電晶體為壓控電晶體，其靜態電流不會隨著負載流電而改變。能量轉換效率的定義為輸出功率與輸入功率的比值，一般來說，輸出電流遠大於靜態電流，穩壓器的電壓差越小，穩壓器的能量轉換效率就越高；電壓差越大，則穩壓器的功耗會在傳導元件Rload轉換成熱能，使穩壓器的溫度提高。
該低壓降線性穩壓器的導通元件Mp主要功能為將輸入電流轉為輸出電流，為了穩壓器的穩定性及輸出電壓的精確度，必須將導通元件Mp操作在飽和區(Saturation region)，讓整個系統的開迴路增益(Open-loop gain)較高。該導通元件Mp可分為N 型場效電晶體及P 型場效電晶體，以N 型電晶體來說，當成一個源極隨耦器(Source follower)，其輸出阻抗很低，搭配小的輸出電容，將輸出點設計在非主極點位置，使穩壓器有較好的穩定度，但為了驅動N 型電晶體，閘極端需要較高的電壓準位，並且讓穩壓器的輸出電壓差較大。另一種則是使用P 型電晶體當成導通元件，其輸出電壓差是由導通電阻及輸出電流決定，優點為有低的輸出電壓差及靜態電流，但此種架構通常將主極點設計在輸出端，而主極點會隨著輸出電流而改變，故須特別考量穩定度的問題。
因此，如何有效實現出一個低電壓、低損耗、高能量轉換效率的整流器以及實現出一個低功率消耗、低溫度係數、低電壓的參考電壓電路，以達成有效的能源採集與電源供應系統，此將成為電源供應技術領域人員努力追求之目標。
鑒於上述先前技術之缺點，本發明提出一種能源採集與電源供應系統，用以提高全波橋式整流器轉換效率。
本發明之另一目的在於提出一種能源採集與電源供應系統，用以減少低壓降線性穩壓器成本。
本發明之再一目的在於提出一種能源採集與電源供應系統，將溫度係數的曲線做高階項的補償，並將電路操作在低電流的區域，達到降低溫度係數並降低功耗的目的。
本發明係提出一種能源採集與電源供應系統，係包括：一整流單元，用以將輸入能量整流成比輸入低的直流電壓以對一後端電路進行供電處理，該整流單元係包括：複數個功率元件，用以將該輸入能量利用導通路徑的切換將電壓整流成直流電壓，各該功率元件包括：一具導通路徑切換功能的電晶體及具有動態基板選擇電路及反向漏電流抑制電路的電流調節器以及具有自適應電壓控制電路的電壓調節器，其中該動態基板選擇電路以動態選擇該具導通路徑切換功能的電晶體的基板電位，減少該具導通路徑切換功能的電晶體基板漏電流，並利用該反向漏電流抑制電路開關本端的功率元件，減少該本端的功率元件在輸入電壓暫態的反向漏電流及電流消耗，使該本端的功率元件輸出電流達到最大化；該自適應電壓控制電路用以在該本端的功率元件導通時，增加導通電壓來降低導通電阻，達到降低輸入電壓與輸出電壓的電壓差；一穩壓電容，用以將該功率元件整流成的直流電壓輸出為具低漣波的直流電壓，以及第一穩壓單元，用以穩定該整流單元所輸出的直流電壓以傳送給該後端電路供電使用。
可選擇性地，該動態基板選擇電路係在該具導通路徑切換功能的電晶體的基體端加入兩顆開關電晶體，該具導通路徑切換功能的電晶體的基體端會依據電壓輸入端與電壓輸出端的電位高低，相應導通該兩顆開關電晶體的其中一顆，以減少該具導通路徑切換功能的電晶體基板漏電流。
可選擇性地，該動態基板選擇電路係利用CMOS 製程中的深井結構技術製造出在一個半導體基板上隔開該具導通路徑切換功能的電晶體與該兩顆開關電晶體的電位。
可選擇性地，該反向漏電流抑制電路由一個共閘極比較器組成，當輸出於該具導通路徑切換功能的電晶體的輸出電壓大於輸入電壓時，該具導通路徑切換功能的電晶體的閘極電壓被拉至該輸出電壓電位，再透過輸出級使輸出節點電壓快速的拉至地端電位；反之，若當輸出於該具導通路徑切換功能的電晶體的輸出電壓小於輸入電壓時，該具導通路徑切換功能的電晶體的閘極電壓被拉至地端電位，透過輸出級使輸出節點電壓快速的拉至該輸入電壓，讓該具導通路徑切換功能的電晶體的閘極能達到快速的控制訊號並抑制反向漏電流。
於一實施態樣中，該第一穩壓單元包括：第一溫度曲率補償參考電壓電路及第一高穩定度線性穩壓電路，該第一溫度曲率補償參考電壓電路包括：第一(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓電路、第一(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓電路及第一相加器，該第一溫度曲率補償參考電路依據該整流單元之穩壓電容輸出的直流電壓執行溫度補償工作，其中該第一(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓電路係用以產生與溫度成正相關的(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓，而該第一(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓電路係用以產生與溫度成負相關的(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓，而該第一相加器用以將該第一(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓與該第一(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓進行相加以輸出一第一溫度補償參考電壓，來達到適用於大溫度範圍之N階溫度曲率補償參考電壓。
於一實施態樣中，該第一穩壓單元復包括：第一高穩定度線性穩壓電路，其包括：第一誤差放大器、第一穩定度提昇器、第一導通元件以及第一高阻抗回授網路，該第一誤差放大器的接收該整流單元之穩壓電容輸出的直流電壓以及該第一溫度曲率補償參考電壓電路輸出的第一溫度補償參考電壓和該第一高阻抗回授網路輸出的回授電壓並調整輸出至供該第一導通元件(例如電晶體)導通的導通電壓，且該第一穩定度提昇器係設置於該第一誤差放大器及第一導通元件間以提升整體電路之穩定度，並由該第一導通元件將該接收到的輸入電壓轉換成平穩的直流電壓給該後端電路，其中當輸出的直流電壓隨該後端電路變動時，輸出的該直流電壓透過該第一高阻抗回授網路反饋至該第一誤差放大器以及該第一穩定度提昇器來調整該輸出的直流電壓，並經由該第一導通元件傳送至該後端電路。
於一實施態樣中，該第一誤差放大器操作在低偏壓電流模式及將該第一高阻抗回授網路以電晶體截止區的大阻抗方式實現，來達到低靜態電流之目的。
於一實施態樣中，該第一高穩定度線性穩壓電路中的第一穩定度提昇器包括：第一電壓緩衝器及第一極零點追蹤電路，該第一誤差放大器所輸出的寄生電容作為第一電壓緩衝器之輸入電容，該輸入電容較第一導通元件的閘極端寄生電容來的小，且該第一導通元件輸入阻抗作為第一電壓緩衝器的輸出阻抗，該輸出阻抗較該第一誤差放大器的輸出阻抗為小，以使原有的非主極點被拆成兩個更高頻的非主極點；該第一極零點追蹤電路透過電阻與電容搭配該第一導通元件(例如電晶體)的回授機制，使該第一導通元件能夠和主極點做極零點補償，透過該第一導通元件的閘極電壓調整與該第一導通元件連接的電阻的阻值，並與該第一導通元件的等效電阻成一個固定的倍率，來達到補償主極點的目的，藉此使單位增益頻率往高頻移動，使穩壓處理更為穩定，且在穩定的條件下提高反應速率。
於一實施態樣中，該能源採集與電源供應系統復包括至少一供電電池以及一充電/供電判斷單元，該充電/供電判斷單元用以使該至少一供電電池儲存自該整流單元整流出的直流電壓或控制該至少一供電電池將其所儲存的電力供線給該後端電路。
於一實施態樣中，該至少一供電電池對該後端電路的供電路徑間設有一第二穩壓單元，該第二穩壓單元復包括：第二高穩定度線性穩壓電路，其包括：第二誤差放大器、第二穩定度提昇器、第二導通元件(例如電晶體)以及第二高阻抗回授網路，該第二誤差放大器的接收該整流單元之穩壓電容輸出的直流電壓以及該第二溫度曲率補償參考電壓電路輸出的第二溫度補償參考電壓和該第二高阻抗回授網路輸出的回授電壓並調整輸出至供該第二導通元件導通的導通電壓，且該第二穩定度提昇器係設置於該第二誤差放大器及第二導通元件間以提升整體電路之穩定度，並由該第二導通元件將該接收到的輸入電壓轉換成平穩的直流電壓給該後端電路，其中當輸出的直流電壓隨該後端電路變動時，輸出的該直流電壓透過該第二高阻抗回授網路反饋至該第二誤差放大器以及該第二穩定度提昇器來調整該輸出的直流電壓，並經由該第二導通元件傳送至該後端電路。
於一實施態樣中，該第二高穩定度線性穩壓電路中的第二穩定度提昇器包括：第二電壓緩衝器及第二極零點追蹤電路，該第二誤差放大器所輸出的寄生電容作為該第二電壓緩衝器之輸入電容，該輸入電容較第二導通元件的閘極端寄生電容來的小，且該第二導通元件輸入阻抗作為第二電壓緩衝器的輸出阻抗，該輸出阻抗較該第二誤差放大器的輸出阻抗為小，以使原有的非主極點被拆成兩個更高頻的非主極點；該第二極零點追蹤電路透過電阻與電容搭配該第二導通元件(例如電晶體)的回授機制，使該第二導通元件能夠和主極點做極零點補償，透過該第二導通元件的閘極電壓調整與該第二導通元件連接的電阻的阻值，並與該第二導通元件的等效電阻成一個固定的倍率，來達到補償主極點的目的，藉此使單位增益頻率往高頻移動，使穩壓處理更為穩定，且在穩定的條件下提高反應速率。
於一實施態樣中，該能源採集與電源供應系統復包括一升壓單元，該升壓單元用以將該輸入能量整流成比輸入高的直流電壓，以對另一個後端電路進行供電處理。該升壓單元對該另一個後端電路的供電路徑間設有一第三穩壓單元，該第三穩壓單元復包括：第三高穩定度線性穩壓電路，其包括：第三誤差放大器、第三穩定度提昇器、第三導通元件(例如電晶體)以及第三高阻抗回授網路，該第三誤差放大器的接收該整流單元之穩壓電容輸出的直流電壓以及該第三溫度曲率補償參考電壓電路輸出的第三溫度補償參考電壓和該第三高阻抗回授網路輸出的回授電壓並調整輸出至供該第三導通元件導通的導通電壓，且該第三穩定度提昇器係設置於該第三誤差放大器及第三導通元件間以提升整體電路之穩定度，並由該第三導通元件將該接收到的輸入電壓轉換成平穩的直流電壓給該另一個後端電路，其中當輸出的直流電壓隨該另一個後端電路變動時，輸出的該直流電壓透過該第三高阻抗回授網路反饋至該第三誤差放大器以及該第三穩定度提昇器來調整該輸出的直流電壓，並經由該第三導通元件傳送至該另一個後端電路。其中，該第三高穩定度線性穩壓電路中的第三穩定度提昇器包括：第三電壓緩衝器及第三極零點追蹤電路，該第三誤差放大器輸出的寄生電容作為該第三電壓緩衝器之輸入電容，該寄生電容較第三導通元件的閘極端寄生電容來的小，且該第三導通元件輸入阻抗作為第三電壓緩衝器的輸出阻抗，該輸出阻抗較該第三誤差放大器的輸出阻抗為小，以使原有的非主極點被拆成兩個更高頻的非主極點；該第三極零點追蹤電路透過電阻與電容搭配該第三導通元件(例如電晶體)的回授機制，使該第三導通元件能夠和主極點做極零點補償，透過該第三導通元件的閘極電壓調整與該第三導通元件連接的電阻的阻值，並與該第三導通元件的等效電阻成一個固定的倍率，來達到補償主極點的目的，藉此使單位增益頻率往高頻移動，使穩壓處理更為穩定，且在穩定的條件下提高反應速率。
相較於先前技術，本發明所提出之能源採集與電源供應系統，係包含了高能量轉換效率整流單元、極零點補償線性穩壓單元與溫度曲率補償參考電壓電路。在高能量轉換效率整流單元中，其包括了：功率元件以及穩壓電容。功率元件具有傳導能量的功能，包括：一具導通路徑切換功能的電晶體、電流調節器以及電壓調節器，分別具有減少漏電流和降低輸出與輸入之電壓差的功能，達到提升能量轉換效率的目的。穩壓電容輔助穩定輸出電壓。綜合以上就能實現出一個低電壓、低損耗、高能量轉換效率的整流器。此外，在極零點補償線性穩壓單元中，其包括了：誤差放大器、穩定度提昇器、功率元件以及回授網路。誤差放大器提昇輸出電壓精確度，穩定度提昇器具有提高穩定度的功能，回授網路則是偵測輸出電壓回饋給誤差放大器並減少靜態電流。綜合以上實現出一個低功率消耗、低面積、高穩定度的穩壓器。在溫度曲率補償參考電壓電路中，結合溫度正相關和溫度負相關的(N-1)階參考電壓電路，並以低功耗的電路實現，降低輸出電壓隨溫度變動的問題，實現出一個低功率消耗、低溫度係數以及低電壓的參考電壓電路。在升壓單元中，將輸入訊號通過導通元件與脈衝控制電容將電壓升高，其中利用電荷轉移輔助電晶體與動態控制輔助電晶體裝置避免電荷重新分佈問題，減少轉換過程的壓降，並透過交錯耦合輸出級，減少輸出級的電壓損耗，進而提高升壓單元的效率。此系統亦包含一穩壓單元，透過具溫度曲率補償參考電壓電路與高線性度線性穩壓器可降低穩壓單元之溫度係數，提高輸出負載電流之動態範圍。
以下內容將搭配圖式，藉由特定的具體實施例說明本發明之技術內容，熟悉此技術之人士可由本說明書所揭示之內容輕易地了解本發明之其他優點與功效。本發明亦可藉由其他不同的具體實施例加以施行或應用。本說明書中的各項細節亦可基於不同觀點與應用，在不背離本發明之精神下，進行各種修飾與變更。尤其是，於圖式中各個元件的比例關係及相對位置僅具示範性用途，並非代表本發明實施的實際狀況。
請參照圖4，其為本發明之能源採集與電源供應系統的系統基本架構圖。該能源採集與電源供應系統1用以將接收到的電源輸入來提供給後端電路2使用，該能源採集與電源供應系統1包括：整流單元11、穩壓單元12及升壓單元13，該後端電路2包括類比數位轉換器、濾波器、數位訊號處理電路等，該電源輸入可為太陽能、熱能、射頻能、交流電能或壓電振能等之輸入。在此須特別說明的是，本發明能源採集與電源供應系統1所示的系統架構並不限於圖4所示之實施例，換句話說，該能源採集與電源供應系統1的另一實施例中，若本發明能源採集與電源供應系統應用於將輸入能量整流成比輸入低的直流電壓以對一後端電路2進行供電處理時，則只需具備該整流單元11及穩壓單元12，舉例而言，可利用手機透過耳機孔聲道產生能量，經由該整流單元11將音頻交流訊號轉成直流電壓；該能源採集與電源供應系統1的再一實施例中，若本發明能源採集與電源供應系統1應用於將輸入能量整流成比輸入高的直流電壓以對一後端電路2進行供電處理時，則只需具備該升壓單元13及穩壓單元12，端視所需的實施形態而有不同的變化例。
請一併參考圖5，其為本發明能源採集與電源供應系統1之整流單元11的基本架構，本施實例之整流單元11例如是全波橋式整流器，本發明能源採集與電源供應系統1之整流單元11包括：若干功率元件(110~11n)以及用以減少輸出電壓漣波的穩壓電容115。本發明能源採集與電源供應系統1之整流單元11的各功率元件(110~11n) 包括：一具導通路徑切換功能的電晶體、電流調節器1130以及電壓調節器1135，透過該電流調節器1130以及電壓調節器1135以解決習知全波橋式整流器之MOS電晶體基板的漏電流和閂鎖效應(latch up)，如圖所示，電流調節器1130包括：動態基板選擇電路1131及反向漏電流抑制電路1132，該電壓調節器1135具有自適應電壓控制電路1136，其中輸入能量係由輸入電壓以及輸入電流相乘組成，而輸出能量係由輸出電壓以及輸出電流相乘組成。該功率元件(110~11n)用以將輸入的能量利用導通路徑的切換，並經由該穩壓電容115將欲輸出的直流電壓整流成具低漣波的直流電壓，該電流調節器1130透過動態基板選擇電路(Dynamic Bulk Switching Circuit)以動態選擇基板電位，減少基板因寄生電晶體產生的漏電流，並利用反向漏電流抑制電路1132快速開關本端的功率元件113，減少本端功率元件在輸入波形暫態的反向漏電流以及電流消耗等，因此使輸出電流達到最大化。該電壓調節器1135透過自適應電壓控制電路(Adaptive Voltage Controller；AVC)1136利用電晶體將輔助電容放電，將本端功率元件113的導通電阻降低，達到降低輸入電壓與輸出電壓的電壓差，減少本端功率元件113上的損耗，使輸出電壓最大化，因此便能達成高能量轉換效率整流器。
如圖6所示，其為上述圖5之動態基板選擇電路1131之一電路範例圖，本實施例的動態基板選擇電路1131應用於全波橋式整流器，該動態基板選擇電路1131在每一個電晶體(Mp1、Mp2、Mn1、Mn2)的基體端加入兩顆開關電晶體(Msp1及Msp2、Msp3及Msp4、Msn1及Msn2、Msn3及Msn4)，在P 型電晶體(Mp1、Mp2)方面，判斷輸入端Vin+/ Vin-與輸出電壓Vrtf哪一端為高電位，則P 型電晶體(Mp1、Mp2)的基體端就選擇那一端，在N 型電晶體(Mn1、Mn2)方面，判斷輸入端Vin+/ Vin-與地端GND哪一端為低電位，則N 型電晶體(Mn1、Mn2)的基體端就選擇那一端。其中，在CMOS 製程中，P 型電晶體的動態基板選擇技術利用控制雙載子接面電晶體的N型井(N-Well)電位即可實現。然而，在N 型電晶體中，為了實現此技術，需利用CMOS 製程中的深N型井(Deep N-Well)製造出一個與P型基板(P-substrate)隔開的獨立電位來達成，方可抑制對基板的漏電流。
如圖7所示為動態基板選擇電路1131以基板製程實現的一範例剖面圖，在正半週情況下，當輸入電壓Vin+大於輸出電壓Vrtf 時，電晶體Msp1會被導通，使N型井(N-Well)電位與輸入電壓Vin+電位相等，將無法產生寄生PNP電晶體的漏電路徑；當輸入電壓Vin-小於地端GND 時，電晶體Msn4會被導通，使P型井(P-Well)電位與輸入電壓Vin-電位相等，將無法產生寄生二極體的漏電路徑；而在負半週情況下亦為如此。由此可知，只要使N型井(N-Well)保持在高電位和P型井(P-Well)保持在低電位，就能抑制對基板的漏電流。
除了上述電晶體對基板的漏電流會影響能量轉換效率之外，還有另外一個反向漏電流(Reverse leakage current)也會降低整流器的能量轉換效率。由於主要電晶體的閘極控制訊號來自輸入電壓，而輸入電壓為弦波訊號而非快速的時脈訊號，導致在每個正半週與負半週轉換期間無法快速的開關，產生反向漏電流。為了防止反向漏電流，需產生快速的控制訊號，使電晶體能夠快速的開關。因此，本發明之電流調節器1130更採用了反向漏電流抑制電路1132來抑制反向漏電流。該反向漏電流抑制電路由一個共閘極比較器(Common-gate-type comparator)組成，如圖8所示，其為共閘極比較器電路圖，當輸出電壓Vrtf大於輸入電壓Vac1/2時，節點電壓Vc被拉至輸出電壓Vrtf電位，再透過輸出級使節點電壓Vgn2/1快速的拉至地端GND；反之，若輸出電壓Vrft 小於輸入電壓Vac1/2，節點電壓Vc 被拉至地端GND 電位，透過輸出級使節點電壓Vgn2/1快速的拉至輸入電壓Vac1/2，讓主要電晶體的閘極能達到快速的控制訊號並抑制反向漏電流。
但由於採用動態基板選擇技術，主要電晶體基體端和源極的壓差無法保持為零，故臨界電壓會隨著基板效應而增加，導致整流器的輸出電壓與輸入電壓之壓差增大， 也就是說在主要電晶體上存在著導通電阻，因此在量測時無法達到更高的能量轉換效率。為了解決此問題，本發明能源採集與電源供應系統之整流單元11的功率元件中加入自適應電壓控制(Adaptive Voltage Controller；AVC)電路1136，其用以在本端的功率元件導通時，增加導通電壓來降低導通電阻，加快切換速率，以提昇轉換效能，如圖9所示，該自適應電壓控制電路1136係用以在為當主要電晶體(Mp1、Mp2) 導通時，增加的電壓Vgs來降低導通電阻，如圖10所示，其用以顯示自適應電壓控制電路操作暫態圖，其運作原理為：t1 期間，電流對輸出電容Cl及電容(Cb1、Cb2)充電；t2 期間，輸入電壓(Vac1/2) 大於輸出電壓Vrtf 一個臨界電壓使電晶體(Mp7/8) 導通，並啟動電晶體 (Mn3/4)對節點(Vacp1/2)進行放電，使得電晶體(Mp1、Mp2) 之源極-閘極電壓(Vsg)提昇，以減少導通電阻，其放電電流Idis 注入另一輸入端Vac2/1，讓此機制並無額外的電流損耗，增加整流器的能量轉換效率；t3 期間，輸出電壓Vrtf 高於輸入電壓Vac1/2，關閉自適應電壓控制電路。
接著，請參閱圖11，其為本發明能源採集與電源供應系統1之穩壓單元12的系統方塊圖，本實施例之穩壓單元12為低壓降線性穩壓器(Low dropout regulator；LDO)。該穩壓單元12包括：溫度曲率補償參考電壓電路120及高穩定度線性穩壓電路125。該溫度曲率補償參考電壓電路120具有低電壓、高電源電壓抑制比、低功率消耗、低溫度係數的特性，適合應用大溫度範圍變動的環境中，該溫度曲率補償參考電壓電路120包括：(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓電路121、(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓電路122及相加器123。該溫度曲率補償參考電路120由輸入電壓Vi觸發使其開始工作，該(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓電路121係用以產生與溫度成正相關的(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓，而該(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓電路122係用以產生與溫度成負相關的(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓，而該相加器123用以將該(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓與該(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓進行電流相加的補償機制，來達到適用於大溫度範圍之N階溫度曲率補償參考電壓Vref。
更詳而言之，傳統參考電壓電路在室溫條件下產生的參考電壓約為1.3 V，而此系統之線性穩壓器之參考電壓為0.6 Ｖ，為了符合本發明能源採集與電源供應系統之規格，因此需要一個低電壓輸出的參考電壓電路來提供給低壓降線性穩壓器作使用。如圖12所示，其為本發明之(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓電路121的一電路範例，此架構電路相較於傳統式架構額外多了兩個電阻R1 和R2，來產生相反於絕對溫度（Complementary to Absolute Temperature Voltage；CTAT）電流，並且使電阻R1和R2之阻值相等，理想運算放大器使節點X和Y之電位相等，三顆偏壓電晶體(M1、M2 、M3) 大小相同，忽略長度調變效應後，三條偏壓電流(I1、I2 、I3) 相等。兩顆電晶體Q1 和Q2的射極面積比例為1:n，其射極-基極電壓差與電阻R1 形成一個電流I2a，其中電流I2a為絕對溫度成正相關(Proportional to Absolute Temperature, PTAT)電流，I2b 為CTAT 電流，相加後得到一階溫度補償電流I2，在輸出電阻Rout上的跨壓即為參考電壓Vref1。圖12所示的架構與傳統式參考電壓電路相比，輸出電阻Rout 決定此架構的參考電壓值Vref1，不再為了補償溫度係數而必需與其他電阻成比例的限制。且該參考電壓Vref1存在著溫度的高階項，此電壓為一有限曲率的函數，其曲率在一定的溫度下為零，而在其他的溫度下則為正值或負值，而得到一個為開口向下的函數。
接著，如圖13所示為本發明溫度曲率補償參考電壓電路120中的(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓電路122的電路範例。其係將所有NMOS 場效電晶體(M3、M4 及M5)操作在弱反轉區(weak inversion)的帶隙參考電壓電路，當MOS 場效電晶體操作在弱反轉區並忽略長度通道調變效應時，汲極電流關係式相似於雙極性接面型電晶體的集極電流。雙極性接面型電晶體Q3、Q4 之射極面積比為1:n，其射極-基極電壓差與電阻R4 產生一條與絕對溫度成正相關的電流I4。圖13所示架構中與絕對溫度成負相關電流I3 是由電阻R5 與其跨壓所形成，而此跨壓為Veb3+Vgs3-Vgs5；電流Iout2 為與絕對溫度成負相關電流I3 及與絕對溫度成正相關電流I4 相加所形成；此輸出參考電壓Vref2包含一階溫度項及高階溫度項，對於一階零溫度係數來說，可求得電阻R4 及R5 的比例，使得一階溫度項等於零。圖13所示架構的輸出電壓仍然存在著溫度的高階項，亦是一有限曲率的函數，與上述圖12所述的參考電壓曲率不同，圖13架構曲率為零時發生於在設定溫度範圍內的最小值電壓，可得到一個對溫度開口向上的函數。
因此，由上述圖12及圖13可知，本發明穩壓單元12中的溫度曲率補償參考電路120為一種高階溫度補償的帶隙參考電路，用以對溫度開口向上的參考電壓及對溫度開口向下的參考電壓在相同的參考溫度條件下相加，而輸出供該溫度曲率補償參考電路120處理的N階溫度補償參考電壓Vref，在相同的溫度範圍內能達到更好的溫度係數。
接著，請再返回圖11，圖11所示的高穩定度線性穩壓電路125，具有低電壓、高電源電壓抑制比、低靜態電流、高穩定度、低面積、低成本的特性，適合應用於整合型晶片，其包括：誤差放大器126、穩定度提昇器127、導通元件128以及高阻抗回授網路129。該整流單元11之穩壓電容115輸出的直流電壓將做為溫度曲率補償參考電壓電路120與高穩度線性穩壓電路125的電源，上述該溫度曲率補償參考電路120處理的N階溫度補償參考電壓Vref以及該高阻抗回授網路129輸出的回授電壓傳入該誤差放大器126，且由該誤差放大器126調整輸出一供該導通元件128導通的導通電壓，該誤差放大器126與該導通元件128間插入穩定度提昇器127提升整體電路之穩定度，由該導通元件128將具漣波的輸入電壓轉換成平穩的直流電壓給後端電路2，當輸出電壓隨該後端電路2抽載變動時，輸出電壓透過該高阻抗回授網路129反饋至該誤差放大器126以及該穩定度提昇器127來調整輸出電壓，並經由該導通元件128傳送至該後端電路2。其中將該誤差放大器126操作在低偏壓電流模式及將該高阻抗回授網路129以電晶體截止區的大阻抗方式實現，來達到低靜態電流之目的。
如圖14所示，其用以說明圖11所示之高穩定度線性穩壓電路125一電路範例。本發明之穩壓單元12在傳統穩壓器架構上做了改良，如圖14所示，即加入額外三個技術使傳統穩壓器的穩定度提昇並降低靜態電流，分別為：電壓緩衝器(Voltage buffer)1271、極零點追蹤(Pole-zero tracking)器1272及高阻抗回授網路129。
在整合型生醫系統晶片中，為了節省印刷電路板(Printed Circuit Board, PCB)面積，期望輸出電容Cout能盡量縮小，但減小輸出電容則會影響到頻率響應中主極點的位置，若非主極點太靠近主極點，則可能使穩壓器的相位邊限不足，導致系統不穩定，非主極點P2 是由誤差放大器126的輸出阻抗及導通元件128的閘極端寄生電容所造成。為了確保整個系統穩定，在誤差放大器126與導通元件128之間加入一個電壓緩衝器1271，其特色為該誤差放大器126的輸出的寄生電容比該導通元件128的閘極端寄生電容來的小，且該導通元件128的輸出阻抗也比該誤差放大器126的輸出阻抗還要小，故原來的非主極點被拆成兩個更高頻的非主極點。在電路設計上，可以將兩個非主極點推到頻寬之外，使穩壓器更加穩定。
該高穩定度線性穩壓電路125的主極點會隨著負載電流IL而改變，而電壓緩衝器1271未考慮負載變動的因素，因此需額外加入極零點追蹤技術來進一步提升電路的穩定度。在該高穩定度線性穩壓電路125的穩壓設計上，不只是要考慮重載條件，也必須考慮輕載的狀況，來決定系統是否穩定。當主極點與單位增益頻率(Unity gain frequency)會隨著負載變小而往低頻漂移，而降低穩壓器的反應速度，因此在電壓緩衝器1271與導通元件128之間加入了極零點追蹤電路1272。
所謂的極零點追蹤，其實是在做極零點補償。傳統架構的穩壓器都是設計一個可配合輸出電容等效串連電阻來達到穩定度，而這個電容等效串連電阻需要在一定的範圍內，否則超過範圍仍舊難以穩定。而且，電容等效串連電阻也會隨著溫度環境、操作電壓、操作頻率及製作材料而有所不同，要去挑選一個合適所有條件的電容是不易的。因此，極零點追蹤就是透過主動電路來調整零點，也就是極零點追蹤電路1272透過電阻與電容搭配該導通元件128的回授機制，使該導通元件128能夠和主極點做極零點補償。透過該導通元件128的閘極電壓調整電阻Rc 的阻值，並與導通元件128的等效電阻成一個固定的倍率，來達到補償主極點的目的。如此一來，使單位增益頻率往高頻移動，使穩壓器更穩定，且在穩定的條件下提高反應速率。
另一方面，對生醫系統而言，最好能將功率電流減小至微安培等級，避免造成不必要的消耗。在穩壓器中，靜態電流主要分為兩個部份，其一為誤差放大器的功率消耗，此部份可將電路操作於弱反轉區(Weak inversion)來減小直流偏壓，其二為降低流經回授電阻之電流，此部份若以加大被動電阻直接實現，將會消耗相當大的面積，對於講求微小化的生醫系統將造成不便。因此本發明高穩定度線性穩壓電路125之高阻抗回授網路129係採用電晶體實現假電阻(Pseudo-resistor)的方式取代傳統穩壓器中的回授電阻，如圖14 所示，將P型電晶體(Mr1、Mr2)操作於截止區，來等效實現大電阻。將P 型電晶體的源極與基體相接並將閘極與汲極相接，形成一個二極體形式的場效電晶體，對電晶體Mr2來說，當源極電壓小於汲極電壓時，即閘極電壓大於零，使電晶體Mr2操作在截止區，而當汲極與源極上有小跨壓存在時，則會導通汲極經N-Well 至源極的寄生PNP雙極性接面型電晶體，此寄生的PNP雙極性接面型電晶體也是為一個二極體形式的電晶體，此時可以等效成一個大電阻，亦即假電阻。當輸出電壓為1.2 V 的條件下，其阻值可接近千萬歐姆，故利用此特性來實現穩壓器中的回授電阻，以減小靜態電流及低功耗的目的。
接著，請再返回上述圖4，上述用以說明將本發明能源採集與電源供應系統1應用於低直流電壓的電子設備的供電處理，若將本發明能源採集與電源供應系統1應用於將輸入能量整流成比輸入高的直流電壓以對一後端電路2進行供電處理時，如生醫系統的高壓刺激器，則可透過本發明能源採集與電源供應系統1的升壓單元13以及穩壓單元12進行電源的處理。在此須提出說明的是，另一實施例中，若本發明能源採集與電源供應系統1應用於將輸入能量整流成比輸入低的直流電壓，在一後端電路進行供電處理的路徑中，整流成比輸入低的直流電壓及高的直流電壓兩路徑下的穩壓單元12的電信號處理架構是一致的，如上述圖11所示，為簡化說明，在此不予重述該穩壓單元12，以下僅就升壓單元13進一步提出說明。如圖15所示，該升壓單元13具有高電壓轉換效率的特點，其包括：N級升壓級130及交錯耦合輸出級136，輸入的交流能量經過N級升壓級130提高電壓，在通過交錯耦合輸出級136輸出需求的高電壓，N級升壓級130內部包括導通元件131、電容132、電荷轉移輔助電晶體133以及動態控制輔助電晶體134，輸入能量經由導通元件131儲存於電容132，經由電容132另一端的電壓改變來提昇輸出電壓，利用電荷轉移輔助電晶體133並聯導通元件131，由後級的高電壓降低導通元件131的跨壓。由於該電荷轉移輔助電晶體133在暫態下會產生逆向漏電流路徑，因此利用動態控制輔助電晶體134快速切換時脈，減少電荷轉移輔助電晶體133的逆向漏電流，以提高能量轉換效率，而交錯耦合輸出級136則是為了穩定輸出減少漣波。最後，再把轉換並除去漣波的電源信號傳送至後端的穩壓單元12，以進行如上述溫度補償以及轉換平穩直流電壓並傳給後端電路2。
再者，請參閱圖16，其為本發明之能源採集與電源供應系統的另一實施例。本實施例之能源採集與電源供應系統1'與上述圖1不同處在於，該能源採集與電源供應系統1'還包括：電池14以及充電/供電判斷電路15。上述圖1所述之能源採集與電源供應系統1用以取代現今穿戴式裝置或物聯網產品的電源管理系統之嵌入式電池，以太陽能、熱能、射頻能、交流電能或壓電振能等之輸入能量來源通過本發明來供應電源，適合低功耗或被動式的產品；而本實施例之能源採集與電源供應系統1'具備電池14，適用於需一定功耗或長時間不具能量來源的產品。該充電/供電判斷電路15主要利用邏輯閘和比較器，對電池14的電量進行充電/供電判斷，為了減少電池14的記憶性和維持後端電路2的正常運作，再一實施例中，可由多顆電池供電，以在主電池低於一定電量時打開充電的開關，同時斷開其供電路徑，直至其充電至最高電量，而此期間由第二順位的電池進行供電。
現有架構的整流器，像是交叉耦合CMOS全波橋式整流器、閘極與汲極偏壓型整流器、基板與源極偏壓型整流器與浮動閘極整流器…等，皆存在著漏電流的缺陷，使電流轉換效率無法提昇；或是需要額外的偏壓電源及額外的製程來達到高電壓轉換效率的目的，如此一來將增加面積成本，不符合應用在穿戴式裝置與互聯網應用中。而本發明能源採集與電源供應系統之整流單元以CMOS 製程中的深井結構技術設計一動態基板選擇電路而減少基板因寄生電晶體產生的漏電流，且更加入反向漏電流抑制電路，讓主要電晶體的閘極能達到快速的控制訊號並抑制反向漏電流，以及加入自適應電壓控制電路，使得主要電晶體基體端和源極的壓差變小，故達到高能量轉換效率的結果。再者，本發明能源採集與電源供應系統之穩壓單元中的溫度曲率補償參考電壓電路，使用高階溫度曲率補償技巧，相較於傳統的參考電壓電路只對一階溫度係數補償來說，可達到在大溫度範圍下更低的溫度係數，適用於大溫度範圍的環境，例如車用電子。並且將電路操作在低偏壓電流狀態，降低功率消耗，達到長久使用的目的；另外，本發明能源採集與電源供應系統之穩壓單元設有分解、消除極零點和穩定度補償電路，使頻寬內有足夠的相位邊限，克服低輸出穩壓電容之穩定度，因此，相較於其他架構下的線性穩壓器，在相同的系統規格下不需要更大的輸出穩壓電容來使系統達到穩定。
上述實施例僅例示性說明本發明之原理及功效，而非用於限制本發明。任何熟習此項技術之人士均可在不違背本發明之精神及範疇下，對上述實施例進行修飾與改變。因此，本發明之權利保護範圍，應如本發明的申請專利範圍所列。
1,1'‧‧‧能源採集與電源供應系統
11‧‧‧整流單元
110~11n‧‧‧功率元件
1130‧‧‧電流調節器
1131‧‧‧動態基板選擇電路
1132‧‧‧反向漏電流抑制電路
1135‧‧‧電壓調節器
1136‧‧‧自適應電壓控制電路
115‧‧‧穩壓電容
12‧‧‧穩壓單元
120‧‧‧溫度曲率補償參考電壓電路
121‧‧‧(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓電路
122‧‧‧(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓電路
123‧‧‧相加器
125‧‧‧高穩定度線性穩壓電路
126‧‧‧誤差放大器
127‧‧‧穩定度提昇器
1271‧‧‧電壓緩衝器
1272‧‧‧極零點追蹤器
128‧‧‧導通元件
129‧‧‧高阻抗回授網路
13‧‧‧升壓單元
130‧‧‧N級升壓級
131‧‧‧導通元件
132‧‧‧電容
133‧‧‧電荷轉移輔助電晶體
134‧‧‧動態控制輔助電晶體
136‧‧‧交錯耦合輸出級
14‧‧‧電池
15‧‧‧充電/供電判斷電路
2‧‧‧後端電路
圖1係為習知CMOS全波橋式整流器之電路圖；
圖2A係為傳統全波橋式整流器之電路圖以及圖2B為圖2A之電晶體對基板漏電流橫截面示意圖；
圖3係習知低壓降線性穩壓器之電路圖；
圖4係本發明能源採集與電源供應系統的一實施例基本架構方塊圖；
圖5係用以說明圖4所示本發明能源採集與電源供應系統之整流單元的基本架構方塊圖；
圖6係用以說明圖5所示動態基板選擇電路之一電路範例圖；
圖7係用以說明圖6所示動態基板選擇電路以基板製程實現的一範例剖面圖；
圖8係用以說明圖5所示反向漏電流抑制電路之一電路範例圖；
圖9係用以說明圖5所示自適應電壓控制電路之一電路範例圖；
圖10係用以說明圖5所示自適應電壓控制電路之操作暫態圖；
圖11係用以說明圖5所示本發明能源採集與電源供應系統之穩壓單元的系統架構方塊圖；
圖12係用以說明圖11之(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓電路的一電路範例；
圖13係用以說明圖11之(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓電路的一電路範例；
圖14係用以說明圖11所示高穩定度線性穩壓電路之一電路範例；
圖15係用以說明圖1所示本發明能源採集與電源供應系統的升壓器之基本架構方塊圖；以及
圖16係用以說明本發明能源採集與電源供應系統的另一實施例基本架構方塊圖。

Claims (17)

  1. 一種能源採集與電源供應系統，係包括： 一整流單元，用以將輸入能量整流成比輸入低的直流電壓以對一後端電路進行供電處理，該整流單元係包括： 複數個功率元件，用以將該輸入能量利用導通路徑的切換將電壓整流成直流電壓，各該功率元件包括：一具導通路徑切換功能的電晶體、具有動態基板選擇電路及反向漏電流抑制電路的電流調節器以及具有自適應電壓控制電路的電壓調節器，其中該動態基板選擇電路以動態選擇該具導通路徑切換功能的電晶體的基板電位，減少該具導通路徑切換功能的電晶體基板漏電流，並利用該反向漏電流抑制電路開關本端的功率元件，減少該本端的功率元件在輸入電壓暫態的反向漏電流及電流消耗，使該本端的功率元件輸出電流達到最大化；該自適應電壓控制電路用以在該本端的功率元件導通時，增加導通電壓來降低導通電阻，加快切換速率，以提昇轉換效能； 一穩壓電容，用以將該功率元件整流成的直流電壓輸出為具低漣波的直流電壓；以及 第一穩壓單元，用以穩定該整流單元所輸出的直流電壓以傳送給該後端電路供電使用。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的能源採集與電源供應系統，其中，該動態基板選擇電路係在該具導通路徑切換功能的電晶體的基體端加入兩顆開關電晶體，該具導通路徑切換功能的電晶體的基體端會依據一電壓輸入端與一電壓輸出端的電位高低，相應導通該兩顆開關電晶體的其中一顆，以減少該具導通路徑切換功能的電晶體基板漏電流。
  3. 如申請專利範圍第1或2項所述的能源採集與電源供應系統，其中，該動態基板選擇電路係利用CMOS 製程中的深井結構技術製造出在一個半導體基板上隔開該具導通路徑切換功能的電晶體與該兩顆開關電晶體的電位。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的能源採集與電源供應系統，其中，該反向漏電流抑制電路由一個共閘極比較器組成，當輸出於該具導通路徑切換功能的電晶體的輸出電壓大於輸入電壓時，該具導通路徑切換功能的電晶體的閘極電壓被拉至該輸出電壓電位，再透過輸出級使輸出節點電壓快速的拉至地端電位；反之，若當輸出於該具導通路徑切換功能的電晶體的輸出電壓小於輸入電壓時，該具導通路徑切換功能的電晶體的閘極電壓被拉至地端電位，透過輸出級使輸出節點電壓快速的拉至該輸入電壓，讓該具導通路徑切換功能的電晶體的閘極達到快速的控制訊號並抑制反向漏電流。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的能源採集與電源供應系統，其中，該第一穩壓單元包括：第一溫度曲率補償參考電壓電路及第一高穩定度線性穩壓電路，該第一溫度曲率補償參考電壓電路包括：第一(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓電路、第一(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓電路及第一相加器，該第一溫度曲率補償參考電路依據該整流單元之穩壓電容輸出的直流電壓執行溫度補償工作，其中該第一(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓電路係用以產生與溫度成正相關的(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓，而該第一(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓電路係用以產生與溫度成負相關的(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓，而該第一相加器用以將該第一(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓與該第一(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓進行相加以輸出一第一溫度補償參考電壓，來達到適用於大溫度範圍之N階溫度曲率補償參考電壓。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的能源採集與電源供應系統，其中，該第一穩壓單元復包括：第一高穩定度線性穩壓電路，其包括：第一誤差放大器、第一穩定度提昇器、第一導通元件以及第一高阻抗回授網路，該第一誤差放大器的接收該整流單元之穩壓電容輸出的直流電壓以及該第一溫度曲率補償參考電壓電路輸出的第一溫度補償參考電壓和該第一高阻抗回授網路輸出的回授電壓並調整輸出至供該第一導通元件導通的導通電壓，且該第一穩定度提昇器係設置於該第一誤差放大器及第一導通元件間以提升整體電路之穩定度，並由該第一導通元件將該接收到的輸入電壓轉換成平穩的直流電壓給該後端電路，其中當輸出的直流電壓隨該後端電路變動時，輸出的該直流電壓透過該第一高阻抗回授網路反饋至該第一誤差放大器以及該第一穩定度提昇器來調整該輸出的直流電壓，並經由該第一導通元件傳送至該後端電路。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的能源採集與電源供應系統，其中，該第一誤差放大器操作在低偏壓電流模式及將該第一高阻抗回授網路以電晶體截止區的大阻抗方式實現，來達到低靜態電流之目的。
  8. 如申請專利範圍第6或7項所述的能源採集與電源供應系統，其中，該第一高穩定度線性穩壓電路中的第一穩定度提昇器包括：第一電壓緩衝器及第一極零點追蹤電路，該第一誤差放大器所輸出的寄生電容作為該第一電壓緩衝器之輸入電容，該輸入電容較第一導通元件的閘極端寄生電容來的小，且該第一導通元件輸入阻抗作為第一電壓緩衝器的輸出阻抗，該輸出阻抗較該第一誤差放大器的輸出阻抗為小，以使原有的非主極點被拆成兩個更高頻的非主極點；該第一極零點追蹤電路透過電阻與電容搭配該第一導通元件的回授機制，使該第一導通元件能夠和主極點做極零點補償，透過該第一導通元件的閘極電壓調整與該第一導通元件連接的電阻的阻值，並與該第一導通元件的等效電阻成一個固定的倍率，來達到補償主極點的目的，藉此使單位增益頻率往高頻移動，使穩壓處理更為穩定，且在穩定的條件下提高反應速率。
  9. 如申請專利範圍第1項所述的能源採集與電源供應系統，其復包括至少一供電電池以及一充電/供電判斷單元，該充電/供電判斷單元用以使該至少一供電電池儲存自該整流單元整流出的直流電壓或控制該至少一供電電池將其所儲存的電力供應給該後端電路。
  10. 如申請專利範圍第9項所述的能源採集與電源供應系統，其中，該至少一供電電池對該後端電路的供電路徑間設有一第二穩壓單元，該第二穩壓單元復包括：第二高穩定度線性穩壓電路，其包括：第二誤差放大器、第二穩定度提昇器、第二導通元件以及第二高阻抗回授網路，該第二誤差放大器的接收該整流單元之穩壓電容輸出的直流電壓以及該第二溫度曲率補償參考電壓電路輸出的第二溫度補償參考電壓和該第二高阻抗回授網路輸出的回授電壓並調整輸出至供該第二導通元件導通的導通電壓，且該第二穩定度提昇器係設置於該第二誤差放大器及第二導通元件間以提升整體電路之穩定度，並由該第二導通元件將該接收到的輸入電壓轉換成平穩的直流電壓給該後端電路，其中當輸出的直流電壓隨該後端電路變動時，輸出的該直流電壓透過該第二高阻抗回授網路反饋至該第二誤差放大器以及該第二穩定度提昇器來調整該輸出的直流電壓，並經由該第二導通元件傳送至該後端電路。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的能源採集與電源供應系統，其中，該第二高穩定度線性穩壓電路中的第二穩定度提昇器包括：第二電壓緩衝器及第二極零點追蹤電路，該第二誤差放大器所輸出的寄生電容作為第二電壓緩衝器之輸入電容，該輸入電容較第二導通元件的閘極端寄生電容來的小，且該第二導通元件輸入阻抗作為第二電壓緩衝器的輸出阻抗，該輸出阻抗較該第二誤差放大器的輸出阻抗為小，以使原有的非主極點被拆成兩個更高頻的非主極點；該第二極零點追蹤電路透過電阻與電容搭配該第二導通元件的回授機制，使該第二導通元件能夠和主極點做極零點補償，透過該第二導通元件的閘極電壓調整與該第二導通元件連接的電阻的阻值，並與該第二導通元件的等效電阻成一個固定的倍率，來達到補償主極點的目的，藉此使單位增益頻率往高頻移動，使穩壓處理更為穩定，且在穩定的條件下提高反應速率。
  12. 如申請專利範圍第1項所述的能源採集與電源供應系統，其復包括一升壓單元，該升壓單元用以將該輸入能量整流成比輸入高的直流電壓，以對另一個後端電路進行供電處理。
  13. 如申請專利範圍第12項所述的能源採集與電源供應系統，其中，該升壓單元對該另一個後端電路的供電路徑間設有一第三穩壓單元，該第三穩壓單元復包括：第三高穩定度線性穩壓電路，其包括：第三誤差放大器、第三穩定度提昇器、第三導通元件以及第三高阻抗回授網路，該第三誤差放大器的接收該整流單元之穩壓電容輸出的直流電壓以及該第三溫度曲率補償參考電壓電路輸出的第三溫度補償參考電壓和該第三高阻抗回授網路輸出的回授電壓並調整輸出至供該第三導通元件導通的導通電壓，且該第三穩定度提昇器係設置於該第三誤差放大器及第三導通元件間以提升整體電路之穩定度，並由該第三導通元件將該接收到的輸入電壓轉換成平穩的直流電壓給該另一個後端電路，其中當輸出的直流電壓隨該後端電路變動時，輸出的該直流電壓透過該第三高阻抗回授網路反饋至該第三誤差放大器以及該第三穩定度提昇器來調整該輸出的直流電壓，並經由該第三導通元件傳送至該另一個後端電路。
  14. 如申請專利範圍第13項所述的能源採集與電源供應系統，其中，該第三高穩定度線性穩壓電路中的第三穩定度提昇器包括：第三電壓緩衝器及第三極零點追蹤電路，該第三誤差放大器所輸出的寄生電容作為該第三電壓緩衝器之輸入電容，該輸入電容較該第三導通元件的閘極端寄生電容來的小，且該第三導通元件輸入阻抗作為第三電壓緩衝器的輸出阻抗，該輸出阻抗較該第三誤差放大器的輸出阻抗為小，以使原有的非主極點被拆成兩個更高頻的非主極點；該第三極零點追蹤電路透過電阻與電容搭配該第三導通元件的回授機制，使該第三導通元件能夠和主極點做極零點補償，透過該第三導通元件的閘極電壓調整與該第三導通元件連接的電阻的阻值，並與該第三導通元件的等效電阻成一個固定的倍率，來達到補償主極點的目的，藉此使單位增益頻率往高頻移動，使穩壓處理更為穩定，且在穩定的條件下提高反應速率。
  15. 一種應用於能源採集與電源供應系統的穩壓單元，用以對供電至一後端電路的直流電壓進行穩壓處理，該穩壓單元係包括： 一溫度曲率補償參考電壓電路，其包括：(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓電路、(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓電路及相加器，該溫度曲率補償參考電路依據該直流電壓執行溫度補償工作，其中該(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓電路係用以產生與溫度成正相關的(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓，而該(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓電路係用以產生與溫度成負相關的(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓，而該相加器用以將該(N-1)階溫度曲率補償正向參考電壓與該(N-1)階溫度曲率補償反向參考電壓進行相加以輸出一溫度補償參考電壓，來達到適用於大溫度範圍之N階溫度曲率補償參考電壓；以及 一高穩定度線性穩壓電路，其包括：誤差放大器、穩定度提昇器、導通元件以及高阻抗回授網路，該誤差放大器的接收該直流電壓以及該溫度曲率補償參考電壓電路輸出的溫度補償參考電壓和該高阻抗回授網路輸出的回授電壓並調整輸出至供該導通元件導通的導通電壓，且該穩定度提昇器係設置於該誤差放大器及導通元件間以提升整體電路之穩定度，並由該導通元件將該接收到的輸入電壓轉換成平穩的直流電壓給該後端電路，其中當輸出的直流電壓隨該後端電路變動時，輸出的該直流電壓透過該高阻抗回授網路反饋至該誤差放大器以及該穩定度提昇器來調整該輸出的直流電壓，並經由該導通元件傳送至該後端電路。
  16. 如申請專利範圍第15項所述的穩壓單元，其中，該誤差放大器操作在低偏壓電流模式及將該高阻抗回授網路以電晶體截止區的大阻抗方式實現，來達到低靜態電流之目的。
  17. 如申請專利範圍第15項所述的穩壓單元，其中，該穩定度提昇器包括：電壓緩衝器及極零點追蹤電路，該誤差放大器所輸出的寄生電容作為電壓緩衝器之輸入電容，該寄生電容較導通元件的閘極端寄生電容來的小，且該導通元件輸入阻抗作為電壓緩衝器的輸出阻抗，該輸入阻抗較該誤差放大器的輸出阻抗為小，以使原有的非主極點被拆成兩個更高頻的非主極點；該極零點追蹤電路透過電阻與電容搭配該導通元件的回授機制，使該導通元件能夠和主極點做極零點補償，透過該導通元件的閘極電壓調整與該導通元件連接的電阻的阻值，並與該導通元件的等效電阻成一個固定的倍率，來達到補償主極點的目的，藉此使單位增益頻率往高頻移動，使穩壓處理更為穩定，且在穩定的條件下提高反應速率。
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