TW201838313A - 電力變換裝置 - Google Patents

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TW201838313A TW106120705A TW106120705A TW201838313A TW 201838313 A TW201838313 A TW 201838313A TW 106120705 A TW106120705 A TW 106120705A TW 106120705 A TW106120705 A TW 106120705A TW 201838313 A TW201838313 A TW 201838313A
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豊田勝
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Abstract

不斷電電源裝置(1)的控制裝置(18)係於負載電流(IL)比預定值(Ic)還大時，藉由較高頻率(fH)的閘信號(Au、Bu)來控制轉換器(6)，於負載電流(IL)比預定值(Ic)還小時，藉由較低頻率(fL)的閘信號(Au、Bu)來控制轉換器(6)。因此，於負載(24)為輕載時，能夠降低轉換器(6)的IGBT(Q1~Q4)產生的切換損失。

Description

電力變換裝置
本發明係有關於電力變換裝置，特別是有關於具備將交流電力變換成直流電力的順變換器的電力變換裝置。
例如日本特開2008-92734號公報(專利文獻1)中揭示一種電力變換裝置，其係具備順變換器以及控制裝置。該順變換器係包含複數個切換元件，將商用頻率的交流電力變換成直流電力。該控制裝置係根據商用頻率的正弦波信號與頻率較商用頻率充分更高的三角波信號之比較結果，產生用以控制複數個切換元件之控制信號。複數個切換元件係分別以因應於三角波信號的頻率之值的頻率而導通及關斷。
(先前技術文獻) (專利文獻)
專利文獻1：日本特開2008-92734號公報
然而，習知之電力變換裝置係在切換元件之每次導通及關斷時產生切換損失，而有電力變換裝置的效率低落之問題。
因此，本發明之主要目的在於提供一種高效率之電力變換裝置。
本發明之電力變換裝置係具備：順變換器，係包含複數個切換元件，將商用頻率的交流電力變換成直流電力；以及控制部，係比較商用頻率的正弦波信號與頻率比商用頻率還高的三角波信號的高低，並依據其比較結果產生用以控制複數個切換元件的控制信號。控制部係執行第一模式及第二模式中被選擇之模式。該第一模式係將三角波信號之頻率設定為第一值。該第二模式係將三角波信號之頻率設定為比第一值還小的第二值。
本發明之電力變換裝置中，係執行第一模式及第二模式中被選擇之模式。該第一模式係將三角波信號的頻率設定為第一值。該第二模式係將三角波信號的頻率設定為較第一值更小的第二值。因此，順變換器的負載係能以第二模式而運轉時，藉由選擇第二模式即能減少複數個切換元件所產生的切換損失，而能提高電力變換裝置的效率。
1‧‧‧不斷電電源裝置
2、8、14、16‧‧‧電磁接觸器
3、11‧‧‧電流檢測器
4、9、9a、9b、13‧‧‧電容器
5、12‧‧‧電抗器
6、60‧‧‧轉換器
6a‧‧‧輸入節點
7、61‧‧‧雙向截波器
10、62‧‧‧反向器
10a‧‧‧輸出節點
15‧‧‧半導體開關
17‧‧‧操作部
18‧‧‧控制裝置
21‧‧‧商用交流電源
22‧‧‧旁通交流電源
23‧‧‧電池
24‧‧‧負載
31‧‧‧參考電壓產生電路
32‧‧‧電壓檢測器
33、35‧‧‧減法器
34‧‧‧輸出電壓控制電路
36‧‧‧輸出電流控制電路
37、50、55、56、70‧‧‧閘控電路
41‧‧‧判定器
42、52、71‧‧‧振盪器
43、72、73‧‧‧三角波產生器
44、74、75‧‧‧比較器
45、76、77‧‧‧緩衝閘
46、78、79‧‧‧反向閘
51‧‧‧頻率調整部
57‧‧‧或閘
60a‧‧‧輸入節點
Au、Bu‧‧‧閘信號
Cu、Cua、Cub‧‧‧三角波信號
CNT‧‧‧控制信號
D1~D4‧‧‧二極體
Iir‧‧‧電流指令值
Iif、Iof‧‧‧信號
L1~L3‧‧‧直流線
N1、N2‧‧‧節點
NP‧‧‧中性點
Q1~Q4、Q11~Q14‧‧‧IGBT
SE‧‧‧信號
t‧‧‧時間
T1‧‧‧交流輸入端子
T2‧‧‧旁通輸入端子
T3‧‧‧電池端子
T4‧‧‧交流輸出端子
VB‧‧‧電池電壓
VDC‧‧‧直流電壓
VDCa、VDCb‧‧‧直流電壓
VDCf‧‧‧信號
VDCr‧‧‧參考直流電壓
Vi‧‧‧交流輸入電壓
Vir‧‧‧電壓指令值
Vo‧‧‧交流輸出電壓
△Ii、△VDC‧‧‧偏差
1至 4‧‧‧閘信號
41、 42、 44‧‧‧信號
52、 57‧‧‧信號
71‧‧‧信號
第1圖表示本發明之實施形態1的不斷電電源裝置的構成之電路方塊圖。
第2圖表示第1圖所示的控制裝置之中的轉換器的控制之相關部分的構成之方塊圖。
第3圖表示第2圖所示的閘控電路的構成之電路方塊圖。
第4圖例示第3圖所示的電壓指令值、三角波信號、以及閘信號的波形之時間圖。
第5圖表示第1圖所示的轉換器及其周邊部的構成之電路方塊圖。
第6圖表示本發明之實施形態2之不斷電電源裝置之閘控電路的構成之電路方塊圖。
第7圖表示本發明之實施形態3之不斷電電源裝置之閘控電路的構成之電路方塊圖。
第8圖表示實施形態3之變更例之電路方塊圖。
第9圖表示本發明之實施形態4之不斷電電源裝置之重點之電路方塊圖。
第10圖表示第7圖所示的不斷電電源裝置中包含的閘控電路的構成之電路方塊圖。
第11圖例示第8圖所示的電壓指令值、三角波信號、以及閘信號之波形之時間圖。
[實施形態1]
第1圖係表示本發明之實施形態1的不斷電電源裝置 1的構成之電路方塊圖。此不斷電電源裝置1係先將來自商用交流電源21的三相交流電力變換成直流電力，再將其直流電力變換成三相交流電力而供應至負載24。第1圖中，為了簡化圖及說明，僅表示對應於三相(U相、V相、W相)之中的一相(例如U相)的部分之電路。
第1圖中，此不斷電電源裝置1係具備交流輸入端子T1、旁通輸入端子T2、電池端子T3、以及交流輸出端子T4。交流輸入端子T1係自商用交流電源21接受商用頻率的交流電力。旁通輸入端子T2係自旁通交流電源22接受商用頻率的交流電力。旁通交流電源22可為商用交流電源，亦可為發電機。
電池端子T3係連接於電池(電力儲存裝置)23。電池23係儲存直流電力。亦可連接電容器以取代電池23。交流輸出端子T4係連接於負載24。負載24係藉由交流電力而驅動。
該不斷電電源裝置1更具備電磁接觸器2、8、14、16、電流檢測器3、11、電容器4、9、13、電抗器5、12、轉換器6、雙向截波器7、反向器(inverter，又稱「逆變器」10、半導體開關15、操作部17、以及控制裝置18。
電磁接觸器2及電抗器5係串聯連接於交流輸入端子T1與轉換器6的輸入節點之間。電容器4係連接於電磁接觸器2與電抗器5之間的節點N1。電磁接觸器2係在不斷電電源裝置1的使用時導通，並例如在不斷電電源裝置1的維護時關斷。
出現於節點N1之交流輸入電壓Vi的瞬間值係藉由控制裝置18檢測。根據交流輸入電壓Vi的瞬間值來判定有無發生停電等。電流檢測器3係檢測流通於節點N1之交流輸入電流Ii，且將表示該檢測值的信號Iif傳送至控制裝置18。
電容器4及電抗器5係構成低通濾波器，使商用頻率的交流電力自商用交流電源21流通至轉換器6，並防止轉換器6中所產生之切換頻率的信號流通至商用交流電源21。
轉換器6係藉由控制裝置18所控制，自商用交流電源21接受所供應之交流電力之通常時，將交流電力變換成直流電力而輸出至直流線L1。而供應自商用交流電源21之交流電力停止之停電時，轉換器6的運轉係停止。轉換器6的輸出電壓係能控制成期望之值。電容器4、電抗器5、以及轉換器6係構成順變換器。
電容器9係連接於直流線L1，使直流線L1的電壓平滑化。出現於直流線L1之直流電壓VDC的瞬間值係藉由控制裝置18檢測。直流線L1係連接於雙向截波器7的高壓側節點，雙向截波器7的低壓側節點係經由電磁接觸器8而連接於電池端子T3。
電磁接觸器8係在不斷電電源裝置1的使用時導通，並例如在不斷電電源裝置1及電池23的維護時關斷。出現於電池端子T3之電池23的端子間電壓(下文中亦稱「電池電壓」)VB的瞬間值係藉由控制裝置18檢測。
雙向截波器7係藉由控制裝置18控制，自商用交流電源21接受所供應之交流電力之通常時，將轉換器6產生的直流電力儲存於電池23，而供應自商用交流電源21之交流電力停止之停電時，經由直流線L1將電池23的直流電力供應至反向器10。
雙向截波器7係在將直流電力儲存於電池23時，將直流線L1之直流電壓VDC降壓而傳送至電池23。並且，雙向截波器7係在將電池23之直流電力供應至反向器10時，將電池23的端子間電壓VB升壓而輸出至直流線L1。直流線L1係連接於反向器10的輸入節點。
反向器10係藉由控制裝置18控制，將經由直流線L1供應自轉換器6或雙向截波器7的直流電力變換並輸出成為商用頻率的交流電力。亦即，反向器10係在通常時將經由直流線L1供應自轉換器5的直流電力變換成交流電力，而在停電時將經由雙向截波器7供應自電池23的直流電力變換成交流電力。反向器10的輸出電壓係能控制成期望之值。
反向器10的輸出節點10a係連接於電抗器12的一端子，電抗器12的另一端子(節點N2)係經由電磁接觸器14而連接於交流輸出端子T4。電容器13係連接於節點N2。
電流檢測器11係檢測反向器10的輸出電流Io的瞬間值，且將表示其檢測值的信號Iof傳送至控制裝置18。出現於節點N2之交流輸出電壓Vo的瞬間值係藉由 控制裝置18檢測。
電抗器12及電容器13係構成低通濾波器，使反向器10所產生之商用頻率的交流電力流通至交流輸出端子T4，並防止反向器10產生之切換頻率的信號流通至交流輸出端子T4。反向器10、電抗器12、以及電容器13係構成逆變換器。
電磁接觸器14係藉由控制裝置18控制，在將反向器10所產生之交流電力供應至負載24之反向器供電模式時導通，而在將來自旁通交流電源22的交流電力供應至負載24之旁通供電模式時關斷。
半導體開關15係包含閘流體，連接於旁通輸入端子T2與交流輸出端子T4之間。電磁接觸器16係與半導體開關15並聯連接。半導體開關15係藉由控制裝置18控制，通常時為關斷，而在反向器10故障時瞬間導通，將來自旁通交流電源22的交流電力供應至負載24。半導體開關15係自導通起經過預定時間後關斷。
電磁接觸器16係在將反向器10所產生之交流電力供應至負載24之反向器供電模式時關斷，而在將來自旁通交流電源22的交流電力供應至負載24之旁通供電模式時導通。
再者，電磁接觸器16係在反向器10故障時導通，將來自旁通交流電源22的交流電力供應至負載24。亦即，當反向器10故障時，半導體開關15係瞬間地導通達預定時間且電磁接觸器16導通。此動作係為了防止半導 體開關15過熱而損壞。
操作部17係包含供不斷電電源裝置1的使用者操作之複數個按鈕及顯示各種資訊的畫像顯示部等。藉由使用者對於操作部17進行操作，能使不斷電電源裝置1的電源導通及關斷，或選擇旁通供電模式及反向器供電模式之中之任一模式。
控制裝置18係根據來自操作部17的信號、交流輸入電壓Vi、交流輸入電流Ii、直流電壓VDC、電池電壓VB、交流輸出電流Io、以及交流輸出電壓Vo等而控制不斷電電源裝置1整體。亦即，控制裝置18係根據交流輸入電壓Vi的檢測值來檢測是否發生停電，並與交流輸入電壓Vi的相位同步而控制轉換器6及反向器10。
再者，控制裝置18係自商用交流電源21接受所供給之交流電力之通常時，以直流電壓VDC成為參考直流電壓VDCr的方式控制轉換器6，而供給自商用交流電源21之交流電力停止之停電時，使轉換器6的運轉停止。
再者，控制裝置18係於通常時，以電池電壓VB成為參考電池電壓的方式控制雙向截波器7，而於停電時，以直流電壓VDC成為參考直流電壓VDCr的方式控制雙向截波器7。
再者，控制裝置18係根據電流檢測器3的輸出信號Iif來判別輸入電流Ii是否比預定值Ic小(亦即負載24是否為輕載)，當輸入電流Ii比預定值Ic大時選擇通常運轉模式(第一模式)，當輸入電流Ii比預定值Ic小時選 擇省電運轉模式(第二模式)，而執行所選擇的運轉模式。
控制裝置18係在選擇了通常運轉模式時，比較商用頻率之正弦波信號與充分高於商用頻率之頻率fH的三角波信號之高低，並依據其比較結果來產生用以控制轉換器6的閘信號(控制信號)。在通常運轉模式中，閘信號係成為具有與三角波信號之頻率fH對應之值之頻率的脈衝信號列。閘信號的脈衝寬度係以輸出直流電壓VDC成為參考直流電壓VDCr的方式控制。
控制裝置18係在選擇了省電運轉模式時，比較商用頻率之正弦波信號與商用頻率和上述頻率fH之間之頻率fL之三角波信號之高低，並依據其比較結果來產生用以控制轉換器6的閘信號。在省電運轉模式中，閘信號係成為具有與三角波信號之頻率fL對應之值之頻率的脈衝信號列。閘信號的脈衝寬度係以輸出直流電壓VDC成為參考直流電壓VDCr的方式控制。
第2圖係顯示第1圖所示之控制裝置18之中的轉換器6的控制相關聯之構成的方塊圖。第2圖中，控制裝置18係包含：參考電壓產生電路31、電壓檢測器32、減法器33、35、輸出電壓控制電路34、輸出電流控制電路36、以及閘控電路37。
參考電壓產生電路31係輸出參考直流電壓VDCr。參考直流電壓VDCr係設定成直流電壓VDC的額定電壓。電壓檢測器32係檢測直流線L1的直流電壓VDC，並輸出表示檢測值的信號VDCf。減法器33係求得參考直 流電壓VDCr與電壓檢測器32之輸出信號VDCf的偏差△VDC。
輸出電壓控制電路34係將比例於偏差△VDC的值加上△VDC的積分值而產生電流指定值Iir。減法器35係求得電流指定值Iir與來自電流檢測器3(第1圖)的信號Iif的偏差△Ii。
輸出電流控制電路36係將比例於偏差△Ii的值加上△Ii的積分值而產生電壓指定值Vir。電壓指定值Vir係成為商用頻率的正弦波信號。閘控電路37係根據電壓指定值Vir產生用以控制所對應之相(在此為U相)的轉換器6的閘信號Au、Bu。
第3圖係顯示閘控電路37之構成的電路方塊圖。第3圖中，閘控電路37係包含：判定器41、振盪器42、三角波產生器43、比較器44、緩衝閘45、以及反向閘46。
判定器41係根據電流檢測器3(第1圖)的輸出信號Iif來判別輸入電流Ii是否比預定值Ic大，並輸出表示判別結果的信號 41。當輸入電流Ii比預定值Ic大時，選擇通常運轉模式，而信號 41設成「L」位準。當輸入電流Ii比預定值Ic小時，選擇省電運轉模式，而信號 41設成「H」位準。
振盪器42係在信號 41為「L」位準時，輸出充分高於商用頻率(例如60Hz)的頻率fH(例如20KHz)的時脈信號 42，而在信號 41為「H」位準時，輸出商 用頻率(例如60Hz)與上述頻率fH(例如20KHz)之間的頻率(例如15KHz)的時脈信號 42。三角波產生器43係輸出與振盪器42之輸出時脈信號 42相同頻率的三角波信號Cu。
比較器44係比較來自輸出電流控制電路36之電壓指令值Vir(商用頻率的正弦波信號)與來自三角波產生器43之三角波信號Cu之高低，並輸出表示比較結果的脈衝信號列 44。脈衝信號列 44的頻率係成為與三角波信號Cu的頻率fH或fL相同的值。脈衝信號列 44的脈衝寬度係因應電壓指令值Vir的位準而改變。脈衝信號列 44係PWM(脈衝寬度調變：Pulse Width Modulation)信號。
緩衝閘45係將脈衝信號列 44作為閘信號傳送至轉換器。反向閘46係使脈衝信號列 44反轉而產生閘信號Bu並傳送至轉換器6。
第4圖之(A)、(B)、(C)係顯示第3圖所示之電壓指令值Vir、三角波信號Cu及閘信號Au、Bu之波形的時間圖。如第4圖之(A)所示，電壓指令值Vir係商用頻率的正弦波信號。三角波信號Cu的頻率fH或Fl係比電壓指令值Vir的頻率(商用頻率)還高。三角波信號Cu之正側的峰值比電壓指令值Vir的正側的峰值還高。三角波信號Cu之負側的峰值比電壓指令值Vir的負側的峰值還低。
如第4圖之(A)、(B)所示，三角波信號Cu之位準比電壓指令值Vir還高時，閘信號Au係成為「L」 位準，三角波信號Cu之位準比電壓指令值Vir還低時，閘信號Au係成為「H」位準。閘信號Au係成為正脈衝信號列。
在電壓指令值Vir為正極性的期間，當電壓指令值Vir上升，閘信號Au的脈衝寬度增大。在電壓指令值Vir為負極性的期間，當電壓指令值Vir下降，閘信號Au的脈衝寬度減小。如第4圖之(B)、(C)所示，閘信號Bu係成為閘信號Au的反轉信號。閘信號Au、Bu分別為PWM信號。
省電運轉模式中的閘信號Au、Bu的波形與通常運轉模式中的閘信號Au、Bu的波形相同。省電運轉模式中的閘信號Au、Bu的頻率fL比通常運轉模式中的閘信號Au、Bu的頻率fH還低。
此外，第4圖之(A)、(B)、(C)中，顯示了與U相對應的電壓指令值Vir及信號Cu、Au、Bu的波形，然而與V相及W相分別對應的電壓指令值及信號的波形也相同。惟，與U相、V相、及W相對應的電壓指令值及信號的相位係各偏差120度。
第5圖係顯示第1圖所示之轉換器6及其周邊部之構成的電路方塊圖。第5圖中，於轉換器6與反向器10之間連接有正側的直流線Li及負側的直流線L2。電容器9係連接於直流線L1、L2之間。
從商用交流電源21接受所供給之交流電力的通常時，轉換器6係將來自商用交流電源21的交流輸入 電壓Vi變換成直流電壓VDC而輸出至直流線L1、L2之間。供給自商用交流電源21之交流電力停止的停電時，轉換器6的運轉停止，雙向截波器7係將電池電壓VB升壓而對直流線L1、L2之間輸出直流電壓VDC。反向器10係將直流線L1、L2之間的直流電壓VDC變換成交流輸出電壓Vo。
轉換器6係包含IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor；絕緣柵雙極電晶體)Q1~Q4及二極體D1~D4。IGBT係構成切換元件。IGBT Q1、Q2之集極均連接於直流線L1，IGBT Q1、Q2的射極分別連接於輸入節點6a、6b。
IGBT Q3、Q4的集極分別連接於輸入節點6a、6b，IGBT Q3、Q4的射極均連接於直流線L2。IGBT Q1、Q4的閘極均接受閘信號Au，IGBT Q2、Q3的閘極均接受閘信號Bu。二極體D1~D4係分別與IGBT Q1~Q4反向並聯連接。
轉換器6的輸入節點6a係經由電抗器5(第1圖)而連接於節點N1，輸入節點6b係連接於中性點NP。電容器4係連接於節點N1與中性點NP之間。
當閘信號Au、Bu分別為「H」位準及「L」位準時，IGBT Q1、Q4導通(ON)且IGBT Q2、Q3關斷(OFF)。藉此，輸入節點6a經由IGBT Q1而連接於電容器9的正側端子(直流線L1)，並且電容器9的負側端子(直流線L2)經由IGBT Q4而連接於輸入節點6b，正的直流電壓輸出至電容器9的端子之間。
當閘信號Au、Bu分別為「L」位準及「H」位準時，IGBT Q2、Q3導通且IGBT Q1、Q4關斷。藉此，輸入節點6b經由IGBT Q2而連接於電容器9的正側端子(直流線L1)，並且電容器9的負側端子(直流線L2)經由IGBT Q3而連接於輸入節點6a，負的直流電壓輸出至電容器9的端子之間。
換言之，如第4圖之(B)、(C)所示，當閘信號Au、Bu的波形變化時，與第4圖之(A)所示之電壓指令值Vir相同波形的交流電壓Vic輸出至節點N1及中性點NP之間。對應於來自商用交流電源21的交流電壓V1與來自轉換器6之交流電壓Vic之偏差之值的電流係流通於商用交流電源21與轉換器6之間，電容器9的端子間電壓VDC受到控制。
由第4圖之(A)、(B)、(C)可瞭解，若提高三角波信號Cu的頻率，則閘信號Au、Bu的頻率變高，而使IGBT Q1~Q4的切換頻率(導通及關斷之次數/秒)變高。當IGBT Q1~Q4的切換頻率變高，IGBT Q1~Q4產生的切換損失增大，而使不斷電電源裝置1的效率降低。
然而，IGBT Q1~Q4的切換頻率提高時，即使負載電流IL大的情形下，也能夠將直流電壓VDC維持在參考直流電壓VDCr，進而能夠產生電壓變動率較小之高品質的交流輸出電壓Vo。
相反地，若降低三角波信號Cu的頻率，則閘信號Au、Bu的頻率變低，而使IGBT Q1~Q4的切換頻 率變低。當IGBT Q1~Q4的切換頻率變低，IGBT Q1~Q4產生的切換損失減小，而使不斷電電源裝置1的效率提高。但是，IGBT Q1~Q4的切換頻率降低時，在負載電流IL大之情況下，難以將直流電壓VDC維持在參考直流電壓VDCr，進而交流輸出電壓Vo的電壓變動率增大，交流輸出電壓Vo的波形劣化。
此外，交流電壓的電壓變動率係藉由例如以額定電壓為基準(100%)時之交流電壓的變動範圍來表示。自商用交流電源21(第1圖)供給的交流輸入電壓Vi的電壓變動率，以額定電壓為基準時，為±10%。
以往的不斷電電源裝置中，將三角波信號Cu的頻率固定在比商用頻率(例如60Hz)充分高的頻率fH(例如20KHz)，而將電壓變動率抑制在較小的值(±2%)。因此，雖能夠驅動對於電壓變動率的容許範圍較小的負載24(例如電腦)，卻會在IGBT Q1~Q4產生較大的切換損失，而降低了不斷電電源裝置的效率。
然而，負載電流IL較小時，即便使IGBT Q1~Q4的切換頻率降低，交流輸出電壓Vo的電壓變動率的變化亦小，交流輸出電壓Vo的波形之劣化的程度亦小。再者，若使IGBT Q1~Q4的切換頻率降低，則能夠減小IGBT Q1~Q4產生的切換損失，而能夠提高不斷電電源裝置1的效率。
對此，本實施形態1係設有通常運轉模式以及省電運轉模式。該通常運轉模式係藉由較高的頻率fH 的閘信號Au、Bu來控制轉換器6。該省電運轉模式係藉由較低的頻率fL的閘信號Au、Bu來控制轉換器6而使切換損失降低。
由於轉換器6的輸入電流Ii係對應負載電流IL而增大，所以在輸入電流Ii比預定值Iic還大時(亦即負載電流IL比預定值ILc還大時)選擇通常運轉模式。再者，在輸入電流Ii比預定值Iic還小時(亦即負載電流IL比預定值ILc還小時)選擇省電運轉模式。於輸入電流Ii比預定值Iic還小時，頻率fL係設定成可將直流電壓VDC維持在參考直流電壓VDCr之範圍內的頻率。
此外，若使頻率fL降低，則從轉換器6經由低通濾波器(電容器4及電抗器5)流向商用交流電源21的高諧波電流增大。必須在其高諧波電流不超過上限值的範圍內設定頻率fL。
接著，說明該不斷電電源裝置1的使用方法及動作。假設為不斷電電源裝置1的使用者對於操作部17(第1圖)進行操作，選擇反向器供電模式之情形。從商用交流電源21接受所供給之交流電力的通常時，若選擇反向器供電模式，則半導體開關15及電磁接觸器16關斷，電磁接觸器2、8、14導通。
從商用交流電源21供給的交流電力係藉由轉換器6而變換成直流電力。藉由轉換器6產生的直流電力係藉由雙向截波器7儲存於電池23，並且供給至反向器10。
控制裝置18(第2圖)中，藉由參考電壓產生電路31產生參考直流電壓VDCr，並藉由電壓檢測器32產生顯示直流電壓VDC之檢測值的信號VDCf。利用減法器33產生參考直流電壓VDCr與信號VDCf之偏差△VDC，依據該偏差△VDC，藉由輸出電壓控制電路34產生電流指令值Iir。
藉由減法器35產生電流指令值Iir與來自電流檢測器3(第1圖)的信號Iif之偏差△Ii，依據該偏差△Ii，藉由輸出電流控制電路36產生電壓指令值Vir。
閘控電路37的判定器41(第3圖)中，依據電流檢測器3的輸出信號Iif，判定輸入電流Ii是否比預定值Iic還大。輸入電流Ii比預定值Iic還大時，判定器41的輸出信號 41係設成「L」位準，而執行通常運轉模式。
亦即，藉由振盪器42及三角波產生器43產生較高頻率fH的三角波信號Cu。藉由比較器44比較電壓指令值Vir與三角波信號Cu而產生脈衝信號列 44，藉由緩衝閘45及反向閘46而產生閘信號Au、Bu。
轉換器6(第5圖)中，藉由閘信號Au、Bu使IGBT Q1、Q4與IGBT Q2、Q3交互地導通，使商用頻率的交流輸入電壓Vi變換成直流電壓VDC。轉換器6所產生的直流電力係藉由反向器10(第1圖)變換成商用頻率的交流電力並供給至負載24。
在此通常運轉模式中，由於IGBT Q1~Q4係分別以較高的頻率fH導通及關斷，所以即使負載電流 IL大的情況下，也能夠將直流電壓VDC維持在參考直流電壓VDCr，進而能夠產生電壓變動率小的高品質的交流輸出電壓Vo。惟，IGBT Q1~Q4產生的切換損失變大，效率降低。
再者，負載電流IL比預定值Ic還小時，判定器41的輸出信號 41係設成「H」位準，而執行省電運轉模式。亦即，藉由振盪器42及三角波產生器43產生較低頻率fL的三角波信號Cu。藉由比較器44比較電壓指令值Vir與三角波信號Cu而產生脈衝信號列 44，藉由緩衝閘45及反向閘46而產生閘信號Au、Bu。
依據閘信號Au、Bu而驅動轉換器6，將交流輸入電壓Vi變換成直流電壓VDC。轉換器6所產生的直流電力係藉由反向器10(第1圖)變換成商用頻率的交流電力並供給至負載24。
在此省電運轉模式中，由於IGBT Q1~Q4係分別以較低的頻率fL導通及關斷，所以能夠減小IGBT Q1~Q4產生的切換損失，能夠提高不斷電電源裝置1的效率。再者，由於輸入電流Ii較小(亦即負載電流IL較小)，所以能夠將直流電壓VDC維持在參考直流電壓VDCr，進而能夠產生電壓變動率小的高品質的交流輸出電壓Vo。
此外，當來自商用交流電源21之交流電力的供給停止時，亦即發生停電時，轉換器6的運轉停止，電池23(第1圖)之直流電力係藉由雙向截波器7供給至反向器10。反向器10係將來自雙向截波器7的直流電力變 換成交流電力並供給至負載24。因此，在電池23中儲存有直流電力的期間，能夠維持負載24的運轉。
再者，於反向器供電模式時反向器10故障的情形下，半導體開關15(第1圖)瞬時地導通，電磁接觸器14關斷且電磁接觸器16導通。藉此，來自旁通交流電源22的交流電力係經由半導體開關15及電磁接觸器16供給至負載24，而維持負載24的運轉。在一定時間後使半導體開關15關斷，防止半導體開關15過熱而損壞。
如以上所述，本實施形態1中，輸入電流Ii比預定值Iic還大時，藉由較高頻率fH的閘信號Au、Bu控制轉換器6，而輸入電流Ii比預定值Iic還小時，藉由較低頻率fL的閘信號Au、Bu控制轉換器6。因此，輸入電流Ii比預定值Iic還小時，能夠減小轉換器6的IGBT Q1~Q4產生的切換損失，而能夠提高不斷電電源裝置1的效率。
[實施形態2]
第6圖係顯示本發明之實施形態2之不斷電電源裝置之閘控電路50之構成的電路方塊圖，此係與第3圖對比的圖。參照第6圖，閘控電路50與第3圖之閘控電路37不同的點在於以頻率調整部51及振盪器52來置換振盪器42之點。
頻率調整部51係依據來自判定器41的信號 41、來自電流檢測器3(第1圖)的信號Iif、以及來自減法器33(第2圖)的偏差△VDC，產生用以控制振盪器52之 輸出時脈信號 52之頻率的控制信號CNT。振盪器52係輸出依據控制信號CNT指示之頻率的時脈信號 52。
輸入電流Ii比預定值Ic還大時，判定器41的輸出信號 41係設成「L」位準，而選擇通常運轉模式。若信號 41設成「L」位準，則頻率調整部51係不考量信號Iif及偏差△VDC而輸出將振盪器52之輸出時脈信號 52之頻率設定成較高頻率fH的控制信號CNT。
振盪器52係輸出依據控制信號CNT所設定之頻率fH的時脈信號 52。藉此，產生較高頻率FH的閘信號Au、Bu，而藉由轉換器6使直流電壓VDC維持在參考直流電壓VDCr。
再者，輸入電流Ii比預定值Ic還小時，判定器41的輸出信號 41係設成「H」位準，而選擇省電運轉模式。若信號 41設成「H」位準，則頻率調整部51係依據預定值Ic與輸入電流Ii的偏差△IA來求出要減少的目標頻率fLT。目標頻率fLT係例如從頻率fH減去與偏差△IA成比例而增大之值所得的值。頻率調整部51係使振盪器52之輸出時脈信號 52的頻率從fH朝向fLH漸漸地降低。
若使時脈信號 52的頻率降低，則閘信號Au、Bu的頻率降低，且轉換器6之對於偏差△VDC的回應速度降低。因此，若使時脈信號 52的頻率過於下降，則變得無法將直流電壓VDC維持在參考直流電壓VDCr。
對此，頻率調整部51係在能夠將直流電壓 VDC維持在參考直流電壓VDCr的範圍內，使時脈信號 52的頻率降低。頻率調整部51係例如在監視偏差△VDC之情況下使時脈信號 52的頻率漸漸地降低，而將時脈信號 52的頻率設定成能夠將偏差△VDC維持於零(0)之最低的頻率fL。因其他的構成及動作與實施形態1相同，故不再重複說明。
此實施形態2中，在能夠將直流電壓VDC維持在參考直流電壓VDCr的範圍內，可因應預定值Ic與輸入電流Ii的偏差△IA而使閘信號Au、Bu的頻率fL降低。因此，與頻率fL設定成固定值的實施形態1比較，能夠更減小轉換器6之IGBT Q1~Q4產生的切換損失。
[實施形態3]
第7圖係本發明之實施形態3之不斷電電源裝置之閘控電路55之構成的電路方塊圖，此係與第3圖對比的圖。第7圖中，閘控電路55係自閘控電路37去除了判定器41(第3圖)者。來自操作部17(第1圖)之信號SE為「L」位準時，振盪器42係輸出較高頻率fH的時脈信號 42，信號SE為「H」位準時，振盪器42係輸出較低頻率fH的時脈信號 42。
不斷電電源裝置之使用者已知負載24並非輕載(亦即輸入電流Iif比預定值Ic還大)且欲選擇通常運轉模式時，對於操作部17進行操作而將信號SE設為「L」位準。此情形下，藉由閘控電路55產生較高頻率fH的閘信號Au、Bu，即使負載電流IL較大，也能夠將直流電壓 VDC維持在參考直流電壓VDCr。
再者，不斷電電源裝置之使用者已知負載24為輕載(亦即輸入電流Iif比預定值Ic還小)且欲選擇省電運轉模式時，對於操作部17進行操作而將信號SE設為「H」位準。此情形下，藉由閘控電路55產生較低頻率fL的閘信號Au、Bu，而降低轉換器6之IGBT Q1~Q4產生的切換損失。
本實施形態3中，藉由對於操作部17進行操作而能夠選擇通常運轉模式及省電運轉模式之中所希望的模式。因此，已知負載24為輕載時，藉由選擇省電運轉模式，能夠降低轉換器6之IGBT Q1~Q4產生的切換損失，而能夠提高不斷電電源裝置1的效率。
第8圖係本實施形態3之變更例之不斷電電源裝置之閘控電路56之構成的電路方塊圖，此係與第7圖對比的圖。第8圖中，閘控電路56係於閘控電路55追加了判定器41(第3圖)及或閘(OR gate)57者。或閘57係輸出判定器41之輸出信號 41與來自操作部17(第1圖)之信號SE之邏輯或信號 57。
不斷電電源裝置之使用者已知負載24為輕載(亦即輸入電流Iif比預定值Ic還小)，且欲選擇省電運轉模式時，對於操作部17進行操作而將信號SE設為「H」位準。不斷電電源裝置之使用者未知負載24是否為輕載的情形，對於操作部17進行操作而將信號SE設為「L」位準。
信號SE為「H」位準時，係無關於判定器41的輸出信號 41，將信號 57設成「H」位準，而執行省電運轉模式。信號SE為「L」位準時，判定器41的輸出信號 41係成為信號 57。
信號 57為「L」位準時，產生較高頻率fH的閘信號Au、Bu，信號 57為「H」位準時，產生較低頻率fL的閘信號Au、Bu。因其他的構成及動作與實施形態1相同，故不再重複說明。
此變更例除了可獲得與實施形態3相同效果之外，於未知負載24是否為輕載時，將信號SE設為「L」位準，藉此，能夠依據判定器41的判定結果來執行省電運轉模式或通常運轉模式。
[實施形態4]
第9圖係本發明之實施形態4之不斷電電源裝置之重點之電路方塊圖，此係與第5圖對比的圖。第9圖中，此不斷電電源裝置與實施形態1之不斷電電源裝置1的不同點在於轉換器6、雙向截波器7、以及反向器10分別置換成轉換器60、雙向截波器61、以及反向器62之點。
轉換器60與反向器62之間係連接有三條直流線L1~L3。直流線L3連接於中性點NP而成為中性點電壓(例如0V)。電容器9(第1圖)係包含兩個的電容器9a、9b。電容器9a係連接於直流線L1、L3之間。電容器9b連接於直流線L3、L2之間。
轉換器60係從商用交流電源21接受所供給 之交流電力的通常時，將來自商用交流電源21的交流電力變換成直流電力而供給至直流線L1~L3。此時，轉換器60係以直流線L1、L3間之直流電壓VDCa成為參考直流電壓VDCr且直流線L3、L2間之直流電壓VDCb成為參考直流電壓VDCr之方式，對電容器9a、9b各者充電。
直流線L1、L2、L3的電壓分別成為正的直流電壓、負的直流電壓、以及中性點電壓。供給自商用交流電源21之交流電力停止之停電時，轉換器60的運轉停止。
雙向截波器61係於通常時，將藉由轉換器50產生的直流電力儲存於電池23(第1圖)。此時，雙向截波器61係以電池23之端子間電壓(電池電壓)VB成為參考電池電壓VBr之方式，對電池23充電。
雙向截波器61係於停電時，將電池23的直流電力供給至反向器62。此時，雙向截波器61係以電容器9a、9b之端子間電壓VDCa、VDCb之各者成為參考直流電壓VDCr之方式，對電容器9a、9b之各者充電。
反向器62係於通常時，將藉由轉換器60產生的直流電力變換成商用頻率的交流電力而供給至負載24(第1圖)。此時，反向器62係依據供給自直流線L1~L3的正的直流電壓、負的直流電壓、以及中性點電壓而產生商用頻率的交流輸出電壓Vo。
轉換器60係包含IGBT Q11~Q14及二極體D11~D14。IGBT Q11之集極連接於直流線L1，IGBT Q11 之射極連接於輸入節點60a，IGBT Q12之集極連接於輸入節點60a，IGBT Q12之射極連接於直流線L2。IGBT Q13、Q14之集極相互連接，IGBT Q13、Q14之射極分別連接於輸入節點60a及直流線L3。二極體D11~D14分別與IGBT Q11~Q14反向並聯連接。輸入節點60a係經由電抗器5(第1圖)而連接於節點N1。
若輸入節點60a為正電壓的情形下IGBT Q11導通，則從輸入節點60a經由IGBT Q11對直流線L1輸出正電壓。若輸入節點60a為中性點電壓的情形下時IGBT Q13、Q14導通，則從輸入節點60a經由IGBT Q13、Q14對直流線L3輸出中性點電壓。若輸入節點60a為負電壓的情形下IGBT Q12導通，則從輸入節點60a經由IGBT Q12對直流線L3輸出負電壓。IGBT Q11~Q14的控制方法係於後述。
第10圖係控制轉換器60之閘控電路70之構成的電路方塊圖，此係與第3圖對比的圖。第10圖中，閘控電路70係包含：判定器41、振盪器71、三角波產生器72、73、比較器74、75、緩衝閘76、77、以及反向閘78、79。
判定器41係如第3圖所說明，依據電流檢測器3的輸出信號Iif而動作，在輸入電流Ii比預定值Ic還大時，將信號 41設為「L」位準而選擇通常運轉模式，而在輸入電流Ii比預定值Ic還小時，將信號 41設為「H」位準而選擇省電運轉模式。
振盪器71係可控制輸出時脈信號之頻率的振盪器(例如電壓控制型振盪器)。振盪器71係在信號 41為「L」位準時，輸出充分高於商用頻率的頻率fH的時脈信號，在信號 41為「H」位準時，輸出比上述頻率fH低的時脈信號。三角波產生器72、73係分別輸出與振盪器71之輸出時脈信號 71相同頻率之三角波信號Cua、Cub。
比較器74係比較來自輸出電流控制電路36(第2圖)的電壓指令值Vir與來自三角波產生器72之三角波信號Cua的高低，並輸出表示比較結果的閘信號 1。緩衝閘76係將閘信號 1傳送至IGBT Q11的閘極。反向閘78係使閘信號 1反轉而產生閘信號 4，並傳送至IGBT Q14的閘極。
比較器75係比較來自輸出電流控制電路36的電壓指令值Vir與來自三角波產生器73之三角波信號Cub的高低，並輸出表示比較結果的閘信號 3。緩衝閘77係將閘信號 3傳送至IGBT Q13的閘極。反向閘79係使閘信號 3反轉而產生閘信號 2，並傳送至IGBT Q12的閘極。
第11圖之(A)至(E)係顯示第10圖所示之電壓指令值Vir、三角波信號Cua、Cub、以及閘信號 1至 4。如第11圖之(A)所示，電壓指令值Vir係商用頻率的正弦波信號。
三角波信號Cua之最低值為0V，其最高值比電壓指令值Vir之正的峰值還高。三角波信號Cub之最 高值為0V，其最低值比電壓指令值Vir之負的峰值還低。三角波信號Cua、Cub為同相位的信號，三角波信號Cua、Cub的相位與電壓指令值Vir的相位同步。三角波信號Cua、Cub的頻率係比電壓指令值Vir的頻率(商用頻率)還高。
如第11圖之(A)、(B)所示，三角波信號Cua之位準比電壓指令值Vir還高時，閘信號 1為「L」位準，而三角波信號Cua之位準比電壓指令值Vir還低時，閘信號 1為「H」位準。閘信號 1成為正脈衝信號列。
電壓指令值Vir為正極性的期間，若電壓指令值Vir上升，則閘信號 1的脈衝寬度增大。電壓指令值Vir為負極性的期間，閘信號 1係固定為「L」位準。如第11圖之(B)、(E)所示，閘信號 4係閘信號 1的反轉信號。
如第11圖之(A)、(C)所示，三角波信號Cub之位準比電壓指令值Vir還低時，閘信號 2為「L」位準，而三角波信號Cub之位準比電壓指令值Vir還高時，閘信號 2為「H」位準。閘信號 2成為正脈衝信號列。
電壓指令值Vir為正極性的期間，閘信號 2係固定為「L」位準。電壓指令值Vir為負極性的期間，若電壓指令值Vir下降，則閘信號 2的脈衝寬度增大。如第11圖之(C)、(D)所示，閘信號 3係閘信號 2的反轉信號。閘信號 1至 4各別為PWM信號。
閘信號 1、 2均為「L」位準且閘信號 3、 4均為「H」位準的期間(t1、t3、t5、t7、t9、…)，IGBT Q11、Q12均關斷且IGBT Q13、Q14導通。藉此，輸入節點60a的中性點電壓經由IGBT Q13、Q14而輸出至直流線L3。
閘信號 1、 3均為「H」位準且閘信號 2、 4均為「L」位準的期間(t2、t4、…)，IGBT Q11、Q13均導通且IGBT Q12、Q14關斷。藉此，輸入節點60a之正的直流電壓經由IGBT Q11而輸出至直流線L1。
閘信號 1、 3均為「L」位準且閘信號 2、 4均為「H」位準的期間(t6、t8、…)，IGBT Q11、Q13均關斷且IGBT Q12、Q14導通。藉此，輸入節點60a之負的直流電壓經由IGBT Q12而輸出至直流線L2。
換言之，如第11圖之(B)至(E)所示，若閘信號 1至 4的波形改變，則與第11圖之(A)所示之電壓指令值Vir相同波形的交流電壓Vic係輸出至節點N1及中性點NP之間。對應於來自商用交流電源21之交流輸入電壓Vi與來自轉換器60之交流電壓Vic之差的值的電流係流通於商用交流電源21與轉換器60之間，控制電容器9a、9b之直流電壓VDCa、VDCb。
此外，第11圖之(A)至(E)顯示了與U相對應之電壓指令值Vir及信號Cua、Cub、 1至 4的波形，然而分別與V相及W相之各者對應的電壓指令值及信號的波形也相同。惟，U相、V相、及W所對應的電壓指令值及信號的相位係各偏差120度。
再者，省電運轉模式時之閘信號 1至 4的波形係與通常運轉模式時之閘信號 1至 4的波形相同。但是，省電運轉模式時之閘信號 1至 4的頻率Fl係比通常運轉模式時之閘信號 1至 4的頻率fH還低。
由第11圖之(A)至(E)可得知，若提高三角波信號Cua、Cub的頻率，則閘信號 1至 4的頻率變高，而使IGBT Q11~Q14的切換頻率(導通及關斷的次數/秒)變高。IGBT Q11~Q14的切換頻率變高時，IGBT Q11~Q14產生的切換損失增大，而使不斷電電源裝置的效果變低。
然而，若IGBT Q11~Q14的切換頻率變高，則即使負載電流IL大之情形下，也能夠將直流電壓VDCa、VDCb之各者維持在參考直流電壓VDCr，進而能夠產生電壓變動率較小之高品質的交流輸出電壓Vo。
相反地，若降低三角波信號Cua、Cub的頻率，則閘信號 1至 4的頻率變低，而使IGBT Q11~Q14的切換頻率變低。IGBT Q11~Q14的切換頻率變低時，IGBT Q11~Q14產生的切換損失減小，使不斷電電源裝置的效率提高。
但是，IGBT Q11~Q14的切換頻率變低時，在負載電流IL大之情況下，難以將直流電壓VDCa、VDCb之各者維持在參考直流電壓VDCr，進而交流輸出電壓Vo的電壓變動率增大，交流輸出電壓Vo的波形劣化。
對此，本實施形態4係與實施形態1同樣地 設有通常運轉模式以及省電運轉模式。該通常運轉模式係藉由較高頻率fH的閘信號 1至 4來控制轉換器6。該省電運轉模式係藉由較低頻率fL的閘信號 1至 4來控制轉換器6而使切換損失降低。
由於轉換器60的輸入電流Ii係對應於負載電流IL而增大，所以在輸入電流Ii比預定值Iic還大時(亦即負載電流IL比預定值ILc還大時)選擇通常運轉模式。再者，在輸入電流Ii比預定值Iic還小時(亦即負載電流IL比預定值ILc還小時)選擇省電運轉模式。頻率fL係於輸入電流Ii比預定值Iic還小時，設定在可將直流電壓VDCa、VDCb之各者維持在參考直流電壓VDCr之範圍內的頻率。
此外，若使頻率fL降低，則從轉換器60經由低通濾波器(電容器4及電抗器5)流向商用交流電源21的高諧波電流增大。必須在其高諧波電流不超過上限值的範圍內設定頻率fL。
接著，說明此不斷電電源裝置的使用方法及動作。首先，針對在輸入電流Ii比預定值Iic還大時(亦即負載電流IL比預定值ILc還大時)進行說明。
由於輸入電流Ii比預定值Iic還大，所以閘控電路70(第10圖)中，判定器41的輸出信號 41成為「L」位準，藉由振盪器71及三角波產生器72、73而產生較高頻率fH的三角波信號Cua、Cub。
藉由比較器74比較電壓指令值Vir與三角 波信號Cua，藉由緩衝閘76及反向閘78產生閘信號 1、 4。藉由比較器75比較電壓指令值Vir與三角波信號Cub，藉由緩衝閘77及反向閘79產生閘信號 3、 2。
電壓指令值Vir為正極性的期間，轉換器60(第9圖)的IGBT Q12、IGBT Q13係分別固定為關斷狀態及導通狀態，且IGBT Q11與IGBT Q14係交互地導通。電壓指令值Vir為負極性的期間，IGBT Q11、IGBT Q14分別固定為關斷狀態及導通狀態，且藉由閘信號 2、 3使IGBT Q12與IGBT Q13交互地導通，直流線L1至L3係分別成為正電壓、負電壓、中性點電壓。
在此通常運轉模式中，由於轉換器60的IGBT Q11至IGBT Q14係以較高的頻率fH來控制，所以即使負載電流IL大時，也能夠穩定地維持直流線L1至L3的電壓，進而能夠產生電壓變動率小的高品質的交流輸出電壓Vo。惟，IGBT Q11~Q14產生較大的切換損失，而降低了不斷電電源裝置的效率。
接著，針對在輸入電流Ii比預定值Iic還小時(亦即負載電流IL比預定值ILc還小時)進行說明。由於輸入電流Ii比預定值Iic還小，所以閘控電路70(第10圖)中，判定器41的輸出信號 41成為「H」位準，藉由振盪器71及三角波產生器72、73而產生較低頻率fH的三角波信號Cua、Cub，利用該等三角波信號Cua、Cub產生閘信號 1至 4。轉換器60中，藉由該等閘信號 1至 4驅動IGBT Q11~Q14，直流線L1至L3係分別成為正電壓、 負電壓、中性點電壓。
在此省電運轉模式中，由於轉換器60的IGBT Q11至IGBT Q14係以較低的頻率fL來控制，所以在IGBT Q11至IGBT Q14產生的切換損失變小，不斷電電源裝置之效率變高。再者，由於負載電流IL較小，所以即使轉換器60的回應速度下降也能夠驅動負載24而沒有問題。因其他的構成及動作係與實施形態1相同，故不再重複說明。
如以上所述，本實施形態4中，在輸入電流Ii比預定值Iic還大時，藉由較高頻率fH的閘信號 1至 4來控制轉換器60，而在輸入電流Ii比預定值Iic還小時，藉由較低頻率fL的閘信號 1至 4來控制轉換器60。因此，在輸入電流Ii比預定值Iic還小時，能夠降低轉換器60之IGBT Q11至IGBT Q14產生的切換損失，而能夠提升不斷電電源裝置的效率。
應理解所揭示的實施形態之全部論點皆為例示而非用以限制本發明者。本發明係由申請專利範圍所示而非上述說明，應認定本發明包含與申請專利範圍均等之意義及範圍內之所有變更。

Claims (7)

  1. 一種電力變換裝置，係具備：順變換器，係包含複數個切換元件，將商用頻率的交流電力變換成直流電力；以及控制部，係比較前述商用頻率的正弦波信號與頻率比前述商用頻率還高的三角波信號的高低，並依據其比較結果產生用以控制前述複數個切換元件的控制信號；前述控制部係執行第一模式及第二模式中被選擇之模式，該第一模式係將前述三角波信號之頻率設定為第一值；該第二模式係將前述三角波信號之頻率設定為比前述第一值還小的第二值。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電力變換裝置，其中，於前述電力變換裝置進行通常運轉時選擇前述第一模式，即使將前述三角波信號之頻率設定為前述第二值也能將前述順變換器之輸出直流電壓維持在參考直流電壓時，為了使前述複數個切換元件產生的切換損失降低而選擇前述第二模式。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之電力變換裝置，更具備：電流檢測器，係檢測前述順變換器之輸入電流；以及選擇部，係依據前述電流檢測器的檢測結果而動作，在前述輸入電流比預定的電流值還大時選擇前述 第一模式，而在前述輸入電流比預定的電流值還小時選擇前述第二模式。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之電力變換裝置，其中，前述控制部係因應於前述選擇部選擇了前述第二模式之情況，在能將前述順變換器之輸出直流電壓維持在參考直流電壓的範圍內，使前述三角波信號的頻率從前述第一值起漸漸地減少，而將前述三角波信號的頻率設定成前述第二值。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之電力變換裝置，更具備：選擇部，係選擇前述第一模式及第二模式中所希望的模式。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之電力變換裝置，其中，前述控制部係包含：電壓指令部，係以消除前述順變換器之輸出直流電壓與參考直流電壓之偏差的方式產生前述正弦波信號；三角波產生器，係產生所設定之前述第一值或第二值之頻率的前述三角波信號；以及比較器，係比較前述正弦波信號與前述三角波信號的高低，並依據其比較結果而產生前述控制信號。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之電力變換裝置，更具備：逆變換器，係將直流電力變換成商用頻率的交流電力而供給至負載；其中，前述順變換器係將來自商用交流電源的交流電力 變換成直流電力，從前述商用交流電源供給有交流電力的通常時，藉由前述順變換器所產生的直流電力係被供給至前述逆變換器，並且儲存於電力貯藏裝置，來自前述商用交流電源之交流電力之供給停止的停電時，前述電力貯藏裝置之直流電力係被供給至前述逆變換器。
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