TW201801478A - 二維區域感測器中之電流感測 - Google Patents

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維納亞克 阿拉瓦爾
高拉夫 古普塔
約翰 克利里
肯恩 芬
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亞德諾半導體環球公司
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Abstract

本發明之實施例係關於一類比前端電路，該類比前端電路包括一波束成形電路，其係設置以接收複數個接收器之輸入作為一輸入，該接收器之輸入係耦合至一感測器元件。該波束成形電路可包括複數個接收器子電路，各該子電路包括一數位類比轉換器、一低噪訊放大器以及一同相位/正交相位混頻器電路元件；一加法器電路元件，其係位於該同相位/正交相位混頻器電路元件之一輸出端；以及一多工器，其係耦合至該加法器電路之一輸出。該類比前端可為一電流感測裝置之部分。該電流感測裝置可包括一感測器元件之二維陣列。

Description

二維區域感測器中之電流感測
本發明所揭露之內容係關於二維區域感測器中之電流感測。
輸入裝置，包括觸控板(touchpads)或觸控感測器裝置皆係使用於各種電子系統中。一觸控感測器裝置通常包括一感測區域，於其中該接近感測器(proximity sensor)裝置決定至少一輸入物件之存在、位置與/或動作。觸控感測器裝置可被使用以對該電子系統提供介面(interfaces)。例如，觸控感測器裝置通常被使用作為較大型計算系統之輸入裝置(如整合於筆記型電腦或桌上型電腦中，或筆記型電腦或桌上型電腦周邊之不透明(opaque)觸控板)。觸控感測器裝置通常亦被使用於小型計算系統中(如整合於行動電話中之觸控螢幕)。
本發明之實施例係關於一指紋感測器設備，其包括一類比前端電路(AFE circuit)，該類比前端電路包括一波束成形(beamforming)電路，其係設置以接收複數個接收器之輸入作為一輸入，該接收器之輸入係 耦合至一感測器元件。該波束成形電路可包括複數個接收器子電路(sub-circuits)，各該子電路包括一數位類比轉換器、一低噪訊放大器以及一I/Q混頻器電路元件；一加法器(adder)電路元件，其係位於該I/Q混頻器電路元件之一輸出端，以及一多工器(multiplexer)，其係耦合至該加法器電路之一輸出。
本發明之實施例係關於一系統，其包括感測器元件之一二維陣列，各該元件包含一第一面與一第二面。該二維陣列可包括一第一金屬線組，其係連接至該感測器元件之陣列之各該感測器元件之該第一面，與一第二金屬線組，其係連接至該感測器元件之陣列之各該感測器元件之該底面，該第一金屬線組係實質上正交於該第二金屬線組。一接收器電路，可包括一第一輸入組，該第一輸入組之各該輸入係連接至該第一金屬線組中之一者。該接收器電路可包括一第一數量之低噪訊放大器(low noise amplifier)電路，各該低噪訊放大器電路係連接至該第一輸入組中之一者，且各該低噪訊放大器係由一輸出側上連接至一對混頻器電路之一輸入，該接收器電路包含與該第一數量之低噪訊放大器電路相同數量之複數個混頻器對(mixer pairs)，各該混頻器對係由一時脈與該時脈之一正交版本所驅動，該混頻器對之輸出係為該低噪訊放大器之輸出之同相位(In-phase，I)或正交相位(Quadrature-phase，Q)降頻(down-converted)訊號。該接收器電路亦可包括複數個積分器(integrator)電路，各該積分器電路包含一輸入，其係來自多重混頻器對之同相輸出，各該積分器係設置以相加來自至少一同相位輸出之訊號，並於一段時間內整合該所得之總和。該接收器電路可包括數個積分器，各該積分器具有來自多重混頻器對之正交相位輸出之輸 入，各該積分器係設置以相加來自至少一正交相位輸出之訊號，並於一段時間內整合該所得之總和。該系統可包括複數個類比數位轉換器，該積分器中之最終整合數值係經數位化並轉移至數位訊號處理，以用於更進一步處理。
本發明之實施例係關於一方法，其係於一二維電流感測系統之一類比前端處執行，該方法包括透過一低噪訊放大器將一接收電流訊號轉換成一電壓訊號；將一電壓訊號引導至一同相位混頻器；將該電壓訊號轉換成一同相位電流訊號；透過該同相位混頻器產生一差分電流；將該差分電流由該同相位混頻器輸出至一同相位多工器；產生一電流束(current stream)，該電流束係代表自一起始時間至一結束時間之該差分電流，其中該同相位多工器對於各該複數個輸入差分電流產生一電流束；加總各該電流束以形成一總差分電流；整合該總差分電流；以及將該總差分電流引導至一類比數位轉換器。
100‧‧‧二維感測器設計
102‧‧‧第二金屬線組
104‧‧‧柱體/感測器元件
106‧‧‧第一金屬線組
200‧‧‧示意圖
202‧‧‧Tx路徑
204‧‧‧感測元件
206‧‧‧Rx路徑
208‧‧‧Rxk-1(t)
300‧‧‧類比前端
302‧‧‧多工器
304‧‧‧低噪訊放大器
306‧‧‧低通濾波器
308‧‧‧峰值檢測器
310‧‧‧類比數位轉換器
400‧‧‧類比前端
402‧‧‧輸入多工器
404‧‧‧低噪訊放大器
406‧‧‧固定增益級
408‧‧‧類比數位轉換器
500‧‧‧類比前端
502‧‧‧波束形成器
504‧‧‧片體
506‧‧‧子片體
508‧‧‧加法器
510‧‧‧低噪訊放大器
511‧‧‧N型金屬氧化半導體場效電晶體
512‧‧‧數位類比轉換器
514‧‧‧同相位/正交相位混頻器
516‧‧‧可程式化延遲/定標電路
518‧‧‧多工器
520‧‧‧類比數位轉換器
600‧‧‧類比前端
602‧‧‧低噪訊放大器
604‧‧‧接地開關
606‧‧‧數位類比轉換器
608‧‧‧同相位混頻器
610‧‧‧第一時脈
612‧‧‧第二時脈
616‧‧‧電流源
617‧‧‧可變電阻
618‧‧‧同相位多工器
620‧‧‧同相位積分器
622‧‧‧正交相位混頻器
624‧‧‧正交相位多工器
626‧‧‧正交相位積分器
628‧‧‧類比數位轉換器多工器
700‧‧‧同相位混頻器
702‧‧‧第一低噪訊放大器
704‧‧‧時脈1
706‧‧‧延遲時脈
708‧‧‧第二低噪訊放大器
710‧‧‧時脈2
712‧‧‧延遲時脈
714‧‧‧第三低噪訊放大器
716‧‧‧時脈3
718‧‧‧延遲時脈
800‧‧‧處理流程圖
802‧‧‧可於一接收器類比前端之複數個輸入節點中之一者處接收一訊號
804‧‧‧一低噪訊放大器可為活動的或非活動的
806‧‧‧該訊號係由一開關直接導引至接地面
808‧‧‧該低噪訊放大器係接收該訊號電流作為一輸入並將該訊號電流轉換成一輸出電壓
810‧‧‧該低噪訊放大器之輸出可被導引至一同相位混頻器
812‧‧‧該同相位混頻器可將該輸入電壓轉換成一同相位降頻電流訊號
814‧‧‧該同相位電流係與一時脈訊號(如，矩形波時脈)相乘以產生一差分輸出
816‧‧‧該差分輸出係被導引至一同相位多工器
818‧‧‧該低噪訊放大器之輸出可被導引至一正交相位混頻器
820‧‧‧該正交相位混頻器可將該輸入電壓轉換成一正交相位降頻電流訊號
822‧‧‧該正交相位電流係與經延遲90度之一時脈訊號(如，矩形波時脈)相乘，以產生一差分輸出
824‧‧‧該差分輸出係被導引至一正交相位多工器
850‧‧‧處理流程圖
852‧‧‧該同相位多工器可接收來自一多重接受器低噪訊放大器混頻器電路
854‧‧‧該同相位多工器將各輸入電流轉換成一電流束，其等於(或等效於)由一可程式化起始時間至一可程式化結束時間之輸入差分電流
856‧‧‧該同相位多工器輸出一差分電流，其係與該總電流束之總和相等
858‧‧‧來自該同相位多工器之輸出差分電流係被整合
860‧‧‧該正交相位多工器可接收來自一多重接收器低噪訊放大器混頻器電路之複數個差分電流
862‧‧‧該正交相位多工器將各輸入電流轉換成一電流，其等於(或等效於)由一可程式化起始時間至一可程式化結束時間之輸入差分電流
864‧‧‧該正交相位多工器輸出一差分電流，其係與該總電流束之總和相等
866‧‧‧來自該正交相位多工器之輸出差分電流係被整合
868‧‧‧使用一單一類比數位轉換器以一次一個之方式將來自多重同相位多工器與正交相位多工器之輸出數位化，並將其傳遞至數位組件用於更進一步處理
圖1係一示意圖，其係顯示根據本發明實施例一範例之二維感測器設計。
圖2係一示意圖，其係顯示根據本發明實施例一感測元件之陣列以及TX與RX路徑。
圖3係一示意圖，其係顯示一範例之一接收檢測電路之類比前端，其包括峰值檢測。
圖4係一示意圖，其係顯示另一範例之一接收檢測電路之類比前端，其包括直接取樣。
圖5係一示意圖，其係顯示根據本發明實施例一範例之類比前端。
圖6係一示意圖，其係顯示根據本發明實施例一範例之一類比前端之同相位混頻器。
圖7係一示意圖，其係顯示根據本發明實施例另一範例之一類比前端之同相位混頻器。
圖8A係一處理流程圖，其係用於處理根據本發明實施例一低噪訊放大器與同相位/正交相位混頻器中之一接收訊號。
圖8B係一處理流程圖，其係用於處理根據本發明實施例一同相位/正交相位混頻器中之一訊號。
於此所揭露係關於一類比前端(Analog Front End，AFE)設計方案，其可與一超聲波指紋感測器(感測器)共同運作。該類比前端子系統可實施於一積體電路中。
圖1係一示意圖，其係顯示根據本發明實施例之一範例二維感測器設計100。該感測器可包括稱為「柱體」104之一感測器元件之二維排列，其係以一矩陣方式排列。一第一金屬線組106係位於該感測器之一端並與各該感測元件104之頂部相接觸，且一第二金屬線組102係位於該感測器之底部並與該感測元件104之底部相接觸。該第一金屬線組106係排列為實質上正交(orthogonal)於該第二組金屬線102，如圖1所示。若該第一 金屬線組106係以一第一方向排列並位於一第一平面中，則該第二金屬線102組係以垂直該第一方向之一第二方向排列，並位於未與該第一平面相交之一第二平面中。
於圖1中，位於該感測元件104之一面上(於此係為底面)之該等金屬線102，係連接至該類比前端之一發射器(Tx)部分，而位於另一面上(於此係為頂面)之該等金屬線106，係連接至該類比前端之該接收器(Rx)面。以此種方式，各該感測元件係連接至一特定Tx與一特定Rx，藉此若一(Tx,Rx)對係被指定，則可確切具有連接至該(Tx,Rx)對之一感測元件。
該類比前端之該Tx使至少一該Tx金屬線可同時以期望之波形所驅動。
該Rx部分使(1)該類比前端之Rx部分對於該感測器呈現實質上低(與範例所示之寄生阻抗相比較)電阻抗，以及(2)源自或被吸收至來自該金屬線之Rx之任何電流可被類比前端所感測(一次一個或多個電流同時進行)。
如圖2所示，該感測器可被示意性地認為其係為一陣列。圖2係為一示意圖200，其係顯示根據本發明實施例之一感測元件204之陣列與TX路徑202以及RX路徑206。該感測元件204可由用於超聲波指紋感測器之鐵電(ferroelectric)材料所製成，並可為諧振電路(resonant circuits)。值得注意的是，只要該波形維持週期性且傳遞至Rx之輸入訊號係為一電流，於此所述之實施例將可用於除指紋感測器外之感測器，於其中該感測元件係由其他電路元件所代替。
該Tx驅動器可驅動一週期性波形(如，具有逐漸上升/下降之矩形波)至該列(row)之主動列(active row)中之一者；該波形之週期係接近於該等感測元件之諧振頻率。
同時地或實質上同時地，該Rx部分係測量由連接至該Rx之各該金屬線所流出之電流(一次一個或多個金屬線同時進行)。因每一Rx金屬線正好有一感測元件係連接至該「主動」Tx列，使於任何列上所測量之電流實質上係為來自該特定(Tx，Rx)對之訊號。各該Rx金屬線可經相加，如Rxk(t)206與Rxk-1(t)208。
觸碰該感測器之動作會改變電流，使指紋紋線(fingerprint-ridges)下方之感測元件攜帶更多電流，同時指紋谷線(fingerprint-valleys)下方之感測元件會攜帶更少電流。因此，透過觀察感測元件間之電流變化，可推估該指紋之圖像。
檢測方法可包括使用一峰值檢測電路檢測峰值訊號。圖3係一示意圖，其係顯示一範例之一接收檢測電路之一類比前端300，該接收檢測電路包括峰值檢測。該類比前端300包括連接至一多工器(multiplexer，MUX)302之Rx線。於感測期間，該多工器302將該線中之一者連接至一低噪訊放大器(low noise amplifier，LNA)304，於此所示係被實施作為具有一反饋電阻器之一放大器，以保持低輸入阻抗，該反饋電阻器仍維持較小。該低噪訊放大器304之輸出係輸入至增益級(gain stages)，其包括一去疊頻(anti-aliasing)低通濾波器(low-pass filter，LPF)306。該低通濾波器306之輸出係饋入至一時間對峰值檢測器308。該峰值檢測器308於一可程式化時窗上找尋該所接收訊號之峰值振幅(透過連接與斷接峰值檢測器 之輸入至前一級，或透過開啟與關閉整個訊號鏈，或透過實施該峰值檢測器中其他時窗方法所控制)。該峰值檢測器108之輸出電壓係由一類比數位轉換器(analog-to-digital converter，ADC)310所數位化，並被傳送至數位記憶體與其他電路。
該多工器302於每次斷接與連接該輸入，並相似地感測各該列之峰值電流。更多該低噪訊放大器+低通濾波器+峰值檢測器+類比數位轉換器之區塊可經實施以減少多工步驟數量，進而提高擷取之速度。該類比前端300之實施提供數位化之簡易性，每一指紋掃描針對每柱體僅需單一樣本(進而降低類比轉換器速率)。
其主要缺點在於(1)一峰值檢測器必須為一窄孔徑，因此寬頻帶電路於一給定功耗下會增加噪訊，以及(2)完全失去包含於該電流訊號之包絡與該訊號之相位中之資訊，使任何訊號之後處理(如數位波束成形)更加困難。
圖4係一示意圖，顯示另一範例之一接收檢測電路之類比前端400，該接收檢測電路包括直接取樣。該類比前端400完全忽略該峰值檢測並以全奈奎斯特(full-Nyquist)速率或更快之速率對輸入之波形進行取樣。該類比前端400包括一輸入多工器402，用於接收多重Rx線。該類比前端400亦包括一低噪訊放大器404。該固定增益級406可包括一低通濾波器，其可作為一去疊頻濾波器。該去疊頻濾波器可被改進為一帶通濾波器，但其基本操作係與該第一方法相似：一第一級低噪訊電流電壓轉換，其後為某些基本濾波與訊號調節。
先前之類比前端300係遵循具有一峰值檢測之該等固定增 益級406，但該類比前端400使用一類比數位轉換器408直接以奈奎斯特速率將來自該固定增益級406之訊號數位化，以用於輸入電流。
該類比前端400之最大缺點在於該類比數位轉換器之取樣率，其歸結於面積與功率上之要求。例如對於該等柱體之一10MHz諧振器頻率，若對於一柱體其觀測週期為1微秒，則於此情況下將需對該類比數位轉換器提供至少50個樣本(1微秒至少20MSPS之取樣率)用於一柱體上，此僅與先前例示中之峰值檢測情況之單一樣本進行比較。其原因在於該峰值檢測方法僅估計該訊號之峰值，於此之該方法係盡可能真實地擷取實際訊號，而將其饋送至一數位處理器。
該優點在於，於該方法中，任何數量之複雜後處理係可能於所擷取之數據、包絡、相位等上進行。甚至「峰值檢測」可於後處理中所完成。該後處理亦可如於一預指定之時窗上計算該類比數位轉換器輸出之方均根(root-mean-squared)平均值般簡易，此係為比「峰值檢測器」更加優良且更低噪訊之訊號功率估計器(estimator)。
上述該等類比前端300與類比前端400皆採用電流訊號輸入並將其轉換成低噪訊放大器級本身之一電壓訊號。上述圖式所示之該反饋電阻R係為該低噪訊放大器之轉阻(trans-resistance)增益。其通常於傳輸線阻抗匹配方面具有優勢，因於低噪訊放大器處(R/A，其中A=低噪訊放大器增益)產生易於預測之輸入阻抗。然而，於低噪訊放大器位於鄰近該感測元件或「柱體」之應用中，此優點幾乎係毫無用處，即使於30MHz處該電波長亦為10公尺，且對於可攜式消費者系統而言，該整體系統係可作為一集總元件(lumped-element)。
圖5係一示意圖，其係顯示根據本發明實施例之一範例之類比前端500。該實施例係關於一指紋感測器，其包括該類比前端500。該類比前端500可包括波束形成器502。該整體Rx介面被分成多個「片體」504，其中一片體504可包含一「加法器」電路508與至少一「Rx子片體」506。各該Rx子片體506包含一數位類比轉換器511、一低噪訊放大器電路510與一同相位/正交相位混頻器電路514。該子片體506亦可包括一可程式化延遲/定標電路516。各該子片體506之輸出可被輸入至該加法器508。
該低噪訊放大器510係為一電流輸入電流輸出放大器，其於目標頻率處具有一極低之輸入阻抗與一極高之輸出阻抗。該低噪訊放大器510具有1之一電流增益(由於有限頻寬之關係，其可能會產生某些頻率依賴衰減)。然而，於該低噪訊放大器輸出與同相位/正交相位混頻器級514之間使用主動與/或被動電流鏡(current mirrors)可獲得一較高或較低之增益。
各該低噪訊放大器510與N型金屬氧化半導體場效電晶體(NMOS FET)511之輸出係進入至一同相位/正交相位雙重混頻器514，於其中該訊號係與如Tx激發頻率(excitation frequency)(即Tx驅動該感測器之頻率)相同頻率之餘弦(cosine)與正弦(sin)波形相乘，以及可根據如同相位或正交相位訊號中之最大噪訊比之標準隨機分配或預校準該相位，用於最低功率之最佳可達成動態範圍等。於實際實施中，理想之正弦/餘弦波可使用矩形波、三角形波或於其間具有一90度相位偏移之任何其他波形所替代，如於射頻系統設計中習用之實施方式。可使用多重波之組合以實施一諧波抑制混頻器(harmonic-rejection mixer)，此對於射頻設計中亦為習 用之實施方式。
該同相位/正交相位混頻器514之兩輸出係表示根據該實施之輸出同相位或正交相位訊號電流或電壓。
該混頻器514可為一主動混頻器或一被動混頻器。該同相位/正交相位之兩輸出係由一可程式化延遲/增益區塊516所處理。
於實際實施中，代替後處理該同相位/正交相位輸出，該增益/相位可以此種方式於一低噪訊放大器510與混頻器中所實施：該增益可於該低噪訊放大器510中所實施(透過改變該鏡像比率)，而透過改變於混頻器中所使用之正弦與餘弦波形之相位可實施該延遲(或相位)。當使用該實施技術時，上述圖式中之增益/延遲區塊僅為一概念性示意。
於一Rx子片體506中，對於各該同相位/正交相位混頻器514而言，該增益/延遲係透過由該系統之數位處理器所完成之校正與某些訊號處理之組合所分配。
所得之同相位/正交相位輸出於該增益/延遲處理後，係於「Rx波束成形片體」中相組合，藉此：使所有「同相位」分量相加以及所有「正交相位」分量相加。若於「Rx波束形成片體」中僅能有一「Rx子片體」之情況下，則該加法運算係非屬重要。
該所相加之同相位/正交相位輸出係於一時窗內整合，其開始與結束係由該數位處理器預先計算並將其編程至類比前端500中。該所有主動Rx波束成形片體之該所整合之同相位與正交相位輸出係被饋入至一取樣/維持+多工器組件518。該多工器518對該所有樣本同時進行取樣，於取樣後，前述之訊號鏈(該所有Rx波束成形片體)可自行重置並執行另一 次掃描。同時，該掃描與整合係正在進行中，該多工器將其先前所取樣之同相位/正交相位數字輸出至一類比數位轉換器520，其對該數據進行數位化並將其呈現至數位處理器以用於更進一步處理。透過平行放置多個類比數位轉換器可構建成該類比數位轉換器520，於此情況下，該多工器區塊518亦可被製成一類比數位轉換器。
圖6係一示意圖，其係顯示根據本發明實施例一範例之一類比前端之同相位混頻器。該類比前端600包括一低噪訊放大器602。於該輸入處，該低噪訊放大器602包括一接地開關604(其將關閉之低噪訊放大器之輸入連接至接地面或交流電接地面，例如一低阻抗固定電壓源)。該接地開關604已被包括用於可被選擇性地關閉之該等低噪訊放大器。
位於該輸入處之一數位類比轉換器606(選擇性地)提供該輸入電流波形之反向之一校正近似。該電流最小化可增進該類比鏈之動態範圍。
該同相位混頻器608可包括二時脈，一第一時脈610與一第二時脈612。該同相位混頻器608亦可包括一電流源616與一可變電阻617。該電流源616可於半週期內對各該時脈610與該時脈612供應一電流，使該電流之一半發送至該時脈610，一半被發送至該時脈612。該時脈610係為該時脈612之反向。該時脈610係輸出該時脈610之輸入與來自該電流源616之輸入電流之一乘積。該時脈612係輸出該時脈612之輸入與來自該電流源616之輸入電流之一乘積。該時脈610之輸出將為該時脈612之輸出之反向。該時脈610與該時脈612之輸出皆被提供至該同相位多工器618。
該正交相位混頻器622係為與該同相位混頻器608相似(或 相同)之電路，但其一差異在於，提供至該正交相位混頻器622之時脈訊號係由提供至該同相位混頻器608之時脈訊號相移90度。
如上所示之該低噪訊放大器602之電阻負載與該同相位混頻器608之尾端電流共同構成具有可變增益(透過調整該電阻值所調整)之一電流鏡(或電流放大器)。該電流增益可經校正，以調諧相同晶片上不同電路間之該訊號鏈增益失配，並校正該感測器上可能不匹配之數個柱體間之訊號增益差，亦用於波束成形之目的。適當之增益將由該數位部分計算，並於實際感測器掃描前反饋至該訊號鏈。
具有時脈輸入之二N型金屬氧化半導體開關610與612皆為實際混頻器。用於該電路之輸入時脈係接近矩形波。該等開關將作用於其運作之線性區域內。該等時脈之相位將由一時脈產生器根據由該數位處理器所計算之波束成形與其他要求所控制。例如，輸入至該開關612之時脈可為由輸入至該開關610之時脈相移90度。
由輸入、低噪訊放大器602、電流鏡至同相位混頻器608與正交相位混頻器622之輸出，構成一訊號子片體506。複數個該子片體將其輸出電流饋入至一積分器。同相位多工器開關與正交相位多工器開關將該電流自其他非為主動之子片體獨立出來(該些同相位多工器開關與正交相位多工器開關並未顯示於圖6中，而係分別為該同相位多工器618與該正交相位多工器624之部分)。其等亦將控制該整合之起始與結束。當同相位多工器618(或正交相位多工器624)將一混頻器自該積分器隔離時，其可對該所隔離之混頻器提供一恆定偏置電壓，以減少抵銷(offsets)與反衝噪訊(kickback noise)。
於整合時窗末端，該類比數位轉換器多工器628將分別對該同相位積分器620與該正交相位積分器626之數據進行取樣，並將該等數據與來自其他Rx波束成形片體之相似數據共同傳遞至該等類比數位轉換器。
圖7係一示意圖，其係顯示根據本發明實施例之一類比前端之另一範例同相位混頻器700。該同相位混頻器700包括一第一低噪訊放大器702、一第二低噪訊放大器708以及一第三低噪訊放大器714。該時脈1 704係與該時脈2 710反相差-45度，而該時脈3 716與該時脈2 710反相差+45度。該等延遲時脈706、712、718係分別相似地反相。該低噪訊放大器708具有對於時脈2 712、712之一1.414*I比率。亦可將該低噪訊放大器之輸出電流鏡像複製為多數，再如同一諧波抑制混頻器般使用。
於上述中，下列各者係為可程式化：
a)各個低噪訊放大器之低噪訊放大器電流之鏡像比率；此亦直接決定流至該積分器之電流。
b)該輸入時脈至該混頻器對於各Rx子片體之相位(相對於該Tx激發時脈)。
c)於每一Rx波束成形片體中該積分器(透過可程式化電容器)之增益。
d)對於各混頻器電流(透過同相位多工器與正交相位多工器中之開關)之整合的起始與結束。
e)當數位類比轉換器接近一正弦波輸出時：該數位類比轉換器之輸出振幅與該數位類比轉換器輸出相對於Tx激發訊號之相位。
f)於一Rx波束形成片體中同時開啟之低噪訊放大器+混頻器Rx子片體數量。
可以不同方式鏡像該低噪訊放大器之輸出電流，例如可使用直面鏡(straight mirrors)，但若存在高頻率偽頻(spurs)，改變其鏡像比率係極為不易，且其等所產生之Vgs偏壓可能造成訊號失真。亦可使用其他不同混頻器架構。
對於圖7所示，該相位與電流比確保該輸出電流於該時脈之第3與第5諧波處不具有功率。於該些頻率下之任何訊號功率皆不會降頻。當有需要時可透過軟體開啟或關閉該電流鏡像電路(如可停用該鏡像電路之至少一支路)。
於一第一範例實施例中，一指紋感測器設備包括一類比前端電路，其可包括一波束成形電路，其係設置以接收複數個接收器輸入作為一輸入，該接收器輸入係耦合至一感測器元件。該波束成形電路具有一輸出，其係由一加法器電路元件至一多工器。該波束成形電路包括複數個接收器子電路，各該子電路包括一數位類比轉換器、一低噪訊放大器以及一同相位/正交相位混頻器電路元件。
於實施例中，該指紋感測器設備包括一電流鏡像電路，以鏡像輸出電流，其中該鏡像電路包括至少一電路支路，各該支路可被選擇性地啟用或停用。
圖8A係一處理流程圖800，根據本發明實施例用於處理一低噪訊放大器與同相位/正交相位混頻器中之一所接收訊號。於該輸出處，可於一接收器類比前端之複數個輸入節點中之一者處接收一訊號(802)。一低噪訊放大器可為啟動或未啟動(804)。若一低噪訊放大器未被啟動，該訊號係由一開關直接導引至接地面(806)。若該低噪訊放大器係被啟動， 該低噪訊放大器係接收該訊號電流作為一輸入並將該訊號電流轉換成一輸出電壓(808)。該低噪訊放大器之輸出可被導引至一同相位混頻器(810)。該同相位混頻器可將該輸入電壓轉換成一同相位降頻電流訊號(812)。該I電流係與一時脈訊號(如，矩形波時脈)相乘以產生一差分輸出(814)。該差分輸出係被導引至一同相位多工器(816)。該低噪訊放大器之輸出可被導引至一正交相位混頻器(818)。該正交相位混頻器可將該輸入電壓轉換成一正交相位降頻電流訊號(820)。該正交相位電流係與經延遲90度之一時脈訊號(如，矩形波時脈)相乘，以產生一差分輸出(822)。該差分輸出係被導引至一正交相位多工器(824)。
該同相位混頻器與該正交相位混頻器形成一混頻器對。每一混頻器對可由一時脈與該時脈之一正交相位版本所驅動。該混頻器對之各混頻器之輸出係為該低噪訊放大器輸出之同相位(該同相位混頻器之輸出)與正交相位(該正交相位混頻器之輸出)降頻訊號。
圖8B係一處理流程圖，其係顯示根據本發明實施利用於處理一同相位/正交相位混頻器中之一訊號。該同相位多工器可接收來自一多重接受器低噪訊放大器混頻器電路(實質上地，圖8A中所描述之處理流程方面可由多重低噪訊放大器混頻器電路所執行)之複數個差分電流(852)。該同相位多工器將各輸入電流轉換成一電流束，其等於(或等效於)由一可程式化起始時間至一可程式化結束時間之輸入差分電流(854)。對於該同相位多工器之每一輸入電流而言，該開始時間與結束時間係可程式化地不同。該同相位多工器輸出一差分電流，其係與該總電流束之總和相等(856)。來自該I多工器之輸出差分電流係被整合(858)。
該正交相位多工器可接收來自一多重接收器低噪訊放大器混頻器電路(實質上地，圖8A中所描述之處理流程方面可由多重低噪訊放大器混頻器電路所執行)之複數個差分電流(860)。該正交相位多工器將各輸入電流轉換成一電流，其等於(或等效於)由一可程式化起始時間至一可程式化結束時間之輸入差分電流(862)。對於該正交相位多工器之每一輸入電流而言，該開始時間與結束時間係可程式化地不同。該正交相位多工器(864)。來自該正交相位多工器之輸出差分電流係受到整合(866)。
使用一單一類比數位轉換器以一次一個之方式將來自多重同相位多工器與正交相位多工器之輸出數位化，並將其傳遞至數位組件用於更進一步處理868。
各種發明概念可被實施為至少一非暫態電腦可讀取儲存媒體(如，一電腦記憶體、至少一軟磁片、光碟、光學磁碟、磁帶、快閃記憶體、場域可程式化閘陣列中之電路設置或其他半導體裝置等)或以至少一程式所編碼之一電腦可讀取儲存裝置(其可包括先前之範例)，當於至少一電腦或其他處理器上執行時，可實施本發明之各種實施例。
於此已描述本發明技術之數個方面與實施例，其應當理解為，該所屬技術領域通常知識者將可對其進行各種改變、修改與改進。此種改變、修改與改進係落入本發明中所述技術之精神與範圍內。因此其應當理解為，前述之實施例僅係以例示方式所呈現，於本發明申請專利範圍內或相同之情況下，本發明之實施例可以不同於具體描述之其他方式所實施。此外，該些特徵、系統、物件、材料與/或方法中之至少二者之任何組合，於該些特徵、系統、物件、材料與/或方法並不互相矛盾情況下，皆落 入本發明所揭露之範圍內。
再者，如上所述，某些方面可被實施為至少一種方法。作為該方法之一部分所執行之動作可以任何適當方式進行排序。此外，實施例可被建構成以不同於先前所示之不同次序執行動作，其可包括同時地執行某些動作，即使於上述所示之實施例中顯示為一順序動作。
於此所定義或使用之所有定義，應理解以控制為字典之定義、透過引用方式併入文獻中，與/或所定義用語之原始含意。
於說明書與申請專利範圍中所使用之詞語「與/或」，其應當理解為，指所結合元件中之「其中一者或兩者」，如，元件於某些情況下係結合存在，而於其他情況下係單獨分離存在。
於此說明書與申請專利範圍中所使用之詞語「至少一者」參照至少一元件之列表，其應當理解為，至少一元件係選自該元件列表中任何至少一元件，但並不一定包括該元件列表中所具體列出之每一元件中之至少一者，且不排除該元件列表中元件之任何組合。該定義亦允許該元件除該詞語「至少一者」所指之元件列表中具體指出之元件外，係可選擇性地存在其他元件，無論與該些具體指出之元件相關或不相關。
該用語「大約」與「約」可用於某些實施例中表示±20%內之一目標值，於某些實施例中表示±10%內之一目標值，於某些實施例中表示±5%內之一目標值，並於某些實施例中表示±2%內之一目標值。該用語「大約」與「約」可包括該目標值。
於申請專利範圍中，以及上述說明書中，所有過渡性詞語如，包含、包括、攜有、具有、含有、涉有、保有、由其構成等用語皆為 開放式，此意即包括但不限於。該過渡性詞語「由其組成」與「實質上由其組成」應分別為封閉式或半封閉式之過渡性詞語。
100‧‧‧二維感測器設計
102‧‧‧第二金屬線組
104‧‧‧柱體/感測器元件
106‧‧‧第一金屬線組

Claims (25)

  1. 一種指紋感測器設備，包含：一類比前端(AFE)電路，該類比前端電路包含：一波束成形電路，其係設置以接收複數個接收器輸入作為一輸入，該接收器輸入係耦合至一感測器元件；該波束成形電路包含：複數個接受器子電路，各該子電路包括一數位類比轉換器、一低噪訊放大器以及一同相位/正交相位混頻器電路元件；一加法器電路元件，其係位於該同相位/正交相位混頻器電路元件之一輸出處；以及一多工器，其係耦合至該加法器電路之一輸出。
  2. 如請求項1所述之指紋感測器設備，其中該指紋感測器設備包含一電流鏡電路(mirror out currents)，以鏡像輸出電流，其中該電流鏡電路包括至少一電路分支，各該電路分支可被選擇性地啟用或停用。
  3. 如請求項1所述之指紋感測器設備，其中該同相位/正交相位混頻器電路元件包含：一第一時脈輸入，其係傳遞至該同相位混頻器電路元件之一同相位混頻器；以及一第二時脈輸入，其係傳遞至該同相位/正交相位混頻器電路元件之一正交相位混頻器，其中該第一時脈輸入係由該第二時脈輸入相移90度。
  4. 如請求項1所述之指紋感測器設備，其中該同相位/正交相位混頻器電路元件包含：一第一時脈；以及 一第二時脈，其中該第一時脈輸入係由該第二時脈輸入相移45度。
  5. 如請求項1所述之指紋感測器設備，進一步包含一加法器電路，其係位於該同相位/正交相位混頻器電路元件之各該同相位混頻器與正交相位混頻器之一輸出處。
  6. 如請求項1所述之指紋感測器設備，進一步包含：複數個傳輸通道；複數個感測器元件；以及複數個接收通道；其中，該複數個傳輸通道係朝一正交方向作為該複數個接收通道，且該複數個傳輸通道係於不同於該複數個感測器元件之一平面接觸該感測器元件。
  7. 如請求項1所述之指紋感測器設備，其中該多工器包含一取樣保持電路元件，並選擇性地將該累加同相位/正交相位訊號輸出至一類比數位轉換器。
  8. 如請求項1所述之指紋感測器設備，其中該同相位/正交相位電路元件包含一同相位多工器，其係耦合至一電流鏡，以及一正交相位多工器，其係耦合至一波束形成增益與定標電路之一輸出。
  9. 如請求項8所述之指紋感測器設備，其中該同相位多工器接收來自至少一其他電流鏡輸入之同相位訊號作為一輸入。
  10. 如請求項8所述之指紋感測器設備，其中該正交相位多工器包含來自低噪訊大器之複數個輸入。
  11. 一種於一二維電流感測系統之一類比前端處執行之方法，該方法包含： 透過一低噪訊放大器將一所接收電流訊號轉換成一電壓訊號；引導一電壓訊號至一同相位(I)混頻器；將該電壓訊號轉換成一同相位電流訊號；透過該同相位混頻器產生一差分電流；由該同相位混頻器將該差分電流輸出至一同相位多工器；產生一電流，其係表示由一起始時間至一結束時間之差分電流，其中該同相位多工器對於各該複數個輸入差分電流產生一電流；加總各該電流以形成一總差分電流；整合該總差分電流；以及引導該總差分電流至一類比數位轉換器。
  12. 如請求項11所述之方法，其中透過該同相位混頻器產生一差分電流包含：將該同相位電流與一第一時脈訊號相結合；以及將該同相位電流與一第二時脈訊號相結合，該第二時脈訊號係與該第一時脈訊號反相差180度。
  13. 如請求相11所述之方法，引導一電壓訊號至一正交相位(Q)混頻器；將該電壓訊號轉換成一正交相位電流訊號；透過該正交相位混頻器產生一差分電流；由該正交相位混頻器將該差分電流輸出至一正交相位多工器；產生一電流，其係表示由一起始時間至一結束時間之該差分電流，其中該正交相位多工器對於各該複數個輸入差分電流產生一電流； 加總各該電流以形成一總差分電流；整合該總差分電流；以及引導該總差分電流至一類比數位轉換器。
  14. 如請求項13所述之方法，其中透過該正交相位混頻器產生一差分電流包含：將該正交相位電流與一第一時脈訊號相結合；以及將該正交相位電流與一第二時脈訊號相結合，該第二時脈訊號係與該第一時脈訊號反相差180度；其中該第一時脈訊號係與用於該同相位混頻器之一時脈訊號反相差90度。
  15. 如請求項11所述之方法，其中透過該同相位混頻器產生一差分電流包含：將該同相位電流與一第一時脈訊號相結合；將該同相位電流與一第二時脈訊號相結合，該第二時脈訊號係與該第一時脈訊號反相差+45度；以及將該I同相位電流與一第三時脈訊號相結合，該第三時脈訊號係與該第一時脈訊號反相差-45度。
  16. 一種系統，包含：一感測器元件之二維陣列，各該元件包含一第一面與一第二面；一第一金屬線組，其係連接至該感測器元件之陣列之各該感測器元件之第一面；一第二金屬線組，其係連接至該感測器元件之陣列之各該感測器元件 之底面，該第一金屬線組係實質上正交於該第二金屬線組；一接收器電路，包含一第一輸入組，該第一輸入組之各該輸入係連接至該第一金屬線組中之一者；該接收器電路包含：一第一數量之低噪訊放大器電路，各該低噪訊放大器電路係連接至該第一輸入組中之一者，且各該低噪訊放大器(LNA)電路係於一輸出側處連接至一對混頻器電路之一輸入，該接受器電路包含多重混頻器對，其數量係相等於該第一數量之低噪訊放大器電路，各該混頻器對係由一時脈與該時脈之一正交版本所驅動，該混頻器對之各該混頻器之輸出係為該低噪訊放大器之輸出之同相位(I)與正交相位(Q)降頻訊號；複數個積分器電路，各該積分器電路包含一輸入，其係來自該多重混頻器對之同相位輸出，各該積分器係設置用以加總來自該至少一同相位輸出之訊號，並設置用以於一段時間內整合該所得之總和；個積分器，其等係具有來自數個混頻器對之正交相位輸出，各該積分器係置用以加總來自該至少一正交相位輸出之訊號，並於一段時間內整合該所得之總和；以及複數個類比數位轉換器，於該積分器中之最終整合數值係被數位化並被傳送至數位訊號處理以用於更進一步處理。
  17. 如請求項16所述之系統，進一步包含一發射電路，其包含複數個輸出，各該發射輸出係連接至該第二金屬線組中之一者。
  18. 如請求項17所述之系統，其中該發射電路包含內部獨立之發射電路，其中各該發射器可驅動一週期性電壓波形長達一設定持續時間。
  19. 如請求項18所述之系統，其中該波形可為一矩形波或一正弦波或任 何其他週期波。
  20. 如請求項18所述之系統，其中該設定持續時間可透過系統設置固定。
  21. 如請求項16所述之系統，其中各該低噪訊放大器可對於該陣列調整呈現一相對低輸入阻抗(通常低於該元件本身其行(column)之電阻抗)。
  22. 如請求項16所述之系統，其中各對混頻器輸出一對電流訊號，其係與其輸入處之電壓訊號與其所接收之二輸入時脈之乘積成比例關係。
  23. 如請求項16所述之系統，其中各該積分器係設置以執行加法，方法係將電流加入至一普通電容器長達一持續時間，其開始與結束時間係為可程式化。
  24. 如請求項16所述之系統，其中該第一金屬線組包含數量為N之金屬線而該第二金屬線組包含數量為M之金屬線，其中該二維陣列包含M個列(rows)與N個行(columns)，其中：該陣列之各該列，所有元件之第一面係透過一金屬線所連接，且金屬連接係於該陣列之各行中垂直延伸，該元件之底面係透過一金屬線連接；因此該陣列之頂面共有M條水平金屬線，該陣列之底面共有N條垂直線。
  25. 如請求項16所述之系統，其中各該感測器元件包含一鐵電材料。
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