TW201627966A - 顯示器與控制轉換器的方法 - Google Patents

Abstract

一種顯示器與控制轉換器的方法在此揭露。顯示器包含顯示模組以及轉換器，轉換器電性連接於顯示模組，用以將輸入電壓轉換為輸出電壓予顯示模組，其中轉換器包含開關單元、電流運算單元以及處理單元。電流運算單元電性連接於開關單元，用以對開關單元中產生之操作電流訊號進行運算處理，以取得對應於轉換器輸出電流之輸出電流訊號。處理單元電性連接於電流運算單元與驅動單元，用以比較輸出電流訊號與門檻值，並相應地輸出頻率調整訊號和阻抗調整訊號，使得驅動單元依據頻率調整訊號和阻抗調整訊號驅動開關單元。

Description

顯示器與控制轉換器的方法

本案係關於一種顯示器，特別是關於顯示器中的轉換器。

現今顯示器技術中，一般會使用轉換器提供參考電壓給顯示面板，然而，顯示面板在不同的操作狀態下所需的功率不同，轉換器必須調整輸出電流以滿足負載需求。

由於傳統的轉換器無法針對不同輸出電流調整相應的轉換模式，導致在極輕載或極重載的負載情形下，轉換器具有較高的耗損、降低轉換效率，進而降低了顯示器的續航力。因此，如何使轉換器於不同的負載需求下皆能具有高轉換效率，提升顯示器續航力，為本技術領域之重要課題。

本案的一實施例為一種顯示器。顯示器包含顯示模組以及轉換器，轉換器電性連接於顯示模組，用以將輸入電壓轉換為輸出電壓予顯示模組，其中轉換器包含開關單元、電流運算單元以及處理單元。電流運算單元電性連接於開關單 元，用以對開關單元中產生之操作電流訊號進行運算處理，以取得對應於轉換器輸出電流之輸出電流訊號。處理單元電性連接於電流運算單元與驅動單元，用以比較輸出電流訊號與門檻值，並相應地輸出頻率調整訊號和阻抗調整訊號以控制驅動單元依據頻率調整訊號和阻抗調整訊號驅動開關單元。

本案的另一實施例為一種顯示器。顯示器包含顯示模組以及轉換器。轉換器電性連接於顯示模組，用以將輸入電壓轉換為輸出電壓予顯示模組。轉換器包含開關單元、驅動單元以及控制器。驅動單元電性連接於開關單元，用以根據複數個相異之頻率調整訊號中之一者以及複數個相異之阻抗調整訊號中之一者驅動開關單元，使得開關單元具有相應的切換頻率及導通阻抗。控制器電性連接於驅動單元，用以根據轉換器的輸出電流訊號相對應地輸出該些頻率調整訊號中之一者以及該些阻抗調整訊號中之一者。當輸出電流訊號小於第一門檻值時，開關單元操作在第一切換頻率而具有第一導通阻抗，當輸出電流訊號大於第一門檻值且小於第二門檻值時，開關單元操作在第二切換頻率而具有第二導通阻抗，當輸出電流訊號大於第二門檻值時，開關單元操作在第三切換頻率而具有第三導通阻抗。

本案的另一實施例為一種控制轉換器的方法，其中轉換器用以將輸入電壓轉換為輸出電壓，並包含開關單元。控制轉換器的方法包含：對開關單元中產生之操作電流訊號進行運算處理，以取得輸出電流訊號；根據輸出電流訊號相應地輸出複數個相異之頻率調整訊號中之一者以及複數個相異之 阻抗調整訊號中之一者；以及根據頻率調整訊號及阻抗調整訊號控制開關單元的切換頻率及導通阻抗。

綜上所述，本案透過根據輸出電流訊號相應地輸出頻率調整訊號和阻抗調整訊號調整開關單元的切換頻率與導通阻抗，以改善不同輸出電流下轉換器的轉換效率。本案之技術方案與現有技術相比具有明顯的優點和有益效果。藉由上述技術方案，可達到相當的技術進步，並具有產業上的廣泛利用價值。

100‧‧‧顯示器

110‧‧‧顯示模組

120‧‧‧開關單元

130‧‧‧轉換器

140‧‧‧控制器

142‧‧‧電流運算單元

144‧‧‧抽載單元

150‧‧‧處理單元

152‧‧‧邏輯電路

154‧‧‧暫存電路

160‧‧‧驅動單元

170‧‧‧參考電壓產生單元

180‧‧‧儲存單元

190‧‧‧PWM訊號產生單元

192‧‧‧振盪電路

194‧‧‧斜坡產生器

196‧‧‧補償電路

198‧‧‧誤差放大器

300‧‧‧方法

520、540‧‧‧電流平均電路

620、640‧‧‧比例調節電路

820‧‧‧輸入電流偵測電路

S310~S340‧‧‧步驟

S710~S750‧‧‧步驟

C1、C2‧‧‧電容

OP1~OP6‧‧‧比較器

Q1~Q5‧‧‧開關

R1~R5、Rx‧‧‧電阻

Vin‧‧‧輸入電壓

Iin‧‧‧輸入電流

Vout‧‧‧輸出電壓

Iout‧‧‧輸出電流

SIG_Iin‧‧‧輸入電流訊號

SIG_Iout‧‧‧輸出電流訊號

Vfb‧‧‧回授電壓訊號

SetR‧‧‧阻抗調整訊號

SetF‧‧‧頻率調整訊號

PWM‧‧‧脈衝寬度調變訊號

TH1、TH2‧‧‧門檻值

STAGE1~STAGE3‧‧‧狀態

FSW1~FSW3‧‧‧切換頻率

RON1~RON3‧‧‧導通阻抗

I1、I2‧‧‧電流

Comp1、Comp2‧‧‧比較訊號

Vref‧‧‧參考電壓訊號

Vpump‧‧‧抽載電壓

Ipump‧‧‧抽載電流

Spa1、Spa2‧‧‧訊號

DT‧‧‧責任週期

η‧‧‧轉換效率

第1圖為根據本案一實施例所繪示的顯示器示意圖；第2A圖為根據本案一實施例所繪示的輸出電流訊號與切換頻率關係圖；第2B圖為根據本案一實施例所繪示的輸出電流訊號與導通阻抗關係圖；第3圖為根據本案一實施例所繪示的轉換器控制方法流程圖；第4圖為根據本案一實施例所繪示的顯示器示意圖；第5A、5B圖為根據本案一實施例所繪示的電流運算單元示意圖；第6A圖為根據本案一實施例所繪示的邏輯電路示意圖；第6B圖為根據本案另一實施例所繪示的電流運算單元和邏輯電路示意圖； 第7圖為根據本案一實施例所繪示的設定控制參數流程圖；第8圖為根據本案一實施例所繪示的電流運算單元示意圖。

下文係舉實施例配合所附圖式作詳細說明，以更好地理解本案的態樣，但所提供之實施例並非用以限制本揭露所涵蓋的範圍，而結構操作之描述非用以限制其執行之順序，任何由元件重新組合之結構，所產生具有均等功效的裝置，皆為本揭露所涵蓋的範圍。此外，根據業界的標準及慣常做法，圖式僅以輔助說明為目的，並未依照原尺寸作圖，實際上各種特徵的尺寸可任意地增加或減少以便於說明。下述說明中相同元件將以相同之符號標示來進行說明以便於理解。

在全篇說明書與申請專利範圍所使用之用詞(terms)，除有特別註明外，通常具有每個用詞使用在此領域中、在此揭露之內容中與特殊內容中的平常意義。某些用以描述本揭露之用詞將於下或在此說明書的別處討論，以提供本領域技術人員在有關本揭露之描述上額外的引導。

此外，在本文中所使用的用詞『包含』、『包括』、『具有』、『含有』等等，均為開放性的用語，即意指『包含但不限於』。此外，本文中所使用之『及/或』，包含相關列舉項目中一或多個項目的任意一個以及其所有組合。

於本文中，當一元件被稱為『連接』或『耦接』 時，可指『電性連接』或『電性耦接』。『連接』或『耦接』亦可用以表示二或多個元件間相互搭配操作或互動。此外，雖然本文中使用『第一』、『第二』、…等用語描述不同元件，該用語僅是用以區別以相同技術用語描述的元件或操作。除非上下文清楚指明，否則該用語並非特別指稱或暗示次序或順位，亦非用以限定本發明。

請參考第1圖。第1圖為根據本案一實施例所繪示的顯示器100的示意圖。顯示器100包含顯示模組110以及轉換器130。在本實施例中，轉換器130電性連接於顯示模組110，用以將輸入電壓Vin轉換為輸出電壓Vout予顯示模組110使用。如第1圖所示，轉換器130可以是升壓型切換式功率轉換器(Boost Converter)，但本案並不以此為限。任何熟習此技藝者，在不脫離本揭示內容之精神和範圍內，採用降壓型轉換器(Buck Converter)、升降兩用型轉換器(Buck-Boost Converter)、反馳式轉換器(Flyback Converter)等轉換器亦為本案可能的實施方式。

實作上，轉換器130可以配置於顯示模組110內，或是配置於顯示模組110外的控制電路(未繪示)中。本領域具通常知識者可依據實際需求進行設計，本案並不以第1圖所示為限。

以結構而言，轉換器130包含開關單元120、控制器140、驅動單元160以及儲存單元180，其中控制器140包含電流運算單元142、處理單元150以及PWM訊號產生單元190。電流運算單元142電性連接於開關單元120，處理單元150 電性連接於電流運算單元142。PWM訊號產生單元190電性連接於處理單元150。驅動單元160電性連接於開關單元120以及PWM訊號產生單元190。儲存單元180電性連接於處理單元150。

在本實施例中，控制器140根據轉換器130的輸出電流訊號SIG_Iout產生相對應地產生頻率調整訊號SetF以及阻抗調整訊號SetR，並根據頻率調整訊號SetF輸出脈衝寬度調變訊號PWM。驅動單元160根據控制器140所輸出的脈衝寬度調變訊號PWM以及阻抗調整訊號SetR驅動開關單元120，使得開關單元120具有相應的切換頻率及導通阻抗。驅動單元160驅動開關單元120，使開關單元120具有相應的切換頻率及導通阻抗的具體方法將在以下段落中詳細說明。

如第1圖所示，開關單元120包含開關Q1以及開關Q2，其中開關Q1電性連接於轉換器130的輸入端132和接地端GND，開關Q2電性連接於轉換器130的輸入端132和轉換器130的輸出端134。驅動電路160以交錯進行的方式切換開關Q1及開關Q2。當開關Q1開啟、開關Q2關閉時，轉換器130的輸入端132與接地端GND導通，電流I1流經開關Q1。相對地，當開關Q2開啟、開關Q1關閉時，轉換器130的輸入端132與輸出端134導通，電流I2流經開關Q2，經由轉換器130的輸出端134輸出。透過控制開關Q1和開關Q2的交錯切換，轉換器130將輸入電壓Vin轉換為輸出電壓Vout，為一升壓型切換式功率轉換器的電路結構。

雖然於第1圖中僅繪示一組成對開關Q1以及開關 Q2，實作上，開關Q1以及開關Q2分別為多組開關彼此並聯而形成的等效開關。換言之，開關Q1乃是由開關Q11、Q12、Q13...(未繪示於圖中)並聯而成，開關Q2乃是由開關Q21、Q22、Q23...(未繪示於圖中)並聯而成，其中開關Q11與開關Q21為一組協同操作的開關，開關Q21與開關Q22為另一組協同操作的開關，以此類推。各組開關可分別操作，使得轉換器130將輸入電壓Vin轉換為輸出電壓Vout。

驅動單元160可選擇性地驅動開關單元120中的開關組數，藉此調整開關單元120的導通阻抗。由於多組開關之間彼此並聯，開關單元120的導通阻抗相當於被驅動的開關組數各自的導通阻抗並聯之值。換言之，驅動單元160驅動的開關組數越多(如：驅動單元160驅動三組開關Q11與Q21、Q11與Q21以及Q11與Q21)時，相當於並聯越多導通阻抗，使得開關單元120整體的導通阻抗降低。相對地，當驅動單元160驅動的開關組數越少(如：驅動單元160僅驅動一組開關Q11與Q21)時，開關單元120具有越低的導通阻抗。

此外，驅動單元160透過脈衝寬度調變(Pulse Width Modulation，PWM)訊號PWM的切換頻率和責任週期(duty cycle)驅動開關單元120開啟或關閉，以調整開關單元120的切換頻率並使得轉換器130輸出適當的輸出電壓Vout。

在不同的負載條件下，轉換器130的轉換效率取決於導通損耗的大小以及切換損耗的大小。換言之，轉換器130的損耗除了受輸出電流Iout的影響之外，也受到開關單元120的切換頻率及導通阻抗的影響。開關單元120根據不同的負載 條件(如：不同的輸出電流Iout)，操作在適當的切換頻率及導通阻抗時，便能有效降低轉換器130的損耗並提升轉換效率。

具體而言，當驅動單元160驅動的開關組數較多時，開關單元120的切換損耗會隨著開關單元120中被驅動的開關組數增多而增大，但由於開關單元120的導通阻抗降低，因此具有較小的導通損耗。相對地，當驅動單元160驅動的開關組數較少時，開關單元120的切換損耗較小，但由於開關單元120的導通阻抗較大，因此具有較大的導通損耗。

當轉換器130操作在輕載的情況時，由於輸出電流Iout較小，增加導通阻抗對導通損耗的影響較小，但減少驅動開關組數(如：僅驅動一組開關Q11與Q21)可以有效降低切換損耗，因此當驅動單元160驅動較少開關時，轉換器130的總系統損耗下降進而提升轉換效率。

相對地，當轉換器130操作在重載的情況時，由於輸出電流Iout較大，導通損耗所占的損耗比重提高，增加驅動開關組數(如：同步驅動驅動三組開關Q11與Q21、Q11與Q21以及Q11與Q21)可以有效降低導通損耗，因此當驅動單元160驅動較多開關，使得開關單元120具有較小的導通阻抗時，轉換器130的總系統損耗下降，進而提升轉換效率。

在本實施例中，控制器140於轉換器130具有不同輸出電流Iout時，透過相對應的頻率調整訊號SetF以及阻抗調整訊號SetR調整開關單元120的切換頻率及導通阻抗。如此一來，轉換器130便可根據輸出電流Iout的大小進行調整，以操作在適當的切換頻率及導通阻抗，降低轉換器130的損耗並提 升轉換器130的轉換效率。

具體而言，控制器140中的電流運算單元142可對開關單元120中產生之操作電流訊號進行運算處理，以取得對應於轉換器130輸出電流Iout之輸出電流訊號SIG_Iout。處理單元150用以比較輸出電流訊號SIG_Iout與門檻值TH1、TH2，並相應地輸出頻率調整訊號SetF和阻抗調整訊號SetR，使得驅動單元160依據頻率調整訊號SetF調整脈衝寬度調變訊號PWM，並依據阻抗調整訊號SetR調整開關單元120內所驅動的開關組數。如此一來，驅動單元160便能驅動開關單元120，使得開關單元120具有相應的切換頻率及導通阻抗。在本實施例中，控制器140與其中的電流運算單元142、處理單元150以及PWM訊號產生單元190等單元，皆可由微控制器(Microcontroller Unit)、複雜型可編程邏輯元件(Complex Programmable Logic Device，CPLD)、現場可程式化閘陣列(Field-programmable gate array，FPGA)等不同方式實作。

儲存單元180可用以儲存門檻值TH1、TH2以及其他轉換器130所需的資訊，並傳送門檻值TH1、TH2至處理單元150以供運算處理。實作上，儲存單元180可由電子抹除式可複寫唯讀記憶體(Electrically-Erasable Programmable Read-Only Memory，EEPROM)的方式實作。

為了方便說明起見，處理單元150比較輸出電流訊號SIG_Iout與門檻值TH1、TH2，並相應地輸出頻率調整訊號SetF和阻抗調整訊號SetR的具體作法，將配合第2A圖與第 2B圖進行說明，但本案並不以此為限。

第2A圖為根據本案一實施例所繪示的輸出電流訊號與切換頻率關係圖。第2B圖為根據本案一實施例所繪示的輸出電流訊號與導通阻抗關係圖。在第2A圖與第2B圖所示的實施例中，處理單元150依據輸出電流訊號SIG_Iout與門檻值TH1、TH2的比較結果判斷協同操作之負載大小，決定轉換器130處於何種狀態。具體來說，當處理單元150判斷輸出電流訊號SIG_Iout小於門檻值TH1(如：負載為輕載)時，轉換器130被設置於第一狀態STAGE1。此時處理單元150相應地輸出頻率調整訊號SetF和阻抗調整訊號SetR，控制驅動單元160驅動開關單元120操作在切換頻率FSW1而具有導通阻抗RON1。

當輸出電流訊號SIG_Iout大於門檻值TH1且小於門檻值TH2(如：負載為中載)時，轉換器130被設置於第二狀態STAGE2。此時處理單元150相應地輸出頻率調整訊號SetF和阻抗調整訊號SetR，控制驅動單元160驅動開關單元120操作在切換頻率FSW2而具有導通阻抗RON2。相似地，當輸出電流訊號SIG_Iout大於門檻值TH2(如：負載為重載)時，轉換器130位於第三狀態STAGE3。處理單元150相應地輸出頻率調整訊號SetF和阻抗調整訊號SetR，控制驅動單元160驅動開關單元120操作在切換頻率FSW3而具有導通阻抗RON3。

換言之，處理單元150比較輸出電流訊號SIG_Iout與門檻值TH1、TH2後，便能判斷轉換器130此時與何種負載協同操作的情形，並輸出相應的頻率調整訊號SetF。

PWM訊號產生單元190可以根據頻率調整訊號SetF輸出相應的脈衝寬度調變訊號PWM，使得驅動單元160驅動開關單元120具有相應的切換頻率FSW1~FSW3。如此一來，處理單元150便可藉由頻率調整訊號SetF間接控制開關單元120的切換頻率FSW1~FSW3。

此外，處理單元150亦根據轉換器130此時的負載情形，輸出阻抗調整訊號SetR，使得驅動單元160驅動開關單元120具有相應的導通阻抗RON1~RON3。

在本實施例中，切換頻率FSW1小於切換頻率FSW2，切換頻率FSW2小於切換頻率FSW3。導通阻抗RON1大於導通阻抗RON2，導通阻抗RON2大於導通阻抗RON3。如此一來，如先前段落中所述，轉換器130在輕載時提高開關單元120的導通阻抗(即：驅動較少並聯開關)，在重載時降低開關單元120的導通阻抗(即：驅動較多並聯開關)，便能降低切換損耗以及導通損耗的總和，提升轉換器130的轉換效率。

相似地，轉換器130在輕載時使開關單元120操作在較低的切換頻率，在中、重載時使開關單元120操作在相對較高的切換頻率，能有效降低輕載時的切換損耗，提升轉換器130的轉換效率。

值得注意的是，在部份實施例中，處理單元150亦可依實際需求設置一或多個門檻值，上述實施例中的門檻值TH1、TH2僅為示例，本案並不以此為限。

轉換器130的控制方法請一併參考第3圖。第3圖為根據本案一實施例所繪示的控制轉換器的方法300的流程 圖。控制轉換器的方法300包含步驟S310~S340，具體說明如下所述。為方便及清楚說明起見，下述控制轉換器的方法300是配合第1圖以及第2圖所示實施例進行說明，但不以其為限，任何熟習此技藝者，在不脫離本揭示內容之精神和範圍內，當可對作各種更動與潤飾。

首先，在步驟S310中，處理單元150設定門檻值TH1、TH2、導通阻抗RON1~RON3以及切換頻率FSW1~FSW3等控制參數。

接著，在步驟S320中，電流運算單元142對開關單元120中產生之操作電流訊號進行運算處理，以取得輸出電流訊號SIG_Iout。

接著，在步驟S330中，處理單元150將輸出電流訊號SIG_Iout與門檻值TH1和TH2進行比較。最後，在步驟S340中，根據比較結果相應地輸出頻率調整訊號SetF以及阻抗調整訊號SetR。驅動單元160根據相應於頻率調整訊號SetF的脈衝寬度調變訊號PWM及阻抗調整訊號SetR調整開關單元120的切換頻率及導通阻抗。

所屬技術領域具有通常知識者可直接瞭解此方法如何基於上述實施例中的顯示器100以及轉換器130以執行該等操作及功能，故不再此贅述。

在上述實施例中，電流運算單元142、處理單元150以及PWM訊號產生單元190可由多種不同方式實作。為了較明瞭的闡述，以下段落將分別配合圖式舉例說明電流運算單元142、處理單元150以及PWM訊號產生單元190具體的電路 結構。

請參考第4圖。第4圖為根據本案一實施例所繪示的顯示器100的示意圖。在第4圖所示的實施例中，控制器130更包含參考電壓產生單元170。處理單元150包含邏輯電路152、暫存電路154。

邏輯電路152用以根據輸出電流訊號SIG_Iout輸出比較訊號Comp1、Comp2給暫存電路154，暫存電路154根據比較訊號Comp1、Comp2輸出相應的阻抗調整訊號SetR給驅動單元160，並輸出相應的頻率調整訊號SetF給PWM訊號產生單元190。

PWM訊號產生單元190根據頻率調整訊號SetF、回授電壓訊號Vfb以及參考電壓訊號Vref輸出脈衝寬度調變訊號PWM給驅動單元160。

具體來說，PWM訊號產生單元190包含振盪電路192、斜坡產生器194、補償電路196、以及誤差放大器198。其中振盪電路192用以接收頻率調整訊號SetF並產生相應頻率的振盪訊號，誤差放大器198用以產生回授電壓訊號Vfb以及參考電壓訊號Vref之間的誤差訊號。在本實施例中，回授電壓訊號Vfb可由輸出電壓Vout經過串聯電阻分壓產生，參考電壓訊號Vref可由參考電壓產生單元170根據輸入電壓Vin產生。

透過上述電路單元的協同運作，便可使所輸出脈衝寬度調變訊號PWM具有目標的切換頻率和責任週期(Duty Cycle)DT，以將輸入電壓Vin轉換為輸出電壓Vout。如此一 來，控制器140便能根據輸出電流訊號SIG_Iout輸出相應於頻率調整訊號SetF的脈衝寬度調變訊號PWM和阻抗調整訊號SetR給驅動單元160。

請同時參考第4圖以及第5A圖。第5A圖為根據本案一實施例所繪示的電流運算單元142示意圖。如第4圖所示，在本實施例中，轉換器130為一升壓型切換式功率轉換器。開關單元120包含開關Q1和開關Q2，其中開關Q1電性連接於轉換器130的輸入端132和接地端GND，開關Q2電性連接於轉換器130的輸入端132和轉換器130的輸出端134。驅動電路160以交錯進行的方式切換開關Q1及開關Q2。當開關Q1開啟、開關Q2關閉時，轉換器130的輸入端132與接地端GND導通，電流I1流經開關Q1。相對地，當開關Q2開啟、開關Q1關閉時，轉換器130的輸入端132與輸出端134導通，電流I2流經開關Q2，經由轉換器130的輸出端134輸出。換言之，輸出電流Iout即為流經開關Q2的電流I2的平均值。

在第5A圖所示的實施例中，電流運算單元142包含電流平均電路520。電流平均電路520電性連接於開關Q2，用以計算流經開關Q2的操作電流(即：電流I2)訊號的平均值。如此一來，電流運算單元142便能根據流經開關Q2的操作電流(即：電流I2)訊號的平均值相對應地輸出輸出電流訊號SIG_Iout。

如第5A圖所示，電流平均電路520包含電阻電容電路(RC circuit)以計算電流I2的平均值並相對應地產生輸出電流訊號SIG_Iout。電阻電容電路的輸入端用以接收流經開 關Q2的操作電流訊號(即：電流I2)，電阻電容電路的輸出端用以輸出輸出電流訊號SIG_Iout，電阻R1電性連接於電流平均電路520的輸入端及輸出端之間，電容C1電性連接於電流平均電路520的輸出端及接地端之間。

須注意的是，電流平均電路可由多種不同電路實作，第5A圖所示之實施例並非用以限制本案。舉例來說，在第5B圖所示實施例中，電流平均電路540包含電阻R2~R5、電容C1以及比較器OP1。在結構上，電阻R2電性連接於電流平均電路540的輸入端與比較器OP1的第一輸入端之間，電容C2電性連接於比較器OP1的第一輸入端與接地端之間，電阻R3電性連接於比較器OP1的第一輸入端與輸出端之間，電阻R4電性連接於比較器OP1的第二輸入端與輸出端之間，電阻R5電性連接於比較器OP1的第二輸入端與接地端之間。比較器OP1的輸出端電性連接於電流平均電路540的輸出端。

如此一來，電阻R2~R5、電容C2以及比較器OP1便組成了積分器電路(integrator circuit)，可對流經開關Q2的操作電流訊號(即：電流I2)進行積分以計算電流I2的平均值並相對應地產生輸出電流訊號SIG_Iout。

邏輯電路152的具體電路結構請參考第6A圖。第6A圖為根據本案一實施例所繪示的邏輯電路152的示意圖。在本實施例中，邏輯電路152包含比較器OP2和OP3，其中比較器OP2和OP3各自的第一輸入端(如：正輸入端)分別用以接收門檻值TH1和TH2，比較器OP2和OP3各自的第二輸入端(如：負輸入端)用以接收輸出電流訊號SIG_Iout。比較器OP2用以 比較輸出電流訊號SIG_Iout與門檻值TH1，並根據比較結果相應地輸出比較訊號Comp1。比較器OP3用以比較輸出電流訊號SIG_Iout與門檻值TH2，並根據比較結果相應地輸出比較訊號Comp2。如此一來，暫存電路154便能根據邏輯電路152輸出的比較訊號Comp1和Comp2判斷轉換器130此時的負載(即：輸出電流Iout的大小)，並相應地輸出頻率調整訊號SetF和阻抗調整訊號SetR。

在另一實施例中，電流運算單元142亦可根據流經開關Q1的操作電流(即：電流I1)訊號的平均值相對應地輸出輸出電流訊號SIG_Iout。請同時參考第4圖和第6B圖。第6B圖為根據本案另一實施例所繪示的電流運算單元142和邏輯電路152的示意圖。在部份實施例中，如第6B圖中所示，電流運算單元142中可包含比例調節電路620，邏輯電路152可包含比例調節電路640，以相互配合簡化電路設計。

在第6B圖所示的實施例中，轉換器130為一升壓型切換式功率轉換器，因此輸出電流Iout與電流I1的關係可表示為：Iout=[(1-DT)/DT]‧I1或者，I1=[DT/(1-DT)]‧Iout其中DT代表開關Q1的責任週期。

在本實施例中，僅有在脈衝寬度調變訊號PWM 為低準位(即：訊號位於非責任週期時)，比例調節電路620中的開關導通將流經開關Q1的操作電流(即：電流I1)訊號輸出至比例調節電路620的輸出端。換言之，比例調節電路620所輸出的輸出電流訊號SIG_Iout，是將流經開關Q1的操作電流(即：電流I1)訊號的平均值乘上根據開關Q1之責任週期所決定的比例(1-DT)後的訊號，即：SIG_Iout=Iout‧DT。

相似地，在本實施例中，比例調節電路640根據開關Q1的責任週期DT對儲存在儲存單元180中的門檻值TH1和TH2進行處理，並分別輸出門檻值TH1與責任週期DT的乘積(即：TH1‧DT)和門檻值TH2與責任週期DT的乘積(即：TH2‧DT)作為實際和輸出電流訊號SIG_Iout比較的門檻值。

具體來說，比例調節電路640可透過串聯的可變電阻來實現。如第6B圖中所示，訊號Spa1、Spa2分別用以調整可變電阻的阻值，使得門檻值TH1和TH2分別經過分壓後輸出門檻值TH1與責任週期DT的乘積(即：TH1‧DT)和門檻值TH2與責任週期DT的乘積(即：TH2‧DT)。如此一來，新的門檻值(TH1‧DT)以及(TH2‧DT)便可分別由比較器OP1和OP2各自的第一輸入端(如：正輸入端)接收。

此外，比較器OP4和OP5各自的第二輸入端(如：負輸入端)用以接收輸出電流訊號SIG_Iout(即：Iout‧DT)。由於在本實施例中門檻值TH1、TH2以及輸出電流Iout皆乘上 了責任週期DT，因此當比較器OP4比較門檻值(TH1‧DT)與輸出電流訊號SIG_Iout(即：Iout‧DT)的大小時，相當於比較門檻值TH1與輸出電流Iout的大小。比較器OP5比較門檻值(TH2‧DT)與輸出電流訊號SIG_Iout(即：Iout‧DT)的大小時，相當於比較門檻值TH2與輸出電流Iout的大小。

與上述實施例相似，比較器OP4和OP5分別根據所接收到的訊號相應地輸出比較訊號Comp1和Comp2。如此一來，暫存電路154便能根據邏輯電路152輸出的比較訊號Comp1和Comp2判斷轉換器130此時的負載(即：輸出電流Iout的大小)，並相應地輸出頻率調整訊號SetF和阻抗調整訊號SetR。其操作與上述之說明相同，故不再重複贅述。

綜上所述，透過設定適當的門檻值TH1、TH2，轉換器130便可根據輸出電流Iout的大小進行相應調整，以操作在適當的切換頻率及導通阻抗，提升轉換器130的轉換效率。

值得注意的是，門檻值TH1、TH2可為儲存於儲存單元180中的預設值，亦可由使用者依據實際需求測試並計算後手動進行設定。然而，為增進設定門檻值TH1、TH2的準確度並節省設定門檻值TH1、TH2的時間。在本案一實施例中轉換器130可以根據預先設定的切換頻率FSW1~FSW3及導通阻抗RON1~RON3自動設定門檻值TH1、TH2，達到簡化門檻值TH1、TH2的設定流程的功能。

如先前段落中所述，當開關單元120具有不同切換頻率FSW1~FSW3及不同導通阻抗RON1~RON3時，由於轉換器130的總損耗不同，因此轉換器130的轉換效率也不 同。轉換器130的轉換效率可表示為：η=(Vout‧Iout)/(Vin‧Iin)其中η為轉換器130的轉換效率，Vout為轉換器130的輸出電壓，Iout為轉換器130的輸出電流，Vin為轉換器130的輸入電壓‧Iin為轉換器130的輸入電流。

由於轉換器130的輸出電壓Vout和輸入電壓Vin的比值是根據顯示模組110的需求而設定的定值，因此在相同的輸出電流Iout條件之下，當轉換器130的輸入電流越小，轉換器130的損耗就越小，轉換器130的轉換效率η就越高。換言之，轉換器130可透過偵測不同切換頻率FSW1~FSW3及不同導通阻抗RON1~RON3下輸入電流的變化，自動設定門檻值TH1、TH2，提高轉換器130的轉換效率。

轉換器130設定門檻值TH1、TH2的方法請一併參考第7圖。第7圖為根據本案一實施例所繪示的控制轉換器的方法300中，步驟S310的詳細流程圖。為方便及清楚說明起見，下述步驟S310的詳細流程是配合第4圖所示實施例進行說明，但不以其為限，任何熟習此技藝者，在不脫離本揭示內容之精神和範圍內，當可對作各種更動與潤飾。

如第4圖所示，在本實施例中，控制器140更包含抽載單元144。抽載單元144電性連接於處理單元150中的邏輯電路152以及轉換器130的輸出端134，用以根據抽載電壓Vpump調整轉換器130的輸出電流Iout。

此外，在本實施例中電流運算單元142更用以對開關單元120中產生之操作電流訊號進行運算處理，以偵測轉換器130的輸入電流Iin並相對應地輸出輸入電流訊號SIG_Iin。處理單元150更用以比較開關單元120具有不同切換頻率FSW1~FSW3及不同導通阻抗RON1~RON3時的輸入電流訊號SIG_Iin，並根據比較結果設定門檻值TH1、TH2。

為了方便說明起見，以下段落將針對轉換器130設定門檻值TH1、TH2的具體操作進行說明，電流運算單元142以及抽載單元144的具體電路實現方式將於之後段落加以詳細說明。

首先，在步驟S710中，處理單元150自儲存單元180中讀取預設門檻值TH1、TH2以及預設切換頻率FSW1~FSW3、預設導通阻抗RON1~RON3。

接著，在步驟S720中，處理單元150根據使用者指令判斷是否進行門檻值自動校正。

若處理單元150判斷進行門檻值自動校正，則進入門檻值自動校正步驟S730。具體來說，門檻值自動校正步驟S730包含步驟S731~S737，詳細說明如下。

首先，在步驟S731中，抽載單元144根據抽載電壓Vpump設定輸出電流Iout的下限值。舉例來說，輸出電流Iout的下限值可設為約1毫安培(mA)或是約5毫安培(mA)。

接著，在步驟S732中，處理單元150分別切換頻率調整訊號SetF和阻抗調整訊號SetR，控制驅動單元160驅動開關單元120操作在相應的切換頻率FSW1~FSW3且具有相 應的導通阻抗RON1~RON3。

接著，在步驟S733中，電流運算單元142分別偵測開關單元120具有不同切換頻率FSW1~FSW3及不同導通阻抗RON1~RON3時的輸入電流Iin並相對應地輸出輸入電流訊號SIG_Iin予處理單元150。為易於說明，以下段落中以輸入電流訊號SIG_Iin1代表對應於切換頻率FSW1及導通阻抗RON1的輸入電流訊號，輸入電流訊號SIG_Iin2代表對應於切換頻率FSW2及導通阻抗RON2的輸入電流訊號，輸入電流訊號SIG_Iin3代表對應於切換頻率FSW3及導通阻抗RON3的輸入電流訊號。

在步驟S734中，處理單元150判斷輸入電流訊號SIG_Iin1~SIG_Iin3中最小之一者是否改變。若輸入電流訊號SIG_Iin1~SIG_Iin3中最小之一者沒有改變，便直接進入步驟S736。

若當前輸出電流Iout下，輸入電流訊號SIG_Iin1~SIG_Iin3中最小之一者(如：SIG_Iin2)與原本最小的輸入電流訊號(如：SIG_Iin1)不同，則進入步驟S735。

在步驟S735中，處理單元150以輸入電流訊號SIG_Iin1~SIG_Iin3中最小之一者(如：SIG_Iin2)所對應的頻率調整訊號SetF及阻抗調整訊號SetR作為當前輸出電流訊號SIG_Iout下控制開關單元120的頻率調整訊號SetF及阻抗調整訊號SetR，並設定此時輸出電流訊號SIG_Iout之值為一門檻值(如：TH1)，並將上述設定寫入儲存單元180中。

換句話說，當輸入電流訊號SIG_Iin2為最小的輸 入電流訊號時，處理單元150便根據所對應的頻率調整訊號SetF及阻抗調整訊號SetR控制開關單元120的切換頻率(即：切換頻率FSW2)及導通阻抗(即：導通阻抗RON2)。

接著，在步驟S736中，處理單元150判斷輸出電流Iout是否已達上限值。若輸出電流Iout尚未達到上限，進入步驟S727，抽載單元144透過調整抽載電壓Vpump，逐步加載轉換器130的輸出電流Iout。舉例來說，抽載單元144可根據約1毫安培、約5毫安培、或是約10毫安培的級距增大輸出電流Iout。

控制器140不斷重複上述步驟S732~S737，直到處理單元150判斷輸出電流Iout已加載至額定上限值。

透過上述操作，隨著輸出電流Iout和相應的輸出電流訊號SIG_Iout逐漸增大，當另一頻率調整訊號SetF及另一阻抗調整訊號SetR所對應的輸入電流訊號(如：SIG_Iin2)小於當前頻率調整訊號SetF及當前阻抗調整訊號SetR所對應的輸入電流訊號(如：SIG_Iin1)時，處理單元150便設定此時輸出電流訊號SIG_Iout之值為門檻值TH1並更新輸出電流訊號SIG_Iout下控制開關單元120的頻率調整訊號SetF及阻抗調整訊號SetR。

相似地，當另一頻率調整訊號SetF及另一阻抗調整訊號SetR所對應的輸入電流訊號SIG_Iin3小於當前頻率調整訊號SetF及當前阻抗調整訊號SetR所對應的輸入電流訊號SIG_Iin2時，處理單元150便設定此時輸出電流訊號SIG_Iout之值為門檻值TH2並更新輸出電流訊號SIG_Iout下控制開關 單元120的頻率調整訊號SetF及阻抗調整訊號SetR。

如此一來，處理單元150便能設定門檻值TH1、TH2，並比較輸出電流訊號SIG_Iout與門檻值TH1、TH2，自動切換至適當的頻率調整訊號SetF及阻抗調整訊號SetR，使得在不同的輸出電流Iout下，轉換器130都能操作在適當的切換頻率FSW1~FSW3和導通阻抗RON1~RON3以較小的輸入電流Iin將輸入電壓Vin轉換為輸出電壓Vout，使得轉換器130具有較佳的轉換效率η。

接著，在步驟S740中，當處理單元150判斷不需進行門檻值自動校正，或是門檻值自動校正完成後，處理單元可以進一步判斷是否要進入步驟S750，由使用者手動調整門檻值TH1、TH2。

在步驟S750中，使用者可以透過一使用者介面，將自訂的門檻值TH1、TH2寫入儲存單元180中，或是對門檻值自動校正步驟S730產生的門檻值TH1、TH2根據實際需求進行細部調整。

本案透過以上步驟，便能將適當的門檻值及設定參數寫入儲存單元180中。增進設定門檻值TH1、TH2的準確度並節省設定門檻值TH1、TH2的時間。

於上述之內容中，包含示例性的步驟。然而此些步驟並不必需依序執行。在本實施方式中所提及的步驟，除特別敘明其順序者外，均可依實際需要調整其前後順序，甚至可同時或部分同時執行。

此外，為簡化說明，上述實施例設定兩個門檻值 TH1、TH2以及三組狀態STAGE1~STAGE3及相對應的頻率調整訊號和阻抗調整訊號，然而狀態個數、頻率調整訊號、阻抗調整訊號以及門檻值的數量皆可根據實際需求調整，本案並不以此為限。

值得注意的是，在部份實施例中，步驟724中處理單元150判斷最小的輸入電流訊號是否改變以決定是否設定新的門檻值時，為避免訊號的飄移誤差導致門檻值設定錯誤，處理單元150亦可連續判斷複數次最小的輸入電流訊號是否改變，並在判斷結果穩定之後設定相對應的切換頻率、導通阻抗以及門檻值。此外，在部份實施例中，步驟724中處理單元150判斷最小的輸入電流訊號是否改變以決定是否設定新的門檻值時，亦可以進一步根據輸出電壓Vout、輸入電壓Vin、輸出電流Iout以及輸入電流Iin，計算實際的轉換效率η，並根據最大的轉換效率η所對應的導通阻抗與切換頻率是否改變以決定新的門檻值。

具體來說，抽載單元144可透過回授電路實現。請再次參考第4圖。在第4圖所示實施例中，抽載單元144包含比較器OP6和開關Q3。比較器OP6的第一輸入端(如：正輸入端)電性連接於邏輯電路152，用以接收邏輯電路152輸出的抽載電壓Vpump。比較器OP6的第二輸入端(如：負輸入端)透過電阻電性連接於接地端GND。開關Q3的第一端電性連接於轉換器130的輸出端134，第二端電性連接於比較器OP6的第二輸入端(如：負輸入端)，控制端電性連接於比較器OP6的輸出端。

在本實施例中，透過回授控制交替切換開關Q3的開啟和關閉，可使比較器OP6的第一輸入端和第二輸入端的電壓準位趨向一致，換言之，在電阻Rx阻值固定的條件下，抽載電流Ipump的大小可由抽載電壓Vpump決定。因此，在轉換器130尚未對顯示模組110供電時，邏輯電路152可以透過切換抽載電壓Vpump的大小，控制抽載單元144調整抽載電流Ipump(即：轉換器130的輸出電流)。

電流運算單元142的實作方式請參考第4圖以及第8圖。第8圖為根據本案一實施例所繪示的電流運算單元142示意圖。在第8圖所示的實施例中，電流運算單元142包含電流平均電路520和輸入電流偵測電路820。電流平均電路520用以計算流經開關Q2的操作電流(即：電流I2)訊號的平均值，相對應地輸出輸出電流訊號SIG_Iout，其詳細操作原理已於先前實施例中具體揭露，於此不再贅述。

如第8圖所示，輸入電流偵測電路820根據脈衝寬度調變訊號PWM選擇性地切換開關Q4和Q5，以導通流經開關Q1的操作電流(即：電流I1)訊號和流經開關Q2的操作電流(即：電流I2)訊號。

由於轉換器130的輸入電流Iin於脈衝寬度調變訊號PWM處於高準位(即：位於責任週期DT)時流經開關Q1，於脈衝寬度調變訊號PWM處於低準位(即：位於非責任週期[1-DT])時流經開關Q2，因此輸入電流偵測電路820透過開關Q4和Q5的切換便能將電流I1及I2相加以計算轉換器130的輸入電流Iin並相對應地輸出輸入電流訊號SIG_Iin。如此一來， 電流運算單元142便能根據經開關Q1的操作電流(即：電流I1)訊號和流經開關Q2的操作電流(即：電流I2)訊號，相應地輸出輸入電流訊號SIG_Iin以及輸出電流訊號SIG_Iout。

綜上所述，本案透過應用上述實施例，根據輸出電流訊號相應地輸出頻率調整訊號和阻抗調整訊號調整開關單元的切換頻率與導通阻抗，以改善不同輸出電流下轉換器的轉換效率。

雖然本揭示內容已以實施方式揭露如上，然其並非用以限定本揭示內容，任何熟習此技藝者，在不脫離本揭示內容之精神和範圍內，當可作各種更動與潤飾，因此本揭示內容之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

100‧‧‧顯示器

110‧‧‧顯示模組

120‧‧‧開關單元

130‧‧‧轉換器

140‧‧‧控制器

142‧‧‧電流運算單元

150‧‧‧處理單元

160‧‧‧驅動單元

180‧‧‧儲存單元

190‧‧‧PWM訊號產生單元

Vin‧‧‧輸入電壓

Iin‧‧‧輸入電流

Vout‧‧‧輸出電壓

Iout‧‧‧輸出電流

SIG_Iout‧‧‧輸出電流訊號

Vfb‧‧‧回授電壓訊號

SetR‧‧‧阻抗調整訊號

SetF‧‧‧頻率調整訊號

PWM‧‧‧脈衝寬度調變訊號

TH1、TH2‧‧‧門檻值

I1、I2‧‧‧電流

Q1、Q2‧‧‧開關

Claims (10)

1. 一種顯示器，包含：一顯示模組；以及一轉換器，電性連接於該顯示模組，用以將一輸入電壓轉換為一輸出電壓予該顯示模組，其中該轉換器包含：一開關單元；一電流運算單元，電性連接於該開關單元，用以對該開關單元中產生之操作電流訊號進行運算處理，以取得對應於該轉換器輸出電流之一輸出電流訊號；以及一處理單元，電性連接於該電流運算單元與一驅動單元，用以比較該輸出電流訊號與至少一門檻值，並相應地輸出一頻率調整訊號和一阻抗調整訊號，使得該驅動單元依據該頻率調整訊號和該阻抗調整訊號驅動該開關單元。
2. 如請求項1所述的顯示器，其中該電流運算單元包含：一電流平均電路，該電流平均電路電性連接於該開關單元，用以計算該開關單元中產生之操作電流訊號的平均值並相對應地輸出該輸出電流訊號。
3. 如請求項1所述的顯示器，其中該電流運算單元包含：一電流平均電路，該電流平均電路電性連接於該開關單元，用以計算該開關單元中產生之操作電流訊號的平均值； 以及一比例調節電路，該比例調節電路電性連接於該電流平均電路，並根據該開關單元的責任週期和該開關單元中產生之操作電流訊號的平均值相對應地輸出該輸出電流訊號。
4. 如請求項2或3所述的顯示器，其中該轉換器更包含：一抽載單元，電性連接於該處理單元，用以根據一抽載電壓調整該轉換器的輸出電流；其中該電流運算單元更用以對該開關單元中產生之操作電流訊號進行運算處理，以偵測該轉換器的輸入電流並相對應地輸出一輸入電流訊號；該處理單元更用以比較該開關單元具有不同切換頻率及不同導通阻抗時的該輸入電流訊號，並根據比較結果設定該至少一門檻值。
5. 一種顯示器，包含：一顯示模組；以及一轉換器，電性連接於該顯示模組，用以將一輸入電壓轉換為一輸出電壓予該顯示模組，其中該轉換器包含：一開關單元；一驅動單元，電性連接於該開關單元，用以根據一頻率調整訊號以及一阻抗調整訊號驅動該開關單元，使得該開關單元具有相應的切換頻率及導通阻抗；以及一控制器，電性連接於該驅動單元，用以根據該轉 換器的一輸出電流訊號相對應地輸出該頻率調整訊號以及該阻抗調整訊號；其中當該輸出電流訊號小於一第一門檻值時，該開關單元操作在一第一切換頻率而具有一第一導通阻抗，當該輸出電流訊號大於該第一門檻值且小於一第二門檻值時，開關單元操作在一第二切換頻率而具有一第二導通阻抗，當該輸出電流訊號大於該第二門檻值時，該開關單元操作在一第三切換頻率而具有一第三導通阻抗。
6. 如請求項5所述的顯示器，其中該控制器包含：一電流運算單元，電性連接於該開關單元，用以對該開關單元中產生之操作電流訊號進行運算處理，以產生該輸出電流訊號；以及一處理單元，電性連接於該電流運算單元與該驅動單元，用以比較該輸出電流訊號與該第一門檻值以及該第二門檻值，並相應地輸出該頻率調整訊號以及該阻抗調整訊號，以控制該驅動單元依據該頻率調整訊號和該阻抗調整訊號驅動該開關單元。
7. 如請求項6所述的顯示器，其中該控制器更包含：一抽載單元，電性連接於該處理單元，用以根據一抽載電壓調整該轉換器的輸出電流；其中該電流運算單元更用以對該開關單元中產生之操作 電流訊號進行運算處理，以偵測該轉換器的輸入電流並相對應地輸出一輸入電流訊號；該處理單元更用以比較該開關單元具有不同切換頻率及不同導通阻抗時的該輸入電流訊號，並根據比較結果設定該第一門檻值以及該第二門檻值。
8. 一種控制轉換器的方法，其中該轉換器用以將一輸入電壓轉換為一輸出電壓，並包含一開關單元，該方法包含：對該開關單元中產生之操作電流訊號進行運算處理，以取得一輸出電流訊號；根據該輸出電流訊號相應地輸出一頻率調整訊號以及一阻抗調整訊號；以及根據該頻率調整訊號及該阻抗調整訊號控制該開關單元的切換頻率及導通阻抗。
9. 如請求項8所述的方法，更包含：偵測該開關單元根據該頻率調整訊號以及該阻抗調整訊號操作在不同切換頻率及不同導通阻抗時該轉換器的輸入電流，並分別產生複數個輸入電流訊號以設定至少一門檻值；其中根據該輸出電流訊號相應地輸出該頻率調整訊號和該阻抗調整訊號的步驟包含：比較該輸出電流訊號與該至少一門檻值以決定該頻率調整訊號和該阻抗調整訊號。
10. 如請求項9所述的方法，其中設定該至少一門檻值的步驟包含：根據該些輸入電流訊號中最小之一者所對應的該頻率調整訊號及該阻抗調整訊號作為該輸出電流訊號下控制該開關單元的該頻率調整訊號及該阻抗調整訊號；逐步加載該轉換器的輸出電流並反覆偵測該些輸入電流訊號；以及當另一頻率調整訊號及另一阻抗調整訊號所對應的該輸入電流訊號小於當前頻率調整訊號及當前阻抗調整訊號所對應的該輸入電流訊號時，設定此時該輸出電流訊號之值為該至少一門檻值並更新該輸出電流訊號下控制該開關單元的該頻率調整訊號及該阻抗調整訊號。