TW201601440A - 諧振型非接觸供電裝置、電能發射端和非接觸供電方法 - Google Patents

諧振型非接觸供電裝置、電能發射端和非接觸供電方法 Download PDF

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Abstract

揭示了一種諧振型非接觸供電裝置、電能發射端和非接觸供電方法，所述諧振型非接觸供電裝置包括：高頻電源，輸出具有漏感諧振頻率的高頻交流電，漏感諧振頻率透過在掃頻時間段內依次檢測不同頻率的高頻交流電對應的電源輸出電流獲得；發射側諧振電路，包括發射線圈，用於從高頻電源接收高頻交流電；接收側諧振電路，包括接收線圈，接收線圈與發射線圈分離地以非接觸方式耦合，接收側諧振電路用於從發射線圈接收電能；調節電路，並聯在供電裝置的輸出埠，用於使得在掃頻時間段內輸出埠的阻抗小於預定阻抗值。由此，可以使得輸出為一個較穩定的電壓源，可以直接連接負載，減小了失諧對效率的影響，從而提高了系統的效率。

Description

諧振型非接觸供電裝置、電能發射端和非接觸供電方法
本發明透過電力電子技術領域，具體透過一種諧振型非接觸供電裝置、電能發射端和非接觸供電方法。
非接觸供電技術基於其方便實用的特點而廣泛應用於電子產品領域，尤其是小功率電子產品行業如行動電話、MP3播放機、數碼照相機、可攜式電腦等。現有技術的非接觸供電裝置通常包含有一個由發射線圈L1和接收線圈L2構成的變壓器，通常利用變壓器初、次級線圈間磁場耦合的性能將能量從電能發射端向電能接收端傳送。
現有技術的無線電能傳輸系統多工作於系統自感諧振頻率，系統自感諧振頻率是指能使發射端和接收端的電容和線圈的自感的阻抗相互抵消的頻率。但是，工作在自感諧振頻率下時，接收側向負載提供較穩定的電流，輸出不能直接接負載，且對原副邊通信的要求較高。
有鑑於此，提供一種諧振型非接觸供電裝置、電能發 射端和非接觸供電方法，可以使得電流更加穩定，提高系統效率。
第一方面，提供一種諧振型非接觸供電裝置，包括：高頻電源，輸出具有漏感諧振頻率的高頻交流電，所述漏感諧振頻率透過在掃頻時間段內依次檢測不同頻率的高頻交流電對應的電源輸出電流獲得；發射側諧振電路，包括發射線圈，用於從所述高頻電源接收高頻交流電；接收側諧振電路，包括接收線圈，所述接收線圈與所述發射線圈分離地以非接觸方式耦合，所述接收側諧振電路用於從所述發射線圈接收電能；調節電路，並聯在所述供電裝置的輸出埠，用於使得在所述掃頻時間段內輸出埠的阻抗小於預定阻抗值，從而使得所述高頻電源輸出具有漏感諧振頻率的高頻交流電時，電源輸出電流最大。
較佳地，所述高頻電源包括逆變電路、控制電路和電流檢測電路；所述逆變電路用於根據控制電路提供的頻率控制信號輸出高頻交流電，所述高頻交流電具有與所述頻率控制信號對應的頻率；所述電流檢測電路用於檢測所述逆變電路輸出的電源輸出電流的強度；所述控制電路用於在掃頻時間段內控制所述逆變電路依次輸出具有不同頻率的高頻交流電，並獲取每一頻率所 對應的電源輸出電流的強度，將對應的電源輸出電流的強度最大的頻率作為所述漏感諧振頻率，在掃頻時間段結束後輸出具有所述漏感諧振頻率的頻率控制信號。
較佳地，所述掃頻時間段為檢測到發射線圈和接收線圈耦合後的預定時間段。
較佳地，所述調節電路包括調節電阻和調節開關；所述調節電阻和調節開關串聯連接，所述調節開關在所述掃頻時間段內導通，所述調節電阻小於所述預定阻抗值。
較佳地，所述預定阻抗值小於等於ω0LM，其中，ω0為所述供電裝置的自感諧振頻率，LM為所述發射線圈和所述接收線圈的互感。
較佳地，所述不同頻率位於上限掃描頻率和下限掃描頻率之間，所述控制電路按頻率由高至低或由低至高依次輸出頻率控制信號以確定所述漏感諧振頻率。
較佳地，所述不同頻率為上限掃描頻率和下限掃描頻率之間相隔預定步長的不同頻率。
較佳地，所述下限掃描頻率為所述供電裝置的自感諧振頻率。
第二方面，提供一種諧振型非接觸電能發射端，用於向分離地以非接觸方式耦合的電能接收端供電，所述電能發射端包括：高頻電源，輸出具有漏感諧振頻率的高頻交流電，所述漏感諧振頻率透過在掃頻時間段內依次檢測不同頻率的 高頻交流電對應的電源輸出電流獲得；發射側諧振電路，包括發射線圈，用於從所述高頻電源接收高頻交流電。
較佳地，所述高頻電源包括逆變電路、控制電路和電流檢測電路；所述逆變電路用於根據控制電路提供的頻率控制信號輸出高頻交流電，所述高頻交流電具有與所述頻率控制信號對應的頻率；所述電流檢測電路用於檢測所述逆變電路輸出的電源輸出電流的強度；所述控制電路用於在掃頻時間段內控制所述逆變電路依次輸出具有不同頻率的高頻交流電，並獲取每一頻率所對應的電源輸出電流的強度，將對應的電源輸出電流的強度最大的頻率作為所述漏感諧振頻率，在掃頻時間段結束後輸出具有所述漏感諧振頻率的頻率控制信號。
較佳地，所述掃頻時間段為檢測到第一諧振線圈和第二諧振線圈耦合後的預定時間段。
較佳地，所述不同頻率位於上限掃描頻率和下限掃描頻率之間，所述控制電路按頻率由高至低或由低至高依次輸出頻率控制信號以確定所述漏感諧振頻率。
協力廠商面，提供一種非接觸供電方法，用於透過發射線圈向與所述發射線圈分離地以非接觸耦合的接收線圈傳輸電能，所述方法包括：在掃頻時間段內，使得在輸出埠阻抗小於預定阻抗 值，從而使得向所述發射線圈輸出具有漏感諧振頻率的高頻交流電時，對應的電源輸出電流最大；在掃頻時間段內，依次對所述發射線圈輸出具有不同頻率的高頻交流電，並獲取每一頻率所對應的電源輸出電流電流強度，將對應的電源輸出電流的強度最大的頻率作為所述漏感諧振頻率；在掃頻時間段結束後，對所述發射線圈輸出具有所述漏感諧振頻率的高頻交流電。
較佳地，所述掃頻時間段為檢測到發射線圈和接收線圈耦合後的預定時間段；所述不同頻率位於上限掃描頻率和下限掃描頻率之間；依次對所述發射線圈輸出具有不同頻率的高頻交流電包括：按頻率由高至低或由低至高依次輸出具有不同頻率的高頻交流電。
較佳地，所述不同頻率為上限掃描頻率和下限掃描頻率之間相隔預定步長的不同頻率。
較佳地，所述下限掃描頻率為自感諧振頻率。
透過檢測獲得諧振型非接觸供電裝置的漏感諧振頻率，並使得所述諧振型非接觸供電裝置工作在漏感諧振頻率，可以使得輸出為一個較穩定的電壓源，可以直接連接負載，減小了失諧對效率的影響，從而提高了系統的效率。
10‧‧‧諧振型非接觸供電裝置
11‧‧‧電能發射端
12‧‧‧電能接收端
111‧‧‧高頻電源
111a‧‧‧逆變電路
111b‧‧‧控制電路
111c‧‧‧電流檢測電路
112‧‧‧發射側諧振電路
121‧‧‧接收側諧振電路
122‧‧‧調節電路
L1‧‧‧發射線圈
Ts‧‧‧掃頻時間段
vac‧‧‧高頻交流電
ω1‧‧‧漏感諧振頻率
vf‧‧‧頻率控制信號
Cs‧‧‧發射側諧振電容
Cd‧‧‧接收側諧振電容
Rs,Rd‧‧‧線圈電阻
Ls‧‧‧第一理想線圈
Ld‧‧‧第二理想線圈
K‧‧‧耦合度
RMOD‧‧‧調節電阻
S1‧‧‧調節開關
LM‧‧‧互感
iin‧‧‧電源輸出電流
ω0‧‧‧自感諧振頻率
610-630‧‧‧步驟
透過以下參照附圖對本發明實施例的描述，本發明的上述以及其它目的、特徵和優點將更為清楚，在附圖中：圖1是本發明第一實施例的諧振型非接觸供電裝置的電路示意圖；圖2是本發明第一實施例的諧振型非接觸供電裝置的諧振和磁耦合電路的示意圖；圖3是圖2所示的諧振和磁耦合電路的等效電路圖；圖4是圖2所示的諧振和磁耦合電路中輸入電流隨頻率變化的曲線圖；圖5是圖2所示諧振和磁耦合電路工作在漏感諧振頻率時的等效電路圖；圖6是本發明第二實施例的非接觸供電方法的流程圖。
以下基於實施例對本發明進行描述，但是本發明並不僅僅限於這些實施例。在下文對本發明的細節描述中，詳盡描述了一些特定的細節部分。對本領域技術人員來說沒有這些細節部分的描述也可以完全理解本發明。為了避免混淆本發明的實質，公知的方法、過程、流程、元件和電路並沒有詳細敘述。
此外，本領域普通技術人員應當理解，在此提供的附圖都是為了說明的目的，並且附圖不一定是按比例繪製 的。
同時，應當理解，在以下的描述中，“電路”是指由至少一個元件或子電路透過電氣連接或電磁連接構成的導電回路。當稱元件或電路“連接到”另一元件或稱元件/電路“連接在”兩個節點之間時，它可以是直接耦接或連接到另一元件或者可以存在中間元件，元件之間的連接可以是物理上的、邏輯上的、或者其結合。相反，當稱元件“直接耦接到”或“直接連接到”另一元件時，意味著兩者不存在中間元件。
除非上下文明確要求，否則整個說明書和申請專利範圍中的“包括”、“包含”等類似詞語應當解釋為包含的含義而不是排他或窮舉的含義；也就是說，是“包括但不限於”的含義。
在本發明的描述中，需要理解的是，術語“第一”、“第二”等僅用於描述目的，而不能理解為指示或暗示相對重要性。此外，在本發明的描述中，除非另有說明，“多個”的含義是兩個或兩個以上。
圖1是本發明第一實施例的諧振型非接觸供電裝置的電路示意圖。如圖1所示，諧振型非接觸供電裝置10包括電能發射端11和電能接收端12。
其中，電能發射端11包括高頻電源111和發射側諧振電路112。高頻電源111輸出具有漏感諧振頻率的高頻交流電，發射側諧振電路112包括發射線圈L1，用於從高頻電源111接收高頻交流電，並透過發射線圈L1向電 能接收端12傳輸電能。其中，漏感諧振頻率透過在掃頻時間段內依次檢測不同頻率的高頻交流電對應的電源輸出電流獲得。
在本實施例中，漏感諧振頻率是指將發射線圈和接收線圈的自感解耦為漏感和互感兩部分，解耦後使得發射側諧振電路中漏感和諧振電容的阻抗以及接收側諧振電路的漏感和諧振電容阻抗均相互抵消的諧振頻率。當電路工作在漏感諧振頻率下時，系統效率較高。
電能接收端12可以以分離地以及非接觸方式耦合到發射端11接收電能，其包括接收側諧振電路121。接收側諧振電路121包括接收線圈L2，接收線圈L2與發射線圈L1分離地以非接觸方式耦合，接收側諧振電路112用於從發射線圈接收電能。電能接收端12通常還可以包括整流電路，對接收側諧振電路接收的信號進行整流。
在本實施例中，高頻電源111可以包括逆變電路111a、控制電路111b和電流檢測電路111c。
其中，逆變電路111a用於根據控制電路111b提供的頻率控制信號vf輸出高頻交流電vac，高頻交流電vac具有與頻率控制信號vf對應的頻率。
控制電路111b用於在掃頻時間段Ts內控制逆變電路111a依次輸出具有不同頻率的高頻交流電vac，並獲取每一頻率所對應的電源輸出電流電流iin的強度，將對應的電源輸出電流的強度最大的頻率作為漏感諧振頻率ω1，在掃頻時間段Ts結束後輸出與漏感諧振頻率ω1對應的頻 率控制信號vf。
電流檢測電路111c用於檢測逆變電路111a輸出的電源輸出電流強度iin。
發射側諧振電路112包括發射線圈L1，其用於從高頻電源111接收高頻交流電。為了平衡發射側諧振電路112的漏感抗和接收側諧振電路121的反射感抗以及電路中由寄生參數引起的感抗，消除高頻下由於這些寄生參數存在而產生的電壓尖峰和浪湧電流，減小電磁干擾和電源雜訊並達到減小電源的視在功率，提高電源的功率因數，發射側諧振電路112中可以加入發射側諧振電容Cs，其與發射線圈L1串聯或並聯，以與發射線圈L1形成諧振電路。當然，本領域技術人員可以理解，在某些情況下可以利用電路的分佈電容(例如發射線圈導線之間的分佈電容)來做為發射側諧振電容，從而不必在電路中設置獨立的電容元件。
電能接收端12包括接收側諧振電路121。接收側諧振電路121包括接收線圈L2，接收線圈L2可以與發射線圈L1分離地以非接觸方式耦合(耦合度為k)，從發射線圈L1接收電能。同時，為了減小接收側消耗的無功功率，增大磁耦合結構傳輸的有功功率，接收側諧振電路121還可以加入接收側諧振電容Cd。如上所述，接收側諧振電容Cd可以利用電路其它元件的分佈電容(例如線圈導線之間的分佈電容)來實現，從而不必在電路中設置專門的電容元件。
電能接收端12還包括調節電路122，其並聯在所述供電裝置的輸出埠，用於使得在所述掃頻時間段內輸出埠的阻抗小於預定阻抗值，從而使得所述高頻電源輸出具有漏感諧振頻率的高頻交流電時，電源輸出電流最大。
圖2是本發明第一實施例的諧振型非接觸供電裝置的諧振和磁耦合電路的示意圖，也即發射側諧振電路112和接收側諧振電路121的電路示意圖。
如圖2所示，發射線圈L1可以等效為第一理想線圈Ls以及線圈電阻Rs，同樣，接收線圈L2可以等效為第二理想線圈Ld以及線圈電阻Rd。第一理想線圈Ls和第二理想線圈Ld相互耦合。在圖2中，發射側諧振電路112和接收側諧振電路121均採用串聯諧振電阻的方式來組成諧振電路，其中，發射側諧振電路112具有發射側諧振電容Cs，接收側具有接收側諧振電容Cd。如上所述，發射側諧振電容Cs和接收側諧振電容Cd可以為集中元件或者利用其它元件的分佈參數實現。
由此，諧振和磁耦合電路構成一互感耦合電路。
通常，為了使得發射側諧振電路112和接收側諧振電路121能夠以諧振方式傳遞能量，兩者具有相同的諧振頻率，也即：
其中，fs為發射側諧振電路112的諧振頻率，fd為接收側諧振電路121的諧振頻率；Ls為第一理想線圈Ls的電感值，Ld為第二理想線圈Ld的電感值；Cs為發射側諧 振電容的電容值，Cd為接收側諧振電容的電容值。
較佳地，可以設置使得第一理想線圈Ls的電感值等於第二理想線圈Ld的電感值，並且發射側諧振電容的電容值Cs等於接收側諧振電容的電容值Cd，從而使得發射側諧振電路112和接收側諧振電路121諧振頻率相同。
通常，將上述諧振頻率稱為自感諧振頻率。工作在上述諧振頻率下時，發射側諧振電路112和接收側諧振電路121同時諧振，諧振和磁耦合電路中所有的電感和電容阻抗均相互抵消，系統具有很高的效率。
但是，一旦失諧，電路效率會大幅下降。
圖3是圖2所示的諧振和磁耦合電路的等效電路圖。由於發射線圈L1和接收線圈L2的耦合存在漏感和互感，圖2所示的磁耦合電路可以等效為圖3的形式，即，將相互耦合的理想線圈Ls和Ld解耦為發射側漏電感Ls’、接收側漏電感Ld’和互感LM。
圖4是圖2所示的諧振和磁耦合電路中輸入電流隨頻率變化的曲線圖。對於圖2所示電路，耦合度會隨著其相對位置的變化以及周邊環境的影響而變化，進而導致圖3中發射側漏電感Ls’、接收側漏電感Ld’和互感LM變化。在電能發射端11和電能接收端12除負載外其他電路元件確定的前提下，負載阻抗RL和互感LM(也即兩者之間的耦合度)的關係不同，輸入電流iin隨輸入電壓vac的頻率的變化規律(也即諧振特性)也會不同。
在負載RL<ω0LM時(ω0為發射側諧振電路諧振角頻 率)，諧振特性曲線呈現為雙峰值曲線，輸入電流iin在漏感諧振頻率ω1處呈現峰值，並在ω0處為谷值。也即，向諧振和磁耦合電路輸入具有漏感諧振頻率ω1的高頻交流電時，發射側輸入電流達到最大，而向諧振和磁耦合電路輸入具有自感諧振頻率ω0的高頻交流電時，發射側輸入電流為谷值。
其中，在Ls’Cs=Ld’Cd的前提下，漏感諧振頻率ω1可以等於，其中，Ls’為發射側漏電感的電感值，其等於Ls-LM。
在負載RL=ω0LM時，諧振特性曲線呈現為雙峰值曲線，輸入電流iin在漏感諧振頻率ω1處呈現峰值，並在ω0處為谷值。
在負載RL>ω0LM時，諧振特性曲線呈現為單峰值曲線，輸入電流在ω0處為峰值。
利用該特性，可以掃描獲取漏感諧振頻率。本實施例在電路輸出端阻抗小於ω0LM時使得逆變電路111a依次輸出不同頻率的高頻交流電，透過檢測不同頻率高頻交流點所對應的輸入電流強度iin，將對應的電流強度最大的頻率作為漏感諧振頻率ω1。
較佳地，不同頻率位於上限掃描頻率ωu1和下限掃描頻率ωd1之間，控制電路111b按頻率由高至低依次輸出頻率控制信號以確定漏感諧振頻率ω1。當然，本領域技術人員容易理解，也可以按頻率由低至高依次輸出頻率控制信號以確定漏感諧振頻率ω1。
同時，可以設置不同頻率為上限掃描頻率和下限掃描頻率之間相隔預定步長的不同頻率。透過調整步長可以調整對漏感諧振頻率ω1的掃頻精度。
可以透過掃描整個頻率範圍的頻率可以保證找到合適的漏感諧振頻率。也可以依次進行掃描，一旦發現的輸入電流強度iin上升到峰值後下降即停止掃描。
根據圖4所示的曲線，漏感諧振頻率ω1必然大於自感諧振頻率ω0，因此，可以較佳地將下限掃描頻率設置為所述發射側諧振電路的自感諧振頻率ω0。
如上所示，在供電裝置的輸出埠並聯調節電路122，可以使得電路輸出埠阻抗小於ω0LM，也即，使得在所述掃頻時間段內輸出埠的阻抗小於預定阻抗值(預定阻抗值小於等於ω0LM)，從而使得高頻電源111輸出具有漏感諧振頻率ω1的高頻交流電時，電源輸出電流(也即輸入到發射側諧振電路的輸入電流iin)最大。
較佳地，調節電路122可以包括調節電阻RMOD和調節開關S1，調節電阻RMOD和調節開關S1串聯後並聯連接在供電裝置的輸出埠。調節開關S1在掃頻時間段內導通，在掃頻時間段結束後關斷。調節電阻RMOD可以設置為小於預定阻抗值，即為一較小的值，以使得在掃頻時間段Ts期間，無論互感LM如何變化都能保證電路輸出端阻抗小於ω0LM。
在電路初始工作後(例如，電能發射端11檢測到與電能接收端12耦合後)，在預設掃頻時間段內，高頻電 源111中的逆變電路111a接收輸入的直流電壓源，將其逆變為高頻交流電，向發射側諧振電路112輸出電源輸出電流iin。逆變電路111a可以是全橋式逆變電路、半橋式逆變電路以及其他任何公知的具有逆變功能的逆變電路。
電流檢測電路111c檢測逆變電路111a輸出的電源輸出電流強度ip，並將檢測結果輸出給控制電路111b。
控制電路111b可以輸出對應於不同頻率的頻率控制信號，其在掃頻時間段內按照上限掃描頻率和下限掃描頻率之間相隔預定步長的不同頻率依次輸出頻率控制信號(可以按頻率由高至低輸出，也可以按頻率由低至高輸出)，其中下限掃描頻率為自感諧振頻率ω0，其可以根據發射側諧振電路112的電路元件參數預先計算獲得並設置於控制電路111b中。控制電路111b控制逆變電路111a依次輸出具有不同頻率的高頻交流電，並從電流檢測電路111c獲取每一頻率所對應的電源輸出電流電流強度，將對應的電源輸出電流的強度最大的頻率作為漏感諧振頻率ω1，在掃頻時間段結束後輸出與漏感諧振頻率ω1對應的頻率控制信號。
掃頻時間段Ts為檢測到發射線圈和接收線圈耦合後的預定時間段Ts。
圖5是圖2所示諧振和磁耦合電路工作在漏感諧振頻率時的等效電路圖。工作在漏感諧振頻率ω1下時，發射側諧振電路112和接收側諧振電路121中的發射側漏感Ls’、發射側諧振電容Cs、接收側漏感Ld’和接收側諧振電 容Cd的阻抗相互抵消，使得電路等效為僅包括互感LM和線圈電阻Rs和Rd的兩埠網路。在線圈電阻Rs和Rd很小的前提下，其可以被忽略，此時，互感LM可以看作並聯在輸出埠，則磁耦合電路可以輸出一個恆定的與輸入電壓基本一致的電壓，即。
雖然輸出埠阻抗在不同範圍時，諧振和磁耦合電路呈現出不同的諧振特性，但是，無論輸出埠阻抗如何變化，只要發射線圈L1和接收線圈L2的耦合關係不變(也即，互感LM不變)，在工作在漏感諧振頻率ω1下時，發射側諧振電路112和接收側諧振電路121中的發射側漏感Ls’、發射側諧振電容Cs、接收側漏感Ld’和接收側諧振電容Cd的阻抗仍會相互抵消。由此，在掃頻時間段Ts結束後，雖然調節電路122會使得輸出埠阻抗恢復為負載本身的阻抗，供電裝置工作在漏感諧振頻率仍然使得諧振和磁耦合電路的等效電路如圖3所示，並且，電路還具有在線圈耦合關係改變後重新確定漏感諧振頻率的能力。由此，本實施例的諧振型非接觸供電裝置可以使得輸出為一個較穩定的電壓，並可以直接連接負載，減小失諧對效率的影響，從而提高系統效率。
圖6本發明第二實施例的非接觸供電方法的流程圖，所述方法用於透過發射線圈向與所述發射線圈分離並非接觸耦合的接收線圈供電。如圖6所示，所述方法包括：
步驟610、在掃頻時間段內，使得在輸出埠阻抗小於預定阻抗值，從而使得向所述發射線圈輸出具有漏感諧振 頻率的高頻交流電時，對應的電源輸出電流最大。
步驟620、在掃頻時間段內，依次對所述發射線圈輸出具有不同頻率的高頻交流電，並獲取每一頻率所對應的電源輸出電流的電流強度，將對應的電源輸出電流的電流強度最大的頻率作為所述漏感諧振頻率。
步驟630、在掃頻時間段結束後，對所述發射線圈輸出具有所述漏感諧振頻率的高頻交流電。
較佳地，所述掃頻時間段為檢測到發射線圈和接收線圈耦合後的預定時間段。
所述多個不同頻率位於上限掃描頻率和下限掃描頻率之間依次對所述發射線圈輸出具有不同頻率的高頻交流電包括：按頻率由高至低依次輸出具有不同頻率的高頻交流電。
較佳地，所述不同頻率為上限掃描頻率和下限掃描頻率之間相隔預定步長的不同頻率。
較佳地，所述下限掃描頻率為自感諧振頻率。
透過檢測獲得諧振型非接觸供電裝置的漏感諧振頻率，並使得所述諧振型非接觸供電裝置工作在漏感諧振頻率，可以使得輸出為一個較穩定的電壓源，可以直接連接負載，減小了失諧對效率的影響，從而提高了系統的效率。
以上所述僅為本發明的較佳實施例，並不用於限制本發明，對於本領域技術人員而言，本發明可以有各種改動和變化。凡在本發明的精神和原理之內所作的任何修改、 等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。
10‧‧‧諧振型非接觸供電裝置
11‧‧‧電能發射端
12‧‧‧電能接收端
111‧‧‧高頻電源
111a‧‧‧逆變電路
111b‧‧‧控制電路
111c‧‧‧電流檢測電路
112‧‧‧發射側諧振電路
121‧‧‧接收側諧振電路
122‧‧‧調節電路
L1‧‧‧發射線圈
vac‧‧‧高頻交流電
vf‧‧‧頻率控制信號
Cs‧‧‧發射側諧振電容
Cd‧‧‧接收側諧振電容
RMOD‧‧‧調節電阻
S1‧‧‧調節開關

Claims (16)

  1. 一種諧振型非接觸供電裝置，包括：高頻電源，輸出具有漏感諧振頻率的高頻交流電，該漏感諧振頻率透過在掃頻時間段內依次檢測不同頻率的高頻交流電對應的電源輸出電流獲得；發射側諧振電路，包括發射線圈，用於從該高頻電源接收高頻交流電；接收側諧振電路，包括接收線圈，該接收線圈與該發射線圈分離地以非接觸方式耦合，該接收側諧振電路用於從該發射線圈接收電能；以及調節電路，並聯在該供電裝置的輸出埠，用於使得在該掃頻時間段內輸出埠的阻抗小於預定阻抗值，從而使得該高頻電源輸出具有漏感諧振頻率的高頻交流電時，電源輸出電流最大。
  2. 根據申請專利範圍第1項所述的諧振型非接觸供電裝置，其中，該高頻電源包括逆變電路、控制電路和電流檢測電路；該逆變電路用於根據由控制電路提供的頻率控制信號輸出高頻交流電，該高頻交流電具有與該頻率控制信號對應的頻率；該電流檢測電路用於檢測該逆變電路輸出的電源輸出電流的強度；以及該控制電路用於在掃頻時間段內控制該逆變電路依次輸出具有不同頻率的高頻交流電，並獲取每一頻率所對應 的電源輸出電流的強度，將對應的電源輸出電流的強度最大的頻率作為該漏感諧振頻率，在掃頻時間段結束後輸出具有該漏感諧振頻率的頻率控制信號。
  3. 根據申請專利範圍第2項所述的諧振型非接觸供電裝置，其中，該掃頻時間段為檢測到發射線圈和接收線圈耦合後的預定時間段。
  4. 根據申請專利範圍第3項所述的諧振型非接觸供電裝置，其中，該調節電路包括調節電阻和調節開關；以及該調節電阻和調節開關串聯連接，該調節開關在該掃頻時間段內導通，該調節電阻小於該預定阻抗值。
  5. 根據申請專利範圍第1項所述的諧振型非接觸供電裝置，其中，該預定阻抗值小於等於ω0LM，其中，ω0為該供電裝置的自感諧振頻率，LM為該發射線圈和該接收線圈的互感。
  6. 根據申請專利範圍第2項所述的諧振型非接觸供電裝置，其中，該不同頻率位於上限掃描頻率和下限掃描頻率之間，該控制電路按頻率由高至低或由低至高依次輸出頻率控制信號以確定該漏感諧振頻率。
  7. 根據申請專利範圍第6項所述的諧振型非接觸供電裝置，其中，該不同頻率為上限掃描頻率和下限掃描頻率之間相隔預定步長的不同頻率。
  8. 根據申請專利範圍第6項所述的諧振型非接觸供電裝置，其中，該下限掃描頻率為該供電裝置的自感諧振 頻率。
  9. 一種諧振型非接觸電能發射端，用於向分離地以非接觸方式耦合的電能接收端供電，該電能發射端包括：高頻電源，輸出具有漏感諧振頻率的高頻交流電，該漏感諧振頻率透過在掃頻時間段內依次檢測不同頻率的高頻交流電對應的電源輸出電流獲得；發射側諧振電路，包括發射線圈，用於從該高頻電源接收高頻交流電。
  10. 根據申請專利範圍第9項所述的諧振型非接觸電能發射端，其中，該高頻電源包括逆變電路、控制電路和電流檢測電路；該逆變電路用於根據由控制電路提供的頻率控制信號輸出高頻交流電，該高頻交流電具有與該頻率控制信號對應的頻率；該電流檢測電路用於檢測該逆變電路輸出的電源輸出電流的強度；以及該控制電路用於在掃頻時間段內控制該逆變電路依次輸出具有不同頻率的高頻交流電，並獲取每一頻率所對應的電源輸出電流的強度，將對應的電源輸出電流的強度最大的頻率作為該漏感諧振頻率，在掃頻時間段結束後輸出具有該漏感諧振頻率的頻率控制信號。
  11. 根據申請專利範圍第9項所述的諧振型非接觸電能發射端，其中，該掃頻時間段為檢測到第一諧振線圈和第二諧振線圈耦合後的預定時間段。
  12. 根據申請專利範圍第9項所述的諧振型非接觸電能發射端，其中，該不同頻率位於上限掃描頻率和下限掃描頻率之間，該控制電路按頻率由高至低或由低至高依次輸出頻率控制信號以確定該漏感諧振頻率。
  13. 一種非接觸供電方法，用於透過發射線圈向與該發射線圈分離地以非接觸耦合的接收線圈傳輸電能，該方法包括：在掃頻時間段內，使得在輸出埠阻抗小於預定阻抗值，從而使得向該發射線圈輸出具有漏感諧振頻率的高頻交流電時，對應的電源輸出電流最大；在掃頻時間段內，依次對該發射線圈輸出具有不同頻率的高頻交流電，並獲取每一頻率所對應的電源輸出電流電流強度，將對應的電源輸出電流的強度最大的頻率作為該漏感諧振頻率；以及在掃頻時間段結束後，對該發射線圈輸出具有該漏感諧振頻率的高頻交流電。
  14. 根據申請專利範圍第13項所述的非接觸供電方法，其中，該掃頻時間段為檢測到發射線圈和接收線圈耦合後的預定時間段；該不同頻率位於上限掃描頻率和下限掃描頻率之間；以及依次對該發射線圈輸出具有不同頻率的高頻交流電包括：按頻率由高至低或由低至高依次輸出具有不同頻率的高頻交流電。
  15. 根據申請專利範圍第14項所述的非接觸供電方法，其中，該不同頻率為上限掃描頻率和下限掃描頻率之間相隔預定步長的不同頻率。
  16. 根據申請專利範圍第14項所述的非接觸供電方法，其中，該下限掃描頻率為自感諧振頻率。
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