TW201414183A

TW201414183A - 振盪裝置

Info

Publication number: TW201414183A
Application number: TW102134832A
Authority: TW
Inventors: Kazuo Akaike; Tsukasa Kobata; Shinichi Sato
Original assignee: Nihon Dempa Kogyo Co
Priority date: 2012-09-27
Filing date: 2013-09-26
Publication date: 2014-04-01
Also published as: CN103701461A; US9019027B2; TWI577129B; JP5946737B2; CN103701461B; JP2014068316A; US20140085015A1

Abstract

本發明提供一種振盪裝置，可在具有晶體振盪器(恒溫控制晶體振盪器)的振盪裝置中獲得頻率的穩定度高的振盪輸出，該晶體振盪器檢測晶體振子放置的環境的溫度，並基於其檢測結果而控制加熱部來使所述環境的溫度為固定。如果將第1晶體振子10的振盪輸出設為f1，及將第2晶體振子20的振盪輸出設為f2，且將基準溫度時的所述振盪輸出的振盪頻率分別設為f1r、f2r，則通過頻率差檢測部3而運算{(f2-f1)/f1}-{(f2r-f1r)/f1r}。將基於該值與晶體振子10、晶體振子20放置的環境的溫度設定值的偏差量的積分值而得的值，設為對輸入至包含鎖相回路的主體電路部200的頻率設定值進行修正的頻率修正值。

Description

振盪裝置

本發明是有關於一種包含鎖相回路(Phase locked loop，PLL)的振盪裝置，該振盪裝置用以基於一面調節晶體振子(crystal unit)放置的環境的溫度且一面產生的時鐘(clock)信號，而生成與頻率設定值對應的振盪輸出。

在晶體振盪器裝入至要求極高的頻率穩定度的振盪裝置中的情形時，通常使用恒溫控制晶體振盪器(oven controlled crystal oscillator，OCXO)。恒溫控制晶體振盪器的溫度控制是使用熱敏電阻(thermistor)作為溫度檢測器，且使用運算放大器、電阻、電容器等的分立零件(discrete part)來構成，但由於類比零件(analog part)各自的偏差或經年變化，而無法進行例如±20m℃的溫度控制。

然而，在基站或中繼站等中、要求低價地使用極高穩定度的時鐘信號，因此可預測以往的恒溫控制晶體振盪器處於難以應對的狀況。尤其，即便在如恒溫控制晶體振盪器般進行溫度控制的情形時，例如在基於外部氣溫的急劇變動而使晶體振盪器放置的環境溫度產生變化或溫度控制產生不良情況的情形時等，也會成為導致頻率穩定度降低的因素。

專利文獻1的圖2及圖3中，記載有在共同的晶體片設置2對電極來構成2個晶體振子(晶體共振器)。此外，段落0018中記載有對應於溫度變化而在2個晶體振子之間出現頻率差，因此與通過計測該頻率差而計測溫度的情況相同。而且使該頻率差△f與應修正的頻率的量的關係存儲在唯讀記憶體(read-only memory，ROM)中，且基於△f而讀出頻率修正量。

然而，該方法涉及基於溫度檢測來對振盪頻率進行修正的溫度補償晶體振盪器(temperature compensated crystal oscillator，TCXO)，而並不涉及恒溫控制晶體振盪器。

而且，如段落0019中所記載般，必須以使所期望的輸出頻率f0與2個晶體振子各自的頻率f1、頻率f2成為f0≒f1≒f2的關係的方式，來對晶體振子進行調整，由此存在晶體振子的製造步驟變得複雜，而且無法獲取高良率的問題。進而此外，對來自各晶體振子的頻率信號即時鐘，進行固定時間的計數並求出其差分(f1-f2)，因此檢測精度直接影響到檢測時間，難以進行高精度的溫度補償。

[先前技術文獻]

[專利文獻]

[專利文獻1] 日本專利特開2001-292030號

本發明是在所述情況下完成的，其目的在於提供一種在具有晶體振盪器(恒溫控制晶體振盪器)的振盪裝置中，可獲得頻率的穩定度高的振盪輸出的振盪裝置，該晶體振盪器檢測晶體振子放置的環境的溫度，並基於其檢測結果而控制加熱部來使所述環境的溫度為固定。

本發明的振盪裝置具有包含鎖相回路的主體電路部，將與晶體振子連接的時鐘輸出用的振盪電路的輸出設為時鐘信號，而生成與頻率設定值對應的振盪裝置的振盪輸出，該振盪裝置的特徵在於包括：加熱部，用以實現所述晶體振子放置的環境的溫度的固定化；第1晶體振子，在晶體片設置第1電極而構成；第2晶體振子，在晶體片設置第2電極而構成；第1振盪電路及第2振盪電路，分別與所述第1晶體振子及第2晶體振子連接；頻率差檢測部，當將第1振盪電路的振盪頻率設為f1，將基準溫度時的第1振盪電路的振盪頻率設為f1r，將第2振盪電路的振盪頻率設為f2，且將基準溫度時的第2振盪電路的振盪頻率設為f2r時，求出和對應於f1與f1r的差分的值、與對應於f2與f2r的差分的值的差分值對應的值，來作為溫度檢測值；用於取出所述加熱部的溫度設定值與所述溫度檢測值的偏差量的加法部；積分電路部，將由該加法部取出的偏差量進行積分並輸出；電路部，基於從所述積分電路部輸出的積分值而控制對所述加熱部供給的電力；修正值取得部，基於從所述積分電路部輸出的積分值，而獲取用以對所述主體電路部的輸出頻率進行修正的頻率修正值，該主體電路部的輸出頻率是基於因所述環境的溫度與所述加熱部的溫度設定值不同而導致所述時鐘信號變化的情況；以及用於將所述頻率設定值與所述頻率修正值相加的加法部。

所述振盪裝置也可具有下述特徵。

(a)所述時鐘輸出用的振盪電路與所述第1振盪電路及第2振盪電路中的一方為共用的。

(b)和對應於f1與f1r的差分的值、與對應於f2與f2r的差分的值的差分值對應的值為{(f2-f2r)/f2r}-{(f1-f1r)/f1r}。

(c)第1振盪電路及第2振盪電路分別以諧波(overtone)作為振盪輸出。

(d)所述主體電路部具有直接數位合成(direct digital synthesizer，DDS)電路部，所述DDS電路部將基於所述時鐘信號與所述經修正的頻率設定值而產生的頻率信號，輸出至所述鎖相回路的相位比較器。

(e)所述修正值取得部是：以相對於所述積分電路部輸出積分值的間隔，而使由所述加法部將頻率設定值與頻率修正值相加的間隔拉長的方式，以預先設定的間隔拉長頻率修正值的輸出的間隔。

根據本發明，通過從與晶體振子放置的環境的溫度對應的積分電路部的積分值獲取的頻率修正值，而對輸入至包含鎖相回路的主體電路部的頻率設定值進行修正，由此可抵消所述環境溫度的變化的影響而獲得穩定度高的振盪輸出。

1‧‧‧第1振盪電路

2‧‧‧第2振盪電路

3‧‧‧頻率差檢測部

5‧‧‧加熱器電路

6‧‧‧加法部

10‧‧‧第1晶體振子

11‧‧‧電極

12‧‧‧電極

20‧‧‧第2晶體振子

21、22‧‧‧電極

30‧‧‧記憶體

31‧‧‧正反器電路

32‧‧‧單觸發電路

33‧‧‧鎖存電路

35、42‧‧‧加法部

36、201‧‧‧直接數位合成電路部

37‧‧‧平均化電路

41‧‧‧修正值取得部

51‧‧‧容器

52‧‧‧印刷基板

63‧‧‧低通濾波器

64‧‧‧電晶體

65‧‧‧電阻

62‧‧‧脈寬調製內插部

100‧‧‧電壓控制振盪器

200‧‧‧控制電路部

202‧‧‧電荷泵

204‧‧‧分頻器

205‧‧‧相位頻率比較部

206、61、34‧‧‧回路濾波器

300‧‧‧積體電路部

411‧‧‧放大器

412‧‧‧抽取濾波器

△f‧‧‧頻率差

f1、f2‧‧‧頻率

△fr‧‧‧基準溫度

Vc‧‧‧電源部

△F‧‧‧差分

圖1是表示本發明的實施方式的整體構成的方塊圖。

圖2是表示本發明的實施方式的一部分的方塊圖。

圖3是圖2所示的一部分的輸出的波形圖。

圖4(a)、圖4(b)、圖4(c)是示意性地表示圖2所示的包含直接數位合成電路部的回路的未鎖定的狀態中各部分的波形圖。

圖5(a)、圖5(b)、圖5(c)是示意性地表示圖2所示的包含直接數位合成電路部的回路的鎖定的狀態中各部分的波形圖。

圖6(a)、圖6(b)是與所述實施方式對應的實際的裝置的所述回路的各部分的波形圖。

圖7是表示第1振盪電路的頻率f1及第2振盪電路的頻率f2與溫度的關係的頻率溫度特性圖。

圖8是表示將f1的變化率及f2的變化率分別以基準溫度時的值標準化而得的值與溫度的關係的頻率溫度特性圖。

圖9是表示將f1的變化率以基準溫度時的值標準化而得的值和將f2的變化率以基準溫度時的值標準化而得的值的差分△F與溫度的關係的頻率溫度特性圖。

圖10是表示頻率差檢測部的數位輸出值與溫度的關係的特性圖。

圖11是表示加熱部的控制電路的電路圖。

圖12是表示所述實施方式的振盪裝置的構造的概略縱斷側視圖。

圖13是表示回路濾波器的輸出與加熱器電路的電壓、環境溫度的關係的特性圖。

圖14是表示晶體振子放置的環境溫度與輸出頻率的關係的特性圖。

圖15是表示修正值取得部的方塊圖。

圖16是來自控制電路部的輸出頻率的溫度特性圖。

圖1是表示本發明的實施方式的振盪裝置的整體的方塊圖。該振盪裝置包括：電壓控制振盪器100(voltage controlled crystal oscillator，VCXO)，構成為輸出所設定的頻率的頻率信號(振盪輸出)的頻率合成器(frequency synthesizer)，且使用晶體振子；控制電路部200(主體電路部)，構成該電壓控制振盪器100中的鎖相回路；晶體振盪器(未附符號)，生成用以使直接數位合成電路部201(direct digital synthesizer circuit portion，DDS circuit portion)工作的時鐘信號，該直接數位合成電路部201生成所述鎖相回路的參考信號；以及作為加熱部的加熱器電路5，用以調整該晶體振盪器中的晶體振子10、晶體振子20放置的環境的溫度(以下稱作環境溫度)。由此，晶體振盪器為恒溫控制晶體振盪器。

此外，該振盪裝置也具有對從控制電路部200輸出的輸出頻率進行溫度補償的功能。對於進行溫度補償的電路部分未附符號，但相當於圖1中的較控制電路部200更靠左側的部分，且兼用為用以控制所述加熱器電路5的電路部分。

控制電路部200利用相位頻率比較部205對從直接數位合成(Direct Digital Synthesizer)電路部201輸出的參考信號(參考時鐘(reference clock))、與以分頻器204對電壓控制振盪器100的輸出進行分頻而得的時鐘的相位進行比較，且通過電荷泵(charge pump)202使作為其比較結果的相位差類比化。類比化而得的信號輸入至回路濾波器206，以使鎖相回路穩定的方式受到控制。由此，控制電路部200包含鎖相回路。此處，直接數位合成電路部201以從後述的第1振盪電路1輸出的頻率信號為時鐘信號，而被輸入用以輸出作為目標的頻率的信號的頻率設定值(數位值)。

然而，所述時鐘信號的頻率(第1振盪電路1的振盪頻率)具有溫度特性，因此，為抵消該溫度特性對振盪輸出造成的影響，而利用加法部42將輸入至直接數位合成電路部201的所述頻率設定值、與對應於後述的頻率修正值的信號進行相加。通過對輸入至直接數位合成電路部201的頻率設定值進行修正，來抵消基於時鐘信號的溫度特性變動量而從振盪裝置輸出的振盪輸出的頻率(以下稱作輸出頻率)的溫度變動量，從而使來自電壓控制振盪器100的輸出頻率變得穩定。

該實施方式中，如以下所述般輸出時鐘信號的晶體振盪器構成為恒溫控制晶體振盪器，因此，時鐘信號的頻率穩定，由此可說，觀察不到該時鐘信號的溫度特性。然而仍具有如下優點，即通過預先構成為在加熱器產生不良情況等時、或基於外部氣溫的急劇變動而產生環境溫度的變化時，對基於時鐘信號的溫度特性變動量而產生的控制電路部200的輸出頻率的變動量進行補償，而可構成可靠性極高的頻率合成器。

其次，對相當於本發明的晶體振盪器的恒溫控制晶體振盪器的部分進行說明。該晶體振盪器包括：第1晶體振子10及第2晶體振子20，所述第1晶體振子10及第2晶體振子20使用例如AT切割的共同的晶體片Xb來構成。即例如將短條狀的晶體片Xb的區域沿長度方向分割為兩個部分，並在各分割區域(振動區域)的正背兩表面設置激振用的電極。由此，由一方的分割區域與一對電極11、電極12構成第1晶體振子10，且由另一方的分割區域與一對電極21、電極22構成第2晶體振子20。因此，第1晶體振子10及第2晶體振子20可熱耦合。

分別在第1晶體振子10及第2晶體振子20上連接有第1振盪電路1及第2振盪電路2。所述振盪電路1、振盪電路2的輸出可均為例如晶體振子10、晶體振子20的諧波(overtone)(高次諧波)，也可均為基波。在獲取諧波的輸出的情形時，例如，也可在包含晶體振子與放大器的振盪回路(oscillation loop)內設置諧波的調諧電路，使振盪回路以諧波進行振盪。或者，也可使振盪回路以基波進行振盪，並在振盪段的後段，例如在作為柯耳匹茲電路(Colpitts circuit)的一部分的放大器的後段設置C級放大器，且通過該C級放大器使基波失真(distort)，並且在C級放大器的後段設置與諧波調諧的調諧電路，作為結果，振盪電路1、振盪電路2均輸出例如3次諧波的振盪頻率。

此處，當方便起見而設為從第1振盪電路1輸出頻率f1的頻率信號，且從第2振盪電路2輸出頻率f2的頻率信號時，頻率f1的頻率信號作為時鐘信號供給至所述控制電路部200。在該觀點上，第1晶體振子10及第1振盪電路1相當於輸出時鐘信號的晶體振子、及時鐘輸出用的振盪電路。另外，當然也可代替第1振盪電路1，而將第2振盪電路2選用作時鐘輸出用的振盪電路。

圖1中的3為頻率差檢測部，概括而言，該頻率差檢測部3是用以取出：f1和f2的差分與△fr的差分、即f2-f1-△fr的電路部。△fr是基準溫度例如25℃時的f1(以下，將基準溫度時的第1振盪電路1的振盪頻率記為f1r)與f2(以下，將基準溫度時的第2振盪電路2的振盪頻率記為f2r)的差分。此處，如果列舉f1與f2的差分的一例，則例如為數MHz。本發明中，通過頻率差檢測部3計算：對應於f1與f2的差分的值、與對應於基準溫度例如25℃時的f1與f2的差分的值的差分△F而得以解決。該實施方式的情形時，更詳細而言，利用頻率差檢測部3獲取的值為{(f2-f1)/f1}-{(f2r-f1r)/f1r}。但是，圖式中省略頻率差檢測部3的輸出的顯示。

圖2表示頻率差檢測部3的具體例。31是正反器電路(flip flop circuit)(F/F電路)，來自第1振盪電路1的頻率f1的頻率信號輸入至該正反器電路31的一方的輸入端，且從第2振盪電路2對另一方的輸入端輸入頻率f2的頻率信號，通過來自第1振盪電路1的頻率f1的頻率信號而鎖存來自第2振盪電路2的頻率f2的頻率信號。以下為避免記載變得冗長，f1、 f2處理為表示頻率或頻率信號自身。從正反器電路31輸出：具有與f1和f2的頻率差對應的值即(f2-f1)/f1的頻率的信號。

在正反器電路31的後段設置單觸發電路(one shot circuit)32，單觸發電路32中，通過從正反器電路31獲取的脈衝信號的上升，而輸出單觸發的脈衝。圖3是表示至此為止的一系列的信號的時間圖(time chart)。

在單觸發電路32的後段設置鎖相回路(Phase Locked Loop)，該鎖相回路包括：鎖存電路33、具有積分功能的回路濾波器34、加法部35及直接數位合成電路部36。鎖存電路33是：用以通過從單觸發電路32輸出的脈衝，而對從直接數位合成電路部36輸出的鋸齒形波(sawtooth wave)進行鎖存的電路。鎖存電路33的輸出為：輸出所述脈衝的時序(timing)中的所述鋸齒形波的信號位準(signal level)。回路濾波器34將作為該信號位準的直流電壓進行積分，加法部35將該直流電壓與對應於△fr(基準溫度例如25℃時的f1(f1r)與f2(f2r)的差分)的直流電壓相加。與△fr對應的直流電壓的數據是存儲在圖2所示的記憶體30中。

該例中，加法部35的符號是：在與△fr對應的直流電壓的輸入側為「+」，而在回路濾波器34的輸出電壓的輸入側為「-」。對直接數位合成電路部36輸入通過加法部35運算而得的直流電壓，即：輸入從與△fr對應的直流電壓中減去回路濾波器34的輸出電壓而得的電壓，並輸出與該電壓值對應的頻率的鋸齒形波。為容易理解鎖相回路的工作，而在圖4(a)、圖4(b)、圖4(c)盡可能示意性地表示各部分的輸出情況，且為可直觀上把握而盡可能示意性地進行說明。在裝置的上升時，與△fr對應的直流電壓通過加法部35而輸入至直接數位合成電路部36，例如，如果△fr設為5MHz，則與該頻率對應的頻率的鋸齒形波是從直接數位合成電路部36輸出。

所述鋸齒形波通過鎖存電路33以與(f2-f1)對應的頻率的脈衝進行鎖存，但如果(f2-f1)為例如6MHz，則鎖存用的脈衝的週期短於鋸齒形波，由此鋸齒形波的鎖存點(latch point)如圖4(a)所示般逐漸下降，鎖存電路33的輸出及回路濾波器34的輸出如圖4(b)、圖4(c)所示般逐漸向負側下降。加法部35在回路濾波器34的輸出側的符號為「-」，由此，從加法部35輸入至直接數位合成電路部36的直流電壓上升。因此，當從直接數位合成電路部36輸出的鋸齒形波的頻率升高，在對直接數位合成電路部36輸入有與6MHz對應的直流電壓時，鋸齒形波的頻率成為6MHz，如圖5(a)~圖5(c)所示般鎖相回路被鎖定。此時，從回路濾波器34輸出的直流電壓成為與△fr-(f2-f1)=-1MHz對應的值。即，可以說，回路濾波器34的積分值相當於鋸齒形波從5MHz變化為6MHz時的1MHz的變化量的積分值。

與該例相反，在△fr為6MHz、(f2-f1)為5MHz的情形時，鎖存用的脈衝的週期長於鋸齒形波，因此，圖4(a)所示的鎖存點逐漸升高，伴隨於此，鎖存電路33的輸出及回路濾波器34的輸出也上升。因此，在加法部35中減去的值變大，由此鋸齒形波的頻率逐漸下降，最終在成為與(f2-f1)相同的5MHz時，鎖相回路被鎖定。此時，從回路濾波器34輸出的直流電壓成為與△fr-(f2-f1)=1MHz對應的值。另外，圖6(a)、圖6(b)為實測數據，該例中，在時刻t0鎖定鎖相回路。

此外，如上述般，實際上，頻率差檢測部3的輸出、即圖2所示的平均化電路37的輸出是：將{(f2-f1)/f1}-{(f2r-f1r)/f1r}的值以34位元(bit)的數位值來表示的值。如果將從-50℃附近至100℃附近的該值的集合設為(f1-f1r)/f1r=OSC1(單位為ppm或ppb)、(f2-f2r)/f2r=OSC2(單位為ppm或ppb)，則相對於溫度的變化成為實質上與OSC2-OSC1相同的曲線。由此，頻率差檢測部3的輸出(換言之，與從基準溫度起的溫度變動量對應的頻率偏差信息)可作為OSC2-OSC1=溫度數據，來進行處理。

此外，在正反器電路31中，通過f1來鎖存f2的工作為非同步，由此也有可能產生亞穩態(metastable)(在時鐘的邊緣(edge)鎖存輸入數據時，鎖存的邊緣的前後固定時間必須保持輸入數據，但因時鐘與輸入數據大致同時地變化，而使輸出成為不穩定的狀態)等不穩定區間，從而在回路濾波器34的輸出中有可能包含瞬間誤差。因此，在回路濾波器34的輸出側，設置平均化電路37以求出預先設定的時間內的輸入值的移動平均值，從而即便產生所述瞬間誤差也也能夠予以消除。通過設置平均化電路37，最終可高精度地獲取溫度變動量的頻率偏差信息，但也可設為未設置平均化電路37的構成。

此處，關於通過鎖相回路的回路濾波器34獲取的溫度變動量的頻率偏差信息即OSC2-OSC1，參考圖7至圖10進行說明。圖7是將f1及f2以基準溫度標準化，來表示溫度與頻率的關係的特性圖。此處，標準化是指：例如以25℃為基準溫度，關於溫度與頻率的關係而將基準溫度時的頻率設為零，來求出從基準溫度時的頻率起的頻率偏差量與溫度的關係。如果將第1振盪電路1在25℃時的頻率設為f1r、將第2振盪電路2在25℃時的頻率設為f2r，即，將25℃時的f1、f2的值分別設為f1r、f2r，則圖7的縱軸的值成為(f1-f1r)及(f2-f2r)。

此外，圖8中表示，圖7所示的各溫度時的頻率相對於基準溫度(25℃)時的頻率的變化率。由此，圖8的縱軸的值為(f1-f1r)/f1r及(f2-f2r)/f2r，即如上述般為OSC1及OSC2。另外，圖8的縱軸的值的單位為ppm。

圖9表示(OSC2-OSC1)與溫度的關係，圖10表示與該(OSC2-OSC1)對應的頻率差檢測部3的數位輸出值與溫度的關係。根據所述圖，可知(OSC2-OSC1)相對於溫度而處於線性關係中。由此可知， (OSC2-OSC1)對應於從基準溫度起的溫度變動偏差量。

返回至圖1進行說明，頻率差檢測部3的輸出值實質為(OSC2-OSC1)，可說該值如圖10所示般為晶體振子10、晶體振子20放置的環境溫度的檢測值。由此在頻率差檢測部3的後段設置加法部(偏差量取出電路)6，來取出作為數位信號的溫度設定值(設定溫度時的OSC2-OSC1的34位元的數位值)與作為頻率差檢測部3的輸出即OSC2-OSC1的差分。設定溫度優選的是：與用以獲取晶體振盪器的輸出的第1晶體振子10對應的OSC1的值、不易因溫度變化而變動的溫度。該溫度在圖8所示的OSC1與溫度的關係曲線中，選擇例如與底(bottom)部分對應的50℃。另外，在OSC1的值不易因溫度變化而變動的溫度的觀點中，也可將10℃設為設定溫度，該情形時也存在較室溫低的情形，因此，設置與加熱部及帕耳帖(Peltier)元件等冷卻部組合的調溫部。

而且，在加法部6的後段設置有相當於積分電路部的回路濾波器61。

進而，在回路濾波器61的後段設置有脈寬調製(pulse width modulation，PWM)內插部62。脈寬調製內插部62進行將從回路濾波器61輸出的14位元的數位信號(-2¹³至+2¹³的2的餘數)，以固定時間的脈衝信號來表現的轉換。例如，在最小H脈衝寬度為10nsec的情形時，以2¹⁴*10^-9=16.384msec為固定時間，來表現此期間的脈衝數數位信號。具體而言，如下述般表示。在14位元的數位值為零時，16.384msec期間的H脈衝數為2¹³個。在14位元的數位值為-2¹³時，16.384msec期間的H脈衝數為零個。在14位元的數位值為2¹³-1時，16.384msec期間的H脈衝數為2¹⁴-1個。

在脈寬調製內插部62的後段設置有低通濾波器(low pass filter， LPF)63，將來自脈寬調製內插部62的輸出進行平均化、並輸出與作為該輸出的脈衝數對應的直流電壓。即，該例中，脈寬調製內插部62及低通濾波器63用以將數位值轉換為類比值，也可使用數位/類比轉換器來代替所述部件。

在低通濾波器(LPF)63的後段設置有相當於加熱部的加熱器電路5。該加熱器電路5如圖11所示般包含：電晶體(transistor)64，低通濾波器63的輸出端連接於基極(base)，並且從電源部Vc對集電極(collector)供給電壓；以及電阻65，連接在該電晶體64的發射極(emitter)與接地(earth)之間。供給至電晶體64的基極的電壓、電晶體64的消耗電力和電阻65的消耗電力的合計電力的關係成為線性關係，因此，根據上述的溫度數據與設定溫度的差分，而線性地控制發熱溫度。該例中，電晶體64也為發熱部的一部分，由此，使用兼用作加熱器與加熱器控制電路的加熱器電路5的表述。

圖12是表示圖1所示的振盪裝置的概略構造的圖。51是容器，52是設置在容器51內的印刷基板。在印刷基板52的上表面側，設置有晶體振子10、晶體振子20，以及對包含振盪電路1、振盪電路2及頻率差檢測部3等的進行數位處理的電路進行單晶片(one chip)化而成的積體電路部300及控制電路部200等。此外，在印刷基板52的下表面側，例如在與晶體振子10、晶體振子20對向的位置設置有加熱器電路5，通過該加熱器電路5的發熱而將晶體振子10、晶體振子20維持在設定溫度。此外，圖12所示的例子中，晶體振子10、晶體振子20放置的環境的溫度(環境溫度)相當於容器51的空間內的溫度。

此外，該實施方式的振盪裝置如上述般，也具有：對控制電路部200的輸出頻率進行溫度補償的功能。即，該例的振盪裝置為組合恒溫控制晶體振盪器與溫度補償晶體振盪器而得的。該溫度補償功能通過晶體振子10、晶體振子20、振盪電路1、振盪電路2、頻率差檢測部3、修正值取得部4及加法部42而實現。即，頻率差檢測部3是進行加熱器電路5的溫度控制的部分的一部分，但也兼具執行所述溫度補償的功能。

具體而言，通過頻率差檢測部3獲取的溫度變動量的頻率偏差信息是：在取出相對於加熱器電路5的設定溫度的偏差量之後，通過回路濾波器61進行積分，且輸入至圖1所示的修正值取得部41，此處，運算相對於直接數位合成電路部201的頻率設定值的頻率修正值。頻率偏差信息為如上所述。

如圖9、圖10所示般，頻率差檢測部3的輸出即頻率偏差信息(OSC2-OSC1)、與晶體振子10、晶體振子20放置的環境溫度之間具有線性關係，在該觀點上而言，頻率偏差信息對應於環境溫度的檢測值。其次，從該頻率偏差信息中減去溫度設定值(設定溫度時的OSC2-OSC1)(加法部6)，且將對其結果積分而得的回路濾波器61的輸出、與環境溫度的關係表示於圖13。

如上述般，回路濾波器61的輸出經由脈寬調製內插部62及低通濾波器(LPF)63，而轉換為供給至加熱器電路5的直流電壓。此時，如圖13所示般，如果回路濾波器61的輸出大，則供給至加熱器電路5的電壓升高；而如果回路濾波器61的輸出小，則供給至加熱器電路5的電壓減低。而且，存在如下關係，即：如果環境溫度降低，則以提高供給至加熱器電路5的電壓的方式進行調整，另一方面，如果環境溫度升高，則供給至加熱器電路5的電壓降低。從所述對應關係來看，可知回路濾波器61的輸出與環境溫度之間也存在線性關係。

另一方面，圖14示意性地表示使該晶體振子10、晶體振子20 放置的環境溫度變化時的來自控制電路部200的輸出頻率的溫度特性。實際上，圖14的縱軸表示相對於基準溫度(25℃)時的輸出頻率的頻率偏差的變化率((f-fr)/fr)。

根據圖14所示的結果，如果晶體振子10、晶體振子20放置的環境溫度變化，則來自控制電路部200的輸出頻率變化。而且，可知該環境溫度與輸出頻率(頻率偏差)的關係也可線性近似。可認為其原因在於，第1振盪電路1的振盪頻率根據環境溫度的變化而變化，通過將該頻率信號作為時鐘信號而輸入至直接數位合成電路部201，而使得從直接數位合成電路部201輸出的參考信號的頻率變化。

由此，本實施方式的振盪裝置為了抵消因晶體振子10、晶體振子20放置的環境溫度的變化所引起的輸出頻率的變化，而對輸入至直接數位合成電路部201的頻率設定值進行修正。本例中，利用圖13、圖14中記載的線性關係，來作為獲取用以對頻率設定值進行修正的頻率修正值的方法。即，在晶體振子10、晶體振子20放置的環境溫度與控制電路部200的輸出頻率(頻率偏差)處於線性關係(圖14)，且環境溫度與回路濾波器61的輸出處於線性關係的情形時(圖13)，可說該輸出頻率與回路濾波器61的輸出也處於線性關係。

此處，直接數位合成電路部201預先將鋸齒形波或正弦波的振幅數據對應於波形表(table)的地址而存儲在記憶體中，通過與從第1振盪電路1獲取的時鐘信號同步地讀出振幅數據而輸出參考信號。此時，基於從記憶體30獲取的頻率設定值而對波形表的地址的跳讀幅度進行增減，由此輸出具有與頻率設定值對應的頻率的參考信號。因此，如果時鐘信號的振盪頻率變化，則從波形表讀出振幅數據的週期變化，從而無法獲得具有與頻率設定值對應的頻率的參考信號。

由此，本例的振盪裝置利用從第1振盪電路1輸出的時鐘信號的頻率偏差與回路濾波器61的輸出的線性關係，而將回路濾波器61的輸出乘以適當增益(gain)來對直接數位合成電路部201的頻率設定值進行修正，由此抵消所述環境溫度的變化對輸出頻率造成的影響。通過對頻率設定值進行修正而使波形表的地址的跳讀幅度變化，從而在與環境溫度保持為固定的情形時相同的狀態下，使控制電路部200的鎖相回路工作。

本振盪裝置包括：獲取回路濾波器61的輸出而獲得頻率修正值的修正值取得部41、及將通過該修正值取得部41獲取的頻率修正值與頻率設定值相加的加法部42，來作為執行所述頻率設定值的修正的單元。

如圖15所示般，修正值取得部41包括：放大器411，將從回路濾波器61輸出的14位元的數位信號乘以預先設定的增益；以及抽取濾波器(decimation filter)412，將放大器411的輸出的間隔以預先設定的間隔拉長並輸出至加法部42。

放大器411以如下方式使所述數位信號的符號反轉，即：以抵消圖14所示的頻率偏差的實線的方式，對相對於頻率偏差為0的位置的橫軸而呈線對稱的修正量計算線(該圖中以虛線表示)加上成比例的頻率修正值。此外，在頻率修正值加上頻率設定值時，放大器411的增益的大小被調整為：可對與輸入有準確的時鐘信號的情形相同的輸出頻率進行振盪的大小。

後段的抽取濾波器412在存在環境溫度急劇變化的情形時等，以高頻率大幅修正頻率設定值的值，其結果可防止輸出頻率急劇變動，因此，以通過加法部42將頻率修正值與頻率設定值相加的間隔長於輸出數位信號的間隔的方式，將頻率修正值的輸出的間隔以預先設定的間隔拉長，並對大幅變動進行插值而變得平滑。

其次，對所述實施方式的整體的工作進行總結。如果著眼於該振盪裝置的晶體振盪器，則晶體振盪器的輸出相當於從第1振盪電路1輸出的頻率信號。而且，通過加熱器電路5以使晶體振子10、晶體振子20放置的環境溫度成為設定溫度的方式進行加熱。第1晶體振子10及第1振盪電路1生成晶體振盪器的輸出即頻率信號，但具有與第2晶體振子20及第2振盪電路2一同作為溫度檢測部的作用。與從所述振盪電路1、振盪電路2分別獲取的頻率信號的頻率差對應的值OSC2-OSC1，如上述般對應於晶體振子10、晶體振子20放置的環境溫度，通過加法部6取出上述OSC2-OSC1與溫度設定值(例如50℃時的OSC2-OSC1的值)的差分。

該差分利用回路濾波器61進行積分，其後，轉換為直流電壓來調整加熱器電路5的控制電力。如從圖10所示的特性圖得知般，如果使50℃時的OSC1的值為-1.5×10⁵，則加法部6的輸出在溫度低於50℃時為正值，且隨著溫度下降而變大。由此，根據輸出該值的積分值的回路濾波器61的作用，晶體振子10、晶體振子20放置的環境溫度越低於50℃，加熱器電路5被供給的電壓(控制電力)越大。此外，在環境溫度高於50℃時，加法部6的輸出成為負值，通過對該值進行積分，而使得回路濾波器61的輸出的絕對值隨著溫度上升而變大。由此，以所述環境溫度越高於50℃，則加熱器的供給電力變得越小的方式發揮作用。由此，使晶體振子10、晶體振子20放置的環境溫度維持在設定溫度即50℃，因此作為振盪輸出的第1振盪器1的振盪頻率穩定。其結果，在將來自第1振盪器1的輸出用作時鐘信號的控制電路部200中，供給至相位比較部205的參考信號的頻率穩定，因此作為振盪裝置(頻率合成器)的輸出即來自電壓控制振盪器100的輸出頻率也穩定。

此外，回路濾波器61的積分值也輸出至修正值取得獲取部41，在利用內部的放大器41調整增益之後，通過抽取濾波器412拉長輸出間隔，並通過加法部42來與頻率設定值進行相加。

如圖1所示般，第1晶體振子10及第2晶體振子20使用共同的晶體片Xb構成，且相互熱耦合，因此，振盪電路1、振盪電路2的頻率差為極準確地對應於環境溫度的值，由此頻率差檢測部3的輸出為表示晶體振子10、晶體振子20放置的環境溫度與基準溫度(該例中為25℃)的溫度差的信息。由此，已從該溫度檢測值中減去溫度設定值(設定溫度時的OSC2-OSC1)的加法部6的輸出，成為表示環境溫度與設定溫度(該例中為50℃)的差的信息；將該值積分而得的回路濾波器61的輸出，成為對應於環境溫度的信息。

另一方面，從第1振盪電路1輸出的頻率信號f1是用作控制電路部200的主時鐘，因此，通過修正值取得部41對回路濾波器61的輸出進行增益調整而得的頻率修正值，抵消因環境溫度偏離加熱器電路5的設定溫度所引起的f1的頻率偏差量、而產生的對控制電路部200的工作的影響，因此，作為用以對控制電路部200的工作進行補償的信號來使用。其結果，作為本實施方式的振盪裝置的輸出即電壓控制振盪器100的輸出頻率是：不管溫度變動如何均穩定。

如上所述，根據所述實施方式，將相當於分別從晶體振子10、晶體振子20獲取的頻率信號的頻率差的值的兩者的差分用作溫度檢測值，並對該溫度檢測值與設定溫度的差進行積分，由此可獲取與晶體振子10、晶體振子20的環境溫度對應的信息。而且，基於該值與因環境溫度偏離加熱器電路5的設定溫度(本例中為50℃)引起的輸出頻率的偏差可視為處於線性關係，而可將該值用作輸入至構成鎖相回路的控制電路部200的直接數位合成電路部201的頻率設定值的頻率修正值。此不過是對從控制電路部200輸出的輸出頻率進行的溫度補償。

如此，通過頻率合成器具有恒溫控制晶體振盪器與溫度補償晶體振盪器這雙方的功能而具有以下優點。製造商(maker)規定頻率合成器的使用溫度範圍，但即便在用戶在偏離使用溫度範圍的環境中使用頻率合成器的情形時，輸出頻率也穩定。此外，在欲提高加熱器的設定溫度而提高使用溫度範圍的上限值的情形時，加熱器的消耗電力變大，加熱器電路的規模也變大，但通過使用溫度補償晶體振盪器的功能，而具有可抑制加熱器的消耗電力的優點。

所述例中，取出晶體振子10、晶體振子20各自的3次諧波作為振盪頻率，諧波的頻率溫度特性為如下的優選形態，即：由於溫度變化大，所以與所述的差分對應的值對於溫度可感度靈敏。然而，也可取出晶體振子10、晶體振子20的各基波作為振盪頻率，並將與所述的差分對應的值用作溫度值。或者，也可從晶體振子10、晶體振子20的一方及另一方分別取出基波、諧波，並將與所述的差分對應的值作為溫度值來處理。

此外，為求出頻率差檢測信息，而生成與f1和f2的差分頻率對應的脈衝，通過所述脈衝而利用鎖存電路來鎖存從直接數位合成電路部輸出的鋸齒形波信號，將鎖存的信號值積分並將其積分值作為所述頻率差輸出，並且取出該輸出與對應於f1r和f2r的差分的值的差分，並輸入至所述直接數位合成電路部而構成鎖相回路。在如專利文獻1般，對f1、f2進行計數並獲取其差分的情形時，計數時間直接影響到檢測精度，但本實施方式的構成中，不存在該問題，因此檢測精度高。實際上，在通過類比來對兩者的方式進行比較時，在對頻率進行計數的方式中，當設定200ms的計數時間時，就檢測精度而言，本實施方式的方式可獲得高達約50倍的結果。

頻率差檢測部3，也可使用(f1-f1r)與(f2-f2r)的差分值自身，來作為：和對應於f1與f1r的差分的值與對應於f2與f2r的差分的值的差分值對應的值，該情形時，活用圖7的曲線圖而求出溫度。

所述實施方式中，圖8、圖9中，以“ppm”單位表示頻率的變化量，但實際的數位電路中均以二進制數位進行處理，因此，直接數位合成電路36的頻率設定精度是以構成位元數來計算，例如為34位元。列舉一例，在對圖1所示的控制電路部200中所包含的直接數位合成電路部201供給10MHz的時鐘的情形時，在該時鐘的變動頻率為100Hz的情形時，成為：[變動比率計算]100Hz/10MHz=0.00001

[ppm換算]0.00001*1e6=10[ppm]

[直接數位合成設定精度換算]0.00001*2^34≒171,799[ratio(比率)-34bit(位元)(臨時稱呼)]。

在所述構成的情形時，所述頻率設定精度以如下的(2)式表示。

1×[ratio-34bit]=10M[Hz]/2^34≒0.58m[Hz/bit]......(2)

由此成為100[Hz]/0.58m[Hz/bit]≒171,799[bit(ratio-34bit)]。

此外，0.58mHz相對於10MHz，而如以下的(3)式般計算。

0.58[Hz]/10M[Hz]*1e9≒0.058[ppb]...(3)

由此根據(2)式、(3)式，(4)式的關係成立。

1e9/2^34=0.058[ppb/ratio-34bit]...(4)

即，利用直接數位合成電路36處理的頻率不存在，成為僅有位元數的關係。

此外，對於通過修正值取得部41獲得頻率修正值的方法，並不限定於使用圖13~圖15所說明的方法。例如，在難以通過線性近似使回路濾波器61的輸出與頻率偏差建立關聯的情形時，也可利用高次的近似曲線等使所述建立關聯，也可預先將表示回路濾波器61的輸出與頻率偏差的關聯的表(table)存儲在記憶體中，基於所述的關聯曲線或關聯表而求出頻率修正值。

進而此外，所述例中第1晶體振子10及第2晶體振子20使用共同的晶體片Xb，但也可不使用共同的晶體片Xb。該情形時，例如可列舉在共同的框體中配置第1晶體振子10及第2晶體振子20的例子。根據該構成，實質上放置在相同的溫度環境下，因此可獲得相同的效果。

頻率差檢測部3的直接數位合成電路部36的輸出信號並不限定於鋸齒形波，只要為信號值與時間一同反覆增加、減少的頻率信號，則也可為例如正弦波。此外，作為頻率差檢測部3，也可通過計數器對f1與f2進行計數，從其計數值的差分值中減去相當於△fr的值，並輸出與所獲得的計數值對應的值。

以上實施方式中，第1晶體振子10及第1振盪電路1具有：取出溫度檢測值的作用、與形成晶體振盪器的輸出的作用。即振盪電路1兼用作用於溫度檢測的振盪電路、及晶體振盪器的輸出用的振盪電路。然而，本發明也可例如準備3個晶體振子並且準備3個振盪電路，例如在圖1的構成中，準備第3晶體振子與連接於該晶體振子的第3振盪電路，以第3振盪電路的輸出為晶體振盪器的輸出，且將其餘的第1振盪電路及第2振盪電路的振盪輸出輸入至頻率差檢測部而獲取溫度檢測值。該情形時，如果為組合恒溫控制晶體振盪器與溫度補償晶體振盪器而得的，則第3晶體振盪電路的輸出可用作直接數位合成電路部201的時鐘信號。

[實施例]

對與時鐘輸出用的振盪電路連接的晶體振子放置的環境溫度變化時的、來自控制電路部200的輸出頻率(自基準溫度起的頻率偏差)的變化進行類比。

A.類比條件

將振盪電路的振盪頻率設為84.6MHz，將控制電路部200的輸出頻率設為19.2MHz(分頻比N=124，直接數位合成電路部201的頻率設定值為154.83kHz)來製作振盪裝置的模型，使晶體振子放置的環境溫度變化，來確認該變化對輸出頻率的影響。

B.類比結果

圖16表示類比結果。曲線圖的橫軸表示環境溫度[℃]，縱軸表示輸出頻率的偏差((f-fr)/fr，其中，f表示輸出頻率，fr表示基準溫度(25℃)時的輸出頻率)[ppb]。此外，圖中的粗線表示輸出頻率的偏差(修正前)，虛線表示該頻率偏差的近似直線(修正值)，細線表示以各溫度時的近似直線的值為修正量，而從輸出頻率的偏差中減去該修正量所得的結果(修正後)。

根據圖16所示的結果，從修正前大約為-10~+15[ppb]的頻率偏差中減去線性近似所得的修正值，由此，修正後的頻率偏差成為大約-2~+3[ppb]的範圍內的值。此意味著利用適當的直線來修正頻率偏差的方法有效，且意味著可利用與環境溫度處於線性關係的回路濾波器61的輸出，來改善頻率偏差。