TW201345142A - 混頻器與相關混頻方法 - Google Patents

Abstract

一種混頻器，包含一變壓器以及一混頻電路。該變壓器用以接收一輸入訊號，產生一差動輸出。該混頻電路耦接於該變壓器，並且用以將該差動輸出與N個具有不同相位的振盪訊號進行混頻，以產生複數個混頻輸出訊號，其中N大於2。

Description

混頻器與相關混頻方法

本發明係關於無線通訊領域，尤指一種用於混頻器與混頻方法，可用於將輸入訊號與多相位振盪訊號進行混頻。

在無線通訊領域中，混頻器(mixer)是重要且不可或缺的要件，不論是在接收器或者是發射器中，都需要利用混頻器來進行訊號頻率的轉移。例如，接收器中的混頻器需要將自天線接收到，且經由放大器放大後的射頻訊號與本地的振盪訊號進行降頻，得到一中頻訊號或者一基頻訊號，以供後續解調處理(demodulation)。

一種常見的混頻器架構便是吉爾伯特單元(Gilbert cell)架構，該架構透過疊接的差動對，將輸入訊號與振盪訊號進行混頻，進而使輸入訊號的頻率提升或降低至目標頻帶。然而，使用這種架構往往容易產生高頻失真現象，特別是在與多相位的振盪訊號進行混頻時容易發生這種現象。原因在於當吉爾伯特單元架構要實現多相位的混頻時，必需利用較多的差動對。如此一來，輸入端的等效電容隨之增加，使時間常數連帶提高，進而導致混頻器的頻寬下降與高頻響應不佳，產生訊號失真的問題。由於混頻器的輸入訊號可能是高頻的射頻訊號，這樣一來，訊號失真的問題將更為嚴重。

為了解決習知技術中存在的問題，本發明提供一種創新的混頻器架構與相關混頻方法。其中，本發明利用變壓器作為混頻器的輸入級，提供訊號耦合的功能。由於變壓器中的電感性元件可與混頻器輸入端的等效電容產生諧振，因此，即便是多相位混頻的情況下，本發明的混頻器仍可保有良好的高頻響應。

本發明之一實施例提供一種混頻器，該混頻器包含一變壓器以及一混頻電路。該變壓器用以接收一輸入訊號，產生一差動輸出。該混頻電路耦接於該店壓器，並且用以將該差動輸出與N個具有不同相位的振盪訊號進行混頻，以產生複數個混頻輸出訊號，其中N大於2。

本發明之另一實施例提供一種混頻方法，該混頻方法包含：利用一變壓器接收一輸入訊號，以產生一差動輸出；以及利用一混頻電路將該差動輸出與N個具有不同相位的振盪訊號進行混頻，以產生複數個混頻輸出訊號，其中N大於2。

於下文中，將利用多個實施例與圖式的搭配來闡述本發明內容。在不違背本發明的廣義概念與範疇下，這些實施例包含有基於本發明所為的變化與修改實施態樣。此外，下文中針對這些實施例的說明將搭配特定的圖式，但這些圖式所揭露的內容不應當視為本發明的限制。不同圖式中具有相同標號的元件或符號應被視為具有類似的涵義、功能或運作模式。

請參考第1圖，其係為本發明混頻器之一實施例的簡易架構圖。如圖所示，本發明混頻器100包含有一變壓器110與一混頻電路120。變壓器110包含有第一線圈112與第二線圈114，用以將一單端型式的輸入訊號S轉換成一差動型式的輸出，該差動輸出係由訊號Diff+與Diff-所組成，第一線圈112與第二線圈114實際上可透過任何具備電感性的元件來實現。訊號Diff+與Diff-會分別被輸入至混頻電路120中的混頻模組A與混頻模組B，分別與振盪訊號LO(0)、LO(90)、LO(180)與LO(270)混頻，其中，括號內的數字代表振盪訊號之相位的相對關係。在混頻模組A之中，由變壓器110所產生的訊號Diff+與Diff-，會與振盪訊號LO(0)與LO(180)混頻，產生混頻輸出S_OUT1+與S_OUT1-。而在混頻模組B之中，由變壓器110所產生的訊號Diff+與Diff-，會與振盪訊號LO(90)與LO(270)混頻，產生混頻輸出S_OUT2+與S_OUT2-。其中，振盪訊號LO(0)與LO(180)可能為一組差動振盪訊號(彼此之間具有180度的相位差)，而振盪訊號LO(90)與LO(270)為另一組差動振盪訊號(彼此之間具有180度的相位差)。這樣的混頻架構可用於實現的正交分頻多工(Orthogonal frequency-division multiplexing,OFDM)所需的混頻器。在第2圖所示的另一實施例中，本發明混頻器200中的變壓器210，透過不同於第1圖實施例所示的連接配置，將由訊號S_IN+與S_IN-所組成的差動輸入，轉換成差動輸出Diff+與Diff-，並耦合至混頻電路220。再透過混頻電路220，與振盪訊號LO(0)、LO(90)、LO(180)與LO(270)進行混頻，產生混頻輸出S_OUT1+與S_OUT1-，以及S_OUT2+與S_OUT2-。簡言之，本發明主要採用變壓器將訊號進行單端/差動型式的轉換或者是訊號耦合。另外，本發明中的變壓器可為一平衡-不平衡轉換器(balun)。

此外，儘管以上的實施例適用於將輸入訊號與四相位的振盪訊號進行混頻(LO(0)、LO(90)、LO(180)與LO(270)，但隨著不同設計上的需求，本發明的混頻器仍可透過適當的修改，而適用於更多的相位的振盪訊號。第3圖與第4圖所示的實施例，展示了如何基於前述的架構，由變壓器進行平衡-不平衡轉換以及/或者是訊號耦合，並將差動輸出Diff+與Diff-與八相位的振盪訊號進行混頻。請參考第3圖與第4圖，其係為本發明混頻器之其他實施例的架構圖。如第3圖中所示，混頻器300可透過變壓器110將單端型式的輸入訊號S轉換成訊號Diff+與Diff-，並再透過混頻電路310將訊號Diff+與Diff-與八相位的振盪訊號LO(0)、LO(45)、LO(90)、LO(135)、LO(180)、LO(225)、LO(270)以及LO(315)進行混頻，以產生混頻輸出S_OUT1+與S_OUT1-、S_OUT2+與S_OUT2-、S_OUT3+與S_OUT3-以及S_OUT4+與S_OUT4-。在第4圖所示的實施例中，混頻器400透過變壓器110將差動輸入訊號S_IN+與S_IN-轉換成訊號Diff+與Diff-，以將訊號耦合至混頻電路410。透過混頻電路410，再將訊號Diff+與Diff-與八相位的振盪訊號LO(0)、LO(45)、LO(90)、LO(135)、LO(180)、LO(225)、LO(270)以及LO(315)進行混頻，產生混頻輸出S_OUT1+與S_OUT1-、S_OUT2+與S_OUT2-、S_OUT3+與S_OUT3-以及S_OUT4+與S_OUT4-。由以上實施例可知，本發明的混頻器可將輸入訊號(單端輸入訊號S或差動輸入訊號S_IN+與S_IN-)與具有多相位振盪訊號進行混頻，並且對於振盪訊號的相位數無限制，在本發明的其他實施例中，僅需透過混頻電路的適當修改(如：增加更多混頻模組)，便可將輸入訊號與更多相位的振盪訊號進行混頻。

關於本發明混頻器的詳細電路架構，請參考第5圖。混頻器500用以將一差動輸入訊號S_IN+與S_IN-與四相位的振盪訊號LO(I)、LO(II)LO(III)以及LO(IV)進行混頻，以得到混頻輸出S_OUT1+與S_OUT1-與S_OUT2+與S_OUT2-，詳細說明如下。首先，變壓器510透過第一線圈512與第二線圈514將差動輸入訊號S_IN+與S_IN-耦合至混頻電路520。請注意，隨著變壓器510連接方式的配置改變，變壓器510亦可用來將單端輸入訊號轉換成差動輸出訊號，並將其耦合至混頻電路520，而這樣的變化亦屬本發明範疇。此外，第一線圈512與第二線圈514均可是任何電感性元件。例如，第一線圈512可能是前一級電路的電感性負載。混頻電路520包含有混頻模組530與混頻模組540，其中，混頻模組530用來將由差動輸入訊號S_IN+與S_IN-轉換而來的訊號Diff+與Diff-與振盪訊號LO(I)與LO(II)混頻(較佳地，振盪訊號LO(I)與LO(II)之間具有180度的相位差)，最終產生混頻輸出S_OUT1+與S_OUT1-。而混頻模組540用來將訊號Diff+與Diff-與振盪訊號LO(III)與LO(IV)混頻(較佳地，振盪訊號LO(III)與LO(IV)之間具有180度的相位差)，最終產生混頻輸出S_OUT2+與S_OUT2-。另外，混頻模組530與混頻模組540又分別包含有共模回授電路560與570，分別用以對混頻模組530與混頻模組540輸出端的共模電壓進行控制，使其維持在理想準位。但須特別注意的是，共模回授電路560與570並非本發明混頻器500中的必要元件。

混頻模組530包含有差動對電路532與534，每一差動對電路係由一組電晶體所組成，其中差動對電路532由電晶體M11與M12組成，差動對電路534由電晶體M21與M22組成。電晶體M11與M12的閘極分別用來作為一正輸入端與一負輸入端，用來接收振盪訊號LO(I)與LO(II)，電晶體M21與M22的閘極則用來作為該負輸入端與該正負輸入端，分別用來接收振盪訊號LO(II)與LO(I)。再者，電晶體M11與M12的源極相互耦接，並且用以接收訊號Diff+，而電晶體M21與M22的源極亦相互耦接，進而接收訊號Diff-。也就是說，振盪訊號LO(I)與LO(II)由差動對電路532與534中之電晶體的閘極輸入至混頻電路520，而基於輸入訊號所產生的訊號Diff+與Diff-則由差動對電路532與534中之電晶體的源極輸入至混頻電路520，基於電晶體的平方定律(Square law)，差動對電路差動對電路532與534之電晶體的汲極將可產生混頻輸出S_OUT1+與S_OUT1-，其係為差動輸入S_IN+與S_IN-以及振盪訊號LO(I)與LO(II)的混頻結果。另外，若是混頻器500為接收器中之混頻元件，則混頻輸出S_OUT1+與S_OUT1-可能是一中頻或基頻訊號，而輸入訊號S_IN+與S_IN-則可能是射頻訊號。

相仿地，混頻模組540包含有差動對電路542與544，其中差動對電路542由電晶體M31與M32組成，差動對電路544由電晶體M41與M42組成。電晶體M31與M32的閘極分別用來作為一正輸入端與一負輸入端，用來接收振盪訊號LO(III)與LO(IV)，電晶體M41與M42的閘極則分別用來作為該負輸入端與該正輸入端，分別用來接收振盪訊號LO(IV)與LO(III)。再者，電晶體M31與M32的源極相互耦接，並且用以接收訊號Diff+，而電晶體M41與M42的源極亦相互耦接，進而接收訊號Diff-。也就是說，振盪訊號LO(III)與LO(IV)由差動對電路542與544中之電晶體的閘極輸入至混頻電路520，而基於輸入訊號所產生的訊號Diff+與Diff-則由差動對電路542與544中之電晶體的源極輸入至混頻電路520，基於電晶體的平方定律(Square law)，差動對電路差動對電路542與544之電晶體的汲極將可產生混頻輸出S_OUT2+與S_OUT2-，其係為差動輸入S_IN+與S_IN-以及振盪訊號LO(III)與LO(IV)的混頻結果。同樣地，若是混頻器500為接收器中之混頻元件，則混頻輸出S_OUT2+與S_OUT2-可能是一中頻或基頻訊號，而輸入訊號S_IN+與S_IN-則可能是射頻訊號。

由上可知，混頻器500利用變壓器510將輸入訊號S_IN+與S_IN-耦合至混頻電路520，混頻電路520實際上則利用差動對電路532~544來進行訊號的混頻。再者，混頻器500又包含有電路582~586，用來對共模回授電路560、570以及電晶體M11~M42進行偏壓。但這些電路的架構、設置方式、存在與否均非本發明的限制。

請注意，儘管於上述說明中，訊號S_IN+與S_IN-係透過電晶體的源極來饋入至差動對電路532~544中，然而，於本發明其它實施例中，訊號S_IN+與S_IN-可透過電晶體的汲極，耦合至差動對電路532~544，並且同樣利用電晶體的電壓電流關係來完成混頻操作(由於平方定律中可能包含有通道效應所導致的修正項，故閘極與汲極的電壓差可令輸出端產生相關的混頻結果)。另外，仍需特別注意的是，以上實施例中的差動對數目，混頻模組數目，並非本發明的限制，這些數目均會隨著振盪訊號的相位數而定。舉例來說，在八相位混頻的實施方式中，混頻器中之差動對數目與混頻模組數目都會是上述實施例中的兩倍。再者，在上述實施例中，雖然電晶體M11~M42均為N型場效電晶體，但是在本發明其它實施例中，M11~M42可能為P型場效電晶體，N型與P型場效電晶體之組合，或者是其他類型的電晶體。

基於以上混頻器的操作原理與效果，本發明另提供一種混頻方法，其流程如第6圖所示，可用於將單端型式或者是差動型式之輸入訊號與多相位之振盪訊號進行混頻。首先，於步驟604中，利用一變壓器接收一輸入訊號，以產生一差動輸出。接著，於步驟606中，利用一混頻電路將該差動輸出與N個具有不同相位的振盪訊號進行混頻，以產生複數個混頻輸出訊號，其中N大於2。請注意，在結果實質上相同的情況下，第6圖所示的流程中亦可插入其他額外的步驟，而這樣的變化亦屬本發明的範疇。

於本發明方法之一實施例中，產生該些混頻輸出訊號的步驟又包含：透過該混頻電路中之差動對之正輸入端與負輸入端，將具有不同相位之振盪訊號分別輸入至該混頻電路，其中正輸入端與負輸入係為差動對之電晶體之閘極。再者，該差動輸出可透過電晶體之源極或者是汲極中之一來輸入至混頻電路，產生該混頻輸出訊號。由於本發明混頻方法的運作基礎係為前述實施例中所介紹過的混頻器，因此兩者之間有相同的原理，操作方式以及效果，所以在此不另對本發明混頻方法的細節多做描述。

本發明混頻器與混頻方法的優點之一便是良好的高頻特性。在不遠的將來，隨著無線通訊理論的進步與演變，可能對多相位混頻器有新的需求，例如在多相位混頻器可進行混頻的振盪訊號相位數目或者是混頻器的高頻響應特性皆然。此時，以吉爾伯特單元來實現的傳統混頻器便會隨著相位數目的增加而遇到高頻響應不佳的瓶頸。因此，採用吉爾伯特單元架構的混頻器在相位數增加的趨勢中，會越顯劣勢。相較之下，由於本發明之混頻器與混頻方法實際上是採用變壓器來進行訊號耦合，等於實質上的輸入級為變壓器，由於變壓器中的線圈具有電感性，因此將與混頻器中之輸入端的等效電容產生諧振效應，使混頻器之頻寬將得以延伸，故本發明之混頻器與混頻方法具有良好的高頻特性，且高頻響應不隨著振盪訊號之相位數增加而衰退，特別適合用來作為接收器中之混頻電路。

以上文中所提及之「一實施例」代表針對該實施例所描述之特定特徵、結構或者是特性係包含於本發明之至少一實施方式中。再者，文中不同段落中所出現之「一實施例」並非代表相同的實施例。因此，儘管以上對於不同實施例描述時，分別提及了不同的結構特徵或是方法性的動作，但應當注意的是，這些不同特徵可透過適當的修改而同時實現於同一特定實施例中。

以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。

100、200、300、400、500．．．混頻器

110、510．．．變壓器

112、114、512、514．．．線圈

120、220、320、420、520．．．混頻電路

530、540．．．混頻模組

532、534、542、544．．．差動對電路

560、570．．．共模回授電路

582、584、586．．．偏壓電路

M0、M11~M42．．．電晶體

R、R_VAR．．．電阻

OP．．．放大器

第1圖係為本發明混頻器之一實施例的示意圖。

第2圖係為本發明混頻器之另一實施例的示意圖。

第3圖係為本發明混頻器之又一實施例的示意圖。

第4圖係為本發明混頻器之再一實施例的示意圖。

第5圖係為本發明混頻器之一實施例的詳細電路圖。

第6圖係為本發明混頻方法之一實施例的流程圖。

500．．．混頻器

510．．．變壓器

512、514．．．線圈

520．．．混頻電路

530、540．．．混頻模組

532、534、542、544．．．差動對電路

560、570．．．共模回授電路

582、584、586．．．偏壓電路

M0、M11~M42．．．電晶體

R、R_VAR．．．電阻

OP．．．放大器

Claims (19)

1. 一種混頻器，包含：一變壓器，用以接收一輸入訊號，以產生一差動輸出；以及一混頻電路，耦接於該變壓器，用以將該差動輸出與N個具有不同相位的振盪訊號進行混頻，以產生複數個混頻輸出訊號，其中N大於2。
2. 如申請專利範圍第1項所述之混頻器，其中該變壓器係為一平衡-不平衡(balun)轉換器。
3. 如申請專利範圍第1項所述之混頻器，其中該輸入訊號係為一差動輸入。
4. 如申請專利範圍第1項所述之混頻器，其中該混頻電路包含有N個差動對電路，每一差動對電路具有一正輸入端與一負輸入端，以及該N個具有不同相位之振盪訊號分別透過該N個差動對電路的正輸入端與負輸入端而輸入至該混頻電路。
5. 如申請專利範圍第4項所述之混頻器，其中每一差動對電路包含有一第一電晶體與一第二電晶體。
6. 如申請專利範圍第5項所述之混頻器，其中該第一電晶體與該第二電晶體之閘極分別作為該正輸入端與該負輸入端。
7. 如申請專利範圍第5項所述之混頻器，其中該差動輸出分別透過該第一電晶體與該第二電晶體之源極輸入至該混頻電路。
8. 如申請專利範圍第5項所述之混頻器，其中該差動輸出分別透過該第一電晶體與該第二電晶體之汲極輸入至該混頻電路。
9. 如申請專利範圍第1項所述之混頻器，其中該輸入訊號的頻率係大於該些混頻輸出訊號中每一混頻輸出訊號的頻率。
10. 如申請專利範圍第1項所述之混頻器，其係設置於一接收器中。
11. 一種混頻方法，適用於一混頻電路，包含：利用一變壓器接收一輸入訊號，以產生一差動輸出；以及利用該混頻電路將該差動輸出與N個具有不同相位的振盪訊號進行混頻，以產生複數個混頻輸出訊號，其中N大於2。
12. 如申請專利範圍第1項所述之混頻方法，其中該變壓器係為一平衡-不平衡(balun)轉換器。
13. 如申請專利範圍第1項所述之混頻方法，其中該輸入訊號係為一差動輸入。
14. 如申請專利範圍第11項所述之混頻方法，其中該混頻電路包含有N個差動對電路，每一差動對電路具有一正輸入端與一負輸入端，以及產生該些混頻輸出訊號的步驟包含：透過該正輸入端與該負輸入端將具有不同相位之振盪訊號分別輸入至該混頻電路。
15. 如申請專利範圍第14項所述之混頻方法，其中每一差動對電路包含有一第一電晶體與一第二電晶體。
16. 如申請專利範圍第15項所述之混頻方法，其中該第一電晶體與該第二電晶體之閘極分別作為該正輸入端與該負輸入端。
17. 如申請專利範圍第15項所述之混頻方法，其中產生該些混頻輸出訊號的步驟包含有：分別透過該第一電晶體與該第二電晶體之源極將該差動輸出輸入至該混頻電路。
18. 如申請專利範圍第15項所述之混頻方法，其中產生該些混頻輸出訊號的步驟包含有：分別透過該第一電晶體與該第二電晶體之汲極將該差動輸出輸入至該混頻電路。
19. 如申請專利範圍第11項所述之混頻方法，其中該輸入訊號的頻率係大於該些混頻輸出訊號中每一混頻輸出訊號的頻率。