TW201345046A - 寬頻匹配電路 - Google Patents

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TW201345046A
TW201345046A TW102109793A TW102109793A TW201345046A TW 201345046 A TW201345046 A TW 201345046A TW 102109793 A TW102109793 A TW 102109793A TW 102109793 A TW102109793 A TW 102109793A TW 201345046 A TW201345046 A TW 201345046A
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Matti Martiskainen
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Galtronics Corp Ltd
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  • Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
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Abstract

本發明揭示一種天線系統，其包含：一信號源；至少一個天線，其耦合至該信號源；一匹配電路，其在一第一埠處連接至該信號源且在一第二埠處連接至該至少一個天線且操作以匹配該至少一個天線與該信號源，該匹配電路具有關於該第一埠及該第二埠之一特性阻抗，該特性阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而定義。

Description

寬頻匹配電路 相關申請案之參考
藉此參考2012年3月19日提出申請、標題為LOW LOSS WIDEBAND MATCHING CIRCUIT之美國臨時專利申請案61/612,628，該申請案之揭示內容藉此以引用方式併入且藉此依據37 CFR 1.78(a)(4)及(5)(i)主張其優先權。
本發明一般而言係關於匹配電路，且更特定而言係關於寬頻匹配電路。
相信以下公開案表示當前技術發展水平：H.W.Bode，「Network Analysis and Feedback Amplifier Design」，D.Van Nostrand Company,Inc.，Princeton,N.J.；1945；H.J.Carlin，「A new approach to gain bandwidth problems」，IEEE Trans.on Circuits and Systems，1977年4月，第CAS-24卷，第4期，第170至175頁；H.J.Carlin及B.S.Yarman，Wideband Circuit Design，CRC Press，Boca Raton,FL，1997；E.H.Newman，「Real frequency wide-band impedance matching with nonminimum reactance equalizers」，IEEE Trans.Antennas and Propagation，2005年11月，第53卷，第11期，第3597至3603頁。
本發明試圖提供供用於源負載系統中之低損失寬頻匹配電路。
因此，根據本發明之一較佳實施例提供一種天線系統，其包含：一信號源；至少一個天線，其耦合至該信號源；一匹配電路，其在一第一埠處連接至該信號源且在一第二埠處連接至該至少一個天線且操作以匹配該至少一個天線與該信號源，該匹配電路具有關於該第一埠及該第二埠之一特性阻抗，該特性阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特(Hilbert)變換而定義。
較佳地，該匹配電路包含在該信號源與該至少一個天線之間提供多個電流路徑之至少兩個支路。
較佳地，該多個電流路徑包含並聯路徑。
較佳地，該至少兩個支路中之至少一者包含至少一個電感器與電容器。
較佳地，該至少一個電感器與電容器包含串聯連接且操作為一共振電感器電容器電路之一個電感器及一個電容器。
較佳地，串聯連接之該一個電感器及該一個電容器之一阻抗藉由(L*C*(s2+1))/C*s給出，其中L係該電感器之一電感、C係該電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
另外或另一選擇係，該至少一個電感器與電容器包含並聯連接且操作為一共振電感器電容器電路之一個電感器及一個電容器。
較佳地，並聯連接之該一個電感器及該一個電容器之一阻抗藉由L*s/(L*C*(s2+1))給出，其中L係該電感器之一電感、C係該電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
另外或另一選擇係，該至少一個電感器與電容器包含一電感器及與其並聯連接之一第一電容器以及與其串聯連接之一第二電容器， 該電感器、該第一電容器及該第二電容器操作為一共振電感器電容器電路。
較佳地，該電感器、該第一電容器及該第二電容器之一阻抗藉由[((L*C2)+C1)*(s2+1))]/[s*(L*C2*C1*2(s2+C1))]給出，其中L係該電感器之一電感、C1係該第一電容器之一電容、C2係該第二電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
另外或另一選擇係，該至少一個電感器與電容器包含一第一電感器及與其並聯連接之一電容器以及與其串聯連接之一第二電感器，該第一電感器、該電容器及該第二電感器操作為一共振電感器電容器電路。
較佳地，該第一電感器、該電容器及該第二電感器之一阻抗藉由Z=s*[L2*L1*C*s2+(L1+L2]/(L1*C*s+1)給出，其中L1係該第一電感器之一電感、C係該電容器之一電容、L2係該第二電感器之一電感且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
進一步地，根據本發明之另一較佳實施例提供一種天線系統，其包含：一信號源；其操作以提供在一預定頻率範圍內之一射頻信號，該預定頻率範圍包含複數個頻率子範圍；至少一個天線，其耦合至該信號源；及一匹配電路，其耦合至該至少一個天線及該信號源且操作以匹配該至少一個天線與該信號源，該至少一個匹配電路包含至少兩個並聯支路，該至少兩個並聯支路中之至少一者包含至少一個電感器與電容器，該至少兩個並聯支路中之每一者操作以在不具有開關之情況下在該複數個頻率子範圍中之至少一個頻率子範圍中匹配該至少一個天線與該信號源。
較佳地，該匹配電路包含一多頻匹配電路。
較佳地，該至少一個電感器與電容器包含串聯連接且操作為一共振電感器電容器電路之一個電感器及一個電容器。
較佳地，串聯連接之該一個電感器及該一個電容器之一阻抗藉由(L*C*(s2+1))/C*s給出，其中L係該電感器之一電感、C係該電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
另外或另一選擇係，該至少一個電感器與電容器包含並聯連接且操作為一共振電感器電容器電路之一個電感器及一個電容器。
較佳地，並聯連接之該一個電感器及該一個電容器之一阻抗藉由L*s/(L*C*(s2+1))給出，其中L係該電感器之一電感、C係該電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
另外或另一選擇係，該至少一個電感器與電容器包含一電感器及與其並聯連接之一第一電容器以及與其串聯連接之一第二電容器，該電感器、該第一電容器及該第二電容器操作為一共振電感器電容器電路。
較佳地，該電感器、該第一電容器及該第二電容器之一阻抗藉由[((L*C2)+C1)*(s2+1))]/[s*(L*C2*C1*2(s2+C1))]給出，其中L係該電感器之一電感、C1係該第一電容器之一電容、C2係該第二電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
另外或另一選擇係，該至少一個電感器與電容器包含一第一電感器及與其並聯連接之一電容器以及與其串聯連接之一第二電感器，該第一電感器、該電容器及該第二電感器操作為一共振電感器電容器電路。
較佳地，該第一電感器、該電容器及該第二電感器之一阻抗藉由Z=s*[L2*L1*C*s2+(L1+L2)]/(L1*C*s+1)給出，其中L1係該第一電感器之一電感、C係該電容器之一電容、L2係該第二電感器之一電感且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
又進一步地，根據本發明之又一較佳實施例提供一種天線系統，其包含：一信號源，其操作以提供在一預定頻率範圍內之一射頻 信號；至少一個天線，其耦合至該信號源；及一匹配電路，其耦合至該至少一個天線及該信號源且操作以在該預定頻率範圍內匹配該至少一個天線與該信號源，該至少一個匹配電路包含在該信號源與該至少一個天線之間提供多個電流路徑之至少兩個支路。
較佳地，該至少兩個支路中之至少一者包含至少一個電感器與電容器。
較佳地，該至少一個電感器與電容器包含串聯連接且操作為一共振電感器電容器電路之一個電感器及一個電容器。
較佳地，串聯連接之該一個電感器及該一個電容器之一阻抗藉由(L*C*(s2+1))/C*s給出，其中L係該電感器之一電感、C係該電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
另外或另一選擇係，該至少一個電感器與電容器包含並聯連接且操作為一共振電感器電容器電路之一個電感器及一個電容器。
較佳地，並聯連接之該一個電感器及該一個電容器之一阻抗藉由L*s/(L*C*(s2+1))給出，其中L係該電感器之一電感、C係該電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
另外或另一選擇係，該至少一個電感器與電容器包含一電感器及與其並聯連接之一第一電容器以及與其串聯連接之一第二電容器，該電感器、該第一電容器及該第二電容器操作為一共振電感器電容器電路。
較佳地，該電感器、該第一電容器及該第二電容器之一阻抗藉由[((L*C2)+C1)*(s2+1))]/[s*(L*C2*C1*2(s2+C1))]給出，其中L係該電感器之一電感、C1係該第一電容器之一電容、C2係該第二電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
另外或另一選擇係，該至少一個電感器與電容器包含一第一電感器及與其並聯連接之一電容器以及與其串聯連接之一第二電感器， 該第一電感器、該電容器及該第二電感器操作為一共振電感器電容器電路。
較佳地，該第一電感器、該電容器及該第二電感器之一阻抗藉由Z=s*[L2*L1*C*s2+(L1+L2)]/(L1*C*s+1)給出，其中L1係該第一電感器之一電感、C係該電容器之一電容、L2係該第二電感器之一電感且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
進一步地，根據本發明之一較佳實施例，該匹配電路操作以在該信號源與該至少一個天線之間提供一單個電流路徑。
較佳地，該匹配電路之至少一個支路包含至少一個電感器與電容器。
較佳地，該至少一個電感器與電容器包含串聯連接且操作為一共振電感器電容器電路之一個電感器及一個電容器。
較佳地，串聯連接之該一個電感器及該一個電容器之一阻抗藉由(L*C*(s2+1))/C*s給出，其中L係該電感器之一電感、C係該電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
另外或另一選擇係，該至少一個電感器與電容器包含並聯連接且操作為一共振電感器電容器電路之一個電感器及一個電容器。
較佳地，並聯連接之該一個電感器及該一個電容器之一阻抗藉由L*s/(L*C*(s2+1))給出，其中L係該電感器之一電感、C係該電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
另外或另一選擇係，該至少一個電感器與電容器包含一電感器及與其並聯連接之一第一電容器以及與其串聯連接之一第二電容器，該電感器、該第一電容器及該第二電容器操作為一共振電感器電容器電路。
較佳地，該電感器、該第一電容器及該第二電容器之一阻抗藉由[((L*C2)+C1)*(s2+1))]/[s*(L*C2*C1*2(s2+C1))]給出，其中L係該電 感器之一電感、C1係該第一電容器之一電容、C2係該第二電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
另外或另一選擇係，該至少一個電感器與電容器包含一第一電感器及與其並聯連接之一電容器以及與其串聯連接之一第二電感器，該第一電感器、該電容器及該第二電感器操作為一共振電感器電容器電路。
較佳地，該第一電感器、該電容器及該第二電感器之一阻抗藉由Z=s*[L2*L1*C*s2+(L1+L2)]/(L1*C*s+1)給出，其中L1係該第一電感器之一電感、C係該電容器之一電容、L2係該第二電感器之一電感且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
另外，根據本發明之另一較佳實施例提供一種源負載系統，其包含：一信號源；至少一個負載，其耦合至該信號源；及一匹配電路，其在一第一埠處連接至該信號源且在一第二埠處連接至該至少一個負載且操作以匹配該至少一個負載與該信號源，該匹配電路具有關於該第一埠及該第二埠之一特性阻抗，該特性阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而定義。
100‧‧‧匹配電路
102‧‧‧源負載系統
104‧‧‧信號源
106‧‧‧負載
108‧‧‧第一輸入埠/第一埠
110‧‧‧第二輸出埠/第二埠
112‧‧‧匹配電路100的第一較佳例示性實施例
114‧‧‧行動電話內部天線
116‧‧‧智慧電話內部天線
118‧‧‧寬頻分佈式天線系統(DAS)天線
120‧‧‧外部小型小區天線
122‧‧‧室外小型小區天線系統
124‧‧‧內部天線
126‧‧‧外部天線
202‧‧‧第一並聯支路/第一支路/並聯支路
204‧‧‧第二並聯支路/第二支路/支路/第二並聯共振LC支路/並聯共振LC支路/並聯支路/共振LC支路
206‧‧‧第一分路支路
208‧‧‧第二分路支路/分路支路/支路/共振LC分路支路/共振LC支路
210‧‧‧第三分路支路/分路支路/支路/共振LC分路支路/共振LC支路
300‧‧‧匹配電路
308‧‧‧第一輸入埠/第一埠
310‧‧‧第二輸出埠/第二埠
312‧‧‧第一並聯支路/第一支路/第一並聯共振LC支路/並聯支路/共振LC支路/支路
314‧‧‧第二並聯支路/第二支路/第二並聯共振LC支路/並聯支路/共振LC支路/支路
316‧‧‧第三並聯支路/第三支路
318‧‧‧第一分路支路
320‧‧‧第二分路支路
322‧‧‧第三分路支路
400‧‧‧匹配電路
408‧‧‧第一輸入埠/第一埠
410‧‧‧第二輸出埠/第二埠
412‧‧‧第一並聯支路/第一支路/支路
414‧‧‧第二並聯支路/第二支路
416‧‧‧第一分路支路
418‧‧‧第二分路支路
500‧‧‧匹配電路
508‧‧‧第一輸入埠/第一埠
510‧‧‧第二輸出埠/第二埠
512‧‧‧第一支路/支路
514‧‧‧第一分路支路/第一分路支路/支路/共振LC支路
516‧‧‧第二分路支路
600‧‧‧匹配電路
608‧‧‧第一輸入埠/第一埠
610‧‧‧第二輸出埠/第二埠
612‧‧‧第一支路/支路
614‧‧‧第一分路支路/支路
616‧‧‧第二分路支路
700‧‧‧匹配電路
708‧‧‧第一輸入埠/第一埠
710‧‧‧第二輸出埠/第二埠
712‧‧‧第一支路/支路/共振LC支路
714‧‧‧第一分路支路
716‧‧‧第二分路支路/共振LC支路
800‧‧‧匹配電路
808‧‧‧第一輸入埠/第一埠
810‧‧‧第二輸出埠/第二埠
812‧‧‧第一並聯支路/第一支路
814‧‧‧第二並聯支路/第二支路/支路
816‧‧‧第一分路支路
818‧‧‧第二分路支路
900‧‧‧電路結構
902‧‧‧電路結構
904‧‧‧電路結構
906‧‧‧電路結構
C11‧‧‧第一電容器/電容器
C12‧‧‧第二電容器/電容器
C13‧‧‧第三電容器/電容器
C31‧‧‧第一電容器
C32‧‧‧第二電容器
C41‧‧‧第一電容器
C42‧‧‧第二電容器
C51‧‧‧第一電容器
C52‧‧‧第二電容器
C61‧‧‧第一電容器
C62‧‧‧第二電容器
C63‧‧‧第三電容器
C71‧‧‧第一電容器
C72‧‧‧第二電容器
C73‧‧‧第三電容器
C74‧‧‧第四電容器
C81‧‧‧第一電容器
C91‧‧‧電容器
C92‧‧‧電容器
C93‧‧‧電容器
C94‧‧‧電容器
C95‧‧‧電容器
L11‧‧‧第一電感器/電感器
L12‧‧‧第二電感器/電感器
L13‧‧‧第三電感器/電感器
L14‧‧‧第四電感器/電感器
L15‧‧‧第五電感器/電感器
L31‧‧‧第一電感器/電感器
L32‧‧‧第二電感器/電感器
L33‧‧‧第三電感器/電感器
L34‧‧‧第四電感器/電感器
L35‧‧‧第五電感器/電感器
L36‧‧‧第六電感器/電感器
L37‧‧‧第七電感器/電感器
L41‧‧‧第一電感器/電感器
L42‧‧‧第二電感器/電感器
L43‧‧‧第三電感器/電感器
L51‧‧‧第一電感器/電感器
L52‧‧‧第二電感器/電感器
L61‧‧‧第一電感器/電感器
L62‧‧‧第二電感器/電感器
L63‧‧‧第三電感器/電感器
L71‧‧‧第一電感器/電感器
L72‧‧‧第二電感器/電感器
L81‧‧‧第一電感器/電感器
L82‧‧‧第二電感器/電感器
L83‧‧‧第三電感器/電感器
L84‧‧‧第四電感器/電感器
L91‧‧‧電感器
L92‧‧‧電感器
L93‧‧‧電感器
L95‧‧‧電感器
L96‧‧‧電感器
依據下文結合圖式進行之詳細說明將更全面地理解及瞭解本發明，該等圖式中：圖1係在一源負載系統之上下文中之根據本發明之一較佳實施例建構及操作之一匹配電路之一部分示意性部分圖片性圖解；圖2A係圖1中所展示之類型之一匹配電路之一示意性電路圖；圖2B及圖2C係展示圖2A中所展示之類型之一匹配電路之效能之簡化曲線圖；圖3A係根據本發明之另一較佳實施例建構及操作之一匹配電路之一示意性電路圖； 圖3B及圖3C係展示圖3A中所展示之類型之一匹配電路之效能之簡化曲線圖；圖4A係根據本發明之一進一步較佳實施例建構及操作之一匹配電路之一示意性電路圖；圖4B及圖4C係展示圖4A中所展示之類型之一匹配電路之效能之簡化曲線圖；圖5A係根據本發明之又一較佳實施例建構及操作之一匹配電路之一示意性電路圖；圖5B及圖5C係展示圖5A中所展示之類型之一匹配電路之效能之簡化曲線圖；圖6A係根據本發明之一又進一步較佳實施例建構及操作之一匹配電路之一示意性電路圖；圖6B及圖6C係展示圖6A中所展示之類型之一匹配電路之效能之簡化曲線圖；圖7A係根據本發明之另一較佳實施例建構及操作之一匹配電路之一示意性電路圖；圖7B及圖7C係展示圖7A中所展示之類型之一匹配電路之效能之簡化曲線圖；且圖8A係根據本發明之另一較佳實施例建構及操作之一匹配電路之一示意性電路圖；圖8B及圖8C係展示圖8A中所展示之類型之一匹配電路之效能之簡化曲線圖；且圖9A、圖9B、圖9C及圖9D係根據本發明之一較佳實施例建構及操作之用於圖1至圖8A中所圖解說明之類型中之任一者之一匹配電路中之電路結構之替代性實施例之示意性電路圖。
現參考圖1，圖1係在一源負載系統之上下文中之根據本發明之一較佳實施例建構及操作之一匹配電路之一部分示意性部分圖片性圖解。
如圖1中所見，提供在一源負載系統102之上下文中展示之一匹配電路100。源負載系統102較佳地包括一信號源104及耦合至其之至少一個負載106。源負載系統102較佳地包括一天線系統，其中至少一個負載106可體現為多種天線中之至少一者，如圖1中所圖解說明。另一選擇係，源負載系統102可包括除一天線系統以外之一源負載系統。
匹配電路100較佳地在一第一輸入埠108處連接至信號源104且在一第二輸出埠110處連接至至少一個負載106(以實例之方式，此處體現為至少一個天線)。因此，匹配電路100具有關於第一埠108及第二埠110兩者之一特性阻抗。
匹配電路100較佳地操作以在一預定頻率範圍內匹配至少一個負載106(以實例之方式，此處體現為一天線)與信號源104。本發明之一較佳實施例之一特定特徵係：匹配電路100之關於第一埠108及第二埠110之特性阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而定義。此與其中匹配電路之設計通常受匹配電路之阻抗之實部及虛部藉由希伯特變換定義之要求約束之天線之習用匹配電路形成對比。由於匹配電路100之特性阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而定義，因此與習用匹配電路相比，匹配電路100能夠在經加寬頻寬內提供經改良匹配，如此後將詳述。
特定而言，與使用實頻率技術(RFT)所設計之習用匹配電路相比，匹配電路100提供經改良之阻抗匹配。RFT之一基本限定係一匹配電路之阻抗之實部及虛部兩者必須藉由希伯特變換定義之要求。此意指，在使用RFT設計一匹配電路時，可僅選擇匹配電路之阻抗之實 部及虛部中之一者，此乃因匹配網路阻抗之實部及虛部中之另一者自動定義為希伯特變換之一結果。此約束條件將一基本限制強加於使用RFT設計之匹配電路之可能頻寬。
相比而言，本發明之匹配電路之特性阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而相關。因此，在設計匹配電路100時選擇匹配電路100之所期望阻抗之實部及虛部中之一者不會自動定義另一者。此允許匹配電路100之阻抗值之選擇之較大靈活性且導致匹配電路100之經改良寬頻匹配效能。
本發明之一進一步特定特徵係：儘管本發明之匹配電路不受RFT之約束條件限定，但可使用眾所周知的RFT方法來開發本發明之匹配電路之一中間版本。然後可根據本發明之一較佳實施例修改且進一步最佳化因此產生之中間匹配電路以便改良其效能。因此，與使用RFT所設計之匹配電路相比，本發明之匹配電路提供經改良效能，但並不利用藉由RFT提供之設計之簡單性及效率。下文相對於如圖2A至圖8A中所詳述之匹配電路100之個別實施例陳述關於本發明之匹配電路之較佳實施例之最佳化之進一步之細節。
圖1中圖解說明匹配電路100之一第一較佳例示性實施例112。然而，應理解，僅以實例之方式，特定實施例112包含於圖1中且匹配電路100可具有各種各樣之拓撲，包含多個電流路徑及單個電流路徑拓撲，在一操作頻率範圍內提供寬頻阻抗匹配。
由於其經改良寬頻效能，匹配電路100可與包含(僅以實例之方式)以下各項之各種各樣之天線及天線系統一起使用：一行動電話內部天線114、一智慧電話內部天線116、一寬頻分佈式天線系統(DAS)天線118、一外部小型小區天線120、一室外小型小區天線系統122、用於一陸地行動無線電(LMR)之一內部天線124及用於一LMR之外部天線126。匹配電路100在以下各項中特別有用：小型小區天線系統， 諸如可按比例縮放多重存取小型小區系統，其中天線之大小與其操作波長相比係極小且需要在包含3G、3G+WiFi及LTE/4G(700MHz至3500MHz)之例示性頻率範圍內之寬頻匹配；手機，其中需要天線在包含GSM 800/900/1800/1900、GPRS、EDGE、HSPA、LTE、UMTS及EDGE/GSM範圍之一極寬頻率頻譜內操作；DAS，其中需要涵蓋350MHz至6000MHz之頻率範圍之極其寬頻天線；及視訊廣播，其中需要一寬傳輸頻率範圍。
然而，應理解，本發明之寬頻匹配電路之此等例示性應用絕非限定性的且可在受益於寬頻阻抗匹配之任何天線系統中採用本發明之寬頻匹配電路。
此外，熟習此項技術者將易於瞭解，匹配電路100並不限於在天線系統中使用。而是，匹配電路100可用於提供受益於寬頻匹配之任何源負載系統中之匹配，以實例之方式包含用於提供一前置放大器與放大器之間的匹配。此外，由於如此後將詳述之其經增強效能，匹配電路100亦可用於減少相鄰頻率帶之間的不必要之干擾信號。
現參考圖2A以及圖2B及圖2C，圖2A係圖1中所展示之一匹配電路之一示意性電路圖，圖2B及圖2C係展示圖2A中所展示之類型之一匹配電路之效能之簡化曲線圖。
如圖2A中所見，提供匹配電路100，其較佳地連接至第一輸入埠108及第二輸出埠110。匹配電路100較佳地在第一埠108處自一信號源(未展示)接收一輸入信號，該信號源操作以提供在一預定頻率範圍內之一射頻(RF)信號。匹配電路100較佳地將一輸出信號遞送至第二埠110，該輸出信號較佳地遞送至一天線(未展示)。匹配電路100較佳地操作以在信號源之預定頻率範圍內匹配天線之阻抗與信號源之阻抗以最大化信號源與天線之間的能量轉移。
匹配電路100較佳地包含較佳地沿著其一第一並聯支路202定位 之一第一電感器L11以及較佳地沿著其一第二並聯支路204定位之一第二電感器L12及一第一電容器C11。匹配電路100進一步較佳地包含較佳地沿著一第一分路支路206定位之一第三電感器L13、較佳地沿著一第二分路支路208定位之一第四電感器L14及一第二電容器C12以及較佳地沿著一第三分路支路210定位之一第五電感器L15及一第三電容器C13。
電感器L11至L15較佳地包括線圈。較佳地根據源及將源與其匹配之天線之阻抗值來選擇電感器L11至L15及電容器C11至C13之各別電感及電容值。以實例之方式，L11較佳地具有約60.2 nH之一電感、L12具有約892.3 nH之一電感、L13具有約23.8 nH之一電感、L14具有約10.0 nH之一電感且L15具有約27.8 nH之一電感。進一步地，以實例之方式，C11較佳地具有約0.8 pF之一電容、C12具有約23.3 pF之一電容且C13具有約9.6 pF之一電容。
匹配電路100可經調適以在約168MHz之一頻率下匹配具有約零之一電抗及約16歐姆之一電阻之一天線。然而，應理解，匹配電路100可由熟習此項技術者修改以便匹配具有多種阻抗之天線。應進一步理解，電感器L11至L15及電容器C11至C13之上文所列舉之組件值僅係例示性的且可根據匹配電路100較佳地在其內操作之頻率範圍而容易地按比例縮放。
如依據對匹配電路100之拓撲之考量所瞭解，匹配電路100較佳地包括一多支路匹配電路，其多個支路在此處包含(以實例之方式)第一支路202及並聯於第一支路202之第二支路204。由於第一並聯支路202及第二並聯支路204之存在，匹配電路100較佳地在第一埠108與第二埠110之間及因此在信號源與天線之間提供多個電流路徑。
藉由匹配電路100在信號源與天線之間提供多個電流路徑係本發明之一較佳實施例之一高度有利特徵。此乃因希伯特變換，該希伯特 變換係關於習用匹配電路之阻抗之實部及虛部之一函數、在一多電流路徑匹配電路之情形中不成立。由於在匹配電路100中包含多個電流路徑，因此匹配電路100之阻抗之實部及虛部不再藉由希伯特變換而定義且因此可更自由地選擇及最佳化。
匹配電路100提供多個電流路徑與使用RFT所設計之習用匹配電路形成對比，該等習用匹配電路通常僅提供一單個電流路徑，該單個電流路徑僅具有沿著其定位於信號源與天線之間的一單個電抗組件。因此，使用RFT所設計之匹配電路約束於具有其實部及虛部藉由希伯特變換定義之阻抗。
表1中展示如在100MHz至200MHz之一頻率範圍內在第一埠108及第二埠110處所見之匹配電路100之阻抗之實部及虛部之所量測值。如可由熟習此項技術者基於表1中所顯示之值而計算，如在第一埠108及第二埠110處所見之匹配電路100之阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而相關。
匹配電路100較佳地包含沿著其具有一電容器及電感器之至少一個支路。在圖2A中所圖解說明之本發明之實施例中，以實例之方式，匹配電路100包含：支路204，其具有沿著其定位之L12及C11；分路支路208，其具有沿著其定位之L14及C12；及分路支路210，其具有沿著其定位之L15及C13。在此方面，匹配電路100進一步經區別而優於通常不沿著其一單個支路包含一個以上電抗元件之習用匹配電路。
特定而言，沿著匹配電路100之至少一個支路包含至少一電容器及電感器用以區別出匹配電路100優於使用RFT所設計之習用匹配電路。在RFT中，匹配電路之拓撲藉由沿著其每一支路僅規定一單個電抗組件而被認為係一LC梯形網路。
在匹配電路100之操作中，沿著支路204之各別電容器電感器對L12及C11、沿著支路208之L14及C12以及沿著支路210之L15及C13各自形成一共振LC電路。在低於每一共振LC電路之共振頻率之一極低頻率下，每一電感器之電抗趨向於零且每一電容器之電抗趨向於-∞。因此，電感器等效於一筆直導線且沿著對應支路僅看到每一電容器電感器對之電容性部分。隨著頻率增加，每一電容器之電抗減小從而變為負性較小，且每一電感器之電抗增加。因此，沿著每一對應支路之總電抗減小。在每一電容器電感器對之共振頻率下，電容器之電抗等於且相反於電感器之電抗，從而導致沿著對應支路之一零電抗且因此所有電流沿著該支路而通過。隨著頻率增加超過共振頻率，每一電感器之電抗趨向於∞且每一電容器之電抗趨向於零，從而導致沿著對應支路之一增加之總電抗。
熟習此項技術者將瞭解，形成一共振LC電路之每一電容器電感器對之上文所闡述行為類似一開關之行為，此乃因沿著每一支路引導之電流隨著總支路電抗而變化，該總支路電抗又隨著信號頻率而變化。本發明之匹配電路之一較佳實施例之此特徵形成本發明之匹配電路之操作之顯著優點。
首先，第二並聯共振LC支路204之似開關行為在不使用開關之情況下根據第一並聯支路202及第二並聯支路204之相對電抗來控制第一並聯支路202與第二並聯支路204之間的電流分佈。
藉此，在信號源操作以產生在一預定頻率範圍內之一射頻信號之情形(該預定頻率範圍包含複數個頻率子範圍)中，並聯支路202及 204較佳地協作以便在該複數個頻率子範圍中之至少一個頻率子範圍內匹配天線與信號源。因此，匹配電路100較佳地能夠由於共振LC支路204之固有似開關行為而在其個別並聯支路202與204之間不需要開關之情況下在一寬預定頻率範圍內操作為一寬頻匹配電路。
其次，與習用匹配電路相比，並聯共振LC支路204以及共振LC分路支路208及210之似開關行為用以加寬匹配電路100之頻寬達一既定增益。替代地陳述，與習用匹配電路相比，共振LC分路支路208及210之似開關行為用以增加匹配電路100之增益達一既定頻寬。
匹配電路100之此效能改良可歸因於形成其中支路204、208及210中之每一者之電抗正改變且因此可發生匹配之頻域中之區之共振LC支路204、208及210之似開關行為。在此方面，匹配電路100之共振LC支路204、208及210充當濾波器，該等濾波器實施在其中其自一完全不導電狀態改變成完全導電狀態之頻率區上匹配。
參考圖2B及圖2C中所展示之曲線圖可最佳地瞭解匹配電路100之經改良效能。圖2B係展示透過匹配電路100之天線之電壓增益之一曲線圖且圖2C係展示透過匹配電路100之天線之回波損失(return loss)之一曲線圖。如圖2B中所見，匹配電路100展現在100MHz至200MHz頻帶內之濾波器類行為且在140MHz至170MHz範圍內產生大於0.7之電壓增益。如圖2C中所見，匹配電路100在用於一天線系統中時產生低回波損失。
與使用RFT所設計之習用匹配電路之效能相比，匹配電路100之寬頻效能特別有利。與圖2B中所見之匹配電路100之變化增益相比，使用RFT所設計之匹配電路具有一平坦增益，該平坦增益較低且跨越藉由匹配電路100所產生之增益及頻寬之一較窄頻寬。
匹配電路100之一特定特徵係：電感器L14包含於匹配電路100中，但其並不顯著促成在100MHz至200MHz範圍內之匹配電路100之 匹配行為以將匹配電路100調適為可能進一步用於超過200MHz之額外高頻率帶中。在缺乏電感器L14時，沿著支路208之電容器C12將在較高操作頻率帶下提供至接地之一低阻抗電流路徑，藉此防止電流到達天線。因此，匹配電路100經調適用於除作為一寬頻匹配電路以外亦可能作為一多頻匹配電路而操作。
應瞭解，當在較高頻率帶下操作時，亦將需要與電感器L11一起形成一LC電路之沿著支路202定位之一額外電容器，此乃因否則電感器L11之高電感性電抗將防止電流到達天線。圖2A中未圖解說明此額外電容器之存在，此乃因其電容值較佳地根據欲在較高頻率帶下匹配之阻抗來判定。
現參考圖3A以及圖3B及圖3C，圖3A係根據本發明之另一較佳實施例建構及操作之一匹配電路之一示意性電路圖，圖3B及圖3C係展示圖3A中所展示之類型之一匹配電路之效能之簡化曲線圖。
如圖3A中所見，提供一匹配電路300，其較佳地連接至一第一輸入埠308及一第二輸出埠310。匹配電路300較佳地在第一埠308處自一信號源(未展示)接收一輸入信號，該信號源操作以提供在一預定頻率範圍內之一射頻(RF)信號。匹配電路300較佳地將一輸出信號遞送至第二埠310，該輸出信號較佳地遞送至一天線(未展示)。匹配電路300較佳地操作以在信號源之預定頻率範圍內匹配天線之阻抗與信號源之阻抗以最大化信號源與天線之間的能量轉移。
匹配電路300較佳地包含較佳地沿著其一第一並聯支路312定位之一第一電容器C31及一第一電感器L31、較佳地沿著其一第二並聯支路314定位之一第二電容器C32、一第二電感器L32及一第三電感器L33以及較佳地沿著其一第三並聯支路316定位之一第四電感器L34。匹配電路300進一步較佳地包含較佳地沿著一第一分路支路318定位之一第五電感器L35、較佳地沿著一第二分路支路320定位之一第六電感 器L36及較佳地沿著一第三分路支路322定位之一第七電感器L37。
電感器L31至L37較佳地包括線圈。較佳地根據源及將源與其匹配之天線之阻抗值來選擇電感器L31至L37以及電容器C31及C32之各別電感及電容值。以實例之方式，L31較佳地具有約448.6 nH之一電感、L32具有約63.4 nH之一電感、L33具有約50.0 nH之一電感、L34具有約75.4 nH之一電感、L35具有約89.5 nH之一電感、L36具有約102.9 nH之一電感且L37具有約104.8 nH之一電感。進一步地，以實例之方式，C31較佳地具有約8.8 pF之一電容且C32具有約10.8 pF之一電容。
匹配電路300可經調適以在約168MHz之一頻率下匹配具有約零之一電抗及約16歐姆之一電阻之一天線。然而，應理解，匹配電路300可由熟習此項技術者修改以便匹配具有多種阻抗之天線。應進一步理解，電感器L31至L37以及電容器C31及C32之上文所列舉之組件值僅係例示性的且可根據匹配電路300較佳地在其內操作之頻率範圍而容易地按比例縮放。
如依據對匹配電路300之拓撲之考量而容易地瞭解，匹配電路300較佳地包括一多支路匹配電路，該多個支路在此處包含(以實例之方式)第一支路312、並聯於第一支路312之第二支路314以及並聯於第一支路312及第二支路314之第三支路316。由於第一並聯支路312、第二並聯支路314及第三並聯支路316之存在，匹配電路300較佳地在第一埠308與第二埠310之間及因此在信號源與天線之間提供多個電流路徑。
藉由匹配電路300在信號源與天線之間提供多個電流路徑係本發明之一較佳實施例之一高度有利特徵。此乃因希伯特變換，該希伯特變換係關於習用匹配電路之阻抗之實部及虛部之一函數、在一多電流路徑匹配電路之情形中不成立。由於在匹配電路300中包含多個電流 路徑，因此匹配電路300之阻抗之實部及虛部不再藉由希伯特變換而定義且因此可更自由地選擇及最佳化。
匹配電路300提供多個電流路徑與使用RFT所設計之習用匹配電路形成對比，該等習用匹配電路通常僅提供一單個電流路徑，該單個電流路徑僅具有沿著其定位於信號源與天線之間的一單個電抗組件。因此，使用RFT所設計之匹配電路約束於具有其實部及虛部藉由希伯特變換定義之阻抗。
表2中展示如在100MHz至200MHz之一頻率範圍內在第一埠308及第二埠310處所見之匹配電路300之阻抗之實部及虛部之所量測值。如可由熟習此項技術者基於表2中所顯示之值而計算，如在第一埠308及第二埠310處所見之匹配電路300之阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而相關。
匹配電路300較佳地包含沿著其具有至少一電容器及電感器之至少一個支路。在圖3A中所圖解說明之本發明之實施例中，以實例之方式，匹配電路300包含：第一並聯支路312，其具有沿著其定位之C31及L31；及第二並聯支路314，其具有沿著其定位之C32、L32及L33。在此方面，匹配電路300進一步經區別而優於通常不沿著其一單個支路包含一個以上電抗元件之習用匹配電路。
特定而言，沿著匹配電路300之至少一個支路包含至少一電容器及電感器用以區別出匹配電路300優於使用RFT所設計之習用匹配電路。在RFT中，匹配電路之拓撲藉由沿著其每一支路僅規定一單個電 抗組件而被認為係一LC梯形網路。
在匹配電路300之操作中，沿著第一並聯支路312之各別電容器電感器對C31及L31以及沿著第二並聯支路314之C32及L32各自形成一共振LC電路。在低於每一共振LC電路之共振頻率之一極低頻率下，每一電感器之電抗趨向於零且每一電容器之電抗趨向於-∞。因此，電感器等效於一筆直導線且沿著對應支路僅看到每一電容器電感器對之電容性部分。隨著頻率增加，每一電容器之電抗減小從而變為負性較小，且每一電感器之電抗增加。因此，沿著每一對應支路之總電抗減小。在每一電容器電感器對之共振頻率下，電容器之電抗等於且相反於電感器之電抗，從而導致沿著對應支路之一零電抗且因此所有電流沿著該支路而通過。隨著頻率增加超過共振頻率，每一電感器之電抗趨向於∞且每一電容器之電抗趨向於零，從而導致沿著對應支路之一增加之總電抗。
熟習此項技術者將瞭解，形成一共振LC電路之每一電容器電感器對之上文所闡述行為類似一開關之行為，此乃因沿著每一對應支路引導之電流隨著總支路電抗而變化，該總支路電抗又隨著信號頻率而變化。本發明之匹配電路之一較佳實施例之此特徵形成本發明之匹配電路之操作之顯著優點。
首先，第一並聯共振LC支路312及第二並聯共振LC支路314之似開關行為用以在不使用開關之情況下根據第一並聯支路312、第二並聯支路314及第三並聯支路316之相對各別電抗來控制第一並聯支路312、第二並聯支路314及第三並聯支路316之間的電流分佈。
藉此，在信號源操作以產生在一預定頻率範圍內之一射頻信號之情形(該預定頻率範圍包含複數個頻率子範圍)中，並聯支路312、314及316較佳地協作以便在該複數個頻率子範圍中之一個頻率子範圍內匹配天線與信號源。因此，匹配電路300較佳地能夠由於共振LC支 路312及314之固有似開關行為而在其個別並聯支路312、314及316之間不需要開關之情況下在一寬預定頻率範圍內操作為一寬頻匹配電路。
其次，與習用匹配電路相比，共振LC支路312及314之似開關行為用以加寬匹配電路300之頻寬達一既定增益。替代地陳述，與習用匹配電路相比，共振LC支路312及314之似開關行為用以增加匹配電路300之增益達一既定頻寬。
匹配電路300之此效能改良可歸因於形成其中支路312及314中之每一者之電抗正改變且因此可發生匹配之頻域中之區之共振LC支路312及314之似開關行為。在此方面，匹配電路300之共振LC支路312及314充當濾波器，該等濾波器實施在其中其自一完全不導電狀態改變成完全導電狀態之頻率區上匹配。
參考圖3B及圖3C中所展示之曲線圖可最佳地瞭解匹配電路300之經改良效能。圖3B係展示透過匹配電路300之天線之電壓增益之一曲線圖且圖3C係展示透過匹配電路300之天線之回波損失之一曲線圖。如圖3B中所見，匹配電路300展現在100MHz至200MHz頻帶內之濾波器類行為且在140MHz至170MHz範圍內產生大於0.7之電壓增益。如圖3C中所見，匹配電路300在用於一天線系統中時產生低回波損失。
與使用RFT所設計之習用匹配電路之效能相比，匹配電路300之寬頻效能特別有利。與圖3B中所見之匹配電路300之變化增益相比，使用RFT所設計之匹配電路具有一平坦增益，該平坦增益較低且跨越藉由匹配電路300所產生之增益及頻寬之一較窄頻寬。
現參考圖4A以及圖4B及圖4C，圖4A係根據本發明之一進一步較佳實施例建構及操作之一匹配電路之一示意性電路圖，圖4B及圖4C係展示圖4A中所展示之類型之一匹配電路之效能之簡化曲線圖。
如圖4A中所見，提供一匹配電路400，其較佳地連接至一第一輸入埠408及一第二輸出埠410。匹配電路400較佳地在第一埠408處自一信號源(未展示)接收一輸入信號，該信號源操作以提供在一預定頻率範圍內之一射頻(RF)信號。匹配電路400較佳地將一輸出信號遞送至第二埠410，該輸出信號較佳地遞送至一天線(未展示)。匹配電路400較佳地操作以在信號源之預定頻率範圍內匹配天線之阻抗與信號源之阻抗以最大化信號源與天線之間的能量轉移。
匹配電路400較佳地包含較佳地沿著其一第一並聯支路412定位之一第一電容器C41及一第一電感器L41以及較佳地沿著其一第二並聯支路414定位之一第二電容器C42。匹配電路400進一步較佳地包含較佳地沿著一第一分路支路416定位之一第二電感器L42及較佳地沿著一第二分路支路418定位之一第三電感器L43。
電感器L41至L43較佳地包括線圈。較佳地根據源及將源與其匹配之天線之阻抗值來選擇電感器L41至L43以及電容器C41及C42之各別電感及電容值。以實例之方式，L41較佳地具有約400.3 nH之一電感、L42具有約46.2 nH之一電感且L43具有約78.1 nH之一電感。進一步地，以實例之方式，C41較佳地具有約11.6 pF之一電容且C42具有約7.0 pF之一電容。
匹配電路400可經調適以在約145MHz之一頻率下匹配具有約零之一電抗及約33歐姆之一電阻之一天線。然而，應理解，匹配電路400可由熟習此項技術者修改以便匹配具有多種阻抗之天線。應進一步理解，電感器L41至L43以及電容器C41及C42之上文所列舉之組件值僅係例示性的且可根據匹配電路400較佳地在其內操作之頻率範圍而容易地按比例縮放。
如依據對匹配電路400之拓撲之考量而容易地瞭解，匹配電路400較佳地包括一多支路匹配電路，其多個支路在此處包含(以實例之 方式)第一支路412及並聯於第一支路412之第二支路414。由於第一並聯支路412及第二並聯支路414之存在，匹配電路400較佳地在第一埠408與第二埠410之間及因此在信號源與天線之間提供多個電流路徑。
藉由匹配電路400在信號源與天線之間提供多個電流路徑係本發明之一較佳實施例之一高度有利特徵。此乃因希伯特變換，該希伯特變換係關於習用匹配電路之阻抗之實部及虛部之一函數、在一多電流路徑匹配電路之情形中不成立。由於在匹配電路400中包含多個電流路徑，因此匹配電路400之阻抗之實部及虛部不再藉由希伯特變換而定義且因此可更自由地選擇及最佳化。
匹配電路400提供多個電流路徑與使用RFT所設計之習用匹配電路形成對比，該等習用匹配電路通常僅提供一單個電流路徑，該單個電流路徑僅具有沿著其定位於信號源與天線之間的一單個電抗組件。因此，使用RFT所設計之匹配電路約束於具有其實部及虛部藉由希伯特變換定義之阻抗。
表3中展示如在100MHz至200MHz之一頻率範圍內在第一埠408及第二埠410處所見之匹配電路400之阻抗之實部及虛部之所量測值。如可由熟習此項技術者基於表3中所顯示之值而計算，如在第一埠408及第二埠410處所見之匹配電路400之阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而相關。
匹配電路400較佳地包含沿著其具有至少一電容器及電感器之至少一個支路。在圖4A中所圖解說明之本發明之實施例中，以實例之方式，匹配電路400包含具有沿著其定位之C41及L41之第一並聯支路 412。在此方面，匹配電路400進一步經區別而優於通常不沿著其一單個支路包含一個以上電抗元件之習用匹配電路。
特定而言，沿著匹配電路400之至少一個支路包含至少一電容器及電感器用以區別出匹配電路400優於使用RFT所設計之習用匹配電路。在RFT中，匹配電路之拓撲藉由沿著其每一支路僅規定一單個電抗組件而被認為係一LC梯形網路。
在匹配電路400之操作中，沿著第一並聯支路412之電容器電感器對C41及L41形成一共振LC電路。在低於共振頻率之一極低頻率下，電感器L41之電抗趨向於零且電容器C41之電抗趨向於∞。因此，L41等效於一筆直導線且沿著支路412僅看到電容器電感器對之電容性部分。隨著頻率增加，C41之電抗減小從而變為負性較小且L41之電抗增加。因此，沿著支路412之總電抗減小。在電容器電感器對之共振頻率下，C41之電容性電抗等於且相反於L41之電感性電抗從而導致沿著支路412之一零電抗且因此所有電流沿著彼支路而通過。隨著頻率增加超過共振頻率，L41之電抗趨向於∞且C41之電抗趨向於零，從而導致沿著支路412之一增加之總電抗。
熟習此項技術者將瞭解，形成一共振LC電路之電容器電感器對C41及L41之上文所闡述行為類似一開關之行為，此乃因沿著支路412引導之電流隨著總支路電抗而變化，該總支路電抗又隨著信號頻率而變化。本發明之匹配電路之一較佳實施例之此特徵形成本發明之匹配電路之操作之顯著優點。
首先，第一並聯共振LC支路412之似開關行為在不使用開關之情況下根據第一並聯支路412及第二並聯支路414之相對電抗來控制第一並聯支路412與第二並聯支路414之間的電流分佈。
藉此，在信號源操作以產生在一預定頻率範圍內之一射頻信號之情形(該預定頻率範圍包含複數個頻率子範圍)中，並聯支路412及 414較佳地協作以便在該複數個頻率子範圍中之至少一個頻率子範圍內匹配天線與信號源。因此，匹配電路400較佳地能夠由於共振LC支路412之固有似開關行為而在其個別並聯支路412與414之間不需要開關之情況下在一寬預定頻率範圍內操作為一寬頻匹配電路。
其次，與習用匹配電路相比，共振LC支路412之似開關行為用以加寬匹配電路400之頻寬達一既定增益。替代地陳述，與習用匹配電路相比，共振LC支路412之似開關行為用以增加匹配電路400之增益達一既定頻寬。
匹配電路400之此效能改良可歸因於形成其中支路412之電抗正改變且因此可發生匹配之頻域中之區之共振LC支路412之似開關行為。在此方面，共振LC支路412充當一濾波器，該濾波器實施在其中其自一完全不導電狀態改變成完全導電狀態之頻率區上匹配。
參考圖4B及圖4C中所展示之曲線圖可最佳地瞭解匹配電路400之經改良效能。圖4B係展示透過匹配電路400之天線之電壓增益之一曲線圖且圖4C係展示透過匹配電路400之天線之回波損失之一曲線圖。如圖4B中所見，匹配電路400展現在100MHz至200MHz頻帶內之濾波器類行為且在140MHz至170MHz範圍內產生大於0.8之電壓增益。如圖4C中所見，匹配電路400在用於一天線系統中時產生低回波損失。
與使用RFT所設計之習用匹配電路之效能相比，匹配電路400之寬頻效能特別有利。與圖4B中所見之匹配電路400之變化增益相比，使用RFT所設計之匹配電路具有一平坦增益，該平坦增益較低且跨越藉由匹配電路400所產生之增益及頻寬之一較窄頻寬。
現參考圖5A以及圖5B及圖5C，圖5A係根據本發明之又一較佳實施例建構及操作之一匹配電路之一示意性電路圖，圖5B及圖5C係展示圖5A中所展示之類型之一匹配電路之效能之簡化曲線圖。
如圖5A中所見，提供一匹配電路500，其較佳地連接至一第一輸入埠508及一第二輸出埠510。匹配電路500較佳地在第一埠508處自一信號源(未展示)接收一輸入信號，該信號源操作以提供在一預定頻率範圍內之一射頻(RF)信號。匹配電路500較佳地將一輸出信號遞送至第二埠510，該輸出信號較佳地遞送至一負載(未展示)。匹配電路500較佳地操作以在信號源之預定頻率範圍內匹配負載之阻抗與信號源之阻抗以最大化信號源與負載之間的能量轉移。
匹配電路500較佳地包含較佳地沿著其一第一支路512定位之一第一電感器L51以及較佳地沿著其一第一分路支路514定位之一第一電容器C51及一第二電感器L52。匹配電路500進一步較佳地包含較佳地沿著一第二分路支路516定位之一第二電容器C52。
電感器L51及L52較佳地包括線圈。較佳地根據源及將源與其匹配之負載之阻抗值來選擇電感器L51及L52以及電容器C51及C52之各別電感及電容值。以實例之方式，L51較佳地具有約2.4 H之一電感且L52具有約4.1 H之一電感。進一步地，以實例之方式，C51較佳地具有約0.2 F之一電容且C52具有約1.2 F之一電容。
匹配電路500較佳地經調適以匹配具有等效於包括以下各項之一電路之阻抗之一阻抗之一負載：一電感器，其具有2.3 H之一電感；一分路電容器，其具有1.2 F之一電容；及一電阻器，其具有1Ω之一電阻。然而，應理解，匹配電路500可由熟習此項技術者修改以便匹配具有多種阻抗之負載。應進一步理解，電感器L51及L52以及電容器C51及C52之上文所列舉之組件值僅係例示性的且可根據匹配電路500較佳地在其內操作之頻率範圍而容易地按比例縮放。
如依據對匹配電路500之拓撲之考量而容易地瞭解，匹配電路500較佳在第一埠508與第二埠510之間及因此在信號源與負載之間提供較佳地由支路512形成之一單個電流路徑。在此方面，匹配電路500 較佳地不同於匹配電路100至400，該等匹配電路較佳地分別在信號源與天線之間提供多個電流路徑。
匹配電路500較佳地包含具有沿著其定位之至少一電容器及電感器之至少一個支路。在圖5A中所圖解說明之本發明之實施例中，以實例之方式，匹配電路500包含具有沿著其定位之C51及L52之第一分路支路514。因此，匹配電路500經區別而優於通常不沿著其一單個支路包含一個以上電抗元件之習用匹配電路。
特定而言，沿著匹配電路500之至少一個支路包含至少一電容器及電感器用以區別出匹配電路500優於使用RFT所設計之習用匹配電路。在RFT中，匹配電路之拓撲藉由沿著其每一支路僅規定一單個電抗組件而被認為係一LC梯形網路。
匹配電路500之一較佳實施例之一特定特徵係：儘管僅在信號源與負載之間提供一單個電流路徑，但匹配電路500關於第一埠508及第二埠510之特性阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而定義。
表4中展示如在0Hz至0.2Hz之一頻率範圍內在第一埠508及第二埠510處所見之匹配電路500之阻抗之實部及虛部之所量測值。如可由熟習此項技術者基於表4中所顯示之值而計算，如在第一埠508及第二埠510處所見之匹配電路500之阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而相關。
在匹配電路500之操作中，沿著第一分路支路514之電容器電感器對C51及L52形成一共振LC電路。在低於共振頻率之一極低頻率下，電感器L52之電抗趨向於零且電容器C51之電抗趨向於∞。因此，L52等效於一筆直導線且沿著支路514僅看到電容器電感器對之電容性部分。隨著頻率增加，C51之電抗減小從而變為負性較小且L52之電抗增加。因此，沿著支路514之總電抗減小。在電容器電感器對之共振頻率下，C51之電容性電抗等於且相反於L52之電感性電抗從而導致沿著支路514之一零電抗且因此所有電流沿著彼支路而通過。隨著頻率增加超過共振頻率，L52之電抗趨向於∞且C51之電抗趨向於零，從而導致沿著支路514之一增加之總電抗。
熟習此項技術者將瞭解，形成一共振LC電路之電容器電感器對C51及L52之上文所闡述行為類似一開關之行為，此乃因沿著支路514引導之電流隨著總支路電抗而變化，該總支路電抗又隨著信號頻率而變化。
與習用匹配電路相比，共振LC支路514之本質似開關行為用以加寬匹配電路500之頻寬達一既定增益。替代地陳述，與習用匹配電路相比，共振LC支路514之似開關行為用以增加匹配電路500之增益達一既定頻寬。
匹配電路500之此效能改良可歸因於形成其中支路514之電抗正改變且因此可發生匹配之頻域中之區之共振LC支路514之似開關行為。在此方面，共振LC支路514充當一濾波器，該濾波器實施在其中其自一完全不導電狀態改變成完全導電狀態之頻率區上匹配。
參考圖5B及圖5C中所展示之曲線圖可最佳地瞭解匹配電路500之經改良效能。圖5B係展示透過匹配電路500之負載之電壓增益之一曲線圖且圖5C係展示透過匹配電路500之負載之回波損失之一曲線圖。如圖5B中所見，匹配電路500展現在0Hz至0.2Hz頻率帶內之濾波器 類行為且在0Hz至0.16Hz範圍內產生大於0.9之電壓增益。如圖5C中所見，匹配電路500在用於一源負載系統中時產生低回波損失。
與使用RFT所設計之習用匹配電路之效能相比，匹配電路500之寬頻效能特別有利。選擇欲藉由匹配電路500匹配之特定上述負載，此乃因其匹配先前已由Fano(F.M.Fano，「Theoretical limitations on the broadband matching or arbitrary impedances」，J.Franklin Inst.，第249卷，1960年1月第57至83頁及1960年2月第139至155頁)及Carlin(H.J.Carlin，「A new approach to gain-bandwidth problems」，IEEE Trans.Circuits Syst.，第CAS-24卷，1977年4月第170至175頁)計算。Fano展示，針對具有輸入系列L=2.3 H、分路C=1.2 F且R=1Ω之一負載，可在0ω1之一頻寬內達成之最大理論平坦功率增益係0.924。Carlin進一步展示，針對此一負載，使用藉由RFT所設計之一匹配網路可在0ω1之頻寬內達成之最大平坦功率增益係0.837。在此情形中，由Carlin使用RFT最佳化之匹配網路通常類似匹配電路500，但不存在第二電感器L52。
相比之下，如圖5B中所見，匹配電路500在0Hz至0.16Hz之一頻寬內產生大於0.9之電壓增益。因此，應瞭解，藉由簡單修改Carlin之經最佳化RFT電路之方式，即，藉由添加第二電感器L52藉此沿著支路514形成一共振LC電路之方式，與習用基於經最佳化RFT之匹配電路相比，匹配電路500之效能可顯著改良。
熟習此項技術者應瞭解，匹配電路500可經容易修改以在一較高頻率範圍(諸如0MHz至1600MHz而非0Hz至0.16Hz)內操作。在此情形中，以實例之方式，L51較佳地具有約240 pH之一電感且L52具有約410 pH之一電感。進一步地，以實例之方式，C51較佳地具有約20 pF之一電容且C52具有約120 pF之一電容。在0MHz至1600MHz之一頻率範圍內之匹配電路500之效能通常與在圖5B及圖5C中所圖解說明 之0Hz至0.16Hz之一頻率範圍內之匹配電路500之效能相同。
本發明之一較佳實施例之一特定特徵係：儘管與RFT匹配電路之效能相比，本發明之單個電流路徑匹配電路(諸如，匹配電路500)之效能顯著改良，但可使用眾所周知的RFT程序來開發本發明之匹配電路之一中間版本。然後可藉由添加至少一個電抗元件以便沿著至少一個支路形成一共振LC電路之方式來修改及進一步最佳化因此產生之中間匹配電路。因此，與使用RFT所設計之匹配電路相比，本發明之匹配電路提供經改良效能，但並不利用藉由RFT提供之設計之簡單性及效率。
現參考圖6A以及圖6B及圖6C，圖6A係根據本發明之一又進一步較佳實施例建構及操作之一匹配電路之一示意性電路圖，圖6B及圖6C係展示圖6A中所展示之類型之一匹配電路之效能之簡化曲線圖。
如圖6A中所見，提供一匹配電路600，其較佳地連接至一第一輸入埠608及一第二輸出埠610。匹配電路600較佳地在第一埠608處自一信號源(未展示)接收一輸入信號，該信號源操作以提供在一預定頻率範圍內之一射頻(RF)信號。匹配電路600較佳地將一輸出信號遞送至第二埠610，該輸出信號較佳地遞送至一負載(未展示)。匹配電路600較佳地操作以在信號源之預定頻率範圍內匹配負載之阻抗與信號源之阻抗以最大化信號源與負載之間的能量轉移。
匹配電路600較佳地包含較佳地沿著其一第一支路612定位之一第一電感器L61以及較佳地沿著其一第一分路支路614定位之一第一電容器C61、一第二電感器L62、一第二電容器C62及一第三電感器L63。匹配電路600進一步較佳地包含較佳地沿著一第二分路支路616定位之一第三電容器C63。
電感器L61至L63較佳地包括線圈。較佳地根據源及將源與其匹配之負載之阻抗值來選擇電感器L61至L63及電容器C61至C63之各別 電感及電容值。以實例之方式，L61較佳地具有約2.4 H之一電感、L62具有約3.8 H之一電感且L63具有約3.4 H之一電感。進一步地，以實例之方式，C61較佳地具有約0.2 F之一電容、C62具有約9.4 F之一電容且C63具有約0.8 F之一電容。
匹配電路600較佳地經調適以匹配具有等效於包括以下各項之一電路之阻抗之一阻抗之一負載：一電感器，其具有2.3 H之一電感；一分路電容器，其具有1.2 F之一電容；及一電阻器，其具有1Ω之一電阻。然而，應理解，匹配電路600可由熟習此項技術者修改以便匹配具有多種阻抗之負載。應進一步理解，電感器L61至L63及電容器C61至C63之上文所列舉之組件值僅係例示性的且可根據匹配電路600較佳地在其內操作之頻率範圍而容易地按比例縮放。
如依據對匹配電路600之拓撲之考量而容易地瞭解，匹配電路600較佳在第一埠608與第二埠610之間及因此在信號源與負載之間提供較佳地由支路612形成之一單個電流路徑。在此方面，匹配電路600較佳地不同於匹配電路100至400，該等匹配電路較佳地分別在信號源與天線之間提供多個電流路徑。
匹配電路600較佳地包含具有沿著其定位之至少一電容器及電感器之至少一個支路。在圖6A中所圖解說明之本發明之實施例中，以實例之方式，匹配電路600包含具有沿著其定位之C61及C62以及L62及L63之第一分路支路614。因此，匹配電路600經區別而優於通常不沿著其一單個支路包含一個以上電抗元件之習用匹配電路。
特定而言，沿著匹配電路600之至少一個支路包含至少一電容器及電感器用以區別出匹配電路600優於使用RFT所設計之習用匹配電路。在RFT中，匹配電路之拓撲藉由沿著其每一支路僅規定一單個電抗組件而被認為係一LC梯形網路。
匹配電路600之一較佳實施例之一特定特徵係：儘管僅在信號源 與負載之間提供一單個電流路徑，但匹配電路600關於第一埠608及第二埠610之特性阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而定義。
表5中展示如在0Hz至0.2Hz之一頻率範圍內在第一埠608及第二埠610處所見之匹配電路600之阻抗之實部及虛部之所量測值。如可由熟習此項技術者基於表5中所顯示之值而計算，如在第一埠608及第二埠610處所見之匹配電路600之阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而相關。
在匹配電路600之操作中，沿著第一分路支路614之電容器C61、C62以及電感器L62及L63形成一共振LC電路結構。在低於共振頻率之一極低頻率下，電感器L62連同L63及C62之電抗趨向於零且電容器C61之電抗趨向於∞。因此，L62連同L63及C62等效於一筆直導線且沿著支路614僅看到電容器電感器電路之電容性部分C61。隨著頻率增加，C61之電抗減小從而變為負性較小且L62及L63之電抗增加。因此，沿著支路614之總電抗減小。在C61及L62之共振頻率下，僅藉由L63及C62提供總電抗。此形成避免由C61及L62形成之短路之可能 性。因此，在較低頻率下，沿著支路614之整個LC電路以類似於沿著匹配電路400之第一分路支路416之LC電路之一方式操作，但在L63及C62之共振頻率下表現為一斷路而非一短路。
熟習此項技術者將瞭解，形成共振LC電路之電容器電感器對C61及L62以及L63及C62之上文所闡述行為類似兩個開關之行為，此乃因沿著支路614引導之電流隨著總支路電抗而變化，該總支路電抗又隨著信號頻率而變化。
與習用匹配電路相比，共振LC支路614之本質似開關行為用以加寬匹配電路600之頻寬達一既定增益。替代地陳述，與習用匹配電路相比，共振LC支路614之似開關行為用以增加匹配電路600之增益達一既定頻寬。
匹配電路600之此效能改良可歸因於形成其中支路614之電抗正改變且因此可發生匹配之頻域中之區之共振LC支路614之似開關行為。在此方面，共振LC支路614充當一濾波器，該濾波器實施在其中其自一完全不導電狀態改變成完全導電狀態之頻率區上匹配。
參考圖6B及圖6C中所展示之曲線圖可最佳地瞭解匹配電路600之經改良效能。圖6B係展示透過匹配電路600之負載之電壓增益之一曲線圖且圖6C係展示透過匹配電路600之負載之回波損失之一曲線圖。如圖6B中所見，匹配電路600展現在0Hz至0.2Hz頻率帶內之濾波器類行為且在0Hz至0.2Hz範圍內產生大於0.8之電壓增益。如圖6C中所見，匹配電路600在用於一源負載系統中時產生低回波損失。
與使用RFT所設計之習用匹配電路之效能相比，匹配電路600之寬頻效能特別有利。選擇欲藉由匹配電路600匹配之特定上述天線，此乃因其匹配先前已由Fano(F.M.Fano，「Theoretical limitations on the broadband matching or arbitrary impedances」，J.Franklin Inst.，第249卷，1960年1月第57至83頁及1960年2月第139至155頁)及Carlin(H. J.Carlin，「A new approach to gain-bandwidth problems」，IEEE Trans.Circuits Syst.，第CAS-24卷，1977年4月第170至175頁)計算。Fano展示，針對具有輸入系列L=2.3 H、分路C=1.2 F且R=1Ω之一負載，可在0ω1之一頻寬內達成之最大理論平坦功率增益係0.924。Carlin進一步展示，針對此一負載，使用藉由RFT所設計之一匹配網路可在0ω1之頻寬內達成之最大平坦功率增益係0.837。在此情形中，由Carlin使用RFT最佳化之匹配網路通常類似匹配電路600，但不存在第二電感器L62及第三電感器L63以及第二電容器C62。
相比之下，如圖5B中所見，匹配電路600在0Hz至0.2Hz之一頻寬內產生大於0.8之電壓增益。因此，應瞭解，藉由簡單修改Carlin之經最佳化RFT電路之方式，即，藉由添加第二電感器L62及第三電感器L63以及第二電容器C62藉此沿著支路614形成共振LC電路之方式，與習用基於經最佳化RFT之匹配電路相比，匹配電路600之效能可顯著改良。
熟習此項技術者應瞭解，匹配電路600可經容易修改以在一較高頻率範圍(諸如0MHz至2000MHz而非0Hz至0.2Hz)內操作。在此情形中，以實例之方式，L61較佳地具有約240 pH之一電感、L62具有約380 pH之一電感且L63具有約340 pH之一電感。進一步地，以實例之方式，C61較佳地具有約20 pF之一電容、C62具有約940 pF之一電容且C63具有約80 pF之一電容。在0MHz至2000MHz之一頻率範圍內之匹配電路600之效能通常與在圖6B及圖6C中所圖解說明之0Hz至0.2Hz之一頻率範圍內之匹配電路600之效能相同。
本發明之一較佳實施例之一特定特徵係：儘管與RFT匹配電路之效能相比，本發明之單個電流路徑匹配電路(諸如，匹配電路600)之效能顯著改良，但可使用眾所周知的RFT程序來開發本發明之匹配電路之一中間版本。然後可藉由添加至少一個電抗元件以便沿著至少一 個支路形成一共振LC電路之方式來修改及進一步最佳化因此產生之中間匹配電路。因此，與使用RFT所設計之匹配電路相比，本發明之匹配電路提供經改良效能，但並不利用藉由RFT提供之設計之簡單性及效率。
現參考圖7A以及圖7B及圖7C，圖7A係根據本發明之一又進一步較佳實施例建構及操作之一匹配電路之一示意性電路圖，圖7B及圖7C係展示圖7A中所展示之類型之一匹配電路之效能之簡化曲線圖。
如圖7A中所見，提供一匹配電路700，其較佳地連接至一第一輸入埠708及一第二輸出埠710。匹配電路700較佳地在第一埠708處自一信號源(未展示)接收一輸入信號，該信號源操作以提供在一預定頻率範圍內之一射頻(RF)信號。匹配電路700較佳地將一輸出信號遞送至第二埠710，該輸出信號較佳地遞送至一負載(未展示)。匹配電路700較佳地操作以在信號源之預定頻率範圍內匹配負載之阻抗與信號源之阻抗以最大化信號源與負載之間的能量轉移。
匹配電路700較佳地包含較佳地沿著其一第一支路712定位之一第一電感器L71及較佳地並聯於第一電感器L71而定位之第一電容器C71。匹配電路700進一步較佳地包含較佳地沿著其一第一分路支路714定位之一第二電容器C72以及較佳地沿著一第二分路支路716定位之一第三電容器C73、一第四電容器C74及一第二電感器L72。
電感器L71及L72較佳地包括線圈。較佳地根據源及將源與其匹配之負載之阻抗值來選擇電感器L71及L72以及電容器C71至C74之各別電感及電容值。以實例之方式，L71較佳地具有約1.1 H之一電感且L72具有約0.019 H之一電感。進一步地，以實例之方式，C71較佳地具有約0.3 F之一電容、C72具有約0.1 F之一電容、C73具有約0.4 F之一電容且C74具有約56.8 F之一電容。
匹配電路700較佳地經調適以匹配具有等效於包括以下各項之一 電路之阻抗之一阻抗之一負載：一電感器，其具有2.3 H之一電感；一分路電容器，其具有1.2 F之一電容；及一電阻器，其具有1Ω之一電阻。然而，應理解，匹配電路700可由熟習此項技術者修改以便匹配具有多種阻抗之負載。應進一步理解，電感器L71及L72以及電容器C71至C74之上文所列舉之組件值僅係例示性的且可根據匹配電路700較佳地在其內操作之頻率範圍而容易地按比例縮放。
如依據對匹配電路700之拓撲之考量而容易地瞭解，匹配電路700較佳在第一埠708與第二埠710之間及因此在信號源與天線之間提供較佳地由支路712形成之一單個電流路徑。在此方面，匹配電路700較佳地不同於匹配電路100至400，該等匹配電路較佳地分別在信號源與天線之間提供多個電流路徑。
匹配電路700較佳地包含具有沿著其定位之至少一電容器及電感器之至少一個支路。在圖7A中所圖解說明之實施例中，以實例之方式，匹配電路700包含：第一支路712，其具有沿著其定位之L71及C71；及第二分路支路716，其具有沿著其定位之C73及C74以及L72。因此，匹配電路700經區別而優於通常不沿著其一單個支路包含一個以上電抗元件之習用匹配電路。
特定而言，沿著匹配電路700之至少一個支路包含至少一電容器及電感器用以區別出匹配電路700優於使用RFT所設計之習用匹配電路。在RFT中，匹配電路之拓撲藉由沿著其每一支路僅規定一單個電抗組件而被認為係一LC梯形網路。
匹配電路700之一較佳實施例之一特定特徵係：儘管僅在信號源與負載之間提供一單個電流路徑，但匹配電路700關於第一埠708及第二埠710之特性阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而定義。
表6中展示如在0Hz至0.4Hz之一頻率範圍內在第一埠708及第二埠710處所見之匹配電路700之阻抗之實部及虛部之所量測值。如可由 熟習此項技術者基於表6中所顯示之值而計算，如在第一埠708及第二埠710處所見之匹配電路700之阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而相關。
在匹配電路700中，沿著第一支路712及第二分路支路716之電容器電感器對C71及L71以及C73、C74及L72形成共振LC電路。在低於共振頻率之一極低頻率下，每一電感器之電抗趨向於零且每一電容器之電抗趨向於∞。因此，每一電感器等效於一筆直導線且繞過並聯電容器之電抗。隨著頻率增加，每一電容器之電抗減小從而變為負性較小，且每一電感器之電抗增加。因此，沿著對應支路之總電抗增加。在每一電容器電感器對之共振頻率下，每一電容器之電容性電抗等於且相反於每一電感器之電感性電抗，從而導致沿著對應支路之∞電抗且因此無電流沿著彼等支路而通過。隨著頻率增加超過共振頻率，每一電感器之電抗趨向於∞且每一電容器之電抗趨向於零，從而導致沿著對應支路之一減小之總電抗。
熟習此項技術者將瞭解，形成共振LC電路之電容器電感器對C71 及L71以及C73、C74及L72之上文所闡述行為類似一開關之行為，此乃因沿著支路712及716引導之電流隨著總支路電抗而變化，該總支路電抗又隨著信號頻率而變化。
與習用匹配電路相比，共振LC支路712及716之本質似開關行為用以加寬匹配電路700之頻寬達一既定增益。替代地陳述，與習用匹配電路相比，共振LC支路712及716之似開關行為用以增加匹配電路700之增益達一既定頻寬。
匹配電路700之此效能改良可歸因於形成其中支路712及716之電抗正改變且因此可發生匹配之頻域中之區之共振LC支路712及716之似開關行為。在此方面，共振LC支路712及716充當濾波器，該等濾波器實施在其中其自一完全不導電狀態改變成完全導電狀態之頻率區上匹配。
參考圖7B及圖7C中所展示之曲線圖可最佳地瞭解匹配電路700之經改良效能。圖7B係展示透過匹配電路700之負載之電壓增益之一曲線圖且圖7C係展示透過匹配電路700之負載之回波損失之一曲線圖。如圖7B中所見，匹配電路700展現在0Hz至0.4Hz頻率帶內之濾波器類行為且在0Hz至0.24Hz範圍內產生大於0.7之電壓增益。如圖7C中所見，匹配電路700在用於一源負載系統中時產生低回波損失。
與使用RFT所設計之習用匹配電路之效能相比，匹配電路700之寬頻效能特別有利。選擇欲藉由匹配電路700匹配之特定上述負載，此乃因其匹配先前已由Fano(F.M.Fano，「Theoretical limitations on the broadband matching or arbitrary impedances」，J.Franklin Inst.，第249卷，1960年1月第57至83頁及1960年2月第139至155頁)及Carlin(H.J.Carlin，「A new approach to gain-bandwidth problems」，IEEE Trans.Circuits Syst.，第CAS-24卷，1977年4月第170至175頁)計算。Fano展示，針對具有輸入系列L=2.3 H、分路C=1.2 F且R=1Ω之一負載，可 在0ω1之一頻寬內達成之最大理論平坦功率增益係0.924。Carlin進一步展示，針對此一負載，使用藉由RFT所設計之一匹配網路可在0ω1之頻寬內達成之最大平坦功率增益係0.837。在此情形中，由Carlin使用RFT最佳化之匹配網路通常類似匹配電路700，但不存在第二電感器L72以及第一電容器C71以及第四電容器C74。
相比之下，如圖7B中所見，匹配電路700在0Hz至0.24Hz之一頻寬內產生大於0.7之電壓增益。因此，應瞭解，藉由簡單修改Carlin之經最佳化RFT電路之方式，即，藉由添加第二電感器L72以及第一電容器C71及第四電容器C74從而沿著支路712及716形成共振LC電路之方式，與習用基於經最佳化RFT之匹配電路相比，匹配電路700之效能可顯著改良。
熟習此項技術者應瞭解，匹配電路700可經容易修改以在一較高頻率範圍(諸如0MHz至2400MHz而非0Hz至0.24Hz)內操作。在此情形中，以實例之方式，L71較佳地具有約110 pH之一電感且L72具有約1.9 pH之一電感。進一步地，以實例之方式，C71較佳地具有約30 pF之一電容、C72具有約10 pF之一電容、C73具有約40 pF之一電容且C74具有約5680 pF之一電容。在0MHz至2400MHz之一頻率範圍內之匹配電路700之效能通常與在圖7B及圖7C中所圖解說明之0Hz至0.24Hz之一頻率範圍內之匹配電路400之效能相同。
本發明之一較佳實施例之一特定特徵係：儘管與RFT匹配電路之效能相比，本發明之單個電流路徑匹配電路(諸如，匹配電路700)之效能顯著改良，但可使用眾所周知的RFT程序來開發本發明之匹配電路之一中間版本。然後可藉由添加至少一個電抗元件以便沿著至少一個支路形成一共振LC電路之方式來修改及進一步最佳化因此產生之中間匹配電路。因此，與使用RFT所設計之匹配電路相比，本發明之匹配電路提供經改良效能，但並不利用藉由RFT提供之設計之簡單性 及效率。
現參考圖8A以及圖8B及圖8C，圖8A係根據本發明之另一較佳實施例建構及操作之一匹配電路之一示意性電路圖，圖8B及圖8C係展示圖8A中所展示之類型之一匹配電路之效能之簡化曲線圖。
如圖8A中所見，提供一匹配電路800，其較佳地連接至一第一輸入埠808及一第二輸出埠810。匹配電路800較佳地在第一埠808處自一信號源(未展示)接收一輸入信號，該信號源操作以提供在一預定頻率範圍內之一射頻(RF)信號。匹配電路800較佳地將一輸出信號遞送至第二埠810，該輸出信號較佳地遞送至一天線(未展示)。匹配電路800較佳地操作以在信號源之預定頻率範圍內匹配天線之阻抗與信號源之阻抗以最大化信號源與天線之間的能量轉移。
匹配電路800較佳地包含較佳地沿著其一第一並聯支路812定位之一第一電感器L81以及較佳地沿著其一第二並聯支路814定位之一第一電容器C81及一第二電感器L82。匹配電路800進一步較佳地包含較佳地沿著一第一分路支路816定位之一第三電感器L83及較佳地沿著一第二分路支路818定位之一第四電感器L84。
電感器L81至L84較佳地包括線圈。較佳地根據源及將源與其匹配之天線之阻抗值來選擇電感器L81至L84及電容器C81之各別電感及電容值。以實例之方式，L81較佳地具有約81.0 nH之一電感、L82具有約158.8 nH之一電感、L83具有約71.0 nH之一電感且L84具有約24.1 nH之一電感。進一步地，以實例之方式，C81較佳地具有約1.6 pF之一電容。
匹配電路800較佳地操作以匹配在820MHz至960MHz之一頻率範圍內操作之一電短路偶極天線。然而，應理解，匹配電路800可由熟習此項技術者修改以便匹配具有多種阻抗及操作頻率之天線。
如依據對匹配電路800之拓撲之考量而容易地瞭解，匹配電路 800較佳地包括一多支路匹配電路，其多個支路在此處包含(以實例之方式)第一支路812及並聯於第一支路812之第二支路814。由於第一並聯支路812及第二並聯支路814之存在，匹配電路800較佳地在第一埠808與第二埠810之間及因此在信號源與天線之間提供多個電流路徑。
藉由匹配電路800在信號源與天線之間提供多個電流路徑係本發明之一較佳實施例之一高度有利特徵。此乃因希伯特變換，該希伯特變換係關於習用匹配電路之阻抗之實部及虛部之一函數、在一多電流路徑匹配電路之情形中不成立。由於在匹配電路800中包含多個電流路徑，因此匹配電路800之阻抗之實部及虛部不再藉由希伯特變換而定義且因此可更自由地選擇及最佳化。
匹配電路800提供多個電流路徑與使用RFT所設計之習用匹配電路形成對比，該等習用匹配電路通常僅提供一單個電流路徑，該單個電流路徑僅具有沿著其定位於信號源與天線之間的一單個電抗組件。因此，使用RFT所設計之匹配電路約束於具有其實部及虛部藉由希伯特變換定義之阻抗。
表7中展示如在700MHz至1100MHz之一頻率範圍內在第一埠808及第二埠810處所見之匹配電路800之阻抗之實部及虛部之所量測值。如可由熟習此項技術者基於表7中所顯示之值而計算，如在第一埠808及第二埠810處所見之匹配電路800之阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而相關。
匹配電路800較佳地包含沿著其具有至少一電容器及電感器之至少一個支路。在圖8A中所圖解說明之本發明之實施例中，以實例之 方式，匹配電路800包含具有沿著其定位之C81及L82之第二並聯支路814。
匹配電路800之經增強效能可歸因於形成其中支路814之電抗正改變且因此可發生匹配之頻域中之區之共振LC支路814之似開關行為。在此方面，匹配電路800之共振LC支路814充當一濾波器，該濾波器實施在其中其自一完全不導電狀態改變成完全導電狀態之頻率區上匹配。
參考圖8B及圖8C中所展示之曲線圖可最佳地瞭解匹配電路800之經改良效能。圖8B係展示透過匹配電路800之天線之電壓增益之一曲線圖且圖8C係展示透過匹配電路800之天線之回波損失之一曲線圖。如圖8B中所見，匹配電路800展現在700MHz至1100MHz頻帶內之濾波器類行為且在820MHz至960MHz範圍內產生介於約0.7至0.8之間的電壓增益。如圖8C中所見，匹配電路800在用於一天線系統中時產生低回波損失。
與使用RFT所設計之習用匹配電路之效能相比，匹配電路800之寬頻效能特別有利。與圖8B中所見之匹配電路800之變化增益相比，使用RFT所設計之匹配電路具有一平坦增益，該平坦增益較低且跨越藉由匹配電路800所產生之增益及頻寬之一較窄頻寬。
現參考圖9A、圖9B、圖9C及圖9D，該等圖係根據本發明之一較佳實施例構造及操作之用於圖1至圖8A中所圖解說明之類型中之任一者之一匹配電路中之電路結構之替代性較佳實施例之示意性電路圖。
如圖9A至圖9D中所見，提供四個替代性電路結構900、902、904及906。電路結構900至906中之每一者較佳地包括較佳地操作為一自切換共振LC電路之至少一個電感器及至少一個電容器之一配置。應瞭解，電路結構900至906中之一或多者可併入於參考圖1至圖8A所闡述之本發明之匹配電路中之任何一者中以改良匹配電路之效能。應進 一步瞭解，電路結構900至906中之一或多者可添加至任何適當習用匹配電路(包含使用RFT所設計之匹配電路)，藉此改良此等匹配電路之效能且較佳地變更其阻抗之實部及虛部以使得實部及虛部不再藉由希伯特變換而定義。
如圖9A中所見，電路結構900較佳地包括一電感器L91及一電容器C91之一串聯配置。電路結構900之阻抗Z藉由以下公式給出：Z=(L91*C91*(s2+1))/C91*s
其中s=j2f且f係頻率。
如圖9B中所見，電路結構902較佳地包括一電感器L92及一電容器C92之一並聯配置。電路結構902之阻抗Z藉由以下公式給出：Z=L92*s/(L92*C92*(s2+1))
其中s=j2f且f係頻率。
如圖9C中所見，電路結構904較佳地包括一電感器L93及一電容器C93連同與其串聯之一額外電容器C94之一並聯配置。電路結構904之阻抗Z藉由以下公式給出：Z=[((L93*C94)+C93)*(s2+1))]/[s*(L93*C94*C93*(s2+C94))]
其中s=j2f且f係頻率。
如圖9D中所見，電路結構906較佳地包括一電感器L95及一電容器C95連同與其串聯之一額外電感器L96之一並聯配置。電路結構906之阻抗Z藉由以下公式給出：Z=s*[L96*L95*C95*s2+(L96+L95)]/(L95*C95*s+1)
其中s=j2f且f係頻率。
熟習此項技術者將瞭解，本發明並不受下文中已特別主張之內容之限定。而是，本發明之範疇包含上文中所闡述之特徵之各種組合及子組合以及熟習此項技術者在參考圖式閱讀上述說明後旋即將聯想到且並不屬於先前技術之其修改及變化。
100‧‧‧匹配電路
102‧‧‧源負載系統
104‧‧‧信號源
106‧‧‧負載
108‧‧‧第一輸入埠/第一埠
110‧‧‧第二輸出埠/第二埠
112‧‧‧匹配電路100的第一較佳例示性實施例
114‧‧‧行動電話內部天線
116‧‧‧智慧電話內部天線
118‧‧‧寬頻分佈式天線系統(DAS)天線
120‧‧‧外部小型小區天線
122‧‧‧室外小型小區天線系統
124‧‧‧內部天線
126‧‧‧外部天線

Claims (43)

  1. 一種天線系統，其包括：一信號源；至少一個天線，其耦合至該信號源；一匹配電路，其在一第一埠處連接至該信號源且在一第二埠處連接至該至少一個天線且操作以匹配該至少一個天線與該信號源，該匹配電路具有關於該第一埠及該第二埠之一特性阻抗，該特性阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而定義。
  2. 如請求項1之天線系統，其中該匹配電路包括在該信號源與該至少一個天線之間提供多個電流路徑之至少兩個支路。
  3. 如請求項2之天線系統，其中該多個電流路徑包括並聯路徑。
  4. 如請求項2之天線系統，其中該至少兩個支路中之至少一者包括至少一個電感器與電容器。
  5. 如請求項4之天線系統，其中該至少一個電感器與電容器包括串聯連接且操作為一共振電感器電容器電路之一個電感器及一個電容器。
  6. 如請求項5之天線系統，其中串聯連接之該一個電感器及該一個電容器之一阻抗藉由(L*C*(s2+1))/C*s給出，其中L係該電感器之一電感、C係該電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
  7. 如請求項4之天線系統，其中該至少一個電感器與電容器包括並聯連接且操作為一共振電感器電容器電路之一個電感器及一個電容器。
  8. 如請求項7之天線系統，其中並聯連接之該一個電感器及該一個電容器之一阻抗藉由L*s/(L*C*(s2+1))給出，其中L係該電感器 之一電感、C係該電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
  9. 如請求項4之天線系統，其中該至少一個電感器與電容器包括一電感器及與其並聯連接之一第一電容器以及與其串聯連接之一第二電容器，該電感器、該第一電容器及該第二電容器操作為一共振電感器電容器電路。
  10. 如請求項9之天線系統，其中該電感器、該第一電容器及該第二電容器之一阻抗藉由[((L*C2)+C1)*(s2+1))]/[s*(L*C2*C1*2(s2+C1))]給出，其中L係該電感器之一電感、C1係該第一電容器之一電容、C2係該第二電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
  11. 如請求項4之天線系統，其中該至少一個電感器與電容器包括一第一電感器及與其並聯連接之一電容器以及與其串聯連接之一第二電感器，該第一電感器、該電容器及該第二電感器操作為一共振電感器電容器電路。
  12. 如請求項11之天線系統，其中該第一電感器、該電容器及該第二電感器之一阻抗藉由Z=s*[L2*L1*C*s2+(L1+L2)]/(L1*C*s+1)給出，其中L1係該第一電感器之一電感、C係該電容器之一電容、L2係該第二電感器之一電感且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
  13. 一種天線系統，其包括：一信號源，其操作以提供在一預定頻率範圍內之一射頻信號，該預定頻率範圍包括複數個頻率子範圍；至少一個天線，其耦合至該信號源；及一匹配電路，其耦合至該至少一個天線及該信號源且操作以匹配該至少一個天線與該信號源，該至少一個匹配電路包括至 少兩個並聯支路，該至少兩個並聯支路中之至少一者包括至少一個電感器與電容器，該至少兩個並聯支路中之每一者操作以在不具有開關之情況下在該複數個頻率子範圍中之至少一個頻率子範圍中匹配該至少一個天線與該信號源。
  14. 如請求項13之天線系統，其中該匹配電路包括一多頻匹配電路。
  15. 如請求項13之天線系統，其中該至少一個電感器與電容器包括串聯連接且操作為一共振電感器電容器電路之一個電感器及一個電容器。
  16. 如請求項15之天線系統，其中串聯連接之該一個電感器及該一個電容器之一阻抗藉由(L*C*(s2+1))/C*s給出，其中L係該電感器之一電感、C係該電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
  17. 如請求項13之天線系統，其中該至少一個電感器與電容器包括並聯連接且操作為一共振電感器電容器電路之一個電感器及一個電容器。
  18. 如請求項17之天線系統，其中並聯連接之該一個電感器及該一個電容器之一阻抗藉由L*s/(L*C*(s2+1))給出，其中L係該電感器之一電感、C係該電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
  19. 如請求項13之天線系統，其中該至少一個電感器與電容器包括一電感器及與其並聯連接之一第一電容器以及與其串聯連接之一第二電容器，該電感器、該第一電容器及該第二電容器操作為一共振電感器電容器電路。
  20. 如請求項19之天線系統，其中該電感器、該第一電容器及該第二電容器之一阻抗藉由[((L*C2)+C1)*(s2+1))]/[s*(L*C2*C1*2(s2+C1))] 給出，其中L係該電感器之一電感、C1係該第一電容器之一電容、C2係該第二電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
  21. 如請求項13之天線系統，其中該至少一個電感器與電容器包括一第一電感器及與其並聯連接之一電容器以及與其串聯連接之一第二電感器，該第一電感器、該電容器及該第二電感器操作為一共振電感器電容器電路。
  22. 如請求項21之天線系統，其中該第一電感器、該電容器及該第二電感器之一阻抗藉由Z=s*[L2*L1*C*s2+(L1+L2)]/(L1*C*s+1)給出，其中L1係該第一電感器之一電感、C係該電容器之一電容、L2係該第二電感器之一電感且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
  23. 一種天線系統，其包括：一信號源，其操作以提供在一預定頻率範圍內之一射頻信號；至少一個天線，其耦合至該信號源；及一匹配電路，其耦合至該至少一個天線及該信號源且操作以在該預定頻率範圍內匹配該至少一個天線與該信號源，該至少一個匹配電路包括在該信號源與該至少一個天線之間提供多個電流路徑之至少兩個支路。
  24. 如請求項23之天線系統，其中該至少兩個支路中之至少一者包括至少一個電感器與電容器。
  25. 如請求項24之天線系統，其中該至少一個電感器與電容器包括串聯連接且操作為一共振電感器電容器電路之一個電感器及一個電容器。
  26. 如請求項25之天線系統，其中串聯連接之該一個電感器及該一 個電容器之一阻抗藉由(L*C*(s2+1))/C*s給出，其中L係該電感器之一電感、C係該電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
  27. 如請求項24之天線系統，其中該至少一個電感器與電容器包括並聯連接且操作為一共振電感器電容器電路之一個電感器及一個電容器。
  28. 如請求項27之天線系統，其中並聯連接之該一個電感器及該一個電容器之一阻抗藉由L*s/(L*C*(s2+1))給出，其中L係該電感器之一電感、C係該電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
  29. 如請求項24之天線系統，其中該至少一個電感器與電容器包括一電感器及與其並聯連接之一第一電容器以及與其串聯連接之一第二電容器，該電感器、該第一電容器及該第二電容器操作為一共振電感器電容器電路。
  30. 如請求項29之天線系統，其中該電感器、該第一電容器及該第二電容器之一阻抗藉由[((L*C2)+C1)*(s2+1))]/[s*(L*C2*C1*2(s2+C1))]給出，其中L係該電感器之一電感、C1係該第一電容器之一電容、C2係該第二電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
  31. 如請求項24之天線系統，其中該至少一個電感器與電容器包括一第一電感器及與其並聯連接之一電容器以及與其串聯連接之一第二電感器，該第一電感器、該電容器及該第二電感器操作為一共振電感器電容器電路。
  32. 如請求項31之天線系統，其中該第一電感器、該電容器及該第二電感器之一阻抗藉由Z=s*[L2*L1*C*s2+(L1+L2)]/(L1*C*s+1)給出，其中L1係該第一電感器之一電感、C係該電容器之一電 容、L2係該第二電感器之一電感且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
  33. 如請求項1之天線系統，其中該匹配電路操作以在該信號源與該至少一個天線之間提供一單個電流路徑。
  34. 如請求項33之天線系統，其中該匹配電路之至少一個支路包括至少一個電感器與電容器。
  35. 如請求項34之天線系統，其中該至少一個電感器與電容器包括串聯連接且操作為一共振電感器電容器電路之一個電感器及一個電容器。
  36. 如請求項35之天線系統，其中串聯連接之該一個電感器及該一個電容器之一阻抗藉由(L*C*(s2+1))/C*s給出，其中L係該電感器之一電感、C係該電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
  37. 如請求項34之天線系統，其中該至少一個電感器與電容器包括並聯連接且操作為一共振電感器電容器電路之一個電感器及一個電容器。
  38. 如請求項37之天線系統，其中並聯連接之該一個電感器及該一個電容器之一阻抗藉由L*s/(L*C*(s2+1))給出，其中L係該電感器之一電感、C係該電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
  39. 如請求項34之天線系統，其中該至少一個電感器與電容器包括一電感器及與其並聯連接之一第一電容器以及與其串聯連接之一第二電容器，該電感器、該第一電容器及該第二電容器操作為一共振電感器電容器電路。
  40. 如請求項39之天線系統，其中該電感器、該第一電容器及該第二電容器之一阻抗藉由[((L*C2)+C1)*(s2+1))]/[s*(L*C2*C1*2(s2+C1))] 給出，其中L係該電感器之一電感、C1係該第一電容器之一電容、C2係該第二電容器之一電容且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
  41. 如請求項34之天線系統，其中該至少一個電感器與電容器包括一第一電感器及與其並聯連接之一電容器以及與其串聯連接之一第二電感器，該第一電感器、該電容器及該第二電感器操作為一共振電感器電容器電路。
  42. 如請求項41之天線系統，其中該第一電感器、該電容器及該第二電感器之一阻抗藉由Z=s*[L2*L1*C*s2+(L1+L2)]/(L1*C*s+1)給出，其中L1係該第一電感器之一電感、C係該電容器之一電容、L2係該第二電感器之一電感且s=j2f，其中f係該信號源之一操作頻率。
  43. 一種源負載系統，其包括：一信號源；至少一個負載，其耦合至該信號源；及一匹配電路，其在一第一埠處連接至該信號源且在一第二埠處連接至該至少一個負載且操作以匹配該至少一個負載與該信號源，該匹配電路具有關於該第一埠及該第二埠之一特性阻抗，該特性阻抗之實部及虛部並非藉由希伯特變換而定義。
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