TW201306497A - 射頻訊號處理 - Google Patents

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Mehmet T Ozgun
Essam Atalla
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Icera Llc
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Abstract

本發明提供一種在一射頻接收器中用於處理一射頻信號的電路與方法。該電路包含一混頻器，其配置成：接收該射頻信號，其中該接收的射頻信號具有一干擾成分；及降頻轉換該接收的射頻信號至一較低頻率，其中在該降頻轉換的信號中該干擾成分係在一干擾頻率範圍內。該電路亦包含一LC式陷波濾波器，其配置成：自該混頻器接收該降頻轉換的信號；濾波該降頻轉換的信號，其中該LC式陷波濾波器具有集中在該干擾頻率範圍內的一陷波，使得該LC式陷波濾波器配置成衰減在該降頻轉換信號中該干擾成分；及，輸出該濾波的信號來由一基頻處理方塊進行處理。

Description

射頻訊號處理
本發明關於一種用於處理射頻信號的方法與電路。特別是，本發明關於使用一混頻器降頻轉換於一射頻接收器處接收的一射頻信號，例如具有很強的干擾時。
許多通訊系統藉由允許射頻信號於裝置之間發射與接收來在無線介面上進行通訊。於一接收器處接收的射頻信號可被降頻轉換成低於用於在該接收器中一基頻處理方塊進行處理的射頻之頻率。
例如，第一圖所示為一射頻(RF,“Radio frequency”)接收器100之架構圖。RF接收器100包括一天線102、一低雜訊放大器(LNA,“Low-noise amplifier”)104、一混頻器方塊106與一基頻處理方塊108。天線102耦合至LNA 104的一輸入端。LNA 104的一輸出端耦合至混頻器方塊106的一輸入端。混頻器方塊106的一輸出端耦合至基頻處理方塊108的一輸入端。在運作中，天線102於該通訊系統之上接收射頻信號，並傳送該等信號至LNA 104。LNA 104放大該等信號，並將它們傳送至混頻器方塊106。該混頻器方塊降頻轉換該等射頻信號以提供較低頻率之信號至該等信號被處理之基頻處理方塊108。如本技術中所熟知者，在基頻處理方塊108中的該處理可包括該信號之類比到數位轉換、該信號之解調變、及該信號之解碼。在被傳送至基頻處理方塊108的該信號中的干擾成分可能增加基頻處理方塊108的該等需求(例如線性度與濾波需求)，藉以正確地處理該信號。
本發明人已經瞭解到可使用一陷波濾波器來濾波來自一 射頻接收器中一混頻器的該等輸出信號，藉此較佳地在該等輸出信號中提供干擾成分之高階衰減。因為該信號含有較低的干擾，此可允許下游處理方塊之需求較為降低，例如線性度需求。另外，其不需要增加自該混頻器輸出之該信號中所需要信號成分的帶內下降即可達成。
根據本發明第一種態樣，提供用於在一射頻接收器中處理一射頻信號的電路，該電路包含：一混頻器，其配置成：接收該射頻信號，其中該接收的射頻信號具有一干擾成分；及降頻轉換該接收的射頻信號至一較低頻率，其中在該降頻轉換的信號中該干擾成分係在一干擾頻率範圍內；及一LC式的陷波濾波器，其配置成：自該混頻器接收該降頻轉換的信號；濾波該降頻轉換的信號，其中該LC式陷波濾波器具有集中位在該干擾頻率範圍內的一陷波，使得該LC式陷波濾波器配置成衰減在該降頻轉換信號中該干擾成分；及，輸出該濾波的信號來由一基頻處理方塊進行處理。
藉由使用一LC式陷波濾波器，該陷波濾波器的陷波可集中在該干擾頻率範圍內，藉此較佳地衰減在該信號中的該干擾成分。此可舒解在該接收器中後續處理方塊之線性度與濾波需求，例如該基頻處理方塊。該接收器可為一收發器的一部份，且該干擾成分可由自該收發器發射的一發射信號所造成，在此例中，該干擾成分之頻率為已知，且該陷波濾波器的陷波可被調整為集中位在由該發射信號造成的該干擾頻率範圍內。
該降頻轉換的信號可具有位在不同於該干擾頻率範圍的一信號頻率範圍內的一需要的信號成分。
在較佳具體實施例中，基於該混頻器的輸出阻抗與該混頻器所承受的該電容負載，該LC式陷波濾波器設置成具有充分高的一Q值，使得該陷波濾波器不會顯著地衰減在該降頻轉換信號中該需要的信號成分。該LC式陷波濾波器可設置成使得該LC式陷波濾波器之陷波的頻率可以調整。另外，該LC 式陷波濾波器可設置成使得該LC式陷波濾波器之Q值可以調整。
在較佳具體實施例中，該LC式陷波濾波器包含一供電的迴轉器與至少三個電容器，其設置成操作為一LC式陷波濾波器。該陷波濾波器之陷波的頻率可藉由調整下列之一下來調整：供應給該迴轉器的電力；及該等至少三個電容器中至少一者的電容。該LC式陷波濾波器另可包含具有可調整電阻之至少一電阻器，其中該LC式陷波濾波器可配置成使得該LC式陷波濾波器之Q值可藉由調整該至少一電阻器之電阻來調整。
該LC式陷波濾波器可設置成具有另一陷波，其頻率在該干擾頻率範圍內，但其不同於該陷波的頻率。
根據本發明第二種態樣，提供用於處理一射頻信號的一射頻接收器，該射頻接收器包含：一混頻器，其配置成：接收該射頻信號，其中該接收的射頻信號具有一干擾成分；及降頻轉換該接收的射頻信號至一較低頻率，其中在該降頻轉換的信號中該干擾成分係在一干擾頻率範圍內；一LC式的陷波濾波器，其配置成：自該混頻器接收該降頻轉換的信號；濾波該降頻轉換的信號，其中該LC式陷波濾波器具有集中在該干擾頻率範圍的一陷波，使得該LC式陷波濾波器配置成衰減在該降頻轉換信號中該干擾成分；及輸出該濾波的信號；及一基頻處理方塊，用於處理自該LC式陷波濾波器輸出的該濾波之信號。
根據本發明第三種態樣，提供用於在一射頻接收器中處理一射頻信號的方法，該方法包括：於該射頻接收器的一混頻器處接收該射頻信號，其中該接收的射頻信號具有一干擾成分；使用該混頻器降頻轉換該接收的射頻信號至一較低頻率，其中在該降頻轉換的信號中該干擾成分係在一干擾頻率範圍內；及由該混頻器傳送該降頻轉換的信號至該射頻接收器之一LC式陷波濾波器；利用該LC式陷波濾波器濾波該降頻轉換的信號，其中該LC式陷波濾波器具有集中在該干擾範圍內的一陷 波，使得該LC式陷波濾波器衰減在該降頻轉換的信號中該干擾成分；及自該LC式陷波濾波器輸出該濾波的信號來由一基頻處理方塊進行處理。
該方法另可包括決定在該降頻轉換的信號中該干擾成分之頻率；及根據該干擾成分之決定的頻率調整該LC式陷波濾波器的該陷波之頻率。該方法另可包括決定在該降頻轉換的信號中該干擾成分可延伸的該頻率範圍；；及根據該干擾成分之決定的頻率範圍調整該LC式陷波濾波器的Q值。
現在將僅藉由示例說明本發明之較佳具體實施例。
第二圖為根據一種系統之一示例混頻器方塊200的電路圖。混頻器方塊106包含一混頻器202、一電容器204與兩輸出線2061與2062。第二圖所示為至混頻器方塊200的該輸入為標示為RFP與RFM的一差動輸入，且該等差動輸入於混頻器202處接收到(為了簡化圖式，第一圖並未顯示至混頻器方塊106的該等輸入為差動輸入)。混頻器202亦接收一局部振盪器(LO,“Local oscillator”)信號，其由接收器100上一局部振盪器產生，且其做為具有一特定頻率f LO 之一時脈信號。混頻器202輸出一差動輸出信號，其係在兩輸出線2061及2062上輸出。電容器204連接在兩輸出線2061及2062之間。電容器可阻隔低頻信號，但允許高頻信號通過它們。因此，自混頻器202輸出的該信號之高頻成分能夠通過該等差動輸出線2061與2062之間，使得來自混頻器202的該差動輸出之該等高頻成分被電容器204阻隔。但是，自混頻器202輸出的該信號之低頻成分不能夠通過該等差動輸出線2061與2062之間，使得來自混頻器202的該差動輸出之該等低頻成分不會被電容器204阻隔，且由混頻器方塊200傳送至基頻處理方塊108。依此方式，電容器204做為應用至混頻器202之該差動輸出的一 低通濾波器。由電容器204造成的該低通濾波器之截止頻率為自混頻器202輸出，而未被該低通濾波器由於電容器204所阻隔的該信號之該最高頻率成分的頻率。改變電容器204的該電容將改變施加至來自混頻器202的該輸出信號之該截止頻率。
在來自混頻器202的該輸出信號中該需要的信號成分已知係在一特定頻率範圍內(例如0到10 MHz)。可能有用地是阻隔在該需要的信號成分之頻率範圍之外的頻率，藉此降低在該接收的信號中該需要的信號成分所承受的該干擾。例如，做為一低通濾波器的電容器204可用於阻隔高於該需要的信號成分之頻率範圍的頻率。在特定頻率處可能有干擾(或阻隔)信號，且其需要濾波由自混頻器202輸出的該信號中這些干擾信號所造成的該干擾。該等干擾信號可能由一些不同來源所造成。例如，該接收器可為發射射頻信號以及接收射頻信號的一收發器，且該等發射的信號可為在該接收信號中干擾的原因。此為在一行動通訊系統中一使用者終端機中運作的一收發器在當該使用者終端機位在該行動通訊系統之一蜂巢的邊緣處時的一特殊問題。該發射的信號之功率相較於該使用者終端機處該接收的信號之功率將是相當地高。由該等發射的信號所造成的干擾已知為「發射器洩漏」，而處理發射器洩漏為最佳化一接收器之效能的重要因素。該等發射的信號之頻率為已知，因此應用是該接收信號之濾波器可被調整來濾掉由該發射器洩漏造成的干擾。
第三a與三b圖所示為代表在自混頻器202輸出的該信號上電容器204的效應。第三a圖所示為其頻率範圍大約在0到10 MHz之需要的信號成分302a(在第三a圖中標示為”RX信號”)。在一較高頻率時，在該信號中有某干擾成分304a(在第三a圖中標示為「阻隔器」)。干擾成分304a之頻率範圍可為開始於10MHz之上的任何頻率範圍。例如，當干擾成分304a由該發射器洩漏造成時，在一無線標準(雙工距離)中一發射器 頻帶與接收器頻帶之間的差異可低至30 MHz，且在一些特殊案例中可低至22 MHz。干擾成分304a比需要的信號成分302a具有一較高的強度(如第三a圖所標示該阻隔器信號高於該RX信號)。點線306a顯示由低通濾波器(包含電容器204)施加衰減至由混頻器202輸出的該信號。在第三a圖可看出自混頻器202輸出的該信號於需要的信號成分302a之頻率範圍內並未顯著地表減。但是，電容器204的電容被設定成使得電容器204在干擾(或”阻隔器”)信號成分304a的頻率範圍內的確會衰減自混頻器202輸出的該信號，由線306a下降低於線308a所示(其中線308a代表對於混頻器202的輸出並未施加衰減)。
第三b圖類似於第三a圖，但電容器204的電容已經增加，藉以產生第三b圖所示的該狀況。因為電容器204的電容在第三b圖中較高，由電容器204提供的該低通濾波器之截止頻率較低。此可由第三b圖中頻率線306b下降低於線308b的頻率較第三a圖低所見。特別是，第三b圖中的電容器204將衰減自混頻器202輸出的該信號之該等需要的信號成分，藉此造成帶內下降(inband droop)，如第三b圖所示。
很重要地是正確地設定電容器204的電容，使得由電容器204提供的該低通濾波器之截止頻率被設定在正確位準。設定如第三a圖所示之一高截止頻率可降低帶內下降，但亦造成干擾信號成分304a的較少衰減。相反地，設定如第三b圖所示之一低截止頻率會增加帶內下降，但造成干擾信號成分304b的較多衰減。
由於帶內下降會減低該等需要的信號成分之誤差向量大小(EVM,“Error Vector Magnitude”)，因此低的帶內下降較佳。但是，干擾信號成分304之高衰減亦會需要，因為藉由衰減該等干擾成分至一較大的程度，在該接收器中該等下游方塊(例如基頻處理方塊108)可以簡化，例如藉由舒解該等下游方塊的線性度與濾波需求。
因此可瞭解到在混頻器方塊200中，在降低帶內下降與增加干擾信號成分之衰減的相互競爭的目標之間必須達到一個平衡，且電容器204的電容即根據該平衡做設定。
第一圖中射頻接收器100的一般圖式應用在該等較佳具體實施例中。但是，在較佳具體實施例中，混頻器方塊106並未實作成如第二圖所示，如上所述。而是該混頻器方塊實作成可包括一LC式陷波濾波器，如以下更為詳細的說明。
第四圖所示為根據一第一具體實施例之一混頻器方塊400的電路圖。混頻器方塊400包含一混頻器402、兩個電容器4041與4042、兩輸出線4061與4062、及一電感器408。第四圖所示為至混頻器方塊400的該輸入為一差動輸入，標示為RFP與RFM，且該等差動輸入於混頻器402處接收到。混頻器402亦接收一局部振盪器(LO)信號，其由接收器100上一局部振盪器產生，且其做為具有一特定頻率f LO 的一時脈信號。混頻器402輸出在兩輸出線4061與4062上輸出的一差動輸出信號。該等差動輸出線4061與4062經由串聯配置的兩電容器4041與4042與電感器408連接在一起，如第四圖所示。也就是說，第一電容器4041耦合至第一輸出線4061，且耦合至電感器408。電感器408亦耦合至其本身耦合至第二輸出線4062的第二電容器4042。
在運作上，電容器4041與4042及電感器408做為在混頻器402的該輸出上一陷波濾波器(一LC式陷波濾波器)。如上所述，電容器阻隔低頻信號，但允許高頻信號通過它們。相反地，電感器阻隔高頻信號，但允許低頻信號通過它們。因此，自混頻器202輸出的該信號之頻率成分中僅有一特定範圍可通過在差動輸出線4061與4062之間(也就是說，僅有足夠高可傳送通過電容器4041與4042但足夠低可傳送通過電感器408的頻率)。來自混頻器402的該差動輸出中在該特定頻率範圍內的頻率成分由該LC陷波濾波器(由電容器4041與4042及電 感器408所構成)阻隔。但是，低於該特定範圍的頻率成分由於電容器4041與4042而無法於差動輸出線4061與4062之間通過；然而在該特定範圍之上的頻率成分由於電感器408無法於差動輸出線4061與4062之間通過。因此，在該特定範圍之外的來自混頻器402的該差動輸出之頻率成分未被該LC陷波濾波器阻隔，並由混頻器方塊400傳送至基頻處理方塊108上。依此方式，電容器4041與4042及電感器408的該配置即做為應用至混頻器202之差動輸出的一LC陷波濾波器。
在其中可實作該混頻器方塊的接收器100可為一收發器的一部份，且可不包括SAW濾波器(表面聲波濾波器，“Surface Acoustic Wave filters”)。實際上已經通常避免使用SAW濾波器在一收發器中該接收器與發射串鏈之間。此係要增加在該接收器串鏈中該等方塊之動態範圍與線性度需求，特別是當該收發器中該雙工距離較小時。在此處所述之具體實施例中該混頻器方塊設計使用在該接收器串鏈中來抑制全雙工收發器上較高的發射器洩漏。
第五圖所示為根據該第一具體實施例之混頻器方塊(標示為500)的第二電路圖。實體的電感器較大且昂貴。為此原因，第四圖所示的電感器408可使用如第五圖所示之較小與較便宜的電路來實作。此特別有用於當該電路係要用於一行動使用者終端機中，其尺寸與成本為該使用者終端機在設計上重要的因素。電感器408由兩個轉導502、504與一具有可變電阻與可變電容的RC方塊506所取代，其配置如第五圖所示。轉導502與504的該組合如第五圖所示形成一迴轉器。第一轉導502的正輸入端耦合至第一電容器4041。第一轉導502的負輸入端耦合至第二電容器4042。第一轉導502的正輸出端耦合至第二轉導504的正輸入端及RC方塊506的第一側。第一轉導502的負輸出端耦合至第二轉導504的負輸入端。RC方塊506的第二側耦合至第二轉導504的負輸入端。第二轉導504的正輸 出端耦合至第一轉導502的負輸入端及第二電容器4042。第二轉導504的負輸出端耦合至第一轉導502的正輸入端及第一電容器4041。第一電容器4041經由一開關508連接至第二電容器4042。
如本技術所熟知者，第五圖所示之Gm迴轉器(由轉導502與504所形成)與RC方塊506之配置做為混頻器方塊500中一電感器(取代第四圖中電感器408)。
請參照第六圖，現在說明根據一較佳具體實施例在射頻接收器100中處理一射頻信號的方法。一射頻(RF)信號於一無線介面之上在天線102處被接收。該RF信號由LNA 104放大，然後傳送至該混頻器方塊。在步驟S602中，該RF信號於該混頻器方塊的混頻器402處被接收。如第四與五圖所示，該RF信號於混頻器402處被接收為一差動輸入信號。混頻器402亦自接收器100上一局部振盪器接收該LO信號。該LO信號做為一時脈信號。
在步驟S604中，混頻器402使用該LO信號降頻轉換該RF信號。混頻器402的該作業為本技術中已知者。混頻器402於輸出線4061上輸出差動輸出”混頻器OutP”，在輸出線4062上輸出”混頻器OutM”。
在步驟S606中，來自混頻器202的該等差動輸出使用包含電容器4041與4042、Gm迴轉器502與504、及RC方塊506的該LC陷波濾波器進行濾波，如第五圖所示。
在步驟S608中，該濾波的信號自該混頻器方塊輸出至基頻處理方塊108做進一步處理。
第七圖所示為代表混頻器方塊500中該LC陷波濾波器對於自混頻器402輸出的該信號之效應。第七圖顯示所需要的信號成分702(標示為”RX信號”)之頻率範圍大約在0到10 MHz。在一較高頻率時，在該信號中有某干擾成分(標示為「阻隔器」)。如上所述，干擾成分704之頻率範圍可為開始於 10MHz之上的任何頻率範圍。例如，當干擾成分704由該發射器洩漏造成時，在一無線標準(雙工距離)中一發射器頻帶與接收器頻帶之間的差異可低至30 MHz，且在一些特殊案例中可低至22 MHz。干擾成分704比需要的信號成分702具有一較高的強度(如第七圖所標示該阻隔器信號高於該RX信號)。點線706顯示由該LC式陷波濾波器(在混頻器方塊500中)施加至由混頻器402輸出的該信號之衰減。在第七圖中可看出自混頻器402輸出的該信號於需要的信號成分702之頻率範圍上未顯著地衰減。但是，該陷波濾波器具有一陷波(即一頻率其衰減高於在該陷波任一側之頻率處)且該陷波集中在干擾(或”阻隔器”)信號成分704的該頻率範圍內。此為線706所示，其在干擾成分704的該頻率範圍內的一點處具有一最小值。
因為該陷波濾波器的該陷波集中在自混頻器402輸出的該信號中干擾成分704的該頻率範圍內，該干擾被強烈地衰減。特別是，在自混頻器402輸出的該信號中該干擾由較佳具體實施例之該陷波濾波器要比混頻器方塊200的該低通濾波器更為強烈地衰減。此可藉由比較第七圖與第三a與三b圖看出。因為該等干擾成分被更為強烈地衰減，在接收器100中混頻器方塊106下游之該等處理方塊並不需要這麼嚴謹的需求，例如濾波器需求或線性度需求。因此，在接收器中該混頻器方塊下游的該等方塊(例如基頻處理方塊108)可被簡化，使得它們比先前技術之接收器更為便宜且消耗較低電力。
另外，由第七圖可看出，第五圖所示之該LC陷波濾波器不會造成該等需要的信號成分之頻率範圍中顯著的衰減。換言之，該LC陷波濾波器不會造成在該等需要的信號成分中顯著的帶內下降。這樣較佳，因為帶內下降會降低該等需要信號之EVM。換言之，該LC陷波濾波器強烈地衰減該等干擾成分，但不會強烈地衰減在由混頻器402輸出的該信號中該等需要的信號成分。如本技術中已知者因為許多原因而較佳，其中部 份原因已在上述揭示，雖然有其它原因為何衰減干擾成分而不衰減需要的信號成分會有好處，其係根據在其中使用該等較佳具體實施例之該混頻器方塊的該接收器之實作而言。
Gm迴轉器502與504有供電，相較於混頻器方塊200，造成混頻器方塊500中額外的電力消耗。但是由於舒解了基頻處理方塊108中該等需求(例如線性度需求)，基頻處理方塊108的該電力消耗於使用混頻器方塊500時相較於使用混頻器方塊200時要降低。因此，使用混頻器方塊500造成在接收器100中整體而言相較於使用混頻器方塊200時要消耗較低的電力。
調整對於Gm迴轉器(502與504)的電源供應可調整該陷波濾波器之該陷波的頻率。該LC陷波濾波器之該陷波的頻率亦可藉由改變RC方塊506中電容器4041、4042與電容器CL1的電容來調整。為了簡化起見，在較佳具體實施例中，該陷波的頻率藉由改變在RC方塊506中該電容器CL1來改變。因此，即可調整該陷波濾波器之該陷波的頻率。依此方式，該陷波濾波器可被最佳化來衰減發生在特定頻率範圍內的特定干擾成分。例如，當接收器100為一收發器的一部份時，由發射的信號所造成之該等干擾成分之頻率可被決定，然後該陷波濾波器的該陷波可集中位在由該等發射的信號所造成的該等干擾成分之頻率範圍內。概言之，此方法可用於調整該陷波濾波器之該陷波的頻率來衰減任何的干擾成分。藉此，在來自混頻器402的該降頻轉換的信號中一干擾成分的頻率可被決定，且該陷波濾波器之該陷波的頻率可根據該干擾成分之決定的頻率來調整，例如藉由調整對該Gm迴轉器(502與504)的電源供應，或是藉由調整RC方塊506中該等電容器4041、4042及/或CL1的電容。另外，該迴轉器的Gm值可藉由改變該電源供應電壓來調整，因為Gm值受製程與溫度而變化。
在RC方塊506中標示為R1的該等電阻器之電阻決定了 該LC陷波濾波器的Q值(或品質因子)。該Q值決定該陷波濾波器之該陷波的寬度(在頻率空間中)。一高Q值代表該陷波為狹窄，使得該陷波濾波器僅衰減集中在該陷波的頻率上的一小頻率範圍。然而，一低Q值代表該陷波為寬廣，使得該陷波濾波器衰減集中在該陷波的頻率上的一大頻率範圍。該陷波濾波器的Q值被設定為充份地高，使得該陷波濾波器不會顯著地衰減在自混頻器402輸出的該降頻轉換的信號中該需要的信號成分。依此方式，第五圖所示之該LC陷波濾波器可避免造成帶內下降。該陷波濾波器的Q值可根據該等干擾成分的頻率與該等需要的信號成分之頻率而設定。當該等干擾成分與該等需要的信號成分之間有一大的頻率間隙時，相較於當該等干擾成分與該等需要的信號成分之間有一小的頻率間隙時，Q值不會設定成較高(因為此並非避免造成帶內下降所需要)。另外，該陷波濾波器之Q值可根據該等干擾成分的該頻率範圍之大小來設定，使得該陷波於該等干擾成分的整個頻率範圍(或至少其中一大部份)內衰減自混頻器402輸出的該信號。藉此，在該降頻轉換的信號中該干擾成分可延伸的頻率範圍即可決定，且該陷波濾波器之Q值可根據該干擾成分的該決定之頻率範圍藉由調整RC方塊506中該等電阻器之電阻來調整。
在一些案例中，在該信號中該等干擾成分的頻率範圍可能過大而無法使用一單一陷波濾波器做適當地衰減。例如，在一些無線標準(例如3GPP長期演進(LTE,“Long Term Evolution”)標準)當中，一通訊頻道的頻寬可大到20 MHz。因此，造成在該接收的信號中干擾的該等發射的信號將被展開在一大的頻率範圍上。除了降低該陷波的Q值到某個程度來衰減整個該干擾頻率範圍(因為此將最有可能增加由該陷波濾波器造成的該帶內下降)，該陷波濾波器可被調適成具有多個陷波，其可分佈在該干擾頻率範圍當中。該等多個陷波可利用連接至混頻器402的輸出線4061與4062的多個陷波網路來達成。
例如，如第八圖所示的混頻器方塊800包含兩個陷波網路。該第一陷波網路對應於混頻器方塊500中該電路(及相對應的元件標示有相對應參考編號)。第八圖所示的該第二陷波網路包含另一Gm迴轉器(由轉導802與804形成)、一RC方塊806、兩電容器8081與8082、及一開關810，其配置如第八圖所示。電容器8081連接至第一輸出線4061。電容器8082連接至第二輸出線4062。電容器8081與8082經由開關810彼此連接。轉導802的正輸入端耦合至電容器8081。轉導802的負輸入端耦合至電容器8082。轉導802的正輸出端耦合至轉導804的正輸入端及RC方塊806的第一側。轉導802的負輸出端耦合至轉導804的負輸入端。RC方塊806的第二側耦合至轉導804的負輸入端。轉導804的正輸出端耦合至轉導802的負輸入端及電容器8082。轉導804的負輸出端耦合至轉導802的正輸入端及電容器8081。第八圖中標示為CLoad 812的電容代表接著在該接收器串鏈中該混頻器方塊的該方塊(例如基頻處理方塊108)的整體電容。
如上所述，該帶內下降根據該陷波濾波器的Q值而定。該帶內下降亦根據混頻器402的輸出阻抗(Rmixer)及混頻器402所看到的整體電容負載(其為CLoad+C1+C2)而定。
該第一陷波網路提供在該干擾頻率範圍內一第一陷波。該第二陷波網路提供該干擾頻率範圍內一第二陷波，但其與該第一陷波位在一不同頻率。依此方式，該等兩個陷波網路可提供一陷波濾波器，其可衰減在一大頻率範圍內的該等干擾成分，而不需要降低太多該陷波濾波器的Q值，藉此可避免(或至少降低)不想要的帶內下降。
開關508與710被設為開啟，藉以實作如上述的該LC式陷波濾波器。但是，如果該系統不需要在該接收的信號中該等干擾成分有大的衰減(例如如果該發射頻道頻寬較低，且在該收發器中該雙工距離為大時)，則開關508與710可被關閉。 然後該電感器(如上述利用該迴轉器電路實作)被旁通(by-passed)，使得該濾波器做為一第一級RC低通濾波器。因此，當不需要一陷波時，該LC陷波電路可藉由除能Gm迴轉器502、504、802與804且使用開關508與710短路他們的輸入端來被除能。此可節省電力，且降低該系統中的雜訊。
Gm迴轉器502、504、802與804的雜訊貢獻由於具有一低輸出阻抗的混頻器402而於混頻器402的該輸出端處被顯著地衰減。另外，如下所示，該等Gm迴轉器的該等雜訊轉換函數具有帶通特性(即它們於它們的陷波頻率處共振)，其在DC(零頻率)處至少有一個零而造成於所需要的信號頻率處的雜訊衰減。混頻器方塊106的該陷波濾波器網路的該雜訊轉換函數如下述：
其中b 0=、b 1= R mixer (C 1+C Load )、b 2=C 1 C L1與b 3=C 1 C Load C L1 R mixer ，且其中K為波茲曼(Boltzmann)常數，而T為該混頻器方塊運作時的溫度。gm代表轉導502與504的該等轉導值。Rmixer為由該輸出節點所看到之混頻器402的該輸出阻抗。δ代表在該雜訊公式中的一常數，藉以利用一電阻器雜訊來擬態一轉導方塊的雜訊。C1為電容器404的電容，CLoad為電容器812的電容，其代表該基頻方塊108的該輸入電容，及CL1為RC方塊506中該電容器的電容。以上的公式例示拉普拉斯(Laplace)轉換格式的轉導502與504之該等雜訊轉換函數，其中‘s’代表該拉普拉斯變數。為了簡化起見，可假設RC方塊506的電阻R1為零。在以上公式中第一項顯示方塊502的雜訊貢獻，而第二項代表方塊504的雜訊貢獻。
其可看出在該等轉換函數的分子中有一R mixer 項，使其可瞭解到一較低的混頻器阻抗造成該等Gm迴轉器的較低雜訊貢獻。
同樣地，Gm迴轉器502、504、802與804的該等失真需求因為兩個原因而可大為舒解。首先，由於該等Gm迴轉器的失真可由於該較低的混頻器輸出阻抗而可於混頻器的輸出端處顯著地降低。由於該等Gm迴轉器的整體失真可由下式提供：
其中為向量型式的於”gm1”輸出端處由於轉導502 造成的失真，而為向量型式的於”gm2”輸出端處由於轉 導504造成的失真。為混頻器402的輸出端處之整體失真，其為Dgm1,L與Dgm2,L之向量總和，其係在它們已經利用適當的轉換函數相乘之後。該失真轉換函數於DC處具有至少一個零，使得失真成分於該需要的頻寬內被顯著地衰減。以上的公式例示了拉普拉斯轉換格式的轉導(502與504)之該等失真轉換函數，其中‘s’代表該拉普拉斯變數。在以上公式中第一項顯示方塊502的該失真貢獻，而該第二項代表方塊504的該失真貢獻。再次地為了簡化起見，RC方塊506的電阻R1假設為零。
其次，在該混頻器方塊中該等信號位準皆相當低，因為它們係在該接收器串鏈中基頻處理方塊108之前被引進，其通常在該串鏈中具有最高的增益。
該等Gm迴轉器之頻寬必須與該最高陷波頻率一樣高。但是，該等迴轉器之轉導增益不需要在整個頻寬中為固定，因為其可藉由改變RC方塊506中標示為CL1的該電容器(及在第八圖中RC方塊806中標示為CL2的該電容器)之電容來調整。
該電感器的品質因子(或Q值)可藉由在混頻器方塊500中於第一轉導502的該輸入端處包括電阻器來降低。於轉導502的該輸入端處該等電阻器之該等雜訊轉換函數將看到與轉導 502相同的轉換函數，其於DC處僅具有一個零。另一方面，橫跨該CL(在RC方塊506中)的電阻器將看到與第二轉導504相同的雜訊轉換函數，其於DC處具有兩個零。因此，該等電阻器之雜訊貢獻藉由將它們包括在第一轉導502的該輸入端處而成為非常低。
包括在此處所述之該等混頻器方塊中的該等陷波濾波器在整個對應於低於1 dB帶內下降的該等發射的信號之干擾頻率範圍當中提供大約20 dB的衰減。此可分別舒解基頻處理方塊108之第二級中斷點(IIP2)與第三級中斷點(IIP3)之需求40 dB與60 dB。
另一混頻器方塊900示於第九圖。混頻器方塊900實作一陷波濾波器做為一RC式陷波濾波器，而非上述該等具體實施例的LC式陷波濾波器。混頻器方塊900包括對應於前述之混頻器402的一混頻器402。混頻器方塊900包括差動輸出線4061與4062，其對應於前述的該等差動輸出線4061與4062。
混頻器方塊900之配置如第九圖所示。也就是說，第一輸出線4061包括串聯配置的一對電阻器9041與9061。平行於該對電阻器的為一對電容器9081與9101，其相對於彼此為串聯配置。兩電容器9081與9101之間的接點經由一電阻器9121連接至接地。兩電阻器9041與9061之間的接點連接至一電容器902的一第一側。同樣地，第二輸出線4062包括串聯配置的一對電阻器9042與9062。平行於該對電阻器的為一對電容器9082與9102，其相對於彼此為串聯配置。兩電容器9082與9102之間的接點經由一電阻器9122連接至接地。兩電阻器9042與9062之間的接點連接至電容器902的一第二側。因此，兩輸出線4061與4062經由電容器902彼此連接。
第十圖所示為代表混頻器方塊900中該RC陷波濾波器對於自混頻器402輸出的該信號之效應。第十圖顯示所需要的信號成分1002(標示為”RX信號”)之頻率範圍大約在0到10 MHz。在一較高頻率時，在該信號中有某干擾成分1004(標示為「阻隔器」)。干擾成分1004比需要的信號成分1002具有一較高的強度(如第十圖所標示該阻隔器信號高於該RX信號)。點線1006顯示由該RC式陷波濾波器(在混頻器方塊900中)施加至由混頻器402輸出的該信號之衰減。在第十圖中可看出該陷波濾波器具有一陷波(即一頻率其衰減高於在該陷波任一側之頻率處)且該陷波集中在干擾(或”阻隔器”)信號成分1004的該頻率範圍內。此為線1006所示，其在該等干擾成分的頻率範圍內的一點處具有一最小值。
電路900的該RC陷波濾波器之操作使得於低頻率時，來自該混頻器的該輸出信號無法傳送通過任何的電容器，因此來自混頻器402的該輸出信號傳送通過該等電阻器(9041、9061、9042與9062)，並到達輸出線4061與4062，而不會被衰減。在較高頻率時，自混頻器402輸出的該信號能夠於差動輸出線4061與4062之間傳送通過電容器902，藉此於那些頻率處衰減該輸出信號。仍在較高頻率時，所有該等電容器允許來自混頻器402的該輸出信號傳送通過它們。通過電阻器9041與9061的該阻抗即高於通過電容器9081與9101之阻抗，使得該輸出信號流動通過電容器9081與9101，而非通過電阻器9041與9061。因此，該輸出信號不會通過輸出線4061與4062之間，使得在高頻率下的該輸出信號不會被該RC陷波濾波器衰減。此可解釋在第十圖中線1006的形狀，其顯示出於非常低與非常高頻率時，該輸出信號有非常小的衰減，而在中間頻率時有高位準的衰減。此即產生第十圖所示的該陷波。該RC陷波濾波器的該陷波之頻率可藉由適當地改變在該電路中該等電容器之電容及藉由改變在該電路中該等電阻器之電阻來調整，使得該陷波集中在來自混頻器402的該輸出信號中該等干擾成分的頻率範圍內(類似於設定該LC式陷波濾波器的陷波，如上所述)。
第九圖所示的該RC陷波濾波器提供該等干擾成分之高衰減(如第十圖所示)，其如上述可舒解在該接收器串鏈中後續處理方塊(例如基頻處理方塊108)的該等線性度需求，藉此造成低電力消耗，及在該等後續處理方塊中可使用較小的面積。相較於前述的該LC式陷波濾波器，第九圖所示之RC陷波濾波器並不需要額外的電流消耗。該RC陷波濾波器為被動式，然而上述之該LC陷波濾波器(使用該等迴轉器實作者)為主動式，因此該RC陷波濾波器會比該LC式陷波濾波器消耗較低的電流。但是，如第十圖所示，該RC陷波濾波器比前述之該LC陷波濾波器要產生較大的帶內下降(其可由比較第十圖與第七圖看出)。如上所述，較大的帶內下降並非所需要，因為例如其會造成較大的EVM降低。另外，因為電路900包括在該信號路徑上串聯配置的電阻器，相較於使用前述的該LC陷波濾波器，使用該RC陷波濾波器會有顯著的雜訊問題。在如第九圖所示的該RC濾波器之設計中有一些互相競爭的因素，因為為了降低該帶內下降，該等電阻器之電阻需要增加，但在該信號路徑上較高的電阻造成該輸出信號中較高的雜訊貢獻。該等電阻器之雜訊效應必須與該等電阻器之帶內下降效應取得平衡。但是較佳地是利用前述之本發明具體實施例的LC陷波濾波器，該帶內下降可被避免，而不需要將不利的雜訊位準引入到該等輸出信號中。也就是說，該LC陷波濾波器當相較於該RC陷波濾波器時，可提供低帶內下降及高衰減，而具有最小的雜訊影響。
先前已經說明使用一LC式陷波濾波器來濾波在一接收器中該混頻器之輸出的一些具體實施例。該LC陷波濾波器的陷波被設定成較佳地衰減自該混頻器輸出的該輸出信號中該等干擾成分，且在該信號被傳送至基頻處理方塊108之前。此代表在基頻處理方塊108中該等需求(例如線性度、濾波、IIP2與IIP3需求)可被舒解，而可造成一較便宜與較小且消耗較低 電力的接收器，而不會將不利的雜訊或失真位準引入到該等信號當中。前述之該等具體實施例的該等混頻器方塊可被實作在一蜂巢式接收器中，例如寬頻劃碼多向近接(WCDMA,“Wideband Code Division Multiple Access”)接收器或LTE接收器中，或在受到強烈干擾的任何其它種類的接收器中。
如上所述，使用前述該等具體實施例之該等混頻器方塊可以舒解在該接收器串鏈中該等後續方塊之IIP2需求，因此特別有利於當該接收器架構基於一零-IF架構時，因為在這種架構中，該等後續方塊之IIP2需求基本上成為在該接收器的實作期間的一種瓶頸。此處所提出的該混頻器設計包括低電力、低雜訊、可程式化LC陷波濾波器網路，其可抑制該發射器洩漏與一些阻隔器，且因此允許舒解該後續方塊的規格。
前述本發明之該等具體實施例在當第一圖中後續方塊108(例如一基頻處理方塊)具有高輸入阻抗時將可有效地工作。如果方塊108具有低阻抗，例如如果方塊108為一反饋式轉導放大器，則在該混頻器方塊中使用該LC線波濾波器即無法提供前述之這些有利結果。但是，如果方塊108的該輸入阻抗為電容式，如第八圖中的CLoad所示，在該混頻器方塊中使用該LC陷波濾波器將可提供如上述之需要的結果。
當本發明已經參照較佳具體實施例進行特定的顯示及說明之後，本技術專業人士將可瞭解到可在其中進行型式及細節上的多種變化，而其皆不背離由該等附屬申請專利範圍所定義的本發明之範圍。
100‧‧‧射頻接收器
102‧‧‧天線
104‧‧‧低雜訊放大器
106‧‧‧混頻器方塊
108‧‧‧基頻方塊
200‧‧‧混頻器方塊
202‧‧‧混頻器
204‧‧‧電容器
206‧‧‧輸出線
2061‧‧‧輸出線
2062‧‧‧輸出線
302a‧‧‧需要的信號成分
304a‧‧‧干擾成分
306a‧‧‧線
306b‧‧‧線
308a‧‧‧線
308b‧‧‧線
400‧‧‧混頻器方塊
402‧‧‧混頻器
404‧‧‧電容器
4041‧‧‧電容器
4042‧‧‧電容器
406‧‧‧輸出線
4061‧‧‧輸出線
4062‧‧‧輸出線
408‧‧‧電感器
500‧‧‧混頻器方塊
502,504‧‧‧轉導
502,504‧‧‧Gm迴轉器
506‧‧‧RC方塊
508‧‧‧開關
702‧‧‧需要的信號成分
704‧‧‧干擾成分
710‧‧‧開關
800‧‧‧混頻器方塊
802,804‧‧‧轉導
806‧‧‧RC方塊
808‧‧‧電容器
810‧‧‧開關
812‧‧‧電容
900‧‧‧混頻器方塊
902‧‧‧電容器
904,906‧‧‧電阻器
908,910‧‧‧電容器
912‧‧‧電阻器
1002‧‧‧需要的信號成分
1004‧‧‧干擾成分
為了更佳瞭解本發明且顯示本發明可如何發生效用，現在將進行參照做為示例之該等以下圖式，其中：第一圖為一射頻接收器的架構圖；第二圖為根據一種系統之一示例混頻器方塊的電路圖； 第三a圖所示代表根據第一種狀況在自一混頻器輸出的該信號上一電容器的效應；第三b圖所示代表根據第二種狀況在自一混頻器輸出的該信號上一電容器的效應；第四圖為根據一第一具體實施例之一混頻器方塊的第一電路圖；第五圖為根據該第一具體實施例之一混頻器方塊的第二電路圖；第六圖為根據一較佳具體實施例在一射頻接收器中處理一射頻信號之程序的流程圖；第七圖為根據該第一具體實施例在自一混頻器輸出的該信號上一LC式陷波濾波器之效應；第八圖為根據一第二具體實施例之一混頻器方塊的電路圖；第九圖為另一混頻器方塊的電路圖；及第十圖為在自一混頻器輸出的該信號上一RC式陷波濾波器之效應。
400‧‧‧混頻器方塊
402‧‧‧混頻器
4041‧‧‧電容器
4042‧‧‧電容器
4061‧‧‧輸出線
4062‧‧‧輸出線
408‧‧‧電感器

Claims (14)

  1. 使用於一射頻接收器中用於處理一射頻信號的電路，該電路包含：一混頻器，其配置成：接收該射頻信號，其中該接收的射頻信號具有一干擾成分；及降頻轉換該接收的射頻信號至一較低頻率，其中在該降頻轉換的信號中該干擾成分係在一干擾頻率範圍內；及一LC式陷波濾波器，其配置成：自該混頻器接收該降頻轉換的信號；濾波該降頻轉換的信號，其中該LC式陷波濾波器具有集中在該干擾頻率範圍內的一陷波，使得該LC式陷波濾波器配置成衰減在該降頻轉換的信號中該干擾成分；及輸出該濾波的信號由一基頻處理方塊進行處理。
  2. 如申請專利範圍第1項之電路，其中該降頻轉換的信號可具有位在不同於該干擾頻率範圍的一信號頻率範圍內的一需要的信號成分。
  3. 如申請專利範圍第2項之電路，其中基於該混頻器的輸出阻抗與該混頻器所承受的該電容負載，該LC式陷波濾波器設置成具有充分高的一Q值，使得該陷波濾波器不會顯著地衰減在該降頻轉換信號中該需要的信號成分。
  4. 如申請專利範圍第1項之電路，其中該LC式陷波濾波器設置成使得該LC式陷波濾波器之陷波的頻率可以調整。
  5. 如申請專利範圍第1項之電路，其中該LC式陷波濾波器設置成使得該LC式陷波濾波器之Q值可以調整。
  6. 如申請專利範圍第1項之電路，其中該射頻接收器為一射頻收發器的一部份，且其中該接收的射頻信號之干擾成分係由自該射頻收發器發射的一發射信號所造成。
  7. 如申請專利範圍第1項之電路，其中該LC式陷波濾波器包含一供電的迴轉器與至少三個電容器，其設置成操作為 一LC式陷波濾波器。
  8. 如申請專利範圍第7項之電路，其中該陷波濾波器的該陷波之頻率可藉由調整下列中的一項來調整：供應給該迴轉器的電力；及該等至少三個電容器中至少一者的電容。
  9. 如申請專利範圍第7項之電路，其中該LC式陷波濾波器另包含具有可調整電阻之至少一電阻器，其中該LC式陷波濾波器可配置成使得該LC式陷波濾波器之Q值可藉由調整該至少一電阻器之電阻來調整。
  10. 如申請專利範圍第1項之電路，其中該LC式陷波濾波器設置成具有另一陷波，其頻率在該干擾頻率範圍內，但其不同於該陷波的頻率。
  11. 一種用於處理一射頻信號的射頻接收器，該射頻接收器包含：一混頻器，其配置成：接收該射頻信號，其中該接收的射頻信號具有一干擾成分；及降頻轉換該接收的射頻信號至一較低頻率，其中在該降頻轉換的信號中該干擾成分係在一干擾頻率範圍內；一LC式陷波濾波器，其配置成：自該混頻器接收該降頻轉換的信號；濾波該降頻轉換的信號，其中該LC式陷波濾波器具有集中在該干擾頻率範圍內的一陷波，使得該LC式陷波濾波器配置成衰減在該降頻轉換的信號中該干擾成分；及輸出該濾波的信號；及一基頻處理方塊，其用於處理自該LC式陷波濾波器輸出的該濾波的信號。
  12. 一種在一射頻接收器中處理一射頻信號的方法，該方法包括：於該射頻接收器的一混頻器處接收該射頻信號，其中該接收的射頻信號具有一干擾成分； 使用該混頻器降頻轉換該接收的射頻信號至一較低頻率，其中在該降頻轉換的信號中該干擾成分係在一干擾頻率範圍內；及自該混頻器傳送該降頻轉換的信號至該射頻接收器的一LC式陷波濾波器；利用該LC式陷波濾波器濾波該降頻轉換的信號，其中該LC式陷波濾波器具有集中在該干擾頻率範圍內的一陷波，使得該LC式陷波濾波器衰減在該降頻轉換的信號中該干擾成分；及自該LC式陷波濾波器輸出該濾波的信號由一基頻處理方塊進行處理。
  13. 如申請專利範圍第12項之方法，另包括：決定在該降頻轉換的信號中該干擾成分的頻率；及根據該干擾成分的該決定頻率調整該LC式陷波濾波器的該陷波之頻率。
  14. 如申請專利範圍第12項之方法，另包括：決定在該降頻轉換的信號中該干擾成分所延伸的該頻率範圍；及根據該干擾成分的該決定的頻率範圍調整該LC式陷波濾波器的Q值。
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