KR20220157736A - Llc 필터를 포함하는 패시브 믹서 및 이를 포함하는 rf 송수신 회로 - Google Patents

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Abstract

상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 송신 RF 체인은, IF 신호를 수신하고, 로컬 오실레이터로부터 수신된 주파수에 기반하여 상기 IF 신호를 RF 신호로 상향 변환하는 송신 믹서, 상기 송신 믹서의 차동 출력단과 전기적으로 연결되는 LLC 필터 및 상기 LLC 필터를 통과한 RF 신호를 증폭하기 위한 구동 증폭기를 포함하고, 상기 LLC 필터는 상기 차동 출력단 중 제1 노드와 제1 중간 노드 사이를 연결하는 제1 인덕터, 상기 차동 출력단 중 제2 노드와 제2 중간 노드 사이를 연결하는 제2 인덕터, 상기 제1 중간 노드와 상기 제2 중간 노드를 병렬로 연결하는 제3 인덕터와 제1 커패시터를 포함할 수 있다.

Description

LLC 필터를 포함하는 패시브 믹서 및 이를 포함하는 RF 송수신 회로 {PASSIVE MIXER INCLUDING LLC FILTER AND RF TRANSMITTING CIRCUIT COMPRISING PASSIVE MIXER}
본 개시의 기술적 사상은 패시브 믹서 회로에 관한 것으로, 보다 상세하게는 LLC 필터를 포함하는 패시브 믹서에 관한 것이다.
4G(4th generation) 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G(5th generation) 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후(Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE(Long Term Evolution) 시스템 이후(Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다.
높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역(예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로 손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO, FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔포밍(analog beamforming), 디지털 빔포밍, 하이브리드 빔포밍(hybrid beamforming) 및 대규모 안테나(large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.
RFIC 송수신 회로는 공정의 사이즈가 작아짐에 따라, 소자에 사용할 수 있는 전원이 낮아지고 고주파 대역의 5G로 갈수록 높은 송신 전력이 요구되기 때문에, 기존 액티브 믹서 구조로는 높은 전류 소모 및 높은 선형성을 얻기 어려운 문제점이 있다.
이를 해결하기 위해서 수동 소자만으로 구성된 패시브 믹서 구조가 채택 되었으나, 전압 믹서의 낮은 선형성 문제를 해결해야 함과 동시에 넓은 대역폭을 지원하기 위해서는 패시브 믹서의 출력 임피던스를 높게 만들어 주어야 함과 동시에 리액턴스(reactance) 성분이 없는 저항 임피던스로 만들어야 하는 제약이 있다.
본 개시의 기술적 사상은, RF 체인의 낮은 3차 고조파 제거 비율(3rd harmonic frequency rejection ratio) 및 낮은 임피던스로 야기되는 전력 소모를 개선하고, 고주파 대역에서 작은 사이즈의 RF 체인을 제공한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 송신 RF(radio frequency) 체인은, IF(intermediate frequency) 신호를 수신하고, 로컬 오실레이터로부터 수신된 주파수에 기반하여 상기 IF 신호를 RF 신호로 상향 변환하는 송신 믹서, 상기 송신 믹서의 차동 출력단과 전기적으로 연결되는 LLC 필터 및 상기 LLC 필터를 통과한 RF 신호를 증폭하기 위한 구동 증폭기를 포함하고, 상기 LLC 필터는, 상기 차동 출력단 중 제1 노드와 제1 중간 노드 사이를 연결하는 제1 인덕터, 상기 차동 출력단 중 제2 노드와 제2 중간 노드 사이를 연결하는 제2 인덕터 및 상기 제1 중간 노드와 상기 제2 중간 노드를 병렬로 연결하는 제3 인덕터와 제1 커패시터를 포함할 수 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 LLC 필터는, RF 믹서의 차동 출력단 중 제1 노드와 제1 중간 노드 사이를 연결하는 제1 인덕터, 상기 차동 출력단 중 제2 노드와 제2 중간 노드 사이를 연결하는 제2 인덕터 및 상기 제1 중간 노드와 상기 제2 중간 노드를 병렬로 연결하는 제3 인덕터와 단일 커패시터를 포함하고, 상기 제3 인덕터의 중간에 교류 접지 노드를 포함할 수 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 전자 장치는, 동작 주파수의 변경에 따라 커패시턴스 값을 조절하는 제어 신호를 통신부에게 전달하는 제어부 및 통신부를 포함하고, 상기 통신부는, 기저대역 신호를 처리하는 모뎀 장치, 상기 모뎀 장치로부터 기저 대역 신호를 수신하여, 아날로그 신호로 변환하는 변환기, 상기 아날로그 신호를 제1 발진 주파수에 기반하여 IF 신호로 변환하는 제1 믹서, 상기 IF 신호를 제2 발진 주파수에 기반하여 RF 신호로 변환하는 제2 믹서, 상기 제2 믹서의 출력 신호를 필터링하는 RF 필터, 및 상기 필터링된 출력 신호를 증폭하기 위한 구동 증폭기를 포함하고, 상기 RF 필터는, 상기 제2 믹서의 차동 출력단 중 제1 노드와 제1 중간 노드 사이를 연결하는 제1 인덕터, 상기 차동 출력단 중 제2 노드와 제2 중간 노드 사이를 연결하는 제2 인덕터 및 상기 제1 중간 노드와 상기 제2 중간 노드를 병렬로 연결하는 제3 인덕터와 제1 커패시터를 포함할 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 패시브 믹서 회로는, 인덕터의 비율을 이용하여 높은 3차 고조파 제거 비율을 가지고 1개의 가변 커패시터만 사용함으로써 고주파 대역의 송신 RF 체인을 효율적으로 설계할 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 패시브 믹서 회로는, 고주파의 필터 손실을 최소화 하고, 동시에 넓은 대역폭을 지원하는 신호의 채널 평탄도 특성을 확보할 수 있다.
도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 무선 통신 시스템을 도시한다.
도 2는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 기지국의 블록도이다.
도 3은 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 전자 장치의 블록도이다.
도 4는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 송수신 RF 체인의 블록도이다.
도 5는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 패시브 믹서 회로를 도시한다.
도 6은 비교 예에 따른 노치 믹서 회로를 도시한다.
도 7은 비교 예에 따른 노치 믹서 회로를 도시한다.
도 8은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 패시브 믹서 회로를 도시한다.
도 9는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 패시브 믹서 회로의 3차 고조파 제거 비율(3rd harmonic rejection ratio)의 개선을 도시하는 그래프이다.
도 10은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 패시브 믹서 회로의 레이아웃을 도시한다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 개시의 예시적 실시예들에 대하여 상세히 설명하기로 한다.
도 1은 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 무선 통신 시스템을 도시한다.
도 1을 참조하면, 기지국(110) 및 전자 장치(120)가 개시된다. 기지국(110) 및 전자 장치(120)는 무선 통신 시스템에서 무선 채널을 이용하는 노드(node)들로 예시될 수 있다.
일 실시예에 따라, 기지국(110)은 전자 장치(120)에게 무선 접속을 제공하는 네트워크 인프라스트럭쳐(infrastructure)이다. 기지국(110)은 신호를 송신할 수 있는 거리에 기초하여 일정한 지리적 영역으로 정의되는 커버리지(coverage)를 가질 수 있다. 기지국(110)은 기지국(base station) 외에 '액세스 포인트(access point, AP)', '이노드비(eNodeB, eNB)', '5G 노드(5th generation node)', '무선 포인트(wireless point)' 또는 이와 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어들로 대체될 수 있다.
일 실시예에 따라, 기지국(110)은, 하나 이상의 '송수신 포인트(transmission/reception point, TRP)'와 연결될 수 있다. 기지국(110)은 하나 이상의 TRP들을 통해, 전자 장치(120)에게 하향 링크(downlink) 신호를 전송하거나 상향 링크(uplink) 신호를 수신할 수 있다.
전자 장치(120)는 사용자에 의해 사용되는 장치로서, 기지국(110)과 무선 채널을 통해 통신을 수행할 수 있다. 전자 장치(120)는 단말(terminal) 외 '사용자 장비(user equipment, UE)', '이동국(mobile station)', '가입자국(subscriber station)', '고객 댁내 장치'(customer premises equipment, CPE), '원격 단말(remote terminal)', '무선 단말(wireless terminal)', 또는 '사용자 장치(user device)' 또는 이와 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어들로 대체될 수 있다.
기지국(110) 및 전자 장치(120)는 밀리미터 파(mmWave) 대역(예: 28GHz, 30GHz, 38GHz, 60GHz)에서 무선 신호를 송신 및 수신할 수 있다. 밀리피터파의 높은 감쇄 특성을 극복하기 위하여, 기지국(110) 및 전자 장치(120)는 빔포밍(beamforming)을 수행할 수 있다. 여기서, 빔포밍은 송신 빔포밍 및 수신 빔포밍을 포함할 수 있다. 즉, 기지국(110) 및 전자 장치(120)는 송신 신호 또는 수신 신호에 방향성(directivity)을 부여할 수 있다. 이를 위해, 기지국(110) 및 전자 장치(120)는 빔 탐색(beam search), 빔 트레이닝(beam training) 또는 빔 관리(beam management) 절차를 통해 무선 통신을 위한 최적의 빔(111, 121)을 선택할 수 있다.
도 2는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 기지국의 블록도이다.
도 2를 참조하면, 기지국(110)은 무선통신부(210), 백홀(backhaul) 통신부(220), 저장부(230) 및 제어부(240)를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 무선통신부(210)는 무선 채널을 통해 신호를 송수신하기 위한 기능들을 수행할 수 있다. 일 실시예에 따라, 무선통신부(210)는 시스템의 물리 계층 규격에 따라 기저대역 신호 및 비트열 간 변환 기능을 수행할 수 있다. 예를 들어, 데이터 송신 시, 무선통신부(210)는 송신 비트열을 부호화 및 변조함으로써 복소 심벌들을 생성할 수 있고, 데이터 수신 시, 기저대역 신호를 복조 및 복호화를 통해 수신 비트열을 복원할 수 있다. 또한, 무선통신부(210)는 기저대역 신호를 RF(radio frequency) 대역 신호로 상향 변환한 후 안테나를 통해 송신하거나, 또는 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호를 기저대역 신호로 하향 변환할 수 있다. 이를 위해, 무선통신부(210)는 송신 필터, 수신 필터, 증폭기, 믹서(mixer), 오실레이터(oscillator), DAC(digital to analog convertor), ADC(analog to digital convertor) 등을 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 무선통신부(210)는 신호를 송수신할 수 있다. 예를 들어, 무선통신부(210)는 동기 신호(synchronization signal), 기준 신호(reference signal), 시스템 정보, 메시지, 제어 정보, 또는 데이터 등을 전송할 수 있다. 또한, 무선통신부(210)는 빔포밍을 수행할 수 있다. 무선통신부(210)는, 송수신하고자 하는 신호에 방향성을 부여하기 위해, 신호에 빔포밍 가중치를 적용할 수 있다. 무선통신부(210)는 형성되는 빔을 변경하여, 신호를 반복적으로 전송할 수 있다.
일 실시예에 따라, 백홀통신부(220)는 네트워크 내 다른 노드들과 통신을 수행하기 위한 인터페이스를 제공한다. 즉, 백홀통신부(220)는 기지국(110)에서 다른 노드, 예를 들어, 다른 접속 노드, 다른 기지국, 상위 노드, 코어망 등으로 송신되는 비트열을 물리적 신호로 변환하고, 다른 노드로부터 수신되는 물리적 신호를 비트열로 변환할 수 있다.
일 실시예에 따라, 저장부(230)는 기지국(110)의 동작을 위한 기본 프로그램, 응용 프로그램, 설정 정보 등의 데이터를 저장한다. 저장부(230)는 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리 또는 휘발성 메모리와 비휘발성 메모리의 조합으로 구성될 수 있다. 제어부(240)는 기지국(110)의 동작들을 제어한다. 예를 들어, 제어부(240)는 무선통신부(210) 또는 백홀통신부(220)를 통해 신호를 송신 및 수신한다. 또한, 제어부(240)는 저장부(230)에 데이터를 기록하고, 읽는다. 이를 위해, 제어부(240)는 적어도 하나의 프로세서(processor)를 포함할 수 있다.
도 3은 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 전자 장치의 블록도이다.
도 3을 참고하면, 전자 장치(120)는 통신부(310), 저장부(320), 제어부(330)을 포함할 수 있다.
통신부(310)는 무선 채널을 통해 신호를 송수신하기 위한 기능들을 수행한다. 예를 들어, 통신부(310)는 시스템의 물리 계층 규격에 따라 기저대역 신호 및 비트열 간 변환 기능을 수행한다. 예를 들어, 데이터 송신 시, 통신부 310은 송신 비트열을 부호화 및 변조함으로써 복소 심벌들을 생성하고, 데이터 수신 시, 기저대역 신호를 복조 및 복호화를 통해 수신 비트열을 복원할 수 있다. 또한, 통신부(310)는 기저대역 신호를 RF 대역 신호로 상향 변환한 후 안테나를 통해 송신하거나, 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호를 기저대역 신호로 하향 변환할 수 있다. 예를 들어, 통신부 310은 송신 필터, 수신 필터, 증폭기, 믹서, 오실레이터, DAC, ADC 등을 포함할 수 있다. 통신부(310)는 빔포밍을 수행할 수 있다. 통신부(310)는, 송수신하고자 하는 신호에 방향성을 부여하기 위해, 신호에 빔포밍 가중치를 적용할 수 있다. 다양한 실시예들에 따라, 통신부(310)는 복수의 패널 안테나들(310-1 내지 310-N)을 포함할 수 있다. 복수의 패널 안테나들(310-1 내지 310-N)은 어레이 안테나들을 포함할 수 있으며, 전자 장치(120)의 임의의 위치에 배치될 수 있다.
통신부(310)는 신호를 송수신할 수 있다. 통신부(310)는 하향 링크 신호를 수신할 수 있다. 하향 링크 신호는 동기 신호(synchronization signal, SS), 기준 신호(reference signal, RS), 시스템 정보, 설정 메시지(configuration message), 제어 정보(control information) 또는 하향 링크 데이터 등을 포함할 수 있다. 또한, 통신부(310)는 상향 링크 신호를 전송할 수 있다. 상향 링크 신호는 랜덤 액세스 관련 신호 또는 기준 신호(예: SRS(sounding reference signal), DM-RS), 또는 상향 링크 데이터 등을 포함할 수 있다.
저장부(320)는 전자 장치(120)의 동작을 위한 기본 프로그램, 응용 프로그램, 설정 정보 등의 데이터를 저장할 수 있다. 저장부(320)는 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리 또는 휘발성 메모리와 비휘발성 메모리의 조합으로 구성될 수 있다. 그리고, 저장부(320)는 제어부(330)의 요청에 따라 저장된 데이터를 제공할 수 있다. 다양한 실시예들에 따라, 저장부(320)는 복수의 코드북들에 대한 정보를 저장하는 코드북 저장부(325)를 포함할 수 있다. 코드북 저장부(325)는 복수의 패널 안테나들 중 무선 통신을 위하여 선택된 적어도 하나의 패널 안테나가 최적의 빔포밍을 수행하기 위한 빔포밍 가중치와 같은 정보를 미리 저장할 수 있다.
제어부(330)는 전자 장치(120)의 전반적인 동작들을 제어한다. 예를 들어, 제어부(330)는 통신부(310)를 통해 신호를 송신 및 수신할 수 있다. 또한, 제어부(330)는 저장부(320)에 데이터를 기록하고, 읽을 수 있다. 이를 위해, 제어부 330은 적어도 하나의 프로세서 또는 마이크로(micro) 프로세서를 포함하거나, 또는, 프로세서의 일부일 수 있다. 프로세서의 일부인 경우, 통신부(310)의 일부 및 제어부(330)는 CP(communication processor)라 지칭될 수 있다.
도 4는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 송신 RF 체인의 블록도이다.
도 4를 참조하면, 통신부(예를 들어, 도 2의 무선통신부(210) 또는 도 3의 통신부(310))는 RF(radio frequency) IC(600), IF(intermediate frequency) IC(500), 통신 프로세서(400)를 포함할 수 있다. 다양한 실시예들에 따라, 통신 시스템의 구성 요소에는 일부가 추가되거나 또는 생략될 수도 있다.
다양한 실시예들에 따라, 통신 프로세서(400)는 송신 I/Q DAC(digital-to-analog converter)(410) 및 수신 I/Q ADC(analog-to-digital converter)(420)를 포함할 수 있다. 송신 I/Q DAC(410)는 모뎀이 변조한 디지털 신호를 밸런스드 I(in phase) 신호, 밸런스드 Q(quadrature phase) 신호로 변환하여 IF IC(500)에게 전달할 수 있다. 수신 I/Q DAC(420)는 IF IC(500)가 변환한 밸런스드 I 신호, 밸런스드 Q 신호를 디지털 신호로 변환하여 모뎀에게 전달할 수 있다. 다양한 실시예들에 따라, 통신 프로세서(400)는 별개의 칩으로 구현될 수도 있고, 다른 구성(예를 들어, IF IC(500))과 하나의 칩으로 통합되도록 구현될 수도 있다.
다양한 실시예들에 따라, IF IC(500)는 송신 IF 체인(501) 및 수신 IF 체인(502)을 포함할 수 있다. 송신 IF 체인(501)은 송신 IF 버퍼(510), 제1 송신 VGA(variable gain amplifier)(515), 저대역 통과 필터(low pass filter, LPF)(520), 제2 송신 VGA(525), 송신 IF 믹서(530)를 포함할 수 있다.
송신 IF 버퍼(510)는 통신 프로세서(400)로부터 밸런스드 I, 밸런스드 Q 신호를 수신할 때, 완충 역할을 수행할 수 있고, 이에 따라 IF IC(500)가 밸런스드 I, 밸런스드 Q 신호를 안정적으로 처리할 수 있다. 저대역 통과 필터(520)는 기저대역 신호의 대역폭을 차단 주파수로 하여 신호를 필터링할 수 있다. 상기 차단 주파수는 가변적(variable)일 수 있다. 제1 송신 VGA(515) 및 제2 송신 VGA(525)는 통신 프로세서(400)로부터 제어 신호를 수신하여 송신 AGC(auto gain control)를 수행할 수 있다. 전술한 실시예에서, VGA의 개수는 2개로 도시되었으나, 이에 제한되지 않는다. 송신 IF 믹서(510)는 로컬 오실레이터(local oscillator, LO)로부터 IF 신호 대역에 상응하는 주파수 신호를 수신하고, 이에 기반하여 기저대역에 상응하는 밸런스드 I 신호, 밸런스드 Q 신호를 IF 신호로 변환할 수 있다.
수신 IF 체인(502)은 수신 IF 버퍼(555), 제1 수신 VGA(550), 저대역 통과 필터(low pass filter, LPF)(545), 제2 수신 VGA(540), 수신 IF 믹서(535)를 포함할 수 있고, 송신 IF 체인(501)에 포함되는 송신 IF 버퍼(510), 제1 송신 VGA(515), 저대역 통과 필터(low pass filter, LPF)(520), 제2 송신 VGA(525), 송신 IF 믹서(530)의 역할과 동일 또는 유사할 수 있다.
다양한 실시예들에 따라, RF IC(600)는 송신 RF 체인(601) 및 수신 RF 체인(602)을 포함할 수 있다. 송신 RF 체인(601)은 송신 RF 믹서(610), 송신 구동 증폭기(driving amplifier, DA)(615), 위상 쉬프터(620), 송신 전력 증폭기(power amplifier, PA)(625)를 포함할 수 있다.
송신 RF 믹서(610)는 IF IC(500)로부터 IF 신호를 수신하고, 로컬 오실레이터로부터 수신되는 주파수 신호에 기반하여 RF 신호로 상향 변환할 수 있다. 송신 구동 증폭기(615)는 송신 RF 믹서(610)에 의해 상향 변환된 RF 신호를 증폭할 수 있다. 위상 쉬프터(620)는 통신 프로세서(400)로부터 수신된 제어 신호에 기반하여 빔포밍 각도에 따라 RF 신호의 위상을 변경할 수 있다. 송신 전력 증폭기(625)는 RF 신호가 송신될 때 전력을 증폭시킬 수 있다. 송신 전력 증폭기(625)는 RF IC(600)의 외부 또는 내부에 임베디드될 수 있다. 송신 RF 믹서(610)는 적어도 하나 이상의 필터를 통해 송신 구동 증폭기(615)로 연결될 수 있다.
수신 RF 체인(602)은 수신 RF 믹서(645), 수신 구동 증폭기(640), 위상 쉬프터(635), 수신 전력 증폭기(630)를 포함할 수 있고, 송신 RF 체인(601)에 포함되는 송신 RF 믹서(610), 송신 구동 증폭기(615), 위상 쉬프터(620), 송신 전력 증폭기(625)의 역할과 동일 또는 유사할 수 있다.
전술한 실시예에서, 송신 IF 체인(501) 및 송신 RF 체인(601)을 포함하는 송신 경로와 수신 RF 체인(602) 및 수신 IF 체인(502)을 포함하는 수신 경로는 각각 하나씩 도시되었으나, 이에 제한되는 것은 아니다.
도 5는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 패시브 믹서 회로를 도시한다.
도 5를 참조하면, LLC 필터를 포함하는 송신 RF 체인(601)이 개시된다. LLC 필터는 도 4의 송신 RF 믹서(610)와 송신 구동 증폭기(615) 사이를 연결할 수 있다.
보다 구체적으로, LLC 필터는 송신 구동 증폭기(615)의 일 단(end)에 입력되는 제1 노드 및 송신 구동 증폭기(615)의 타 단(end)로 입력되는 제2 노드 사이에 연결될 수 있다. 예를 들어, LLC 필터는 션트(shunt) 임피던스 매칭 네트워크에 상응할 수 있다.
다양한 실시예들에 따라, 송신 RF 믹서(610)에서 송신 구동 증폭기(615)를 향해 바라본 회로의 전달 함수를 계산하면 아래와 같다.
Figure pat00001
여기서,
Figure pat00002
는 송신 구동 증폭기(615)에 의해 생성되는 기생 커패시턴스 값을 나타낸다.
다양한 실시예에서, 전달 함수의 분자가 0이 되는 경우, 송신 RF 믹서(610)에서 바라본 부하 임피던스는 0(또는 낮은 임피던스)이 된다. 즉, 전달 함수를 낮은 임피던스로 만드는 주파수의 RF 신호는 도 5의
Figure pat00003
인덕터에 연결된 교류 접지(AC GND)를 통해 제거될 수 있다. 다양한 실시예들에 따라, 동작 주파수의 3차 고조파가 전달 함수를 0으로 만드는 것으로 가정하면, 3차 고조파의 주파수는 아래와 같다.
Figure pat00004
다양한 실시예에서, 전달 함수의 분모가 0이 되는 경우, 송신 RF 믹서(610)에서 바라본 부하 임피던스는
Figure pat00005
이 된다. 즉, 전달 함수의 분모를 0으로 만드는 주파수의 RF 신호는 송신 구동 증폭기(615)의 높은 임피던스를 인가할 수 있다. 다양한 실시예들에 따라, 동작 주파수의 RF 신호가 전달 함수의 분모를 0으로 만드는 것으로 가정하면, 동작 주파수는 아래와 같다.
Figure pat00006
다양한 실시예들에 따라, 가변 커패시턴스
Figure pat00007
은 통신 프로세서(400)로부터 수신되는 제어 신호에 기반하여 커패시턴스 값을 변경할 수 있다. 송신 구동 증폭기(615)에 기반한
Figure pat00008
값은 미리 정해진 값을 가질 수 있으므로, 통신 프로세서(400)는 측정된
Figure pat00009
값과 동일한 커패시턴스 값을 가지도록 가변 커패시턴스
Figure pat00010
을 제어할 수 있다.
다양한 실시예에 따라, 상기 수학식 2의 3차 고조파는 수학식 3의 동작 주파수와 배수 관계를 가질 수 있다. 따라서, 상기 배수 관계는 아래와 같이 나타날 수 있다.
Figure pat00011
다양한 실시예들에 따라,
Figure pat00012
,
Figure pat00013
간에 수학식 4를 만족한다면, 3차 고조파의 RF 신호는 교류 접지(AC GND)를 통해 제거될 수 있고, 동시에 동작 주파수의 RF 신호는 높은 임피던스에 기반한 높은 출력을 송신 구동 증폭기(615)에게 전달할 수 있다.
다양한 실시예들에 따라,
Figure pat00014
의 커패시턴스 값은 송신 구동 증폭기(615)의 기생 커패시턴스
Figure pat00015
와 배수 관계를 갖도록 설정될 수도 있다. 예를 들어, 초고주파 대역의 RF 신호까지 커버하기 위하여
Figure pat00016
,
Figure pat00017
의 인덕턴스 값은 제한된 범위의 값을 가질 수 있다. 이 때, 제한된 범위의
Figure pat00018
,
Figure pat00019
의 인덕턴스 값은 3차 고조파 RF 신호를 제거하기 위한 상기 수학식 4를 만족하는
Figure pat00020
,
Figure pat00021
의 인덕턴스 값은 상기 제한된 범위에서 벗어날 수 있다. 즉,
Figure pat00022
의 커패시턴스 값과 기생 커패시턴스
Figure pat00023
를 동일하게 설정하는 경우, 배치할 수 있는 인덕터
Figure pat00024
,
Figure pat00025
가 존재하지 않을 수 있다. 예를 들어,
Figure pat00026
의 커패시턴스 값은 기생 커패시턴스
Figure pat00027
의 절반이 되도록 조정될 수 있다. 이 경우,
Figure pat00028
,
Figure pat00029
의 인덕턴스 값은 아래의 조건을 만족하는 한, 3차 고조파 RF 신호는 제거하면서 동시에 동작 주파수 RF 신호는 높은 이득으로 송신 구동 증폭기(615)에게 전달하는 것이 가능할 수 있다.
Figure pat00030
전술한 실시예에서, 패시브 믹서 회로는 3차 고조파 RF 신호에 대하여 낮은 임피던스를 제공하기 위한 관계식을 도시하고 있으나, 이에 제한되는 것은 아니다. 다양한 실시예들에 따라, 패시브 믹서 회로는 n차 고조파 RF 신호에 대하여 낮은 임피던스를 제공하기 위하여 아래의 관계식을 만족하도록
Figure pat00031
,
Figure pat00032
의 인덕턴스 비율을 조절하는 경우, n차 고조파 RF 신호를 제거하면서 동작 주파수에 대하여 높은 임피던스를 제공할 수 있을 것이다.
Figure pat00033
도 6은 비교 예에 따른 패시브 믹서 회로를 도시한다.
도 6을 참조하면, 트랜스포머(transformer) 및 4개의 가변 커패시터들 및 인덕터를 포함하는 패시브 믹서 회로가 도시된다.
상기 패시브 믹서 회로는, 노치(notch) 믹서로 지칭될 수 있다. 노치 믹서 회로의 경우, 변압기를 이용하여 동작 주파수에서 개방(즉, 높은 임피던스를 제공) 회로를 형성할 수 있고, 3차 고조파에서 단락(즉, 낮은 임피던스를 제공) 회로를 제공할 수 있다. 다만, 상기 인덕터의 미세한(minute) 조절이 불가능하다면, 1개의 가변 커패시터만으로 3차 고조파의 RF 신호를 제거하는 것은 불가능하다. 따라서, 도 6에 도시된 바와 같이, 노치 믹서 회로는 4개의 가변 커패시터를 포함해야만 3차 고조파 신호를 제거함과 동시에 동작 주파수에서 높은 임피던스를 제공할 수 있다. 다만, 4개의 가변 커패시터를 포함하는 노치 믹서 회로는 소형화할 수 없는 단점이 있다. 또한, 복수의 가변 커패시터들이 생성하는 리액턴스 성분 때문에 저항 임피던스가 낮아지고, 기저대역 신호 처리에 많은 전류 소모를 야기할 수 있다.
예를 들어, 5G 통신을 지원하기 위해서는 송신 RF 체인(601)이 지원해야 하는 동작 주파수의 범위는 5.925GHz 내지 7.125GHz이다. 노치 믹서 회로를 이용하는 경우, 복수의 가변 커패시터들(예를 들어, 도 6의 경우 4개)을 이용하기 때문에 송신 RF 믹서(610)와 송신 구동 증폭기(615) 사이의 RF 필터는 낮은 Q-factor를 가질 수 있고, 낮은 3차 고조파 제거 비율 및 동작 주파수에서 낮은 임피던스를 제공하는 문제가 발생할 수 있다.
도 7은 비교 예에 따른 패시브 믹서 회로를 도시한다.
도 7을 참조하면, 직렬 LC 탱크, 및 병렬 LC 탱크를 포함하는 패시브 믹서 회로가 도시된다. 도 7의 노치 믹서 회로는 변압기를 포함하지 않는 대신, 병렬 LC 탱크를 더 포함할 수 있다. 보다 구체적으로, 병렬 LC 탱크 중 인덕터는 변압기와 등가 회로를 구성할 수 있다.
도 6과 마찬가지로, 직렬 LC 탱크는 3차 고조파의 주파수에서 단락되는 인덕턴스 값과 커패시턴스 값으로 설정될 수 있다. 즉, 3차 고조파 RF 신호는 교류 접지를 통해 제거될 수 있다. 병렬 LC 탱크는 동작 주파수의 RF 신호가 인가되면 개방 회로와 등가 회로가 되도록 인덕턴스 값과 커패시턴스 값이 미리 설정될 수 있다. 동작 주파수가 변경되는 경우, 병렬 LC 탱크 중 2개의 가변 커패시터들의 커패시턴스 값이 조정될 수 있다. 다만, 3차 고조파 RF 신호에서 직렬 LC 탱크의 단락 회로, 동작 주파수 RF 신호에서 병렬 LC 탱크의 개방 회로를 형성하기 위하여, 4개의 가변 커패시터들이 존재하는 것을 확인할 수 있다. 주파수 대역이 증가할수록 커패시터에 의한 전력 소모가 증가하므로, 가변 커패시터들의 개수는 적을수록 바람직하다.
ACLR(Adjacent Channel Leakage Ratio), EVM(Error Vector Magnitude)과 같은 선형성을 나타내는 값들을 감소시키기 위해서는 노치 믹서 회로의 출력 전력이 작아야 한다. 다만 노치 믹서 회로의 출력 전력이 낮아지는 만큼 송신 구동 증폭기(615)에서 이득(gain)을 크게 설정해야 하므로 송신 구동 증폭기(615)의 추가적인 전력 소모 또한 야기할 수 있다.
도 8은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 패시브 믹서 회로를 도시한다.
도 8을 참조하면, 패시브 믹서 회로는 제1 매칭 네트워크(810) 및 제2 매칭 네트워크(820)를 포함할 수 있다. 제1 매칭 네트워크(810)는 제2 매칭 네트워크(820)와 병렬로 연결될 수 있다. 제1 매칭 네트워크(810) 및 제2 매칭 네트워크(820) 각각은 도 5에 도시된 LLC 필터 회로를 포함할 수 있다.
다양한 실시예들에 따라, 제1 매칭 네트워크(810) 및 제2 매칭 네트워크(820)는 서로 상이한 주파수를 제거할 수 있다. 예를 들어, 제1 매칭 네트워크(810)는 제3 고조파를 제거하기 위한 LLC 필터 회로에 상응할 수 있고, 제2 매칭 네트워크(820)는 제5 고조파를 제거하기 위한 LLC 필터 회로에 상응할 수 있다.
전술한 실시예에서, 패시브 믹서 회로는 2개의 제1 매칭 네트워크(810) 및 제2 매칭 네트워크(820)를 포함하는 것을 도시하였으나, 이에 제한되는 것은 아니다. 다양한 실시예들에 따라, n개의 고조파들을 제거하기 위하여 n개의 매칭 네트워크들이 병렬로 연결될 수 있다.
도 9는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 패시브 믹서 회로의 3차 고조파 제거 비율(3rd harmonic rejection ratio)의 개선을 도시하는 그래프이다.
도 9를 참조하면, 가변 커패시터
Figure pat00034
의 커패시턴스 값을 스위핑함에 따른 3차 고조파 제거 비율이 도시된다.
다양한 실시예들에 따라, 제1 그래프(910)는 가변 커패시터
Figure pat00035
의 커패시턴스 값이
Figure pat00036
일 때, 주파수 변화에 따른 출력 임피던스를 도시한다. 예를 들어,
Figure pat00037
의 커패시턴스 값이
Figure pat00038
일 때, 동작 주파수는
Figure pat00039
이고, 동작 주파수에서 출력 임피던스는
Figure pat00040
이다.
Figure pat00041
의 커패시턴스 값이
Figure pat00042
일 때, 3차 고조파의 주파수는
Figure pat00043
이고, 3차 고조파에서 출력 임피던스는
Figure pat00044
이다. 즉,
Figure pat00045
의 커패시턴스 값이
Figure pat00046
일 때, 3차 고조파 제거 비율은
Figure pat00047
이다.
다양한 실시예들에 따라, 제2 그래프(920)는 가변 커패시터
Figure pat00048
의 커패시턴스 값이
Figure pat00049
일 때, 주파수 변화에 따른 출력 임피던스를 도시한다. 예를 들어,
Figure pat00050
의 커패시턴스 값이
Figure pat00051
일 때, 동작 주파수는
Figure pat00052
이고, 동작 주파수에서 출력 임피던스는
Figure pat00053
이다.
Figure pat00054
의 커패시턴스 값이
Figure pat00055
일 때, 3차 고조파의 주파수는
Figure pat00056
이고, 3차 고조파에서 출력 임피던스는
Figure pat00057
이다. 즉,
Figure pat00058
의 커패시턴스 값이
Figure pat00059
일 때, 3차 고조파 제거 비율은
Figure pat00060
이다.
다양한 실시예들에 따라, 제3 그래프(930)는 가변 커패시터
Figure pat00061
의 커패시턴스 값이
Figure pat00062
일 때, 주파수 변화에 따른 출력 임피던스를 도시한다. 예를 들어,
Figure pat00063
의 커패시턴스 값이
Figure pat00064
일 때, 동작 주파수는
Figure pat00065
이고, 동작 주파수에서 출력 임피던스는
Figure pat00066
이다.
Figure pat00067
의 커패시턴스 값이
Figure pat00068
일 때, 3차 고조파의 주파수는
Figure pat00069
이고, 3차 고조파에서 출력 임피던스는
Figure pat00070
이다. 즉,
Figure pat00071
의 커패시턴스 값이
Figure pat00072
일 때, 3차 고조파 제거 비율은
Figure pat00073
이다.
다양한 실시예들에 따라, 제4 그래프(940)는 가변 커패시터
Figure pat00074
의 커패시턴스 값이
Figure pat00075
일 때, 주파수 변화에 따른 출력 임피던스를 도시한다. 예를 들어,
Figure pat00076
의 커패시턴스 값이
Figure pat00077
일 때, 동작 주파수는
Figure pat00078
이고, 동작 주파수에서 출력 임피던스는
Figure pat00079
이다.
Figure pat00080
의 커패시턴스 값이
Figure pat00081
일 때, 3차 고조파의 주파수는
Figure pat00082
이고, 3차 고조파에서 출력 임피던스는
Figure pat00083
이다. 즉,
Figure pat00084
의 커패시턴스 값이
Figure pat00085
일 때, 3차 고조파 제거 비율은
Figure pat00086
이다.
즉, 본 발명에 따른 LLC 필터를 포함하는 패시브 믹서 회로는 1개의 가변 커패시터를 사용함에도 불구하고 동작 주파수에서 높은 임피던스를 가지는 동시에 3차 고조파에서 낮은 임피던스를 가지는 것을 알 수 있다. 예를 들어, 기존의 노치 믹서 회로는 약 20 내지 30 dB의 3차 고조파 제거 비율을 가지는 반면, LLC 필터를 포함하는 패시브 믹서 회로는 약 62 내지 63dB의 높은 3차 고조파 제거 비율을 가질 수 있다.
도 10은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 패시브 믹서 회로의 레이아웃을 도시한다.
도 10을 참조하면, MX_OUTN 내지 DA_INN을 연결하는 노드는 제1 노드에 상응할 수 있다. MX_OUTN는 송신 RF 믹서(610)의 차동 출력단 중 일 단(end)이고, DA_INN은 송신 구동 증폭기(615)의 차동 입력단 중 일 단에 각각 상응한다. MX_OUTP 내지 DA_INP를 연결하는 노드는 제2 노드에 상응할 수 있다. MX_OUTP는 송신 RF 믹서(610)의 차동 출력단 중 타 단(end)이고, DA_INP은 송신 구동 증폭기(615)의 차동 입력단 중 타 단에 각각 상응한다.
레이아웃의 우측은 복수의 캡-어레이(cap-array)에 상응할 수 있다. 통신 프로세서(400)로부터 수신된 제어 신호에 따라 복수의 캡-어레이 중 적어도 일부를 온/오프함으로써 커패시턴스 값을 가변적으로 조절할 수 있다. MX_OUTN과 복수의 캡-어레이를 연결하는 것은 각각
Figure pat00087
에 상응할 수 있다. FUND_CT는 도 5의 교류 접지(AC GND)에 상응할 수 있고, FUND_CT에 상하 대칭을 형성하여
Figure pat00088
에 연결되는 것은
Figure pat00089
에 상응할 수 있다. 도 5 내지 도 7을 참조하면, 본 개시에 따른 LLC 필터를 포함하는 패시브 믹서 회로는 단일 커패시터를 포함하는 레이아웃에 따라 구현되므로 도 6, 도 7의 4개의 가변 커패시터를 포함하는 패시브 믹서 필터와 비교하면 훨씬 작은 크기의 영역에서 높은 3차 고조파 제거 비율을 가지는 LLC 필터를 구현할 수 있음을 알 수 있다.
이상에서와 같이 도면과 명세서에서 예시적인 실시예들이 개시되었다. 본 명세서에서 특정한 용어를 사용하여 실시예들을 설명되었으나, 이는 단지 본 개시의 기술적 사상을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 청구 범위에 기재된 본 개시의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 개시의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.

Claims (20)

  1. 송신 RF(radio frequency) 체인에 있어서,
    IF(intermediate frequency) 신호를 수신하고, 로컬 오실레이터로부터 수신된 주파수에 기반하여 상기 IF 신호를 RF 신호로 상향 변환하는 송신 믹서;
    상기 송신 믹서의 차동 출력단과 전기적으로 연결되는 LLC 필터; 및
    상기 LLC 필터를 통과한 RF 신호를 증폭하기 위한 구동 증폭기를 포함하고,
    상기 LLC 필터는,
    상기 차동 출력단 중 제1 노드와 제1 중간 노드 사이를 연결하는 제1 인덕터;
    상기 차동 출력단 중 제2 노드와 제2 중간 노드 사이를 연결하는 제2 인덕터; 및
    상기 제1 중간 노드와 상기 제2 중간 노드를 병렬로 연결하는 제3 인덕터와 제1 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 RF 체인.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 제1 커패시터의 커패시턴스 값은,
    동작 주파수에 따라 조정되는 것을 특징으로 하는 송신 RF 체인.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터의 인덕턴스는 제1 인덕턴스 값으로 동일한 것을 특징으로 하는 송신 RF 체인.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 제3 인덕터는 제2 인덕턴스 값을 가지고,
    상기 제1 인덕턴스와 상기 제2 인덕턴스는 미리 정의된 비율에 따라 기 설정되는 것을 특징으로 하는 송신 RF 체인.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 미리 정의된 비율은,
    동작 주파수의 n배에 상응하는 주파수의 n차 고조파 신호에 기반하여 결정되는 것을 특징으로 하는 송신 RF 체인.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 LLC 필터의 출력 임피던스는,
    동작 주파수에서 최대 값을 가지고, 상기 동작 주파수의 3배 주파수에서 최저 값을 가지는 것을 특징으로 하는 송신 RF 체인.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 LLC 필터의 출력 임피던스는,
    실수(real)의 저항 성분만을 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 RF 체인.
  8. 청구항 5에 있어서,
    상기 n은 홀수인 것을 특징으로 하는 송신 RF 체인.
  9. 청구항 4에 있어서,
    상기 미리 정의된 비율은,
    동작 주파수와 3차 고조파 신호에 기반하여 결정되고,
    상기 제1 인덕턴스 및 상기 제2 인덕턴스의 비율은 아래의 수식에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 송신 RF 체인.
    Figure pat00090
  10. LLC 필터에 있어서,
    RF 믹서의 차동 출력단 중 제1 노드와 제1 중간 노드 사이를 연결하는 제1 인덕터;
    상기 차동 출력단 중 제2 노드와 제2 중간 노드 사이를 연결하는 제2 인덕터; 및
    상기 제1 중간 노드와 상기 제2 중간 노드를 병렬로 연결하는 제3 인덕터와 단일 커패시터를 포함하고,
    상기 제3 인덕터의 중간에 교류 접지 노드를 포함하는 것을 특징으로 하는 LLC 필터.
  11. 청구항 10에 있어서,
    상기 단일 커패시터의 커패시턴스 값은,
    동작 주파수에 따라 조정되고,
    상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터의 인덕턴스는 제1 인덕턴스 값으로 동일한 것을 특징으로 하는 LLC 필터.
  12. 청구항 11에 있어서,
    상기 제3 인덕터는 제2 인덕턴스 값을 가지고,
    상기 제1 인덕턴스와 상기 제2 인덕턴스는 미리 정의된 비율에 따라 기 설정되는 것을 특징으로 하는 LLC 필터.
  13. 청구항 12에 있어서,
    상기 미리 정의된 비율은,
    상기 동작 주파수의 n배에 상응하는 주파수의 n차 고조파 신호에 기반하여 결정되고,
    상기 n은 홀수인 것을 특징으로 하는 LLC 필터.
  14. 청구항 13에 있어서,
    상기 LLC 필터의 출력 임피던스는,
    동작 주파수에서 최대 값을 가지고, 상기 동작 주파수의 3배 주파수에서 최저 값을 가지는 것을 특징으로 하는 LLC 필터.
  15. 청구항 14에 있어서,
    상기 LLC 필터의 출력 임피던스는,
    실수(real)의 저항 성분만을 포함하는 것을 특징으로 하는 LLC 필터.
  16. 청구항 12에 있어서,
    상기 미리 정의된 비율은,
    상기 동작 주파수와 3차 고조파 신호에 기반하여 결정되고,
    상기 제1 인덕턴스 및 상기 제2 인덕턴스의 비율은 아래의 수식에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 LLC 필터.
    Figure pat00091
  17. 전자 장치에 있어서,
    동작 주파수의 변경에 따라 커패시턴스 값을 조절하는 제어 신호를 통신부에게 전달하는 제어부; 및
    통신부를 포함하고,
    상기 통신부는,
    기저대역 신호를 처리하는 모뎀 장치, 상기 모뎀 장치로부터 기저 대역 신호를 수신하여, 아날로그 신호로 변환하는 변환기, 상기 아날로그 신호를 제1 발진 주파수에 기반하여 IF 신호로 변환하는 제1 믹서, 상기 IF 신호를 제2 발진 주파수에 기반하여 RF 신호로 변환하는 제2 믹서, 상기 제2 믹서의 출력 신호를 필터링하는 RF 필터, 및 상기 필터링된 출력 신호를 증폭하기 위한 구동 증폭기를 포함하고,
    상기 RF 필터는, 상기 제2 믹서의 차동 출력단 중 제1 노드와 제1 중간 노드 사이를 연결하는 제1 인덕터, 상기 차동 출력단 중 제2 노드와 제2 중간 노드 사이를 연결하는 제2 인덕터 및 상기 제1 중간 노드와 상기 제2 중간 노드를 병렬로 연결하는 제3 인덕터와 제1 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  18. 청구항 17에 있어서,
    상기 제1 커패시터의 커패시턴스 값은, 동작 주파수에 따라 조정되고,
    상기 제1 인덕터 및 상기 제2 인덕터의 인덕턴스는 제1 인덕턴스 값으로 동일하고,
    상기 제3 인덕터는 제2 인덕턴스 값을 가지고,
    상기 제1 인덕턴스와 상기 제2 인덕턴스는 미리 정의된 비율에 따라 기 설정되는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  19. 청구항 18에 있어서,
    상기 미리 정의된 비율은,
    상기 동작 주파수와 3차 고조파 신호에 기반하여 결정되고,
    상기 제1 인덕턴스 및 상기 제2 인덕턴스의 비율은 아래의 수식에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
    Figure pat00092
  20. 청구항 19에 있어서,
    상기 RF 필터의 출력 임피던스는,
    동작 주파수에서 최대 값을 가지고, 상기 동작 주파수의 3배 주파수에서 최저 값을 가지고, 실수(real)의 저항 성분만을 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
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