TW201218190A - Dibit extraction for estimation of channel parameters - Google Patents

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201218190 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明大體上係關於通道參數估計，且更特定言之關於 一儲存媒體（諸如一硬碟機）中之通道參數之估計。 【先前技術】 通常使用基於磁性媒體的儲存器件（諸如硬碟機）來儲存 資料以用於種類繁多的計算器件，範圍自可攜式音樂播放 器至大規模資料中心。改良磁性儲存器件之效能及可靠度 係一無時不在的目標。 種典型硬碟機包含：複數個旋轉磁盤，其等具有磁性 表面’及複數個讀取/寫人磁頭，其等用於自該等磁性表 面讀取資料及寫人資料至料磁性表面。料讀取/寫入 磁頭係使用伺服機構相對於料磁性表面而定位且受控制 於用於在該等磁盤上產生及偵測電磁場之電路。為了將資 料儲存於該硬碟機上，寫入通道電路將自一計算器件所接 ㈣二進位數位資料編碼成寫入至該等磁性表面上之磁性 扁馬為了自6亥硬碟機提取資料，該等伺服機構首先定位 ㈣t位置’且接著讀取通道電路该測該位置處之磁性編 碼並將該等磁性編碼轉譯成最初儲存的二進位數位資料。 在稱為「非歸零」（NRZ)之一方案中，在磁盤上之兩個 ^鄰位置之間使用磁通量反轉來編碼磁盤上之資料，藉此 具:一值1之-位元儲存於磁碟上作為-方向上之磁化， 及具有-值G之-位元經儲存作為相反方向上之磁化。 在早期縱向記錄方法中所使用的稱為峰值债測之一資料 I57335.doc 201218190 偵測技術中，讀取通道偵測磁化變更方向致使回復二進位 1及〇之經儲存序列之位置。然而，此方案依賴於彼此相對 隔離的磁性轉變，此限制儲存密度且因此限制碟機之儲存 容量。 在稱為部分回應最大可能性（PRML)偵測之另一資料偵 測技術中，一類比「播放電壓」經數位地取樣以判定由讀 取磁頭所感測的類比波形表示的最可能位元型樣。相對於 峰值偵測，PRML藉由寫入比峰值偵測方法更接近彼此之 磁性轉變而改良儲存密度。雖然相鄰磁性轉變之經減小隔 離趨向於導致符號間干擾（ISI)(歸因於資訊脈衝之重疊）， 但是PRML债測藉由採用等化技術以使來自讀取磁頭之信 號成為特性化各位元與相鄰位元重疊之程度之一目標多項 式而考量ISI。據此，在採用pRML價測之儲存器件中，讀 取通道電路補償此ISI。 若在記錄系統中不存在非線性，則可藉由以下方程式來 描述一硬碟機之播放電壓K(〇 : = Σ - ak )h{t - kT) 其中a，H，+1丨表示第&個寫入電流位元，（表示連續時間，Γ 表不一位7G之持續時間，及Λ⑺表示一隔離轉變之播放電 壓回應。 然而，在一典型硬碟機中’在記錄系統中存在讀取/寫 入通道應補償的多種m改良特性化及補償此等非線 性之精確度導致增強硬碟機效能。 157335.doc 201218190 含有考量此等非線性之背景資訊之一研究論文係Palmer 專 k於4年9 矜 HEEE Transactions On Magnetics，專 Mag-23 卷第 5 號第 2377 至 2379 頁「Identification Of Nonlinear Write Effects Using Pseudorandom Sequences」， 該論文之全文以引用方式併入本文中，且該論文討論在讀 取通道中發生的線性及非線性失真並描述一種基於一最大 長度偽隨機位元序列（PRBS ;亦稱為一「m序列」）之唯一 性質而分離線性效應與非線性效應之技術^ Palmer等人描 述一種稱為「雙位元提取」之技術’該技術分析一「雙位 7C回應j (即，對一隔離NRZ位元之讀取磁頭回應）以識別 及檢驗非線性失真效應。 雙位元提取係基於寫入且接著讀取一最大長度PRBS序 列之整數個週期並自播放電塵提取一雙位元回應，藉 此自播放資料解迴旋運算NRZ資料位元（即，自系統之經 量測輸出及關於輸入之資訊來判定系統傳送函數或脈衝回 應之一程序）以獲得雙位元回應。應注意，在此項技術中 使用術語「雙位元」以係指雙位元自身及雙位元回應兩 者。 若雙位元回應精確，則可（例如）藉由以下步驟而適當補 償讀取通道中之非線性：藉由當信號正在寫人至磁碟時調 整信號由使料人預先補償；或#代地藉由估計通道 脈衝寬度參數以改良讀取操作。經提取雙位元含有關於若 干類型非線性失真之資訊…種類型非線性失真係一非線 性轉變位移（NLTS)，其涉及寫入得足夠近使得自先前轉變 157335.doc 201218190 之/肖磁％影響下一轉變之寫入時序之兩個轉變。另一類型 非線性失真係一硬轉變位移（HTS)，其涉及反轉已磁化區 域中之磁化方向。其他類型非線性失真包含（例如）部分抹 除、磁阻磁頭不對稱性（MRA)及覆寫（〇w卜可使用該經提 取雙位元自身或使用經提取雙位元所運算的特定度量以調 適記錄通道參數以最小化此等非線性。 在一典型應用中’一最大長度PRBS序列（例如，一 127 位元PRBS序列）寫入至磁碟且接著讀回以獲得一播放電壓 厂(〇。若A係一最大長度NRZ PRBS序列中之一位元，則非 線性效應與位元之各種乘積相關聯》例如，MRA與 相關聯，及NLTS與相關聯◊基於最大長度pRBS 序列之「位移及相加（shift-and-add)」性質（其中具有不同 相位之任何兩個相同PRBS序列之模2相加），非線性NRZ位 元乘積產生經提取雙位元之回波。 此等非線性回波通常導致彼此干擾或干擾主雙位元回 應’使得導致可不利地影響用於特性化讀取/寫入通道之 雙位元提取之精確度及有用性之相長干擾或相消干擾。 據此’重要的是判定此等回波之位置並適當地補償其 等。 圖1展示圖解說明具有歸因於一縱向記錄案例中之非線 性引起的回波之一雙位元回應之一例示性波形。圖1展示 主雙位元回應1 〇 1連同一些可能的非線性回波103、104及 1 06 °垂直軸表示雙位元信號之振幅（以伏特（volt)為單 位）’及水平軸表示PRBS序列之離散時間位移。在圖1中， 157335.doc -6 - 201218190 在自-63位元至+63位元之離散時間位移（以位元為單位來 量測）之一範圍中，127個值擴展跨水平軸。該主雙位元回 應101表示讀取通道之線性回應。各回波之位置與一特定 非線性互動的PRBS序列之「位移及相加」性質之一結 果’且因此通常可能預測各回波之位置。雖然在一縱向記 錄案例中，該主雙位元回應101具有一雙脈衝形狀（如圖1 中所展示），但是應注意，在一垂直記錄案例（未展示）中， 該主雙位元回應將具有一似高斯（Gaussian_Hke)脈衝形 狀。 一種用於估計通道參數（例如，NLTS)之已知方法涉及採 用相關聯回波振幅（或回波區域）對雙位元之主脈衝振幅之 比率。然而，此方法導致不精確估計，此係因為可存在歸 因於一種以上類型失真引起的重疊回波。 【發明内容】

數聲音手段以估計通道參數，例如，第—及第二町8 〇W、MRA以及通道位元密度（CBD)。 在特定實施例中， 開發出封閉形式的方程式以用於自

雖然回波係歸因於MRA及〇W f施例使用回波以精確地估計 聯回波之重疊。此外，提供 157335.doc 201218190 -種用於自-經提取雙位元來估計cbd之基於内插的方 法。 與本發明之貫施例一致的方、、土告·此上，丨 双幻万法通常對估計通道參數有 效，同時算術上非常嚴格，蕤 错此在分析磁頭及媒體、評定 讀取寫入通道品質、最祛仆續, 貝联佳化磧取寫入通道品質及其他應用 中提供一非常有用的工具。 在一實施例中，本發明提供一種用於估計一儲存器件之 -或多個通道參數之儲存器件實施方法，該儲存器件包含 一讀取通道及一儲存媒體’該儲存媒體具有儲存於該儲存 媒體上之位元序列。該方法包含：（a)該儲存器件自該儲存 媒體讀取該位元序列之至少一部分以產生一位元回應；（b) 該儲存器件迴旋運算該位元回應以運算該讀取通道之一脈 衝回應，（C)該儲存器件基於該經運算脈衝回應而估計一或 多個通道參數。 【實施方式】 本發明提供一種用於使用一經提取雙位元來估計一讀取/ 寫入通道之若干關鍵參數之方案。此等參數包含歸因於初 期轉變一位元引起的非線性轉變位移（NLTS)(由Δ丨所表示） 及歸因於初期轉變兩個位元引起的NLTS(由Δ2所表示）、使 用硬轉變位移（HTS)所模型化的覆寫（OW)(由Δ0所表示）、 磁阻磁頭不對稱性（MRA)(由α所表示）及50%振幅處之脈衝 回應之脈衝寬度（由PW50所表示）。知道此等參數不僅可幫 助瞭解磁性媒體及讀取/寫入磁頭之品質，亦可最佳化在 一讀取/寫入通道之讀取路徑及寫入路徑中所使用的電路 157335.doc 201218190 及/或演算法。 圖2展示輕合至一主機器件212之與本發明之一第一實施 例一致的一例示性硬碟機200之一方塊圖。為了清楚，圖2 省略硬碟機200之特定組件’例如，一主軸馬達及一伺服/ 致動器馬達控制。硬碟機200包含一或多個磁性媒體202、 一或多個對應讀取/寫入磁頭204、一讀取放大器2〇6r、一 寫入放大器206w、一讀取/寫入通道2〇8及一控制器210。 讀取/寫入通道208透過介面214及216而輕合至放大器 206r、206w且透過介面218及220而耦合至控制器210。 在讀取操作期間’主機器件212產生對應於磁性媒體2〇2 上之一位置（自該位置讀取資料）之一識別符（例如，一磁柱 及磁區位址）並提供該識別符給控制器21〇 ^基於該識別 付，控制器21 〇計算磁性媒體2〇2上之一實體位置（自該位 置讀取資料）並移動讀取/寫入磁頭2〇4至該實體位置或該實 體位置附近。讀取/寫入磁頭2〇4提供對應於由讀取/寫入磁 頭204所感測的磁性媒體2〇2上之資料之類比信號之一串流 給讀取放大H2G6I·。讀取放大器斯放大自讀取/寫入磁頭 204所接收的_比信號並彡過介面214而提供該等經放大信 號給讀取/寫A通道2〇8。讀取/寫入通道2〇8將該等經放大 類比信號解碼成數位二進位資料並透過介面218而提供該 數位二進位資料給控制器。控制器210作為硬碟機200 與主機器件212之間的一介面且可執行額外功&，例如， 快取、錯誤偵測或錯誤校正。 在寫入操作期間，主機器件212提供二進位數位資料及 157335.doc 201218190 對應於該二進位數位資料待寫入至控制器210之磁性媒體 202上之一位置之—識別符（例如，一磁柱及磁區位址p基 於該識別符’控制器210計算待寫入該資料之磁性媒體202 上之一實體位置並移動讀取/寫入磁頭204至該實體位置或 該實體位置附近。控制器210透過介面220而提供該數位二 進位資料給讀取/寫入通道2〇8。讀取/寫入通道2〇8編碼該 一進位數位資料、產生對應類比信號，並透過介面216而 提供該等類比信號給寫入放大器2〇6w。寫入放大器2〇6w 使用该等類比信號以驅動讀取/寫入磁頭204，該讀取/寫入 磁頭204產生對應於該二進位數位資料之磁性媒體2〇2上之 磁通量反轉。 圖3展示讀取/寫入通道208之一方塊圖。為了清楚起 見’圖3省略特定組件。在此實施例中，讀取/寫入通道 208實施為使用用於電晶體之一互補金屬氧化物半導體 (CMOS)程序之一積體電路’然而預想可使用其他程序技 術’且本文所揭示的該電路可與包含於硬碟機2〇〇中之其 他電路（例如，控制器21 〇)整合。如上文所討論，讀取/寫 入通道208可在二進位數位資訊與對應於磁性媒體2〇2上之 磁通量之類比信號之間進行轉換。讀取/寫入通道2〇8包含 一讀取路徑302、一寫入路徑304及一時脈332。 時脈332提供用於控制邏輯運算之時序信號給讀取路徑 302及寫入路徑304。 寫入路徑304包含一並列轉串列轉換器32〇、一編碼器 322、一寫入預先補償電路328及一驅動器電路33〇。並列 157335.doc -10- 201218190 轉串列轉換器320在一時間點透過介面22〇而自控制器2i〇 接收八位元的資料，且自並列輸入資料產生提供給編碼器 322之一串列位元串流。編碼器322(例如）使用一運行長度 限制（RLL)演算法來將該串列位元串流編碼成符號二進位 序列以δ己錄在磁性媒體202上’並提供該等經編碼序列給 寫入預先補償電路328。寫入預先補償電路328動態地調整 該位元串流之脈衝寬度以考量記錄程序中之磁性失真並提 供經调整仏號給驅動器電路330。驅動器電路330透過介面 2 1 6而驅動該經調整信號至寫入放大器2〇6w，該寫入放大 器206w驅動讀取/寫入磁頭2〇4以將資料記錄在磁性媒體 202上。 PRB S產生器333提供一 PRBS序列給寫入路徑3〇4中之寫 入預先補償電路328，使得該PRBS序列可寫入至磁碟。 PRBS產生器333提供相同prbs序列給讀取路徑3〇2中之雙 位元提取器309’為了提取一雙位元回應之目的，該雙位 元提取器309讀取先前寫入至該磁碟之prb S序列，如以下 將進一步詳細描述。在此實施例中，僅當需要雙位元提取 時使用PRBS產生器333，且在正常讀取/寫入操作期間不使 用PRBS產生器333。 讀取路徑302包含一類比前端（AFE)3〇6、一類比轉數位 轉換器（ADC)308、一有限脈衝回應（FIR)濾波器31〇、一内 插時序回復（ITR)電路3 12、一維特比（Viterbi)演算法偵測 器314及一解碼器316。讀取/寫入通道208透過介面214而 接收藉由讀取/寫入磁頭204自磁性媒體202所感測的經放 157335.doc 201218190 大磁性信號。對應於該等經放大磁性信號之一類比波形首 先提供給AFE 306，該AFE 3 06處理該類比波形至一所要脈 衝振幅及頻寬以轉換至一數位信號。 AFE 306提供該經處理類比信號給adc 308，該ADC 308 取樣該類比信號並藉由產生與該類比信號之振幅樣本相關 聯的一時間序列二進位信號而將該類比信號轉換至一數位 信號。ADC 308提供該經取樣數位信號給FIR濾波器31〇(例 如，一10分接頭FIR濾波器），該FIR濾波器31〇根據一所要 脈衝回應而等化該數位信號之樣本。FIR濾波器3 1〇提供該 經4化信號給ITR電路3 12，該ITR電路3 12調整該數位信號 之樣本時序以補償信號樣本中出現的時序干擾。例如，可 藉由一鎖相迴路（PLL)(未展示）控制ITR電路312之時序。 ITR電路312提供經同步數位信號給維特比偵測器314， 該維特比偵測器3 14使用數位信號處理（Dsp)技術以判定由 該數位信號所表示的二進位位元型樣。維特比偵測器314 提供由該數位信號所表示的二進位資料給解碼器316，該 解碼器316自該二進位位元型樣移除同位位元並執行將經 編碼符號解碼（例如，RLL解碼）成實際二進位資料。解碼 器316透過介面218而提供該實際二進位資料給控制器 讀取路徑3 0 2亦包含.- 一雙位元提取器309及一通道參數估

磁性媒體202之一已知PRBS序列之間的—相關性 此相關 157335.doc •12- 201218190 性係用該等樣本與對應於由非線性失真所導致的回波之 PRBS序列之資料位元之間的特^延遲來完成，並導致一 或多個回波點之識別。雙位元提取器彻使用經提取雙位 元來進-步判定一位元回應；^並運算一脈衝回應〜。雙位 元提取器309提供以下之至少—者至通道參數估計器3ιι : ⑴經提取回波點（例如，依分別在位置n奶及奶處 之回波之振幅w、及^之形式）、⑻該位元回應 h及（iii)該經運算脈衝回社，該通道參數估計器3ιι使用 此資訊以運算通道參數，例如，肌^^^八及通 道位7L密度（CBD)。通道參數估計器311可提供該等經運算 通道參數之一或多者給讀取路徑3〇2或寫入路徑3〇4中之一 或多個其他區塊’（例如）以調整FIR濾波器31〇之操作。 信號模型 現在將進一步詳細描述雙位元提取器3〇9及通道參數估 計器3 11之操作。 雙位兀提取器309自ADC 308接收複數個樣本；^，使用 以下方程式（la)及（lb)來模型化該複數個樣本欠[…： x[n]=z[n]+aZ2[n}+v[n] > (la) 與制= ’ (lb) 其中《ΜΜ-ΐ，+ΐ}表示在時刻”之一 NRZ資料位元，心㈨表示 ADC 308之輸出處之未等化通道之一步進回應，△[幻表示 由在時間時刻女所寫入的一資料轉變所經歷的一轉變位移 1 (其中Δ[λ：]>〇指示一時間延遲，厶⑷=〇指示無轉變位移， 157335.doc -13- 201218190 及Δ[Α：]<0指示一時間提前）’ α係讀取/寫入磁頭2〇4之輸出 波形之一不對稱性（即，MRA)量之一參數，表示無 MRA之一播放信號，及v[w]係表示雜訊之一項。藉由週期 性地重複長度為#個位元之一 pRB s序列而產生資料位元 cz[«]。 方程式（la)及（lb)假定若硬碟機200包含一連續時間濾波

器（CTF)(例如，用於雜訊移除及/或脈衝塑形），則該cTF 被旁通或被設定為平坦的。亦假定AFE 306執行一全通濾 波器之功能。 假定Δμ]足夠小以允許具有非線性轉變位移之信號衬y 之線性化，可使用以下方程式（2a)、（2b)及（2c)使用一階泰 勒（Taylor)級數來表達z[„]: (2a) (2b) zW^z〇[n]+Z][n] » k 及 A [»] = -^>[幻〇[幻-α[Α: - 1]地+ [” _ 幻， （2 c ) 其中圮[幻表示通道之一脈衝回應’及心[幻表示通道之一位 元回應。如以下將參考方程式（21a)至（24)進一步詳細描 述，繼後處理經提取雙位元之後使用基線校正之一演算法 來獲得心㈨之值。將方程式（2a)代入方程式（u)導致以下 方程式（3a)及（3b): (3a) (3b) ，此係因 x[«] = 20 [»] + z, [«] + 〇z02 [n] + z2 [„] + v[m], 其中= +之肛办化问， 用h|>]表示預期比ζ1[«]&αΖ2[„]小得多的一餘項 157335.doc •14- 201218190 為之2[«]係兩個相對小項之一乘積。 由NLTS、O W及MRA所導致的雙位元回波 給定方程式（3a)及（3b)，現在可判定歸因於NLTS、OW 及MRA引起的回波之位置。鑑於三種類型轉變位移，可使 用以下方程式（4)來表達Δ〇]: Δ[Α:]= a[k]a[k-l])(\ + a[k]) 4 (4) + ^-{\-a[k]a[k-\])(\-a[k- \]a[k - 2]) +1 (1 _ a[A：]fl[A： —1])(1 一 a[灸一 _ 3])。 歸因於PRBS序列之位移及相加性質，可使用以下方程 式（5a)及（5b)來表達 A[k](a[k]-a[k-l]): (4Α：]-α[Α：-1])Δ[Λ] = ^-a[k-M0]-^-a[k-M,] Δ λ (5a) —[众一 Λ^]+[众一 Λ/] _1] + [众]， 與 Α3 [A:] = ~(ι+ + + -2]) Δ 2 (5b) +-^·(α[Λ]-α[Α： —1])， 其中Δ31>]係所有常數項及線性項之總和。在方程式（5a)及 (5b)中，整數{M〇，Ml5 M2}係自PRBS序列之位移及相加性 質得出且藉由以下方程式（6a)至（6d)來給定： a[ k]a[k-\]= -a[k-M0], (6a) a[k]a[k-l]a[k-2]^ a[k-M,}, (6b) a[k]a[k-2]a[k-3] = fl[A：-M2]，及 (6c) a[k]a[k-2] = 一 0[灸—A/g] 〇 (6d) 157335.doc -15- 201218190 鑑於方程式（5)，對應於轉變位移（忽略^3^])之信號可表 達為以下方程式（7a)、（7b)及（7c): ziM = ^-^-^〇] + -^-^-^] + ~q[n-M2]-^-q[n-Ml -l]5 (7a) 其中= [峨[«-幻， k (7b) =>

f A A 一—一众——众一#1] \ JL (7c) 其中符號「=>」意味著「其隱含著」。 給定方程式（2b) ’可使用以下方程式（8a)及（8b)來表達 z〇[«] · z〇tw]= α[Λ]α[Λ: - 1]/ι6[« -灸]%[« - A: +1] k + a[k]a[k - 2]hb [n - k]hb [n-k + 2] + z3 [«], ( 8 a ) k 其中·]=Σ Σ 桃[«-/]。 （8b) 方程式（8b)中之項Z3[„]係含有除对幻^[^>1]與对之 外的所有乘積之一餘項。歸因於PRBS序列之位移及相加 性質’對應於MRA(忽略z3|>])之信號可表達為以下方程式 (9)： 2 ^0 [η] = - 2α a[k]hb[n -k-M0]hb[n-k-M0+\] * (9) ~^^Za[k]hb[n-k-M3]hb[n-k-M3+2) 〇 k 組合項Ζι[Λ]及e[»]提供對應於轉變位移及mra之組合信 破’如在以下方程式（10)中所給定： J57335.doc • 16 _ (10) 201218190 ζ,[η] + 〇202[w] = a[k] ^-hi[n-k-M0] + 2ahb[n-k-M0]hb[n-k-M0+l] k j k V 2 2 ^^am[n-k-M2] ^ k -2a^ia[kyjb[n-k-M3]hb[n-k-M}+2] 〇 k 方程式（10)中之不同項表示歸因於轉變位移及MRA引起的 回波，自經提取雙位元導出該等回波。應關於方程式（1 〇) 而做出以下三種觀察： 第一 ’回波係歸因於位置M0處之覆寫及MRA重疊引起 的。因此’不可能藉由回波之直接觀察來個別地估計MRA 或OW。 第二，MRA及/或OW之存在或缺乏不影響歸因於NLTS 引起的回波，只要PRBS序列經選定使得位移{M()，Mi, M2, }彼此充分遠離。因此，原理上，應可能估計NLTS，無 論MRA及/或OW是否存在。 第二，回波係歸因於位置Μ丨處之第一 NLTS重疊及第二 NLTS重疊引起的。因此，不可能藉由奶處之回波之直接 觀察來估計此等NLTS。 可藉由使ADC 308之輸出分別與項叫、 m]、及咖’刘相關聯而分別獲得位置M〇、 Μ鳴及処處之回波之振幅w〜及&，此係作 為雙位元提取程序之—部分。此導致以下方程式⑴a)、 (lib)、（11c)及（lid): (lla) EM〇 [^] = K[K +M0+ m] = _ 2〇.hb[m]hb[m +1]# 157335.doc 201218190

[m] = hb [k0 +M^+m] = -2ahb [m]hb [m + 2], (lib) (11c) (lid) 其中Ar〇表示中之峰值樣本之位置。方程式（11a)至 (11c)(嗱MRA項除外）與由Lin及Wood於1989年9月之/£££ 似 οπ Magweiici 第 25 卷第 5 號第 4084 至 4086 頁 r An estimation technique for accurately modeling the magnetic recording channel including nonlinearities」之研 究論文中所給定的表達式相似，該論文之全文以引用方式 併入本文中，且該論文討論歸因於磁性記錄通道中之轉變 位移引起的非線性失真之模型化及特性化。 應注意，在此實施例中，使用長度為Λ^=127之一 PRBS序 列，且雙位元；^[幻將具有127個係數之一對應長度。因 此，針對所有Me{M〇，Μ!，Μ2，奶}，應使用模#來估算表 達式六6[灸〇+从+所]中之引數h+M+m 〇 由於對於大的值w，；^[m]及；2,[m]將接近零，所以可能的 值m限於me{_2, 〇, l 2}，其中所=〇使得心[〇]及M〇]分 別對應於/26[幻及/!,[无]中之峰值樣本（即，；t〇=〇)。 NLTS、OW及MRA之估計 一旦已使用方程式（11a)、（llb)、（llc)及（Ud)來分別判 疋位置Μ〇、Μι、Μ2及Μ3處之四個回波之振幅心、&、丑 0 丨 及’則可使用此資訊以估計讀取/寫入通道2〇8之一或多 個特性（例如，NLTS、0W及MRA)。 據此’雙位元提取器309提供^\及〜之值連 157335.doc -18· 201218190 同脈衝回應值\給通道參數估計器311，該通道參數估計器 311分別提供參數{Δ()，Δι，△〗，勾之估計。例如，可使用以 下方程式（12a)、（12b)、（12C)及（i2d)來估計此等參數： △2=益^[0]， (12a) Λ_ ^3[〇] 2\_6[2]’ (12b) \=·^5ϊ(2£:μ,[〇]+Αα[-ι]), (12c) 乂 = _·^5ϊ(2 〜。[0]+4私[〇Μ])。 (12d) 為了在存在雜訊及其他干擾之情況下改良估計精確度， 希望運用更大的值w。換言之，採用跨不同值所的一平均 值以改良受關注的參數之信號雜訊比。此可使用在通道參 數估計器311中實施的以下方程式（13a)、（13b)、（13c)及 〇3<1)來完成： (13a) (13b) Α-〇\Κϋ[0]+&[ΐ] 2 λ([-1]+Λ,[0]+Λ,[1] ’ ά = Γ_ΐΥ \[-2]+、[-1]+&[0]、 ν 2ΑΛ[-2]/ζ,[0] + Λ4[-1]Λ4[1] + hb[0]hb[2]/ A广 2K,H]+〜[〇]+〜[i])+A2(/t,.[-2M[-i]+_) 1 — ’ ^ c λ _ ^ EM [k] + 2ahb[k]hb[k + \] △。一2S、-㈣[0]，厂。 (⑽ 下文將在標題為「獲得脈衝回應及PW50之估計」下進 一步詳細描述自位元回應&·!>]估算脈衝回應/26〇]。 157335.doc -19- 201218190 PRBS序列之選擇 現在將討論特定PRBS多項式之回波位置抓、从、此及 M3之值及PRBS多項式之選擇。 對於PRBS序列之一給定長度’存在用以產生該prb$序 列之多項式之若干選擇。在Y_ Lin於1995年6月之/反££ /Voc. Cowmw«第 142卷第 3號第 135至 140 頁「Shift and add， property of m-sequences and its application to channel characterisation of digital magnetic recording」中提供此等 多項式之實例’該案之全文以引用方式併入本文中。如下 文將參考方程式（21a)至（24)進一步詳細討論，雖然由所有 此等多項式引起的序列將滿足PRBS序列之特定相關性性 質’但是經估計參數之精確度可自一多項式變更至另一多 項式’此係因為對應於不同非線性之回波位置取決於所選 擇的多項式。若未良好地分離該等回波，則所得重疊可影 響估計程序之精確度，除非方程式（Ua)至（13d)經修改以 反映該重疊。 為了簡化參數之估計，應選定回波最大程度彼此分離之 一多項式。為了闡釋此，考量用於產生一 127位元PRBS序 列之兩個不同多項式，如在以下方程式（14a)及（14b)中所 陳述： (14a) (14b) Ρι(^) = 1+ζ4+ζ7 . Ρ2(^)=1+ζ4+ζ5+ζ6+ζ7 〇 藉由 置： 以下方程式（15a)及（15b)給定此兩個多項式之回波位 157335.doc -20· 201218190 {M〇, Mu M2, M3} = {-305 26, -12, -6〇}ifnpiiz) (15a) = {-86, -95, -20, -45}針對p2(z) (15b) 應觀察到如相比於Pl(z)，在A(2)之情況下，各回波位置 {M0,从,}係接近的。因此，如相比於祕），應預期在具有 PiO) It況下之較佳精確度，且因此較佳使用如在方程式 (14a)中所給定的尸κζ)作為用於產生_ I]?位元序列之 一多項式。由於該PRBS序列具有位元長度127，所以應注 意 Μ3=-60 等同於从3=_6〇+127=67。 獲得脈衝回應及PW50之估計 亦可使用雙位元提取以估計通道位元密度（CBD)。例 如，用以指示正規化線性位元密度之該參數pw5〇係半峰 值振幅處之脈衝回應\之寬度。 可藉由判定步進回應且接著對該步進回應求微分而自一 經提取雙位元獲得脈衝回應\。因此，可藉由透過一微分 濾波器（differentiating fi丨ter)傳遞一步進輸入而獲得適合於 自一位兀回應產生一脈衝回應之一濾波器。可藉由採用分 別針對相移0.0171及_〇·017所設計的兩個丨丨分接頭内插濾波 器之間的差並用〇·02Γ來除該差而建構一微分濾波器，其 中Γ表示一通道位元之持續時間。較佳使用具有2 5 之一 過量頻寬之一上升餘弦函數來設計内插濾波器。此導致具 有以下係數之一濾波器，該等係數允許自位元回應判定脈 衝回應： {0.0269, -0.0564，0.1321，-0.2605，0.6823，0.6823，-0.2605, 0.1321, -0.0564, 0.0269}。 n I57335.doc 21 · 201218190 若h[Ar]表示位元回應（其藉由後處理經提取雙位元而獲 得，如下文參考方程式（21a)至（24)所描述），則藉由迴旋 運算心[幻與在公式（16)中所給定的濾波器係數而獲得尸間 隔脈衝回應心[幻（儘管應認知在替代實施例中可使用其他 濾波器或濾波器係數）。可在方程式（13a)、（13b)、（13c)及 (13 d)中使用所得脈衝回應幻[幻以用於估計通道參數，心 對應於脈衝回應中之峰值樣本。 為了估計PW50 ’首先定位半振幅點。為了如此般做， 採用一超取樣脈衝回應，藉此使用内插濾波器以產生精細 間隔樣本》在可（例如）使用一查詢表來實施的圖4中所展示 的表格中提供用於（使用具有25〇/〇過量頻寬之一上升餘弦函 數）自一 Γ間隔脈衝回應產生{0.17，〇2Γ，〇3Γ, 〇4Γ，ο" 0.6Γ， 〇.7Γ，0.8Γ，0.977}之相移之内插濾波器之係數。應 注意’ 0.671、0.7Γ、0.871及0.971之内插遽波器分別係相位 0.471、0.3Γ、0.2Γ及0.1Γ之濾波器之時間反轉版本。 由於僅受關注的區域係峰值周圍的區域，所以足夠在間 隔[-271，2Γ]期間產生脈衝回應心之峰值周圍的較好間距樣 本。若&.[0]表示Γ間距脈衝回應之峰值樣本，則可使用以 下方程式（17a)、（17b)、（17c)及（17d)來運算在時間點之 mr+O.l/Γ(針對 w = -2, -1，0，1，2)之脈衝回應： /2，(;^+0.1/7>=11『*11卜]，針對/=1，2, 3, 4, 5 〇7a) = Hf*h[m+l]，針對/=6, 7, 8, 9 (1?b) 其中 h[m] = [/2,l>-5]，Μ所-4]，...，，及（17c) ；2,(所7>/2,|>]，針對 m=-2, -1，〇, l 2。 n7d、 157335.doc -22- 201218190 其中表達式Ηί表示圖4之表格中之第/行中之渡波器係數， 及表達式hW表示集中在〜㈤周目的㈣距脈衝回應樣本 之一 11X1向量。—旦已計算Λ(；ηΓ+〇 1/Γ)(針對所=2, + ，及〇’ 1,...,9)，則可使用以下五個步驟來估計參數pw5〇 : 第一，使用以下方程式（18)來建構一向量g: g=[^(-2r), ^,(-1.97), /.,(27)]" 〇 (i8) 第 藉由向畺g之峰值而正規化向量g，從而所得向量 為I。 第三，判定一對整數户1及户2 ,使得在依正規化向量g中 之峰值樣本之任一側上，对α及对巧]最接近05(或另一經選 擇值）。 ' ' 第四，使用線性内插，使用以下方程式（19a)至（19f)來 運算正規化向量έ中之峰值樣本之任一側上之半峰值振幅 {#1，^2}之位置： Α=Α + =尸2-1 + =户2 0.5-航-11 1[⑴-财-1] 若财]>〇·5， (19a) 0.5-脱] 若 #[扣<〇.5，及 那+1]-职] (19b) 否則， (19c) 〇.5-卿 若·>0.5， (19d) O-5-if^-l] 抓]-m 若 |[Ρ2]<0·5,及 (19e) 否則， (19f) 使用以下方程式（20)來估計PW50 : (20) 157335.doc -23- 201218190 經提取雙位元之後處理 在方程式（lla)、（lib)、（lie)及（lid)中，假定對於一滯 後（樣本延遲）零，PRBS序列之相關性係丨，及對於非零滯 後（其中一非零滯後灸意味著k個位元或樣本（即，对„]與 灸])之一相對位移處之交叉相關性），叹則序列之相關性係 〇。在關於雙位元提取之先前技術之大部分中隱含地做出 此相同假定。然而，事實上，對於一滯後零，該叹則序 列之相關性係1，及對於非零滯後，該PRBS序列之相關性 係-1/#，此導致一經提取雙位元中之非零基線，其中N表 示該PRBS序列之一週期長度。因此，應在雙位元用於估 計通道參數之前校正基線。在垂直記錄中此係重要的此 係因為如相比於縱向記錄中之零DC值，在垂直記錄中， 位元回應及脈衝回應具有非零DC值。透過以下後處理方 法來執行此非零相關性之校正，在標題為「Systems Methods for Dibit Correction」之美國專利申請案號 12/463，626中提供該方法之額外細節，該案之全文以引用 方式併入本文中》 藉由如= f啦»-幻之方程式（2b)給定線性讀回信 號，其中h[A：]係真實位元回應。使用PRBS序列之相關性 性質’可使用以下方程式（21a)及（21b)來表達經提取雙位 元： & (21a) (21b) 157335.doc -24- 201218190 若假定該真實位元回應中之不可忽略值（即，預期將繼後 處理經提取位元之後發現的值）係h[Ar]，（針對Α=Μι， M〗 + l、...、Μ2，其中从及奶係整數），則可使用以下方程 式（22a)及（22b)來表達該經提取位元： -士芏~[幻，針對 w 6 {Λ/ρ-Λ/j +1?.„, A/j} (22a)

N

Ar=A/j (22b) 使用方程式（22a)，可導出以下方程式（23a)及（23匕）： 'Sp r η Ν — Μ2-\-Μλ , r,, ™=W, Ν (23a) th. Ν k=Mi N-M2+Mxm%r^ (23b) 將方程式（22a)代入方程式（2la)導致提供經後處理雙位元 之以下方程式（24): hb[m]= p[m] + N-

+ MX P[m] N¥+\ (24) 應注意，用於運算方程式（24)右手側之括弧内的第二項 之項係來自經提取位元之主脈衝且不包含該經提取位元之 非線性部分。此等項將係AC耦合通道之非零偶數。此 外，應瞭解為了運算後處理項之目的，並不一定提取完整 的雙位兀，此在僅提取部分雙位元之案例中係有利的。在 此等If况下，足夠僅提取該雙位元之主脈衝及用於估計之 部分，且可使用該等經提取部分以運算後處理項。 例示性通道參數估計方法之摘要 I57335.dc, •25· 201218190 圖5係圖解說明與本發明之實施例一致的用於估計通道 參數之一例示性方法500之一流程圖。如所展示，首先在 步驟501處，例如’使用如在方程式（14a)中所陳述的多項 式p(z)=l+z4+z7來產生一 ι27位元Prbs序列，較佳地使用該 多項式’此係因為其導致由各種非線性失真所導致的回波 之間的大分離。其次，在步驟5〇2處，PRBS序列之一週期 性重複寫入至磁碟。在步驟503處，隨後使用該pRBS序列 自該磁碟提取雙位元。在步驟5〇4處，該經提取雙位元經 後處理以執行基線校正。在步驟5〇5處，藉由（例如）迴旋運 算位兀回應Λ^[灸]與在方程式（丨6)中所給定的濾波器係數而 運算通道之脈衝回應心[幻。在步驟5〇6處，分別判定位置 M〇、从丨、Μ:及Ms處之四個回波之振幅‘。、‘，、、及 。應注意，不使用回波振幅之CBD(例如，pw5〇)之運 算並不一定需要步驟506。在步驟5〇7處，估計通道參數。 例如’使用方程式(13a)、（13b)、（13c)及〇3d)來估計第一 NLTS帛—NLTS、MRA及〇W ’或使用方程式⑽）來估計 PW50 ° 替代實施例 雖然本文討論如在一等化器(例，濾波器3取 入處（即，ADC之輸出處）發生雙位元提取，但是應瞭解 替代地自該等化器之輸出收錢本。在該案例中，仍可 計廳、HTS及MRA，儘管相對於adc輸Μ之樣本 集’ MRA之精確度可能會降低。 本文在標題為「獲得脈衝回應及pW5〇之估計」下損 157335.doc -26 - 201218190 -種用於在垂直記錄之情況下自—經提取雙位元估計cbd 之基於内插的方法。本發明之實施例使用此内插方法以自 :經提取雙位元建構脈衝回應，且藉由計算該脈衝回應之 半振幅寬度來估計CBD。然而，在替代實施例中，且特定 言之在縱向記錄之情況下，可使用一相似内插方法以獲得 步進回應’且可自該步進回應之半振幅寬度估計⑽。 雖然已描述成在-硬碟機中實施本發明之實施例，但是 應認知在替代實施例中，可在其他儲存媒體（包含磁帶 機:光碟機及磁光碟機，以及用於網路、電話及有線/無 線資料通信之通信通道）中實施本發明。 進—步應瞭解’在不背離如在下文申請專利範圍中所表 達的本毛月之範嘴之情況下’熟習此項技術者可做出已描 述及圖解說明以解釋本發明本質之部分之細節、材料及配 置之各種變更。 然已參考電路(如一單一積體電路、一多晶片模組、 早卡或一多卡電路包）之程序描述本發明之例示性實施 例（包a可旎的實施但是本發明不限於此。如將對熟習 此項技術者顯而易見者’亦可將電路元件之各種功能實施 f一軟體程式中之處理區塊。例如，可在一數位信號處理 @、微控制器或通用電腦中採用此軟體。 方法及用於實踐該等方法之裝置之形式具體實施本 亦可依在有形媒體（諸如磁性記錄媒體、光學記錄 媒μ固態記憶體、軟碟、CD_R〇M、硬碟機或任何其他 隹暫夺14機器可讀儲存媒體）中具體實施的程式碼之形式 157335.doc -27. 201218190 具體實施本發明，其中♦咕# 4 β 田該程式碼載入至一機器（諸如一 電贈並由該機器執行時，該機器變為用於實踐本發明 裝置亦可依（例如）儲存於一非暫時性機器可讀儲存 媒體中之（包含）載入至-機器中及/或由-機器執行之程式 碼之形式具體實施本發明，丨中#該程式碼載人至一機器 (諸如電腦）中及由一機器執行時，該機器變為用於實踐 本發明之n當在—通用處理器上實施該程式碼時， 程式碼^段與該處理以提供類比地操作之—唯一器 件給特定邏輯電路。 ° 除非另外明確陳述，否目1丨欠也· H*· 金則各數值及範圍應解釋為近似 的，如在該值或範圍前面的字彙「約」或「近似」。 應瞭解本文所陳述的例示性方法之步驟並一定需要依所 描述次序來㈣，且應瞭解此等方法之步驟之次序僅係例 示性的。同樣，額外步驟可包含於此等方法中，且在與本 發明之各種實施例一致的方法中可省略或組合特定步驟。 雖然依具有對應標籤之一特定序列列舉下文方法請求項 中之元件（若有的話），但是除非請求項列舉另外隱含用於 實施該等元件之一些或所有之一特定序列，否則該等元件 並不一定意欲於限於依該特定序列實施。 由本申請案中之申請專利範圍所涵蓋的實施例限於（1) 由本說明書所啟用及（2)對應法定主題之實施例。明確否認 非啟用實施例及對應於非法定主題之實施例，即使其等落 於申請專利範圍之範疇内。 【圖式簡單說明】 157335.doc -28- 201218190 圖1展示圖解說明具有— _ ’ 非所要回波之一雙位元回應之 一例示性波形； 圖展7F輕合至-主機器件之與本發明之一第一實施例 一致的一例示性硬碟器件之一方塊圖； 圖3展示圖2之該硬碟器件之讀取/寫入通道之一方塊 圖； 圖4係展示用於產生本發明之實施例中之各種相移之内 插滤波器係數之一表格； 圖5係圖解說明用於估計與本發明之實施例一致的通道 參數之一例示性方法之一流程圖。 【主要元件符號說明】 101 主雙位元回應 103 非線性回波 104 非線性回波 106 非線性回波 200 .硬碟機 202 磁性媒體 204 讀取/寫入磁頭 206r 讀取放大器 206w 寫入放大器 208 讀取/寫入通道 210 控制器 212 主機器件 214 介面 157335.doc -29- 201218190 216 介面 218 介面 220 介面 302 讀取路徑 304 寫入路徑 306 類比前端 308 類比轉數位轉換器 309 雙位元提取器 310 有限脈衝回應濾波器 311 通道參數估計器 312 内插時序回復電路 314 維特比演算法偵測器 316 解碼器 320 並列轉串列轉換器 322 解碼器 328 寫入預先補償電路 330 驅動器電路 332 時脈 333 偽隨機位元序列產生器 157335.doc -30·

Claims (1)

1. 201218190 七、申請專利範園： l 於估計1存器件之—或多個通道參數之儲存器 方法°亥儲存器件包括-讀取通道及-儲存媒 體’該儲存媒體具有儲在於甘l 、 包括. 虿储存於其上之一位元序列，該方法 ⑷該儲存器件自該儲存媒體讀取該位元序列之至少— 部分以產生—位元回應； 至^ ()-亥儲存盗件迴旋運算該位元回應以運算該讀取通 之一脈衝回應； ()=儲存a件基於該經運算脈衝喊而料 通道參數。 2·如請以1之储存器件實施方法，其中步驟⑷包括： ^ )亥健存器件基於該位元回應及該經運算脈 兩者而估計至少一通道參數。 衛口應 3·如請求項2之儲存器件實施方法，其甲步驟⑷包括： (cl)4儲存器件基於該位元回應但不基於 而估計至少—通道參數； 对口應 ()"亥儲存器件基於該脈衝回應但不基於該位元 而估計至少一通道參數； 應 =3 )錢存讀基於該脈衝回應及該位元回應兩者而 估什至少一通道參數。 4.如請求項2之儲存时實施 參數包括導致兮算0〇5 ,，、中違或多個通道 导致衫回波之至少-者之一非線 (NLTS)。 π 文 m 移 I57335.doc 201218190 6. 5.如請求項2之儲存器件實施方法，其中該—或多個通道 參數包括導致該等回波之至少-者之覆寫（〇w)。 如請求項2之儲存器件實施方法，其中該一或多個通道 參數^括導致該等回波之至少—者之磁阻磁頭 (MRA) 〇 7.如請求項1之儲存器件實施方法，其中步驟⑷包括： 儲Tit儲存益件基於該經運算脈衝回應而產生關於該 儲存媒體之資訊之一經估計通道位元密度。 奮长項7之儲存器件實施方法，其中步驟（cl)包括； ()該儲存盗件基於該經運算脈衝回應而建構—向量 =)，器件藉由該向量g之峰值而正規化’ 以^供一正規化向量g ; ==储存器件判定一對整數up】，使得值刺及 广最接近正規化向量έ中之-峰值樣本之任一側上之一 經選擇值； w ㈣該储存器件計算正規化向 任一側上之半峰值振幅之位置1 峰值樣本之 (CW)該儲存H件基於 計通道位元密度。 *情值振&之該等位置而估 9. 如二t項1之儲存器件實施方法，該方法進-步包括. (d)该儲存器件 乂匕括. 讀取通道中之七 道參數之—或多者以補償該 t之一或多個非線性。 10. —種經調適 置。 ^如請求項1至9中任-項之方法之裝 157335.doc