TW200904091A - Method and apparatus for implementing seek and scan functions for an FM digital radio signal - Google Patents

Description

200904091 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於數位無線電廣播接收器’且更特定言之， 係關於用於在-數位無線電接收器中實現搜尋及掃描 FM(Frequency Modulati〇n ;調頻）數位信號之功能的方法 及裝置。 【先前技術】 數位無線電廣播技術向行動、可攜式及固定接收器遞送 數位音訊與資料服務。—類型之數位無線電廣播（稱為帶 内頻道上（IBOC)數位音訊廣播（DAB))將地面發射器用於既 有中頻（MF)與超高頻（VHF)無線電頻帶中。汨咖丨^ Digital C〇rporation開發的HD Radi〇TM技術係針對數位無線 電廣播與接收之一 IBOC實施方案之一範例。 IBOC DAB信號可以-混合格式來發射，其包括—類比 凋變的載波結合複數個數位調變的載波，或以一全數位格 式傳輸，其中不使用該類比調變的載波。使用混合模式’ 廣播者可持續地發射類比AM(AmpHtude M〇dulati〇n ;調 幅）與FM，同時亦發射更高品質與更為強固的數位信號， 從而允許廣播者及其收聽者自類比轉換至數位無線電同時 維持其目前頻率分配。 數位傳輸系統之一特徵係同時發射數位化音訊與資料的 固有此力。因而，該技術還允許來自AM與FM無線電台的 無線資料服務。廣播信號可包括元資料，例如藝術家、歌 曲標題或電台呼號。還可包括關於事件、交通及天氣的特 131235.doc 200904091 定訊息。例如，當使用者收聽一無線電台時可橫跨一無線 電接收器的顯示器捲動所有交通資訊、天氣預測、新聞及 運動競賽得分。 IBOC DAB技術可提供優於既有類比廣播格式之數位品 質的音訊。因為MB0C DAB信號係在一既有趙或跟頻 道分配之頻譜遮罩内發射，故其不要求新的頻譜配置。 IBOC DAB促進頻譜的經濟性，同時致能廣播者向現有的 收聽者基礎供應數位品質音訊。 多重廣播(其能夠在频細頻譜中之一頻道上遞送數個 程式或資料流）致能無線電台在主要頻率之分離的補充或 子頻道上廣播多個資料流。例如，多個資料流可包括替代 性的音樂格式、區域交通、天氣、新聞及體育。可以與傳 統台頻率相同的方式使用調諧或搜尋功能來接取補充頻 道。例如，若類比調變的信號以94>1 MHz為中心，則 IBOC DAB中的相同廣播可包括補充頻道% μ及 可將補充頻道上面度特殊化的節目編排遞送至緊 密目標化的聽眾，從而為廣告客戶產生更多的機會來整合 其商f與節目内容。如本文中所使用，多重廣播包括-或 夕個即目纟單一數位無線電廣播頻道中或在一單一數位 無線電廣播信號上的傳齡。夕丢_由 u丄们得輸。多重廣播内容可包括一主要節 目服務_)、補充節目服務（sps)、節目服務資料（ 及/或其他廣播資料。 國家無線電系統委員會（全國廣播業者協會與消費電子 協會贊助的標準設定# _、+ 又疋組織）在2005年9月採用一IB〇C標準 13I235.doc 200904091 (指定為NRSC-5A)。NRSC-5A(其揭示内容以引用方式併入 本文中）提出在AM與FM廣播頻道上廣播數位音訊與輔助資 料的要求。該標準及其參考文件包含RF(Radi〇 Frequency ;射頻）/傳輸子系統與運輸與服務多工子系統的 詳細說明。可於http://www.nrscstandards.org/standards.asp 自NRSC獲得該標準的複本。iBiqUity，s HD Radi〇TM技術係 該NRSC-5A IB〇C標準之一實施方案。可於wwwhdradi〇c〇m 與www.ibiquity.com找到關於HD Radi〇TM技術的進一步資 訊。 其他類型的數位無線電廣播系統包括衛星系統（例如χΜ Radio、Sirius及WorldSpace)與地面系統（例如數位無線電 調幅聯盟（DRM)、Eureka 147(屬於DAB)、DAB第2版及 FMeXtra)。如本文中所使用，短語”數位無線電廣播,，涵蓋 包括帶内頻迢上廣播的數位音訊廣播以及其他數位地面廣 播與衛星廣播。 無線電接收器可包括搜尋與掃描功能，其中該接收器找 尋可用的相關信號。-些既有HD Radi()TM接收器使用來自 基頻處理器之-”HD ACqUired(高清晰度獲取）"狀態參數來 偵測數位旁帶的存在並從而推斷一數位信號存在。然而， 此^法耗時並且容易報假警。需要具有-更有效且精確的 度量以用於實現數位無線電接收器中之一搜尋掃描功能。 還需要此度3:係快速獲得，並且對於發現fm混合與全數 位信號而言較為有效與可靠。還需要在實現-搜尋掃描功 能時最小化對既有HD Radi〇TM接收器硬體或軟體的任何改 131235.doc 200904091 變〇 【發明内容】 在一第一態樣中，本發明提供_ ^ Α 用於偵測一數位無線電 b ·?虎的方法。該數位無線電 _ H 天电唬表不一系列符號，其各包 含稷數個樣本。該方法包括以 作$.π Ά a+ 卜^驟.接收該數位無線電 仏唬，叙展一具有對應一符號邊 化遠界之一峰值的相關波形； 正規化該相關波形；計算該正#π關/反办 τ ^ °茨正規化的相關波形之一峰值； 以及當該峰值超過一預定臨限值 線電信號上。 在该接收的數位無 該數位無線電信號可包含上方與下 方法獨立地應用於該等旁 工且]將口亥 帶之各旁▼以針對該等旁帶之各 旁f產生正規化相關波形峰 料兮莖卜士A 峰值此外’該方法可包括針 對違專上方與下方旁帶計算 也法 對應針對該等正規化相關波形 之峰值的峰值指標。接著， ..* , 了决疋代表針對該等上方與下 方tr 標之間之差的一峰值指標△並且可將該峰 值私標△與針對該等上方與 γ ^ 44 下方旁耶之峰值與臨限值相比 車父來決定一接收哭县^; _严κ , 00 …停留在該接收的數位無 上或調諧至另一頻道。 、I %仏就 在另一態樣中，本發明提供一

、用於偵測一數位盎魂雷作 號的接收器。該數位無線 / ，…線電L 含複數個樣本。該接收器包括：一 /、各包 έέ ^ 輸入，其用於接收一數 位無綠電k唬，以及—虛 f…夕“ 處理為’其用於計算具有對應一符 號遺界之一峰值的一iP t 規化相關波形之一峰值，托 該峰值超過一預定踣Jjp 並用於在 限值時引起該接收器停留在該接收的 I31235.doc 200904091 數位無線電信號上。 【實施方式】 圖1至1 3與本文隨附說明提供一 IBOC系統的一般說明， 其包括廣播設備結構與操作、接收器結構與操作及IB〇c dab波形的結構。圖14至24與本文隨附說明提供用於實現 依據本發明之一態樣的一搜尋掃描功能之一獲取模組的結 構與操作之一詳細說明。 IBOC系統與波形 >考圖式，圖1係可用以廣播一 Fm JBOC DAB信號的一 播s至站台10、一 FM發射器站台12及一播音室發射器連 結（STL)14之相關組件的功能組塊圖。該播音室站台除了 別的以外還包括播音室自動化設備34、包括一輸入器1 8、 一輸出器20、一激發器輔助服務單元（EASU)22之一總體操 作中〜（EOC) 16及一STL發射器48。該發射器站台包括一 STL接收器54與一數位激發器兄，該數位激發器包括一激 發器引擎（exgine)子系統58與一類比激發器6〇。雖然在圖工 中該輸出器駐留於-無線電台的播音室站台處並且該激發 器位於傳輸站台，但此等元件可共同位於該傳輸站台。 於該播音室站台，該播音室自動化設備將主要節目服務 (MPS)音訊42供應至該EASU，將Mps資料4〇供應至該輸出 器，將補充節目服務（SPS)音訊38供應至該輸入器’並將 SPS資料36供應至該輸入器。Mps音訊用作該主要音訊節 目編排源。在混合模式中’其保存在類比與數位傳輸兩者 中既有的類比無線電節目編排格式。Mps資料（亦稱為節 131235.doc 200904091 目服務資料（PSD))包括諸如音樂標題、藝術家、專輯名稱 專的資afl。補充郎目服務可包括補充音訊内容以及節目關 聯資料。 該輸入器包含硬體與軟體以用於供應先進應用服務 (AAS)。’’服務”係經由-IB〇c DAB廣播遞送至使用者的内 容，並且AAS可包括未係歸類為Mps、sps或台資訊服務 (sis)的任何類型之資料。SIS提供台資訊，例如呼叫標 誌、絕對時間、與 GPS(Gl〇bal P〇sitioning System ;全球定 位，統）相關的位置等。A A s資料的範例包括即時交通與 天氣資訊、導航地圖更新或其他影像、電子節目指南、多 媒體節目編排、其他音訊服務及其他内容。可藉由服務提 供商44來供應針對AAS的内容，其經由—應用程式介面 (ah)向該輸人器提供服務:請46。服務提供商可以传位 於該播音室站台之-廣播者或來源於外部的第三方服務盘 内谷提供商。該輸入器可建置多個服務提供商之間的會期 連接。該輸入器編碼與多工服務資料46、Sp SPS資料36以產生輸出器連結資 曰 、it μ 其係經由一資料車 結來輪出至該輪出器。 、 該輸出器20包含供應用於廣播的主要節目服務 必岛的硬體與軟體。該輸出器透過—音 MPS音訊26並壓縮該音訊。 ^ "面1文數位 輸出器連結資㈣及_的數位Μρς^工刪資料4〇、 結資㈣。此外，該輪出心產生激發器連 刪音訊戰將-預程式化的延遲;；:介面來接受類比 避應用於其以產生一延遲 I31235.doc 200904091 類比刪音訊錢30。可將此類比音訊作為針對混合IBOC _播之一備份頻道來廣播。該延遲補償數位刪音訊 之系統延遲，從而允許接收器在數位與類比程式之間混合 而，、、、t Η偏移。在一 AM傳輸系統中，該延遲Mps音訊信 號30係藉由該輸出器轉換成一單音信號並作為該激發器連 結資料5 2之部分係直接傳送至該§ τ l。 EASU 22接受來自該播音室自動化設備的胸音訊42， 將其速率轉換成適當的系統時脈，並輸出該信號的兩個複 本 數位（26)與一類比（28)。該EASU包括一 GPS接收 态，其係連接至一天線25。該Gps接收器允許該£八§〇導 出一主時脈信號，其係藉由使用Gps單元來與該激發器的 時脈同步。該EASU提供藉由該輸出器使用的主系統時 脈。若輸出器具有-災難性故障並且不再具操作性，則該 EASU還係用以旁通（或重新引導）該類&Mps音訊以通過該 輸出器。可將旁通音訊32直接饋送至該STL發射器中，從 而消除一死寂事件。 STL發射器48接收延遲類比MPS音訊5〇與激發器連結資 料52。其透過STL連結14來輸出激發器連結資料與延遲類 比MPS曰讯，其可以係單向或雙向的。例如’該STL連結 可以係一數位微波或乙太網路連結，並可使用標準使用者 資料元協定或標準TCP/IP(Transmissi〇n CQntn)i Pn)tQ⑶ Internet Protocol ;傳輸控制協定/網際網路協定）。 。亥發射器站台包括一 STL接收器54、一激發器56及一類 比激發器60。該STL接收器54透過該STL連結14來接收激 131235.doc 12 200904091 發器連結資料，其包括音訊與資料信號以及命令與控制訊 息。該激發器連結資料係傳遞至該激發器56，其產生該 IBOC DAB波形。該激發器包括一主機處理器、數位升頻 轉換器、RF升頻轉換器及exgine子系統58。該exgine接受 激發器連結資料並調變該IB〇C DAB波形之數位部分。該 激發器56的數位升頻轉換器自數位至類比地轉換該exgine 輸出的基頻部分。該數位至類比轉換係基於一 GPS時脈， 與自§玄EASU導出之輸出器的基於GPS之時脈相同。因 而，該激發器56包括一 GPS單元與天線57。一用於同步輸 出益與激發器時脈的替代性方法可在美國專利申請案第 11/〇81，267號（公開案第2〇〇6/〇2〇9941八1號）中找到，其揭 示内谷特此以引用方式併入。該激發器的RF升頻轉換器將 該類比信號升頻轉換至適當的帶内頻道頻率。接著，該升 頻轉換的信號係傳遞至高功率放大器62與天線64以用於廣 播。在一 AM傳輸系統中，該eXgine子系統將備份類比mps 音訊連貫地添加至該混合模式中的數位波形；因而，該 AM傳輸系統不包括該類比激發器6〇。此外，該激發器56 產生相位與量值資訊並且該類比信號係直接輸出至該高功 率放大器。 可使用各種波形在AM與FM無線電頻帶兩者中發射iB〇c DAB信號。該等波形包括一 FM混合IBOC DAB波形、一 FM全數位IBOC DAB波形、一 AM混合IBOC DAB波形及一 AM全數位IBOC DAB波形。 圖2係一混合FM IBOC波形70的示意性表示。該波形包 I3I235.doc !3 200904091 括位於；I播頻道74之中心處之一類比調變信號72，在一 上方旁帶78中之一第一複數個均勻間隔的正交分頻多工副 載波76及在—下方旁帶82中之一第二複數個均句間隔的正 父分頻多I副載波8G。&位調變副載波係分成分區，並且 各種田j載波係指定為參考副載波。__頻率分區係一 19個 OFDM副載波之群組，#包含㈣資料副載波與—參考副 載波。 該混合波形包括一類ttFM調變的信號，加上數位調變 的初級主要副載波。該等副載波係、位於均勾間隔的頻率位 置處。該副載波位置係自_546至+546來編號。在圖2之波 形中，該等副載波處於位置+356至+5 各初級主要旁帶係包含十個頻率分區。初級主要至=還 包括副載波546與-546，其係額外的參考副載波。各副載 波之振幅可由一振幅比例因數來調整。 圖3係一延伸混合FM IB〇c波形9〇的示意性表示。該延 伸混合波形係藉由將初級延伸旁帶92、94添加至存在於該 混合波形中的初級主要旁帶來產生。可將一、二或四個頻 率分區添加至各初級主要旁帶之内部邊緣。該延伸混合波 形包括該类員比FM信號加上數位調冑的初級主要副載波（副 載波+356至+546與·356μ46)，及一些或所有初級延伸副 載波（副載波+280至+355與-280至- 355)。 上方初級延伸旁帶包括副載波337至355(—頻率分區）、 318至355(兩個頻率分區）或28〇至355(四個頻率分區）。下 方初級延伸旁帶包括副載波-337至-355(—頻率分區）、 131235.doc -14- 200904091 至355(兩個頻率分區）或_28〇至_355(四個頻率分區）。 各田丨載波之振幅可藉由一振幅比例因數來調整。 圖4係一全數位FM IB〇c波形1〇〇的示意性表示。該全數 位波形係藉由停用該類比信號，完全擴張初級數位旁帶 102、104之頻寬並在藉由該類比信號所空出的頻譜中添加 更低功率的次級旁帶106、1〇8來建構。該解說的具體實施 例中的王數位波形包括在副載波位置-至+546處之數位 調變的副載波，而無類比FM信號。 除了十個主要頻率分區之外，在全數位波形之各初級旁 帶中還存在所有四個延伸頻率分區。各次級旁帶亦具有十 個次級主要（SM)&四個次級延伸（sx)頻率分區。，然而與 該等初級旁帶不同，該等次級主要頻率分區係映射至更靠 近頻率中心，其中該等延伸頻率分區遠離該中心。 各次級旁帶亦支援一較小次級受保護（sp)區域丨丨〇、 ，其包括I2個OFDM副載波及參考副载波279與_279。 該等旁帶係稱之為”受保護”，因為其位於最不可能受類比 或數位干擾影響㈣譜區域。—額外的參相·係置於 該頻道的中心(0)。該SP區域的頻率分區順序因為該sp區 域並不包含頻率分區而不適用。 各次級主要旁帶橫跨副載波1至190或-1至·丨9〇。該上方 人、.及乙伸旁帶包括副載波〗9丨至266，而上方次級受保護旁 帶包括副載波267至278，加上額外的參考副載波279。下 方次級延伸旁帶包括副載波_191至_266，而該下方次級受 保護旁帶包括副載波_267至.，加上額外的參考副載波 131235.doc -15- 200904091 -279。整個全數位頻譜之總頻率跨距為396,8〇3 Η?。各副 載波之振幅可藉由一振幅比例因數來縮放。該等次級旁帶 振幅比例因數可由使用者選擇。可選擇該四個中之任—者 來應用到該等次級旁帶。 在该等波形之各波形中，該數位信號係使用正交分頻多 工（OFDM)來調變。0FDM係一平行調變方案，其中該資料 流調變大量的正交副載波，其係同時傳輸。〇FDM本身具 有彈性，從而容易允許邏輯頻道至不同的副載波群組的映 射。 在該混合波形中，該數位信號係在該混合波形中的類比 FM信號之任一側上的初級主要（pM)旁帶中發射。各旁帶 之功率位準明顯低於該類比FM信號中的總功率。該類比 信號可以係單聲道或立體聲，並可包括授權付費通信 (SCA)頻道。 在該延伸混合波形中，該等混合旁帶之頻寬可朝向該類 i 比FM信號延伸以增加數位容量。此額外分配給各初級主 要旁帶之内部邊緣的頻譜係稱為初級延伸（Ρχ)旁帶。 在該全數位波形中，該類比信號係移除，並且該初級數 位旁帶之頻寬如在該延伸混合波形中係完全延伸。此外， 此波形允許更低功率數位次級旁帶在該類比信號所空 出的頻譜中進行傳輸。 圖5係一 AM混合IBOC DAB波形120的示意性表示。該混 合格式包括傳統的AM類比信號122(頻寬限於大約土$ kHz) 以及一差不多30 kHz寬的DAB信號124。該頻譜係包含於 131235.doc - 16- 200904091 一具有一大約30 kHz之頻官沾相、苦，* 〜馮見的頻逼126内。該頻道係分成 上方U0與下方132頻帶。該上頻帶自該頻道之中心頻率延 伸至離該中心頻率大約+15下頻帶自該中心頻率 延伸至離該中心頻率大約_丨5 kHz。 在一範例中，該AM混合IB0C DAB信號格式包含類比調 變的載波信號134加上橫跨上方與下方頻帶的〇fdm副載波 位置。代表要發射之音訊或資料信號的編碼數位資訊（節 目材料）係在s亥等副載波上進行傳輸。由於符號之間之一 保濩時間所致，符號速率小於該副載波間隔。 如圖5所示，該上頻帶係分成一初級區段丨36、一次級區 段138及一第三區段144。該下頻帶係分成一初級區段 140、一次級區段142及一第三區段Μ3β出於此說明之目 的，該等第三區段143與144可以係視為包括在圖5中標記 為146、148、150及152的複數個副載波群組。接近該頻道 之中〜疋位的第二區段内之副載波係稱為内部副載波，而 遠離該頻道之中心定位的第三區段内之副載波係稱為外部 副載波。在此範例中，群組148與150中的内部副載波之功 率位準係顯示隨與該中心頻率之頻率間隔而線性減小。該 等第三區段中的其餘副載波群組146與152具有實質上恆定 的功率位準。圖5還顯示用於系統控制的兩個參考副載波 154與156，其位準係固定於不同於其他旁帶之一值。 數位旁帶中之副載波的功率顯著低於該類比AM信號中 的總功率。一給定初級或次級區段内之各OFDM副载波的 位準係固定於一恆定值。可彼此相對地縮放初級或次級區 131235.doc • 17· 200904091 奴。此外’狀態與控制資訊係在位於主要载波之各側上的 參考副載波上傳輸。可在位於該等上方與下方次級旁帶之 頻率邊緣之上與之下的個別副載波中，傳輸一分離的邏輯 頻道，例如一IB0C資料服務（IDS)頻道。各初級〇fdm副 載波之功率位準係相對於未調變的主要類比載波固定。然 而’該等次、級副載波、邏輯頻道畐以波及第三副載波之功 率位準係可調整的。 使用圖5之調變格式，該類比調變载波與該數位調變副 載波係在針對美國之標準AM廣播指定的頻道遮罩内進行 傳輸。該混合系統使用該類比AM信號以用於調諧與備 份。 圖6係針對一全數位AM IB〇c DAB波形之副載波指派的 示意性表示。全數位AM IBOC DAB信號160包括均勻間隔 之田彳載波的第一與第二群組1 62與1 64(稱為初級副載波）， 其係定位於上方與下方頻帶166與168中。副載波之第三與 第四群組1 70與1 72(分別稱為次級與第三副載波）亦係定位 於上方與下方頻帶166與168中。該第三群組的兩個參考副 載波174與176最接近該頻道的中心。可使用副載波178與 180來發送節目資訊資料。 圖7係一 AM IBOC DAB接收器200的簡化功能組塊圖。 該接收器包括一連接至一天線2〇4、一調諧器或前端2〇6之 輸入202 ’與一用於產生線210上之一基頻信號的數位降頻 轉換器208。一類比解調變器2 1 2解調變該基頻信號之類比 調變部分’以產生線2 1 4上之一類比音訊信號。一數位解 131235.doc -18- 200904091 調變器21 6解調變該基頻信號之數位調變部分。接著，該 數位信號藉由一解交錯器218來解交錯，並藉由一維特比 (Viterbi)解碼器220來解碼。一服務解多工器222自資料信 號分離主要與補充節目信號^ —處理器224處理該等節目 信號以產生線226上之一數位音訊信號。如區塊228所示， 混合該等類比與主要數位音訊信號，或使一補充數位音訊 4吕號通過，以產生線2 3 0上之一音訊輸出。一資料處理器 232處理該等資料信號，並產生線234、236及238上之資料 輸出信號。該等資料信號可包括（例如）一台資訊服務 (SIS)、主要節目服務資料（MPSD)、補充節目服務資料 (SPSD)，及一或多個輔助應用服務（AAS)。 圖8係一 FM IBOC DAB接收器250的簡化功能組塊圖。 該接收器包括一輸入252，其係連接至一天線254與一調諧 器或前端2 5 6。一接收的信號係提供至一類比至數位轉換 器與數位降頻轉換器258以產生於輸出260之一基頻信號， 其包含一糸列複合k號樣本。該等信號樣本係複合的，因 為各樣本皆包含一"實數"成分與一 ”虛數”成分，其係與該 實數成分正交取樣。一類比解調變器262解調變該基頻信 號之類比調變部分以產生線264上之一類比音訊信號。該 取樣的基頻信號之數位調變部分接下來係藉由旁帶隔離濾 波器266來濾波，其具有包含存在於接收的〇FDM信號中的 統一副載波fi至fn集之一通帶頻率響應。濾波器268抑制一 第一相鄰干擾器的效應。複合信號298係選路至獲取模組 296的輸入，其獲取或恢復來自如接收的複合信號298中所 131235.doc -19- 200904091

示之接收的OFDM符號之OFDM符號時序偏移或誤差與載 波頻率偏移或誤差。獲取模組296發展一符號時序偏移 與載波頻率偏移Af，以及狀態與控制資訊。接著，該信號 係解。周I (區塊272)以解調變該基頻信號之數位調變部分。 接著，該數位信號係藉由一解交錯器274來解交錯，並藉 由一維特比解碼器276來解碼。一服務解多工器278自資料 k號分離主要與補充節目信號。一處理器28〇處理該等主 要與補充節目信號以產生線282上之一數位音訊信號。該 等類比與主要數位音訊信號係如區塊284所示來混合，或 使補充節目信號通過，以產生線286上之一音訊輸出。一 貝料處理器288處理該等資料信號並產生線29〇、292及294 上之資料輸出信號。該等資料信號可包括（例如）一台資訊 服務（SIS)、主要節目服務資料（MPSD)、補充節目服務資 料（SPSD)及-或多個先進應用服務（AAS)。 實際上，可使用一或多個積體電路來實現圖7與8之接收 盗中顯示的許多信號處理功能。 圖9a與9b係自發射器的視角看一 ib〇c dab邏輯協定堆 疊的圖式。自接收器的視角4，將在相反方向上橫穿該邏 輯堆疊。在該協定堆疊内的各種實體之間傳遞的大部分資 料係協定資料單元(PDU)的形式。一刚係藉由該協定堆 疊之一特定層（或一層内夕 ’門之知序）產生之一結構化資料區 塊。一給定層的PDU可憂A二二 田 叢封來自該堆疊之下一更高層的 PDU及/或包括源自該層^ & — (次秩序）本身的内容資料與協定控 制資訊。藉由該發射器協a h β 協又堆登中之各層（或程序）產生的 131235.doc -20. 200904091 PDU係至該接收益協定堆疊中之一對應層（或程序）的輸 入0 如圖9a與9b所示，存在一組態管理器33〇，其係一將组 態與控制資訊供應至該協定堆疊内之各種實體的系統功 能。該組態/控制資訊可包括使用者定義的設定以及自該 系統内產生的資訊，例如GPS時間與位置。服務介面33 i 表示針對除SIS之外的所有服務的介面。該服務介面可針 對各種類型的服務之各服務而不同。例如，對sMps音訊 與sps音訊而言，該服務介面可以係一音訊卡。對於Mps 資料與SPS貢料而言，該等介面可以係不同應用程式介面 (API)的形式。對於所以其他資料服務而言，該介面係一 單一API的形式。一音訊編解碼器332編碼Mps音訊與sps 音訊兩者以產生MPS與SPS音訊編碼封包之核心（流〇)與可 選增強（流1)流’其係傳遞至音訊運輸3 3 3。音訊編解碼器 3 32還將未使用的容量狀態中繼至該系統的其他部分，因 而允許包含機會資料。MPS與SPS資料係藉由節目服務資 料（PSD)運輸334來處理以產生MPS與SPS資料PDU，其係 傳遞至音訊運輸3 3 3。音訊運輸3 3 3接收編碼的音訊封包與 PSD PDU並輸出包含壓縮的音訊與節目服務資料兩者的位 元流。SIS運輸3 3 5接收來自該組態管理器之sis資料並產 生SIS PDU。一 SIS PDU可包含台識別與位置資訊、節目 類型以及絕對時間與GPS相關位置。AAS資料運輸336接收 來自該服務介面的AAS資料以及來自該音訊運輸的機會頻 寬資料，並產生AAS資料PDU，其可基於服務參數的品 131235.doc -21 - 200904091 質。該等運輸與編碼功能係統稱為該協定堆疊之層4並且 #亥等對應的運輸PDU係稱為層4 PDU或L4 PDU。屬於頻道 多工層的層2(337)接收來自該SIS運輸、AAS資料運輸及音 訊運輸的運輸PDU，並將其格式化至層2 pDU中。一層2 PDU包括協定控制資訊與一封包承載，其可以係音訊、資 料或一音訊與資料之組合。層2 PDU係透過正確邏輯頻道 選路至層1(338)，其中一邏輯頻道係以一指定的服務級別 引導LI PDU通過層1之一信號路徑。基於服務模式存在多 個層1邏輯頻道，其中一服務模式係指定輸送量、效能位 準及選擇的邏輯頻道之操作參數的特定組態。作用層1邏 輯頻道的數目與界定其之特性針對各服務模式改變。狀態 二貝sfl亦在層2與層1之間傳遞。層丨將來自層2的pDU與系統 控制資訊轉換成一 AM或FM IB〇c DAB波形以用於傳輸。 層1處理可包括擾頻、頻道編碼、交錯、〇FDM副載波映射 及OFDM信號產生。OFDM信號產生的輸出係一複合、基 頻、時域脈衝，其表示針對一特定符號的一 IB〇C信號之 數位部分。離散符號係序連以形成一連續的時域波形，其 係調變以產生一IB0C波形以用於傳輸。 圖1〇自接收器的視角顯示該邏輯協定堆疊。一 IB0C波 形係藉由實體層（層1(560))來接收，其解調變該信號並處 理其以將該信號分成多個邏輯頻道。邏輯頻道的數目與種 類將取決於服務模式，並可包括邏輯頻道？1至1>3、pIDS、 S1至S5及SIDS。層i產生對應該等邏輯頻道的L1 PDU並將 該等PDU傳送至層2(565)，其解多工該等L1 pDU#產生針 131235.doc -22- 200904091

對該主要節目服務與任何補充節目服務的SIS Pdu、a AS PDU、PSD PDU及流0(核心）音訊pdu與流1(可選增強）音訊 PDU。接著，該等SIS PDU係藉由SIS運輸570來處理以產 生SIS資料，該等AAS PDU係藉由AAS運輸575來處理以產 生AAS資料，並且該等PSD PDU係藉由psD運輸58〇來處理 以產生MPS資料（MPSD)與任何SPS資料（SPSD)。接著，該 SIS資料、AAS資料、MPSE^SPSD係傳送至一使用者介 面5 85。接著，若一使用者要求，則可顯示該sis資料。同 樣，可顯示MPSD、SPSD及任何基於文字的或圖形AAS資 料。邊流0與流1卩011係藉由層4來處理，其包含音訊運輸 590與音訊解碼器595。可能存在對應在該ΐΒ〇(：波形上接 收之節目數目的高達N個音訊運輸。各音訊運輸產生編碼 的MPS封包或SPS封包，其對應該等接收節目之各節目。 層4接收來自該使用者介面的控制資訊，纟包括諸如儲存 或播放節目與搜尋或掃描廣播一全數位或混合ib〇c信號 之無線電台@命+。層4還將狀態資訊提供至該使用者介 面0 如先則所4明’一 IB〇c信號之數位部分係使用正交分 頻夕工（OFDM)來調變。參考圖丨u，用於本發明之一 OFDMU的特徵為包含複數個等距間隔的副載波6至&之 夕頻載波仏#U。相鄰副載波（例如6與f2)係彼此分離一預 定頻率增量以使得相鄰副載波彼此正交。就正交而言，其 尼奎斯特（％咖)加權時，該等副載波不 展現串擾。在併入士义 本發明並使用數位與類比傳輸頻道兩者 131235.doc -23· 200904091 。系統中’在各旁帶中存在i9i個載波，其中每一 ”有70 kHz頻見。在本發明之一全數位實施方案 在各旁帶中存在267個載波，其中每一旁帶具有一 Μ kHz頻寬。 圖1 1 b顯不時域巾夕_ ΓΛ T7 Γ\ Λ T A* - —OFDM符號5。該符號具有一有效 符號週，或時間寬度τ與一完全符號週期丁。。該_Μ副 ' 又性要求產生該有效符號週期T與相鄰OFDM副載 波之間的頻率間隔之間的功能互依性。明確地說，相鄰副 載之門的頻率分離係限制以等效於各〇fdm符號5之有效 符號週期τ的反轉。即’該頻率分離等於”τ。橫跨各 OFDM付號5之有效符號週期τ延伸的係一預定數目ν之等 距間隔的時間符號樣本(圖式中未顯示）。此外，橫跨各 OFDM符號5之完全週期Τα延伸的係—預定數目Μ。, +⑹ 4 . 之等距間隔的時間符號樣本。讀、針對該符號之振幅漸縮 因數，並且在此處可以係視為一分率乘數。在調變期間， 一 〇刪調變器產生—系列◦醜符號$，其各包含對應完 王付號週期τα的一預定數目Να之時間符號樣本，其中各符 號之前_個樣本與最後心個樣本係漸縮並具有相等的相 位。在-具體實施例中，橫跨各完全符號週期^延伸的時 間樣本之預定數目Να係刪，橫跨各有效符號週期丁延伸 之時間樣本的預定數目_1〇24，並且前_個樣本 =樣本之各樣本中的樣本數目係56。此等值僅係範二 、可依據系統要求改變。同樣在調變期間，—循環前置 糸應用以使得各傳輸的符號之導引與尾隨部分係高度相 131235.doc -24- 200904091 預定振幅時間輪廓或包絡u 之信號位準上。此振幅輪廊包括八=係施加至此等樣本 部分與尾隨部分處的對稱上刀:於各符號5之導弓I 在其間延伸之一平坦振幅輪廊；;牛的振幅漸縮1…5及 圓形或漸縮的邊緣用作實新 在該時域中提供的此等 波瓣能量，以減低該頻域中不合需要的旁 鈇总马頻4面效的OFDM作笋。跄 ==完全《週期延伸超出該有效符號週期;，； 漸植函#之振‘漸1^ U、15遵循—尼奎斯特或上升餘弦 :;數該頻域(圖叫中相鄰副载波之間的正交性 更明確地說，正交性係在本發明中透過組合傳輸符二 遽=加權(或振幅漸縮)與接收符號之根升餘弦匹配 橫…之導引與尾隨部分共用-額外重要特徵，即 M们虎5之導引部分（其具有一時間持續時間ατ) 中的職_ 〇蘭錢樣本具有與橫跨〇FDM符號 =其亦具有一時間持續時間ατ)延伸的最後 本實質上等效的相位。再次應注意，_針對該符號 中田漸縮因數，並且在此處可以係視為一分率乘數。 χ 獲取模組結構與操作 圖12顯示在美國專利第6 539 063與6,891，898號甲說明之 基本獲取模組296之一具體實施例。接收的複合信號2% 係提供至峰值發展模組1100之輸入，其提供第—階段"的信 號處理以用於獲取該接收的〇FDIvHf號之符號時序偏移。 131235.doc -25- 200904091 峰值發展模組mo於其一輸出發展一邊界信號i3〇〇，其甲 具有複數個信號峰值，各信號峰值表示針對在輸入至峰值 發展模組mo中的接收信號298中表示之各接收的〇fdm符 號之-接收符號邊界位置。因為此等信號峰值表示接收符 ?虎邊界位置，故其時間位置指示接收符號時序偏移。更明 $地說α為'亥接收器不具有真實或實際接收符號邊界位 置的初始或先驗知識，此一位置係最初假定或任意產生以 Κ能接收器處理操作。獲取模組296建置存在於此一先驗 假設與該真實的接收符號邊界位置之間的符號時序偏移 △t ’因而致能該接收器恢復並循跡符號時序。 在發展表示〇FDM符號邊界的信號峰i中，彳值發展模 組11 0 0利用藉由該發射器應用的循環前置以及各接收的 DM# 5虎之導引與尾隨部分中固有的預定振幅漸縮與相 位性質。特定言之，共耗複數乘積係形成於當前樣本與其 樣本之則的樣本之間。形成於各符號中的前αΝ個樣本 1, 肖最後αΝ個樣本之間的此類乘積產生對應包含如此形成 之αΝ個共軛乘積的各符號之一信號峰值。 i數學上，該等共輛乘積的形成係表示如下。令D⑴表示 〇收的〇FDMk號’並令Τα = (1+〇〇Τ表示該完全〇FDM符 =^續=間或週期，其中1/τ係該〇fdm頻道間隔並且以係 十對該符號之振幅漸縮因數。邊界信號1300中的信號峰值 現：系歹〗脈衝或信號峰值在0(1)#1)*0丁）之共軛乘積中出 現。由於施加於各0FDM符號之導引與尾隨部分上的尼奎 片特振幅漸縮，各脈衝或信號峰值皆具有以下形式之一半 13l235,d〇c -26- 200904091 正弦波振幅輪廓： w(t) = {i/2Sin(7U/(aT)) ’ 假設 〇παΤ，以及 否則 w(t)={〇。 此外’信號1300之週期（即該系列信號峰值之週期）係 Ta。參考圖Uc，包括於邊界信以则中的該㈣信Μ 值具有振幅包絡w⑴與藉由一Τα之週期間隔的峰值。參考 圖lid 的導引與尾隨部分振幅漸縮η、15之乘積乘 以該等共軛乘積中的平方量值，&而得出該半正弦波 w(t)其具有對應aN個樣本之一持續時間寬度 再次參考圖12，對於輸人至峰值發展模組_之各信號 樣本而言，-乘積樣本係自乘法器電路咖輸出從而表示 該輸入樣本與與其間隔了個樣本之—前趨樣本之間的共扼 乘積。共輛複數發展器1200於其輸出處產生各輸入樣本之 共輛複數，其輸出係提供為至乘法器125〇之一輸入。此輸 出處之共軛樣本係針對自延遲電路丨15〇輸出之延遲樣本來 相乘。以此方式，共軛複數乘積係形成於該接收信號298 與其一延遲的複製信號之間，該延遲的複製信號係藉由使 用延遲電路1 1 50延遲該接收信號298預定時間Τ來獲得。 參考圖13a、13b及13c，繪示針對峰值發展模組11〇〇的 有關符號時序。圖13a表示於至峰值發展模組11〇〇之輸入 處提供之連續OFDM符號1與2。圖13b繪示作為自延遲電路 之輸出的OFDM符號1與2之延遲版本。圖13c表示針對 各對應的N=N(l+o〇個乘積樣本集（其在一可行具體實施例 令等於1080個樣本）發展的信號峰值，該系列信號岭值係 131235.doc -27- 200904091 回應圖13a之接收信號與圖13b之其延遲版本之間的共軛乘 法來產生。 經由特定舉例’若該接收的〇FDM符號週期I對應 Να=1 080個信號樣本，並且處於該符號之導引與尾隨部分 之各部分處的αΝ個樣本對應56個信號樣本，則對於至峰 值發展模組1100之各1080樣本〇FDM符號輸入而言，在邊 界信號1300中出現一對應的1〇8〇個乘積樣本之集。在此範 例中，延遲電路1150賦予一 1024_(N)樣本延遲以使得輸二 至乘法器125G之各樣本乘以其1G24個樣本之前的前趨樣 本。針對各對應的1_個乘積樣本之集如此發展的信號峰 值僅包含形成於各對應符號的前與最後56個樣本之間㈣ 個共輛乘積。 可以任何數目之方法來實現峰值發展模組u〇〇,只要各 符號之導引與尾隨部分之間的對應係以先前說明之方式來 利用。例如，峰值發展模㈣刚可在各縣料時操作各 樣^使得針對輸人的各樣本，-乘積樣本係提供於其輸 出處。替代地’可（例如）以向量形式來儲存複數個樣本， 因而產生當前樣本向量與延遲樣本向4，其向量可以係輪 ㈣其_輸出處形成向量乘積樣本。替 代地，該峰值發展模組可係 β f 4⑽作㈣而非取樣的 離政旰間化唬。然而，在此一 ψ 2〇8-fr ^ ^ /中，舄要輸入的接收信 唬298亦係一連續而非一取樣的信號。 理想上’在邊界信號13〇〇中且 — ^ , n ”有可谷易識別的信號峰 圖1 lc與13C所示。然而，實 耳際上’各信號峰值實際 13I235.doc -28· 200904091 上無法自位於相鄰符號，的樣本之不合需要的 分出來。因為峰值發展模組 ’采積5 延伸之樣本與自其延遲的 …妾收付唬 號mo包括所需信號峰 文邊界仏 叹雜说共拖乘積。例如，久您 號中的前αΝ(56)個樣本係 乘，以產生在持續時間内的j:的最後_個樣本來相 、斤而°^個信號峰值樣本。秋 而，其餘Ν(1024)個樣本係 ‘、、、 、十對來自回應藉由延遲電路 】I 5〇(參見圖13)賦予其 〈遲電路 ^ L ^ 、遲的相鄰符號的N個樣本來相 乘。此4額外的不合需要乘 峰值之間㈣充發生5亥4所需信號 因而，對應OFDM信號之雜訊乘 積可以係明顯的。 除在邊界信號测巾存在上縣積雜訊料，還存在得 信技術中為人熟知的其他來源的雜訊。此雜訊係 a々兄雜。fl月文射、多路徑與衰退及信號干擾來在信號 ^大氣之傳播期間賦予該信號。該接收器之前端亦向該 4吕號添加雜訊。 隨=信號處理階段係部分專用於針對邊界信號測中 之所需信號峰值對抗上述雜訊之降低的效應，或更明確地 說料用於改良邊界信號13⑽中存在的信號峰值之信雜 、號S強模組13 50係提供於峰值發展模組丨丨〇〇之輸出 ▲。並L 3第一與第二級信號增強電路或模組。該第一級 Y曰強電路係一附加疊加電路或模組1 400而該第二級增 強電路係一匹配濾波器145〇，其係提供於該第一級增強電 路之輸出處。 131235.doc -29- 200904091 附加疊加電路丨400附加地疊置一 m m ^ ^ 、又數目之信號峰值及 /、周圍的雜訊乘積，以藉由增加邊 偵66产灿L * 1d就13〇〇中之信號峰 序來增強信號峰值侧性。為實現此附加疊加 之i續Γ按相4置或重4邊界錢丨_之-預定數目 之連續*k。此等疊置的段之各段包 ^ Φ ^味 3 a峰值發展模組1100 2 、—付號週期的共耗乘積樣本，並包括藉由不合需要 、雜訊乘積樣本包圍之一所需信號峰值。 在該預定數目或區塊的信號段已係、時間重疊之後，在1 :疊置的段中佔據—狀時間位置的乘積樣本係'累積^ :針對该預定位置之—累積信號樣本。以此方式，一累積 信號係發展而針對橫跨該等疊置的邊界信號段延伸的預定 樣本位置之各位置包含一累積信號樣本。 C. 若（例如）要疊置32個鄰接的邊界信號段，並且若各段皆 包括-符號週期值的1〇8〇個樣本，則附加疊加電路】彻針 對輸入至其之32個段（每段1〇8〇個樣本）之各鄰接區塊產生 1〇8〇個累積樣本。以此方式，32個段（各段中包括ι〇_ ，本 仏號峰值及雜訊）之共輛乘積係藉由逐點加總該 32個段之疊置共軛乘積來逐個附加地疊置或”折疊”。基本 在此折疊耘序中，該3 2個段之乘積係逐點添加至在該 32個鄰接符號之上一符號週期（或ι〇8〇個樣本）遠的對應共 概乘積，以產生其中包含1〇8〇個累積樣本之一累積信號 ，。接著，針對32個邊界信號段之下一鄰接區塊重複該信 號處理，以產生另一累積信號段等等。 藉由附加地疊置邊界信號1 3 〇 〇的預定數目之鄰接段產生 131235.doc -30- 200904091 的累積信號段中包括一增強的信號峰值，其 的輸入邊界信號段之各段中信號峰值的—增加二、 此増強的原因係該等邊界信號 ^個仏雜比。 ^ 了 +其個別信號峰 值’使得當該等段係累積時各信號峰值加入下 值，因而實現基於該等邊界信號峰值之:形 的連貫處理增^。 m貞之一形式 然而該㈣界信號段巾之對準㈣複性信號峰值連貫地 累積以於附加疊加模組1 4〇〇輸 作料佶“ 成—增強的（累積） 的雜訊共輛乘積之隨機性質在兮旧h U峰值 貝在相加疊加程序期間產生其 因為該等信號峰值連貫地添加而周圍具有零 積不連貫地添加並因而係平均，故自該附加 輸出的增強信號峰值總體展現-改良的信雜 附加疊加模組實現的處理增益與信雜比增強盥 疊置以產生該累積信號段的邊 ，a /、 抵消此優點的係獲取延遲二=數目-起增加。 邊界信號段係收隼以產的增加，因為更多 “產生㈣積信號峰值，該特定 二=目(:如16或32)在任何應用中都表示此等兩個競 广之間的平衡，其中平均的數目最終受削弱頻寬限 面，邊界信號1300中存在的共輛乘積之鄰接段 的附加豐加可藉由以下等式來表達： K-1 F(t^Y,D^t + k Ta).D\t-T + kTa) 其中k係疊置段的數目，D係至該峰值發展模組蘭之輸入 131235.doc •31 · 200904091 298，而K係段的數目（例如16)。上述信號處理之—重要態 樣係於其錢段料符號時序：。醜符號輸人至峰值發 展模組1100，邊界信號段輸入至附加疊加電路1400，以及 自其輸出累積信號段，各且有一 ^ Α α "v町间週期（對愿 ㈣_個樣本）。以此方式’如—信號段内的信號峰值之 定位所示，符號時序偏移係從頭到尾地保存。 在操作中，該附加疊加模組14〇〇、總和模组16〇〇及回授 延遲漁1650-起提供附加疊加功能。即，總和模組剛 將一當前輸入樣本添加至鄰接錢中的樣本之一累積的結 果，該等樣本之各樣本係藉由一符號週期Μ對應⑽〇個 樣本）來時間間隔。延遲觸在累積之間賦予該—符號週 期延遲。換言之，藉由總和模組16〇〇輸出之各累積結果係 延遲1符號週期Τα，並接著作為—輸人係回授至加總模組 /、中其係添加至下一輸入樣本。該程序針對橫跨各 輸入符號的所有輸入樣本重複。 換言之’該累積信號段中之累積樣本表示所有32個 邊界信號段之所有第-樣本的累積。第二累積樣本表示所 有32個邊界信號段之所有第二樣本的累積，以此類推，橫 跨該累積信號段。 ^已累積預；t數目之信號段來產生該累積信號段之後， *生器1 700將一重設信號提供至延遲模組丨。例 _要累積之邊界#號段的預定數目係3 2，則該重設產 ，器針對每32個信號段，將—重設判定給回授延遲模 回應邊重设之判定，附加疊加模組〗4〇〇累積鄰接 131235.doc -32- 200904091 邊界信號段之下—預定數目。 如先前所說明，w 附加g加模組丨400 / 列累積信號段的累積 輪出係—包含一糸 1550。在一 " 奴中包括一增強信號峰值 门雜叫境中，增強信號峰 改良的信雜比，伸嘗u ρ 值1550雖然展現一 貫際上仍無法自周圍雜 而，需要進-步增強，… 目雜❿刀出來。因 曰強4增強信號峰值的信雜比。 為:進一步增強該增強信號峰值WO之信雜比 加 =加=〗_輸㈣_线被輸人至匹㈣波器剛。 匹配濾波器1 4 5 〇之睡ρ弓， 0 、衝S應係與輸入至其之增強信號 峰值的形狀或振幅包絡相匹配，並且在本發明之一具體實 施例中遵循-根升餘弦輪廊。明確地說，該匹配遽波器之 脈^響應對應如圖lld所示之函數w⑴，並且係由使符號$ 月;I αΝ個樣本與其最後αΝ個樣本逐點相乘來決定。參看 圖 1 lb與 1 Id。 雖可使用非匹配低通濾波器來平滑化存在於該累積 信號中的雜訊，但該匹配遽波器145〇在一高斯（g謂 雜訊環境中為所需信號（增強信號峰值155〇)提供最佳信雜 改良匹配濾波器1450係實現為一有限脈衝響應（FIR)數 位濾波器，其於其一輸出處提供輸入至其之複合樣本之一 濾波版本。 簡要總結導致該匹配濾波器之輸出的信號處理階段，♦ 值發展模組1 1 〇〇產生複數個信號峰值，其時間位置表示符 號邊界位置’其表示針對各接收的OFDM符號之符號時序 偏移。信號增強模組1 350藉由首先附加地疊置一預定數目 131235.doc -33- 200904091 之輸入信號段以產生其中具有—增強峰值之一累積信號 段，並接著其次匹配濾波該累積信號段以產生最佳地準備 好iw後峰值價測處理之―累積的匹配滤波信號段來增強該 等仏號峰值的可彳貞測性。此程序持續運作以於信號增強模 組1350之輸出處產生複數個濾波的增強信號峰值。在自信 號增強模組1350輸出的匹配濾、波的累積信號段内的此等遽 波的增強信號峰值之時間位置指示符號邊界位置或OFDM 符號時序偏移。 個別且尤其係組合地採用，附加疊加模組與匹配濾波器 有利地增強信號峰值可❹m。其纟♦值發展階段之後的 引入允。午包3大$頻率載波並在一傳播雜訊信號環境中運 作之一 OFDM信號的有效使用。 要求建置苻娩時序偏移的下一階段之信號處理係偵測自 號日強模組1 3 5 0輸出之信號峰值的時間位置。該信號峰 值的時間位置在實際中係在自該匹配渡波器輸出之滤波的 累積信號段内的增強信料值之樣本指標或樣本數目。 自匹配濾波器1450輸出之濾波的複合信號175〇係提供為 至峰值選擇器模組19〇()之__輸人，該峰值選擇器模組偵測 該增強㈣波㈣峰值及其時間位置或樣本指標。在操作 中，峰值選擇器1900之平方量值產生器195〇平方輸入至其 、、复。彳。唬樣本之1值以於其輸出處產生一信號波形。平 :里值產生器1950的輸出係提供為至最大值尋檢器2〇〇〇之 丄^心d尋檢@檢查輸人至其的樣本量值並識別對應該 信號峰值之時間位置或樣本指標。 I31235.d〇, -34- 200904091 該信號蜂值之此時⑽置基本上係提供為該符號時序偏 移’其係H由獲取模組296提供至—符料序校正模組（未 顯不）之-輸入。應明白，提供為時序偏移μ的時間位置 可要求略微調整以補償藉由先前信號處理階段引入的各種 處理延遲。例如，載入渡波器中的初始化延遲等可添加需 要自最終時序偏移估計校準出的延遲。然而，此類延遲一 般較小並且係實施方案特定的。 在該信號峰值之時間位置已係決定(以建置符號時序偏 移)之後，信號處理的下一階段係決定該接收的〇醜信號 之載波相位誤差與對應的載波頻率誤差。複合信號mo中 之匹配;慮波的增強#號♦值表示最清潔的點或最大信雜比 的點’於其決定載波相位誤差與頻率誤差。此峰值位置處 的複合樣本之相位指示發射器與接收器之間存在的頻率誤 差’因為藉由峰值發展模組11〇〇發展的此點處之共輛乘積 在不存在載波頻率誤差的情況下應產生—零相位值。在該 信號峰值之此點處並且實際上在該信號峰值中的每隔_點 處的共輛乘積應產生—零相位值，因為數學上在不存在載 波頻率誤差的情況下具有等效相位之符號樣本之間的共軛 乘積（如各接收符號之導引與尾隨部分處的樣本）消除相 位。存在於自該匹配濾波器輸出之信號的峰值處的任何殘 餘相位都與載波頻率誤差成比例，並且一旦決定該殘餘相 位’該頻率誤差便易於計算。 數學上，載波頻率誤差Μ在形成一共軛乘積峰值的— OFDM符號之導引與尾隨部分處之樣本之間產生^△汀的 131235.doc -35- 200904091 殘餘相移。因而，該頻率誤差係藉由以下等式來表厂 △/

ArS(GMax) 不： 2πΤ 其中cw係該口己;慮波器輸出之峰值而心表示該信號峰 值處之一複數（複合樣本）之自變數（相位）。函數等效於 四象限反正切。因為該反正切不能偵測一以視窗外的角 度，故該頻率估計係含糊至頻道間隔之一倍數。作 是，此頻率誤差估計連同藉由該信號峰值之位置提供的： 序偏移估計—起足以允許信號解調變的開始。但解調變進 行時，隨後的接收器訊框邊界處理（並非本發明之部 決頻率模糊。 在圖12中，該匹配濾波的複合信號175〇與該時間位置或 樣本指標兩者都係提供為至相位擷取器2〇5〇之輸入。相位 擷取器2050自表示自該匹配濾波器輸出之增強信號峰值的 複合樣本來擷取殘餘相位。該擷取相位係提供至僅縮放輸 入至其的擷取相位的頻率產生器21〇〇之輸入以產生該載波 頻率誤差Δ/，其接著係藉由獲取模組296提供至一頻率校 正模組（未顯示）。因而，提供於匹配濾波器145〇之輸出處 的;慮波仏號峰值之時間位置指示符號時序偏移，並且載波 頻率誤差係自此信號峰值之相位導出。 FM數位搜尋掃描功能 上面用於自一接收的OFDM信號獲取或恢復符號時序偏 移與載波頻率誤差的方法及裝置提供用於決定不合格符號 時序偏移與載波頻率誤差之一基本技術。美國專利第 6,539,063與6,891，898號說明用於自一接收的〇FdM信號獲 131235.doc •36· 200904091 取或恢復符號時序偏移與載波頻率誤差的額外技術，其任 一者都可用於本發明用於FM搜尋與掃描功能之一實施方 案。因為此等專利中說明的獲取功能係發生於基頻處理鏈 之開始附近與OFDM解調變之前的時域程序，故可利用其 提供一有效的搜尋掃描度量。此相對較早的處理使獲取成 為用於提供一有效搜尋掃描度量之一理想候選，因為該頻 帶掃描持續時間係最小化較為有利。 此外，上面說明的該〇FDM符號之導引與尾隨部分中固 有的預定振幅與相位性質（即各〇FDM符號之導引與尾隨部 分中的樣本振幅之漸縮及其等效相位）係有利地藉由現有 IBOC系統所利用以便在該接收器中有效率地獲取符 唬時序與頻率。可依據本發明來使用此等性質以用於實現 一搜尋掃描功能。因而，在一態樣中，本發明使用此等符 號特性來使用—先前存在的獲取模組提供Fm搜尋與掃 描力此以產生用於決定一台是否在廣播一數位信號的適當 度量。 車父佳的係’用於該搜尋掃描度量之獲取演算法包含以下 兩個彳呆作：預獲取濾波與獲取處理。預獲取濾波係用於防 止在較大第二相鄰頻道上錯誤地獲取。在獲取處理之前各 初、、及旁f係濾波。在一範例中，該預獲取濾波係一 85分接 有限脈衝響應（FIR)濾波器，其係設計以提供40 dB阻帶拒 、、巴同日卞限制對所需初級旁帶的影響。但計算本發明之搜尋 田又 f ’可完全重新使用現有預獲取濾波器而不進行 修改。在已濾波該等輸入樣本之後，其係傳遞至該獲取處 13I235.doc -37- 200904091 理功能組件。 該獲取處理功能組件利用得自藉由該發射器應用於各符 號之循環前置的符號内之相關來構造獲取峰值。如先前所 說明’該等峰值的位置指示該等輸入樣本内的真實符號邊 界之位置’而該等峰值的相位係用於導出該頻率誤差。此 外’可藉由獨立處理該數位無線電信號之上方與下方初級 旁帶來實現頻率分集。 該等符號之各符號包括複數個樣本。至獲取處理之輸入 係上方與下方初級旁帶樣本之區塊。在一範例中，各區塊 係包含940個實數或虛數樣本，速率係每秒372,〇93 75個樣 本° 圖14與1 9顯示針對實現該搜尋掃描功能所修改的獲取演 算法首先參考圖14，將940樣本濾波的資料區塊緩衝至 1080樣本符號内，如步驟37〇所示。如先前所說明，由於 該循環前置所致各傳輸的符號之前與最後56個樣本係高度 相關1取處理藉由將—任意符號中之各樣本與其刪個 樣本之前的前趨樣本複數共輛相乘（步驟372)來顯示此相 關。為了增強所得56樣本峰值的可偵測性，16個鄰接符號 之對應乘積係逐個"折疊”以形成—咖樣本獲取區塊（步驟 i74)。使用十六個符號而非相對於先前說明的獲取方法所 况明的32個符號，以便加速該搜尋掃描度量的計算，但可 使用任何其他適合的符號數目。 雖然在該獲取區塊内可見 兄仁56樣本折疊峰值的雜訊極 為明顯。因此，步驟376顯示其係冬57分接fir濾波器來 13l235.doc -38- 200904091 平滑，1濾波器的脈衝響應與該峰值的形狀相匹配： ^Η = ΣΨ + 57-Α：Μ^]假設 k=0，l，...，l079 . 其中η係該輸出樣本指標’ X係該匹配遽波器輪入”係 該匹配濾波的輸出，而_係該濾波器脈衝響應、，其係定 義如下。 ” h[k}·.

COS ---h k 56 假設 k=0，l，..，，56。 採用該等匹配濾波的輸出之平方量值(步驟3 7 _由將 複數值轉換成實數值來簡化符號邊界 輸入的動態範圍，從而使該符號邊界峰值甚至更為^楚二 允許在單維（與值的二維相對）上執行該峰值找尋“亥 平方量值計算係： 少 W=’W2 +办]2 假設k=〇，i，，1〇79 其中/係該輸入之實數部分，2係該輸入之虛數部分，㈣ 該平方量值輸出，而n係該樣本指標。針對第一 16符號區 塊的上方旁帶與下方旁帶匹配據波的平方量值輸出波形係 藉由該搜尋掃描演算法來使用以產生該搜尋掃描度量。如 步驟380所示’該獲取程序如上面所說明繼續，並且該搜 哥掃描演算法繼續，如圖W所示（步驟450)。 该搜尋掃描演算法中之下一步驟係計算一正規化相關峰 值（步驟452至458)以便實現該符號邊界♦值的改良辨別。 2規化該相關峰值為評估該信號之品質提供基礎並指示存 :數位信號的機率。該正規化相關峰值之峰值的範圍可 自零至 之值指不存在一數位信號的最大可能性。該 131235.doc •39- 200904091 正規化相關♦值之聲值從而提供—數位信號品質度量。 圖15之方塊382顯示用於計算一相關峰值的依據現有演 具法之電路。輸入384係在上方或下方旁帶上接收之一 、樣本符唬。δ亥等輪入樣本係藉由^ 〇24個樣本來偏移 386亚且3亥等偏移樣本之共輛複數谓係乘以_該等輸入 樣本。十六個符號係如所示藉由區塊州與加法器州折 疊。1亥等折疊的和係藉由根升餘弦匹配遽波器來濾、波396 並^量值係平方398以產生—相關峰值399。因而，該獲取 演算法藉由將—當前輸入樣本乘以藉由1024個樣本延遲的 輸入之共輛複數來找到一符號邊界。於一符號之開始處， 在下:56個樣本上的共輕乘積之相位針對各〇醜副載波 而有效地為零。構成的〇FDM副载波在此週期内連貫地組 合、，但在該符號之其餘樣本上不連貫組合。在折疊16個符 號並且應用匹配濾波之後’結果係一可辨別的相關峰值 399 ° 再次參考圖19，顯示依據本發明之額外處理步驟。正規 化的相料值係藉由首先針對該等上方與下方旁帶波形之 各波形計算-正規化波形來決定（步驟452)。由於應用於該 發射器的根升餘弦脈衝成形所致，此正規化波形利用一 _M符號之前與最後56個樣本之間之一振幅相關。參考 圖15,區塊400繚示該正規化波形416的計算。各輸入符號 之平方量值406係藉由顧個樣本來延遲咖並係添加4〇4 至當前平方量值樣本402。十六個符號係如所示藉由區塊 構與加法器41〇折疊。該等折疊的和係上升餘弦匹配遽波 131235.doc -40- 200904091 412，並平方與互易414以產生一正規化波形416。該正規 化波形之折疊與匹配遽波與在現有獲取演算法中所執行相 同不同之處在於現有匹配濾波器分接係平方與減半以確 保適當正規化： = 假設 k=〇...56 其"係該等匹配濾波器中之分接的指標，卵系針對共軛 相乘的相關峰信夕丨目亡八 哗值之現有刀接，而琴[幻係針對該正規化波形 之新刀接。在折疊前1 6個符號並匹配濾波之後，一符號邊 界較為明顯。>圖17所示，該符號邊界之位置的標記係所 得波形之振幅的減低。 /考圖19，一旦計算該正規化波形，下一步驟係決 集的樣本疋否係來自在調諧之後接收的1 6個符號之第 。區鬼右係否，則該獲取演算法繼續（步驟456)，如先前 品又所說明。右係是’則該搜尋掃描演算法以步驟4叫相 值之正規化）繼續。使用來自步驟M2之正規化波形的 相關峰值399之正規化藉由減低除與該符號邊界—致的該 ，本乂外的所有樣本之位準來增強該相關峰值。再次參 考㈣’ 1M目關峰值399係乘以418該正規化波形416以產 規化相關峰值42G °圖18顯示在-相對清潔的環境 ~規化相關峰值之—範例，其中X軸表示樣本數目而丫 轴係該正規化相關值。 -4相關峰值係正規化，該搜尋掃描演算法中之下一 …驟便係找到峰值指標〜與心及峰值❿與匕(圖B，步驟 46〇)。該峰值指標係對應該正規化相關波形之最大值的樣 131235.doc 41 200904091 ^數目。〜與分別係該正規化相關波形針對上方與下方 旁帶的峰值指標。峰值俜該&彳b # _ 供-數位信號品質度量 關波形之最大值並提 ^充分減低假警報與錯失台的機率，使用來自各旁帶 質估計。該正規化相關波形之峰值表示該旁帶之相 對σ口質·

Qu=x(Pu)

Ql=x(Pl) 其中X係該正規化相關波形，㈣上方旁帶品質，而㈣ 下方旁帶品質。參考圖15，識別該峰值指標424並且峰值 。'^質值422係藉由426針對一旁帶來計算。 接下來，找到並繞回一峰值指標△(圖19，步驟46勾。該 峰值指標△針對該第-十六符號區塊比較丨方與下方旁;; 之峰值指標： 可 尺|。 因為’該等符號邊界係模數聊值，故該等計算的“ 須係適當繞回以確保使用最小差： 若Δ>540’ 則 α=ι〇8〇-Δ。 -零之峰值指標Δ指示來自各旁帶的峰值指標相同，從 而表示來自各旁帶之正規化相關峰值對應一有效數位信號 之存在的最大保證。 參考圖16,來自個別旁帶之峰值與指標（圖15，項目々η 與424)係組合以產生該峰值△與品質估計。來自該上方旁 帶信號處理之峰值相關值430代表該上方旁帶信號品質。 131235.doc •42- 200904091 來自該下方旁帶信號處理之峰值相關值432代表該下方旁 帶#唬品質。來自該上方旁帶信號處理之峰值指標434與 來自該下方旁帶信號處理之峰值指標436之間的差係藉由 如減法點438所示自另一指標減去一指標來決定。決定該 差之絕對值（區塊440)並且該信號係繞回至^54〇個樣本（區 塊442)以產生一峰值指標M44。該信號係繞回至y4〇個樣 本，因為該符號邊界偏移係模數1/2符號，其意味著至最 接近符號邊界之距離始終^54〇個樣本。 旦峰值指標Δ與品質估計已係計算，其便係與臨限值 相比較以決定該接收器是否應停留在當前頻率上或調諧至 下一頻道（圖19，步驟464)。除評估該峰值指標△與來自兩 個旁帶之品質估計的和以外，決策規則還分別地檢查針對 各個別旁帶之品質。以此方式，即使在其”之—者已受 干擾所損壞時，仍可成功地偵測一台。 雖"彳可以各種方式實現該決策規則，但在一具體實施例 中，若滿足以下條件則該決策規則宣告一有效數位信號： (Qu>Tq) 或者 (Ql>Tq) 4者 (Ql + Qu^Tq + 0.2M Μ. Δ<Τδ) 其中心與L係分別針對品質估計與峰值指標△的決策臨限 值右滿足该決策規則，則該接收器將設定一搜尋掃描狀 〜、旗‘並停留在當前頻道上（步驟46幻；否則，該接收器將 131235.doc -43- 200904091 清除該搜尋掃描狀態旗標 使用者已喑炎. 頻道（步驟468)。若 搜尋功能，則主機㈣ 機控制器可二下 請求—掃描功能，則該主 間週期（例如=之前停留在當前頻率上—預定時 上面說明的範例使用固定 劝处祛k 疋、朿L限值來實現該搜尋掃描 ，。卩地，可使較映不同敏感度位置之—搜尋掃描

狀態參數來實現該搜尋掃描 田 产肋kA 田刀月b在範例中，該搜尋掃 ::恶參數係一2位元值’其向-數位無線電接收器之主 機控制益指示當前調諸的頻道之品質。基頻處理器必須針 ^一給定T△選擇滿足該決策規則的最ATq。一可能的位元 指派（其針對Τλ = 8個樣本來憑經驗決定）係顯示如下： Γρ<0.40 〇.4<Γρ<〇.5 0.5<Γρ<〇.6〇 —> 1 〇 ^〇·6 —11〇 對於各頻道而言，該基頻處理器會在上面列舉的h之範 圍内以7^=8來應用該決策規則。若僅在re<〇4時滿足該決 策規則，則該信號會不夠可靠。在該情況下，該搜尋掃描 狀態位元會係設定為〇〇，其會發信通知該主機控制器來調 諧至下一頻道。然而，若以（例如）高達〇.57之心來滿足該 決策規則，則搜尋掃描狀態位元會係設定為丨〇。接著，該 主機控制器會將該些狀態位元與其本身臨限值相比較以決 定是否保持在該頻道上。因而，接收器製造商能夠藉由改 131235.doc •44- 200904091 變該等搜尋掃描狀態位元之臨限值來調整該搜尋掃描演算 法之敏感度。該接收信號的品質隨該等狀態位元自i 之改變而增加。此意味著隨著該搜尋掃描狀態接近〗丨，錯 失一良好信號的機率增加，並且停止在一較差信號上的機 率減小。

基於經驗測量，建議在該等搜索掃描狀態位元係ι〇4Π 時停止。在此情況下，該主機控制器可僅遮罩該等搜尋掃 描狀態位元之最高有效位元（MSB):丨會指示該接收器應停 留在當前頻道上，而〇會指示該接收器應調諧至下一台。 閱讀上面的說明可明白，本發明之演算法的簡單限口制對 先前已知接收器的所要求改變。對該接收器之基頻處理器 與主機控制器的影響程度如下。 在處理第-獲取區塊時，該基頻處理器現在必須計算該 正規化波形，如圖15所示。此必需計算當前聊樣本：： 符號與叫024樣本延遲版本兩者的平方量值，添加該等平 方量值向量，累積對於16個符號之和，將其匹配渡波，並 千方所得向量。除驗S(每秒百萬指令）的增加^卜，仏 =對延遲、累積U料波操作分配額外記憶體演 :法僅針對每一調楷運行-次，故對刪的影響係最： 其他改變包括經由向量分宝丨 刀割來正規化該相關峰值，找至，丨

忒该正規化相關峰值的峰值 J Δ。垃# /、？曰钚，及计异該峰值指押 Δ 接者’該基頻處理器會庫用兮义 知 應用该決策規則並適當設定 新的搜尋掃描狀態參數。 ~~ 131235.doc •45· 200904091 該主機控制器的責任已係最小化來為接收器製造商簡化 該搜尋掃描功能的實施方案。為了實現該搜尋掃描功能， 該主機控制器調諧該接收器’等待大致50 ms，讀取該等 技索掃描狀態位元，並決策是否停止或調譜至下一頻道。

该濟算法已在一參考接收器中實現，並在各種環境中在 一載波對雜訊比之範圍内加以測試。明確地說，在附加白 高斯雜訊（AWGN)、具有一旁帶之AWGN、城市快速（uf) 瑞雷（Rayleigh)衰退及具有一 _6 dB第一相鄰信號之υρ瑞雷 衰退中在若干dB之數位音訊臨限值内測試效能。 於各點，強迫進行至少300個重新獲取。針對各嘗試來 登入峰值指標績品質估計，並且應用該決策規貝;。接 著，在Q與匕之範圍内計算並繪製停止機率，以允許明智 選擇該些臨限值。 圖20至圖23顯示在各種環境中的停止機率對該載波對雜 訊比Cd/No，其中並且“的範圍係自〇 4至〇 6。在此 臨限值範圍内，不具有輸入信號的停止機率實際上為零。 在各圖式中’數位音訊臨限值係藉由一垂直線5〇〇來指 不 。 〜π 1 W叹路限值係設 定如下：&8, re=0.5。在所有環境與載波對雜訊比上， 在同時最小化錯誤地停止於—弱信號上的機率時此等臨限 值產生最佳最小化錯失強台之機率的神处 機羊的效忐。圖24顯示使用 此等預設臨限值的在各種環境中之停止機率。在各曲線 上’藉由一方形繪示數位音訊臨限值。 131235.doc • 46 - 200904091 之曲線^不A WGN之效能相當好。於較高載波對 雜訊比’偵測機率較高 士 + 间同樣’於較低Cd/No之值，假警 報速率很低。數位立4 ^ 胃Λ Es限值周圍的陡峭轉變區域較合需 、衰退％ 土兄中，可採用一更長的停留時間以減低假 S R ’代價係增加的頻道掃描持續時間。 /發明提供—方法及裝置’其提供快速精確的搜尋與掃 用於相_FM數位Ηβ r—tm信號的存在。該 演算法可與現有類比FM搜尋與掃描技術合併以提供對一 般FM搜尋與掃描功能(針對類比、混合及全數位信號)的改 可使用一軟體可程式化數位信號處理器或一可程 式化/固線式邏輯器件或足以實施所說明功能性的硬體與 軟體之任何其他組合來實現本文說明的方法。 /本發月已利用其較佳具體實施例進行說明，熟習此項 技術者將明㈣於所揭示的具體實施例可進行各種修改而 不脫離在申請專利範圍中所提出的本發明之範疇。 【圖式簡單說明】 圖1係用於帶内頻道上數位無線電廣播系統中之一發射 器的方塊圖。 圖2係一混合FM IBOC波形的示意性表示。 圖3係—延伸混合FM IBOC波形的示意性表示。 圖4係一全數位FM IBOC波形的示意性表示。 圖5係一混合AM IBOC DAB波形的示意性表示。 圖6係一全數位am IBOC DAB波形的示意性表示 圖7係一AM IBOC DAB接收器的功能組塊圖。 131235.doc • 47- 200904091 圖8係一 FMIBOCDAB接收器的功能組塊圖。 圖9a與9b係自該廣播的視角看一 IB〇c DAB邏輯協定堆 疊的圖式。 圖10係自該接收器視角看一IBOC DA]^輯協定堆叠的 圖式。 圖11 a係頻域中一 OFDM信號的圖形表示。 圖11 b係時域中該OFDM信號的圖形表示。 圖lie係表示符號邊界的共軛乘積信號峰值的圖形表 示0 圖lid係以圖形繪示乘以個別振幅漸縮的共軛乘積。 圖12係一獲取模組之一具體實施例的方塊圖。 圖13a、13b及13c係以圖形表示針對一峰值發展模組的 符號時序。 圖14係信號獲取處理之一第一部分的流程圖。 圖1 5係續示一獲取演算法的功能組塊圖。 圖16係旁帶組合的功能組塊圖。 圖17係繪示接近一符號邊界之波形正規化的圖式。 圖1 8係一正規化相關峰值的曲線圖。 圖19係信號獲取處理之一第二部分的流程圖。 圖20至24係針對各種條件於一特定頻率之停止機率的曲 線圖。 【主要元件符號說明】 10 播音室站台 12 FM發射器站台 131235.doc -48- 200904091

L 14 播音室發射器連結（STL) 16 總體操作中心（EOC) 18 輸入器 20 輸出器 22 激發器輔助服務單元（EASU) 24 輸出器連結資料 25 天線 26 數位MPS音訊 28 類比MPS音訊 30 延遲類比MPS音訊信號 32 旁通音訊 34 播音室自動化設備 36 SPS資料 38 補充節目服務（SPS)音訊 40 MPS資料 42 主要節目服務（MPS)音訊 44 服務提供商 46 服務資料 48 STL發射器 50 延遲類比MPS音訊 52 激發器連結資料 54 STL接收器 56 數位激發器 57 天線 I31235.doc -49- 200904091 58 激發器引擎（exgine)子系統 60 類比激發器 62 高功率放大器 64 天線 200 AM IBOC DAB接收器 202 輸入 204 天線 206 調諧器 208 數位降頻轉換器 212 類比解調變器 216 數位解調變器 218 解交錯器 220 維特比解碼器 222 服務解多工器 224 處理器 232 資料處理器 250 FM IBOC DAB接收器 252 輸入 254 天線 256 調諧器 258 類比至數位轉換器與數位降頻轉換器 260 輸出 262 類比解調變器 266 旁帶隔離濾波器 131235.doc -50- 200904091 ί 268 濾、波器 274 解交錯器 276 維特比解碼器 278 服務解多工器 280 處理器 288 資料處理器 296 獲取模組 298 複合信號/輸入 330 組態管理器 331 服務介面 332 音訊編解碼器 333 音訊運輸 334 節目服務資料（PSD)運輸 335 SIS運輸 336 AAS資料運輸 337 層2 338 層1 382 電路 384 輸入 394 加法器 396 匹配濾波器 402 平方量值樣本 410 加法器 412 匹配濾波器 131235.doc -51 - 200904091 560 層1 565 層2 570 SIS運輸 575 AAS運輸 580 PSD運輸 585 使用者介面 590 音訊運輸 595 音訊解碼器 k 1100 峰值發展模組 1150 延遲電路 1200 共軛複數發展器 1250 乘法器電路 1300 邊界信號 1350 信號增強模組 1400 附加疊加電路或模組 1450 / . 匹配濾波器 1/ 1600 總和模組 1650 回授延遲模組 1700 重設產生器 1750 濾、波的複合信號 1950 平方量值產生器 2000 最大值尋檢器 2050 相位擷取器 2100 頻率產生器 131235.doc -52-

Claims (1)

1. 200904091 十、申請專利範圍： 1 -種用於偵測一數位無線電信號的方 下步驟： 忒方法包含以 接收一表示一系列符號之數位無線電信號； 發展一具有對應一符號邊， 正規化該相關波形； 峰值之相關波形； °十异该正規化相關波形之一峰值；以及 值超過—預定臨限值時，停留在該接收的數位 無線電彳§號上。 I 之方法，其中發展一相關波形之步驟係針對 “立…線電仏號之上方與下方旁帶來執行，以產生一 上方旁帶相關波形與一下方旁帶相關波形。 3· 項2之方法’其中正規化該相關波形之步驟係針 〇上方與下方旁帶相關波形來執行。 I Π求項3之方法’其中計算該正規化之相關波形之該 =步驟係針對該等正規化上方與下方旁帶相關波形 5. ^求項4之方法’其中停留在該接收之數位無線電信 :談：：驟係在該等正規化之上方與下方旁帶相關波形 ^ 值之至少一者超過一預定臨限值時執行。 6 · 士口 自耷求 '^頁 4 、4* jj· 法，其中停留在該接收之數位無線電信 唬，：驟係在發生以下情況時執行： 〆等規化之上方與下方旁帶相關波形之該等峰值之 至少-者超過-第—預定臨限值，或 131235.doc 200904091 該等正規化之上方與下方咅册 ,— 贡相關波形之該等峰值的 和起過一弟二預定臨限值。 如請求項4之方法，進一步包含以下步驟： 決定該正規化之上方旁帶 τ ^ 關波形之該峰值指標與該 正規化之下方旁帶相關波形之該峰值指標； 計算—學值指標△，其代表針對該等I規化之上方盘 下方旁帶相關波形之該等峰值指標之間的差；& 當發生以下情況時’停留在該接收的數位無線電信號 該等正規化之上方與下方旁帶相關波形之該等峰值 的和超過一第一預定臨限值，且該峰值指標△少於— 第二預定臨限值。 8·如請求項1之方法，進一步包含以下步驟： 6又疋-狀態旗標，以指示該接收器是否應停留在該接 收的數位無線電信號上或調諧至另一頻道。 9·如凊求項丨之方法，其中該數位無線電信號包括上方與 下方旁帶’且在該等上方與下方旁帶上接收的該等樣本 係分別處理。 1 〇’ 士吻求項9之方法，進一步包含以下步驟： 在發展一相關波形的步驟之前，濾波該數位無線電信 號中之各旁帶。 长項10之方法，其中該濾波步驟係使用一有限脈衝 響應濾波器來執行。 12·如凊求項1之方法，其中該相關波形係基於正交分頻多 131235.doc 200904091 工符號之導引與尾隨部分之樣本的振幅。 13. 如請求項12之方法’其中該等正交分頻多工符號之該等 導引與尾隨部分之該等振幅係漸縮的。 14. 如凊求項丨之方法，其中該相關波形係基於一應用於正 交分頻多工符號之循環前置。 15. —種用於偵測一數位無線電信號的接收器，該接收器包 含：

   一輸入’用於接收-表示—系列符號之數位無線電信 號；及 一處理H，用於計算具有對應一符號邊界之—峰值之 一正規化相關波形之該峰值，並用於在—峰值超過一預 定臨限值時’使該接收器停留在該接收的數位無線電作 號上。 σ 16. 如請求項15之接收器，其中該數位無線電信號具有上方 與下方旁帶，且該處理器計算一正規化之上方旁帶相關 波形與-正規化之下方旁帶相關波形之該等峰值。 17. 如請求項16之接收器，其中當該等正規化之上方與下方 旁帶相關波形之該等蜂值之至少—者超過—預定臨限值 時’該處理器使該接收器停留在該接收的數位無線電传 號上。 Ρ 18. 如請求項16之接收器，其中當該等正規化之上方與下方 旁帶相關波形之該等峰值之至少—者超過_第—預定臨 限值或該等正規化之上方與下方旁帶相關波形之該等峰° 值的和超過-第二預定臨限值時，該處理器使該接收器 131235.doc 200904091 V留在該接收的數位無線電信號上。 19.如請求項16之接收器，其中該處理器計算： 針對該正規化之上方套雔&日H y τ相關波形之一峰值指標邀 ::化之下方旁帶相關波形之-峰值指標，及代表；: 該4正規化之上方與下方妾册 旁f相關波形之該等峰值指 之間之差之一峰值指標A ;及 不 其中當該等正規化之上方盥 万興下方旁帶相關波形之該等 值的和超過-第-預定臨限值且該峰值指標△少於— 第二預定臨限值時，該處理器使該接收器停留在該接收 的數位無線電信號上。 20.如請求項丨5之接收器，其中 、Y °褒處理益设定一狀態旗標以 指示該接收器是否應停留在 、 7每仕。哀接收的數位無線電信號上 或5周譜至另一頻道。 2 1 _如請求項1 5之接收器，其中兮| ，、Τ 4數位無線電信號包括上方 與下方旁帶’且在該等上方盘下古》*»·^：, ^ 于乃興下方旁帶上接收的該等樣 本係分別處理。 22. 如請求項15之接收器，進一步包含： ▲ -渡波器，用於在該處理器計算—正規化相關波形之 該峰值之前，濾波該數位無線電信號中之各旁帶。 23. 如請求項22之接收器，其中該渡波器包含-有效脈衝響 應濾波器。 24·如請求項15之接收器， 多工符號之導引與尾隨 25.如請求項24之接收器， 其中該相關波形係基於正交分頻 部分之樣本的振幅。 其中該等正交分頻多工符號之該 131235.doc 200904091 等導引與尾隨部分之Μ振幅係漸縮的。 26.如請求項15之接收器1中該相關波形係基於 正交分頻多工符號之循環前置。 27·如請求項15之接收器，其中該預定臨限值與一 尋掃描狀態位元之值相關。 28.如請求項15之接收器，其中該預定臨限值與用 數位無線電信號之該接收器的敏感度相關。 一應用於 或多個搜 於接收一 131235.doc