(54) ЭЛЕКТРОПРИВОД С АСИНХРОННОЙ МАШИНОЙ 3 первым входам двух блоков умножени , БТОрые входы которых соединены с выходами блока обратного преобразовани , а выходы со входами второй пары сумматоров. Дл упрощени электропривода формирователь гармонических функций снабжен двум усилител ми, охваченными контурами отрица- тельной обратной св зи с блоками умножени , выходы этих усилителей подключены к масштабным усилител м и через блоки возведени в квадрат и сумматор к регул тору, например , интегрального типа, выход которого соединен с упом нутыми блоками умножени , причем к сумматору подключен источник посто нного напр жени . Согласно другой реализации изобретени каждый из блоков пр мого и обратного преобразовани снабжен двум сумматорами, подсоединенными к выхо- дам четырех блоков умножени , входы которых попарно объединены. Дл улучщени регулировочных свойств формирователь гармонических функций выпоп- йен в виде фильтра, снабженного регулируемым двухфазным генератором синусоидальных напр жений, выходы которого подключены ко входам блока преобразовани , а вход подключен через первый пропорционально-интегральный регул тор к выходу делительного устройства, вход делимого которого подсоединен непосредственно к одному выходу блока преобразовани , а вход делител через диод соединен с другим выходом, к которому подключены также последовательно соединенные и охваченные контуром отрицательной обратной св зи второй пропорционально-интегральный усилитель и интегратор. На фиг. 1 дана векторна диаграмма токов статора трехфазной асинхронной мащины; на фиг. 2 - схема электропривода синх- ронной мащиной с ориентацией по полю и с регулированием тока в ос х статора; на фиг. 3 схема электропривода с ориентацией по полю и с регулированием тока в ос х пол ; на фиг. 4 - схема анализатора вектора; на фиг. 5схема блока преобразовани составл ющих; на фиг. 6 - схема блока преобразовани двух- фазной системы в трехфазную; на фиг. 7 схема блока преобразовани трехфазной сиетемы в двухфазную; на фиг. 8 - схема устрой ства компенсации; на фиг. 9 - принципиальна схема устройства компенсации; на фиг.10 схема определител угловой скорости; на фиг. 11 - схема электропривода с ориентацией тока статора по полю и с регулированием этого тока в пол рных координатах статора; на фиг. 12 - векторна диаграмма дл соетавл ющих пол ; на фиг. 13 - схема фильтра; на фиг. 14 - принципиальна схема фильтра. 54 20 4 На фиг. 1 дана векторна диаграмма дл трехфазной асинхронной машины, где составл ю1 ие вектора тока 3 статора, врашаюшегос с угловой скоростью djb/dt jb относительно статора обозначены буквами 3 ,3,3. Вектор тока статора может быть описан и в системе пр моугольных координат, также отнесенной к статору с ос ми Г и J с исходной точкой на оси вращени машины, В этой отнесенной к статору системе координат составл ющие вектора тока статора обозначены через И и J. .Обозначенна через ось системы пр моугольных координат должна совпадать с направлением оси обмотки фазы R . Вектор тока D статора можно описать еще и в пр моугольной системе координат с исходной точкой также на оси врашени мащины, ось f которой в любой момент времени совпадает с осью вращающего- с пол и поэтому перемещаетс относительно неподвижной системы координат на yrojiY с угловой скоростью оси вращающегос пoл ((5t tf . В этой системе коорди- нат описывающими вектор тока статора составл ющими будут величины J и J причем расположена посто нно параллельно, а 3 посто нно перпендикул рно к оси f вращающегос пол . При установт:вщемс рабочем состо нии асинхронной машнны составд ;ощие j J представл ют собойвсегда посто нные величины, причем 1 соответствует реактивному току мащины, т.е. образующей поле части тока статора, а З активному току, т.е. активной части тока статора,, образующей момент. Вектор тока D статора можно описать в отнесенной к оси пол системе координат также и посред- ством пол рных координат, т.е. его величицой и угловым положением относительно оси f которое соответствует разности углов fo и (р. На фиг. 1 нанесены также отнесенные к статору ортогональные составл юцще пол V и : , а также направленный по оси f пол нормированный вектор е с его составл ющими CQZ и Sin р в отнесенной к статору системе координат Г, 3. На фиг. 2 прин ты следующие обозначе- ни узлов электропривода; 1 - асинхронна мащина; 2 - преобразователь энергии дл питани мащины 1; 3 - преобразователь энергии дл питани мащины 1; два датчика Холла или два других чувствительных к маг нитному полю датчика, располагаемых по он- ружности кор со сдвигом на 9О° (элект рических) относительно друг друга; 4 - пар сумматоров; 5 - формирователь гармонических функций; 6 - блок преобразовани координат (пр мого преобразовани ); 7 - иэмерители токов статора; 8 - преобразователь трехфазной системы токов в двухфазную; 9 регул торы тока (пропорциональные); 1О преобразователь двухфазной системы сигналов в трехфазную; 11, 12 - входные клеммы блока 5; 13, 14 - выходные клеммы блока 5; 15-18 - входные клеммы блока 6; 19, 20 - выходные клеммы блока 6; 21 - масштабные усилители; 22 - регул тор скорости (интегро-пропорциональный). В электроприводе (фиг. 3) применены р&гул торы 23 тока статора в ос х, св занных с вращающимс полем. Поэтому эти регул торы могут быть выполнены как регул торы посто нного тока. На фиг. 3 блоки, отличные от блоков фиг.2, имеют следующие цифровые обозначени : 24 - пара блоков умножени , подключенна через пару сумматоров 25 ко входам блока 6 пр мого преобразовани ; 26- блок преобразовани координат (блок обратного преобразовани ); 27- определитель угловой скорости пол ф 28и 29 - пара блоков умножени и пара сумматоров, которые используютс в варианте электропривода без блоков 24 и сумматоров 25. Формирователь 5 гармонических функций (фиг. 4) выполнен в виде анализатора вектора , состо щего из дифференциальных усилителей 30, масщтабных усилителей 31, пары блоке® 32 умножени , используемых в контурах обратной св зи усилителей ЗО, пары блоков 33 умножени , используемых дл получени квадратов величин, элемента сравнени на основе дифференциального сумматора 34, пропорционально-интегрального усилит&л 35 с ограничителем 36 выхода, выходной клеммы 37 анализатора вектора. Блок преобразовани составл ющих (фиг. 5 может быть использован как блок 6 пр мого преобразовани и как блок 26 обратного пре образовани . Блок преобразовани содержит дифференциальные усилители 38, 39 и блоки 40-43 умножени . Входы 15 и 16 вл ютс входами гармо нических функций, характеризующих положе .ние одной системы координат относительно другой. Входы 17 и 18 - входы подлежащих преобразованию составл ющих вектора, а клеммы 19 и 2О - выходы блока преобра- зовани , на которых по вл ютс преобразова ные составл ющие. На фиг. 6 показан блок 10 преобразовани двухфазной системы, например, сигналов и и и J в трехфазную систему сигналов ,Ч и и,. .Блок 1О преобразовани состоит из трехдифференциальных усилителей 44, 45 и 46. Блок 8 (фиг. 7) преобразовани трехфазной системы, например, сигналов U,, S и U в двухфазную систему сигналов Up и U. состоит из двух дифференциальных усилителей 47 и 48. Устройство компенсации запаздывани прохождени сигналов в приводе (фиг. 8) содержит пару сумматоров 25 (см. фиг. 3), звено 49 запаздывани первого пор дка, звено 50 обратной св зи и корректирующее звено 51, На фиг. 9 показана принципиальна схема устройства компенсации, где 24 - блоки умножени (см. фиг. 3). Определитель 27 угловой скорости 9 (фиг. 10) вращени пол состоит из дифференцирующих усилителей 52, блоков 53 умножени и дифференциального усилител 54. На фиг. 11 показан вариант привода, в котором преобразователь 2 энергии выполнен в виде двух блоков: управл емого выпр мител 55 и инвертора 56. Этот привод содержит измеритель 57 тока , регул тор 58 тока, анализатор 59 вектора (см. фиг. 4), блок 60 управлени инвертором , фазокорректируюший блок 61, сумматоры 62, входные клеммы 63, 64 и выходные клеммы 65-70 блока 60. На фиг. 12 показана векторна диаграмма дл составл ющих пол . На этой фигуре вектор V характеризующий истинный вектор пол , показан с фазным углом в системе неподвижных пр моугольных координат с ос ми Г и j( причем Ур и Vj - составл ющие эти векторы по этим ос м. Фильтр (фиг. 13), используемый в качестве формировател 5 гармонических функций, состоит из преобразовател 71 составл ющих (см. фиг. 5), диода 72, делительного устройства 73, пропорционального интегрального усилител 74, управл емого генератора 75 двухфазного напр жени , пропорционально-интегральный усилитель 76, интегратора 77. На фиг. 14 дана принципиальна схема фильтра, на которой преобразователь 71 показан с теми цифровыми обозначени ми, какие прин ты на фиг. 5. Масштабный усилитель 78 включен в контур обратной св зи интеграторов 76 и 77. Делительное устройство73 представлено в виде суммирующего усилител 79, охваченного контуром обратной св зи с блоком 8О умножени , один вход которого подключен к диоду 72. Контакты переключател 81 и 82 могут прин ть положение, показанное штриховой линией. В этом случае в работе фильтра будет участвовать суммирующий усилитель 83, один из входов которого подключен к выходу устройства 73 через пару встречно-последовательно включенных диодов 84 зенера. Суммирующий усилитель 83 имеет дополнительный вход 85. Рассмотрим сначала работу отдельных узлов приводов (фиг. 2, 3 и 11). На фиг. 4 показан анализатор вектора, ко торый может быть использован в качестве формировател 5 гармонических функций si и COS9, вл ющихс нормированными (с амплитудой , равной 1) составл юншми пол асин хронной машины 1. Две ортогональные соста л юшие напр жени V и Vj вектора вращак р щегос пол поступают на входные клеммы 11 и 12, охваченные отрицательной обратной св зью через блоки умножени 32 усилителей 30. Выходные напр жени усилителей 30 возвод тс в квадрат в еще двух блоках 33 умножени и сравниваютс на входе сумматора 34 с отрицательным напр жением М Выходное напр жение сумматора 34 поступает на вход инггегратора 35, выходное напр жение которого, ограниченное односторонне нулем посредством ограничител 36, дейст вует на оба других входа блоков 32 умножени . Если выходное напр жение усилител 35 обозначить буквой А, то вследствие действи отрицательной обратной св зи блоков умножени 32 на выходе усилителей 30 по в тс напр жение VP/А . Усилитель 3.5 боль ще не измен ет свое выходное напр жение тогда, когда его входное напр жение равно нулю, т.е. Поэтому на выходной клемме 37 анализатора вектора возникает напр жение, которое пропорционально величине вектора, образованного из составл ющих напр жений Yp и V.J Если выходные напр жени усилителей ЗО подаютс в два охваченных отрицательной обратной св зью инверрных усилител 31, сопротивлени отрицательной обратной св зи которых относ тс к их входным сопротивлени м как 1 : N , то на клеммах 13 и 14 возникнут составл ющие и нормированного вектора, который обращен посто нно в направлении вектора пол . На фиг. 13 и 14 показан другой вариант исполнени формировател 5 гармонических функций и применение-которого оправдано тем, что истинные составл к щие пол „ и YJ содержат высшие гармоНИКИ , которые желательно отфильтровывать дл палучени высоких показателей качества регулировани электропривода , Векторна диаграмма (фиг. 12) по сн ет каким образом может быть представлен иотинный вектор пол V в случае наличи высщих гармоник в его. составл ющих Yp и V. Пусть составл ющие содержат кроме основного колебани еще и высшую гармонику, то можно представить вектор так, как будто вектор V составл етс из вектора основной гармоники Vg и обращающегос вокруг его верщины вектора высшей гармоники YQ. Если фазный угол основного вектора А обозначить 3 , то разностный угол между фазным углом 6 , вектора V и фазным углом В рс вектора будет периодически измен тьс между величинами 5j«o(x ,х J. что его средн величина во времени будет равна нулю. Иначе можно сказать, что вс кий вектор А с фазным углом , углова разность фазы - которого относительно фазного угла заданного вектора Y в среднем у1ЕШЧтожаетс , будет всегда обращен в направлении вектора основной гармоники; причем сказанное справедливо независимо от в&личины и угловой скорости заданного вектора V , также как и от величины и угловой скорости вектора V , т.е. пор дкового числа данной высшей гармоники, и действительно также тфи одновременном, наличии нескольких высших гармоник. В св зи со сказанным формирователь функций и соз (фиг. 13, 14) выполнен в виде фильтра, содержащего двухфазный г&нератор 75, на вход которого поступает сигнал , .воспринимаемый генератором как сигнал, угловой скорости пол Ч ; при этом на выходах генератора формируютс функции sin и . Гармонические функции Sinf и ocs на выходе генератора, играюЕше роль нормированных желаемых составл ющих пол , поступают на входы 15 и 16 преобразовател 71, на входы 17 и 18 которого поступают составл ющие пол V и V-j которые необходимо отфильтровывать от высших гар моник . Таким образом, преобразователь 71 выполн ет роль сравнивающего элемента двух векторов: истинного вектора пол и нормированного желаемого вектора пол . На выходных клеммах 19 и 2О преобразовател 71 получаютс два напр жени , пропорционалв ные величине JVJ входного вектора V и си усу и косинусу угла б-Ч. Когда выходные клеммы 19 и 20 преобразовател 71 соединены со входами делимого и делител устройства 73 соответственно, то на выходе последнего получаетс напр жение, про-порциональное тангенсу разности угла 6-ф. При этом диод 72, включенный между 2О и входом делител устройства 73 делает выходную характеристику устройства 73 на тре15уемом интервале углов, однозначно совпадающей по знаку с фуюсцией синуса угла . При работе устройств (фиг. 13 и фиг. 14) входна величина усилител 74 колеблетс , проход периодически через нуль, между в&9 личинами ttSOj ji nfl выходной величины усилител 74 получаетс соответствующее колебание , которое можно демпфировать до любой степени путем выбора дл него достаточно малого пропорционального усилени и достаточ- 5 но большой посто пксной времени интегрировани . Демпфирование вызываемых высшими гармониками колебаний получаетс благодар тому, что между входной величиной двухфа&ного генератора 75 и величиной фазного yi ю ла f. определ емого его выходными напр жени ми , существует интегральна св зь. Поэтому описываемый выходными напр жени ми на клеммах 13 и 14 вектор будет теперь только незначительно колебатьс по фазе 16 носительно положени вектора Vg основной гармоники, так что описываемый напр жени ми на клеммах 13 и 14 эталонный вектор будет практически направлен в направлении вектора Vg, рсновной гармоники. В установив- 20 шемс состо нии возникающее на клемме 20 напр жение У-С05(6-9)представл ет собой проекцию входного вектора Y на вектор основной гармоники Vs,величина которой периодически колеблетс . Напр жение на клемме 20 может сглаживатьс достаточно сильно посредством звена второго пор дка, состо щего из пропорцио- нального-интегрального (ПИ) усилител 76 -.. И интегратора 77, выход которого через ковн тур обратной св зи с усилителем 78 подключен ко входу ПИ усилител 76. В результате на выходной клемме 37 (фиг. 4) имеем сигнал, соответствующий величине вектора Ф/ При выборе параметров звеньев 75 и 76, 77 необходимо стремитьс получить одинаковые динамические характеристики этих звеньев. Из описани работы устройства (фиг. 13 и 14; следует, что выходные напр жени генератора 75 на клеммах 13 и 14 могут быть использованы в качестве требуемых дл привода гармонических функций 31пф и CoSf - нормированных составл ющих пото На фиг. 14 дополнительно к фиг. 13 показана цепь из диодов 84 и усилител 83, которые включаютс в работу устройства при изменении положений переключателей 81 и 82. Указанна цепь предназначена дл быст рой перенастройки фазного угла напр жений на выходе генератора 75 и позвол ет выходным напр жени и генератора следить за входными сигналами Vp и Vj в случа х резкого изменени их фазы. Такой вариант использовани фильтра по фиг. 14 рекомевьдуетс примен ть в приводах фиг. 11. В случае, когда имеетс сигнал, пропор10 25 ,п циональный, например, скорости ротора асинхронной машины 1, дл ускорени компенсации возмущающих воздействий этот сигнал подают на вход генератора 75 через вход 85 усилител 83. На фиг. 5 показан блок преобразовани составл ющих, который в зависимости от его включени в схему привода может выполн ть функции и пр мого и обратного преобразовани , а так же функцию сравнени двух векторов , представленных в виде составл ющих. Во всех случа х на входные клеммы 15 и 16 блока преобразовани (фиг. 2, блок 6; Фиг- 3, блок 26; фиг. 13, блок 71) поступают гармонические функций Sintp и СОйф играющие роль нормированных множителей ал блоков 40-43 умножени . На других входных клеммах 17 и 18 поступают соста л ющие вектора, подлежащего пр мому или обратному преобразованию, или сравнению с нормированным вектором. Выходные сигналы образуютс в виде двух составл ющих преобразованного вектора на выходных клеммах 19 и 2О. При пр мом преобразовании на входы 17 и 18 поступают составл ющие вектора тока статора, отнесенные к ос м пол и представ ,е к ос м пол и представл ющие собой сигналы посто нного тока (нала1птп1Т ( опппм охти ттр т rrnoTV crwunT ri rowa i . пр жени ) 3 и 3 (фиг. 1). В этом случае на клеммах 19 и 2О имеютс составл ющие тока статора 1„ и и :,отнесенные к ос м статора. т-, Р обратном преобразовании на клеммы 17 и 18 поступают составл ющие тока статора р и J j,отнесенные к ос м статора, а на выходных клеммах имеютс составл ющие тока статора, отнесенные к ос м пол , например U и 1). Об использовании преобразовател (фиг.5 ; в качестве сравнивающего элемента двух векторов уже говорилось при рассмотрении работы (} льтра (фиг. Тзи Аналитическое описание работы блока преобразовани составл ющих дл любого использовани может быть получено из формул, составленных с помощью векторной диаграммы (( Ьиг ) ф. I l /cos9., + l /cos«. фиг. 6 показывает построение преобразовател 10 дл преобразовани двух ортогональ ных составл ющих напр жений вектора в соответственные , т.е. описывающие этот же самый вектор составл ющие напр жени в- трехфазной системе. Схема состоит из трех усилителей , в которые подаютс составл ющие напр жени U), Uj. Как и на фиг. 1, ось составл ющей Up должна совпадать с осью составл ющей и трехфазной системы. Это преобразование происходит по известному прави- лу за счет выбора величин сопротивлений сум мируюших усилителей 44-46. На фиг. 7 дана схема преобразовани трехфазной системы составл ющих U , UrH XT в двухфазную, ортогональную систему составл ющих посредством двух суммирующи усилителей 47 и 48. Фиг. 8 и 9 служат дл более подробного по снени фазосмещающего действи запаздывающих звеньев и его компенсирова- ни . Пусть, например, звено 49 запаздывани первого пор дка расположено в цепи ста тора в любом месте между регулирующими входами дл тока статора и самим током статора и представлено в виде интегратора с отрицательной обратной св зью. Константа времени запаздывани этого звена 49 отвечает времени Т и характеризует, например, константу времени пол рассто ни машины. Но запаздывающее звено может быть и другого рода, например, иногда требующеес дл сглаживани действительных составл ющих тока статора. Рассмотрим сначала только очерченную сплошной линией часть запаздывающего звена 49 в системе координат статора. Отноше ние между входным вектором Е и выходным вектором А, которые представлены символически двум лини ми прохождени сигналов дл описывающих эти векторы составл ющих будет здесь выражено векторным уравнением Е-А Т Решение этого уравнени показывает, что из менение входного вектора Е на разностный вектор Д Е сопровождаетс изменением выходного вектора А на разностный вектор дА который направлен точно по вектору дЕ и измен етс по величине с константой времени запаздывани Т на разностный вектор д Е, Таким образом, выходной вектор следует каждому изменению входного вектора Е точно в фазе. Если же рассматривать запаздывающее звено 49 в системе координат пол , причем углова скорость пол равна то между входной величиной EV и выходной AV получаетс следующее дифференциальное уравн&ние: EV-AV-JPTAV T На схеме (фиг. 8) это выражаетс в том что возникает дополнительно еше фиктивное звено 50 отрицательной обратной св зи 50, вследствие чего выход AV больше не следует за входом EV точно в фазе, а кроме того получаетс и ошибка в величине. Это вли ние можно компенсировать применением корректирующего звена 51 с действием, обратным действию звена 50. Это корректирующее 3iBeHo 51 должно поэтому вызывать раст жение с поворотом входного вектора в зависимости от выходного вектора, угловой скорости f оси вращающегос пол и константы времени Т. Так как действие звеньев 5О и 51 взаимно уничтожаетс , то соблюдаетс строгое соотношение между входным и выходным векторами EV и AV- Таким образом, изменение одной составл ющей вектора EV,, например Е в направлении, перпендикул рном полю, сопровождаетс изменением выходного вектора А в том же направлении. На фиг. 9 подробно .представлено устройство компенсации. Запаздывающее звено 49 схемы фиг. 8 находитс на фиг. 9 справа от линии 1-11 и состоит из конденсаторов и резисторов с величинами С и 2R такими, что его константа времени Т R С . В каждой цепи прохождени сигналов Е и Eg помещено по суммирующегому усилителю из пары торов 5 с входными напр жени ми Е и Е Е и Eg составл ющие напр жени вектора , причем они перпендикул рны друг другу и направление составл ющей Е. смещено на 90 от направлени составл ющей Е в направлении вращени пол . То же самое относитс к J aпpaвлeни м выходных составл к щих А и Ag. Выходна величина А, св зана со входом одного из блоков 24 умножени , выход которого св зан с вычитающим входом одного из суммирующих усилителей 25, а выходна величина А подаетс на другой из блоков 24 умножени и действует как слагаемое на входе одного из сумматоров25, Так как св занные с выходами блоков 24 входные сопротивлени сумматоров 25 относ тс к их сопротивлени м отрицательной обратной св зи как 1 : Т, то при подаче сигнала , пропорционального угловой скорости пол , на объединенные входы блоков 24 умножени происходит раст жение с поворотом входного вектора Е , определ емого состав л юищми Е, и Е, . При этом раст жение зависит от величины выходного вектора, угловой скорости оси вращающегос пол V и константы времени запаздывающего звена Т. Нужно еще заметить, что компенсацию кор ектирующим звеном 51 можно в принципе роизводить в любой точке вдоль пути проождени сигналов Е и Eg,более нагл дно это будет по снено при рассмотрении работы привода по фиг. 3. На фиг. 10 дана схема определител 27 угловой скорости оси вращающегос пол . Н его входные клеммы поступают две нормиро ванные ортогональные составл ющие пол . Эти входные клеммы св заны с двум ди4 ферендирующими усилител ми 52 и расположенными последовательно за ними блоками 53 умножени , выходные напр жени которых сравниваютс в суммирующем усилителе 54. В результате дифференцирующего дей стви на выходах дифферендирующих усилите лей 52 имеютс напр жени - Ssinf иНсов в итоге на выходной клемме получаетс напр жение Ч , соответствующее угловой скорости вращающегос пол ротора. Рассмотрим теперь работу электроприводов по фиг. 2, фиг. 3 и фиг. 11. Дл всех этих приводов характерно ориентирование сигналов 3 и D относитель- W Ъ J и и но оси ПОЛЯ мащины 1. Сигналы можно рассматривать в качестве входных сигналов сигналов задани ) дл собственно го привода, предназначенного дл регулировани величины вращающего момента и вели чины пол . На фиг. 11 такой собственно привод с р гулируемым моментом показан, а на фиг. 2 и фиг. 3 такой привод получаетс , если не рассматривать регул тор 22 скорости. Дл того, чтобы сигнал D. определ л вращающий момент привода, а сигнал магнитный поток мащины 1, в приводах, по упом нутым фигурам измер ютс составл ющие пол в воздушном зазоре мащины 1 с помощью датчиков 3 пол , например датчико Холла. Сигналы с датчиков 3, представл ющие собой двухфазную систему сигналов, суммируютс с помощью первой пары сумматоров 4 с дополнительными сигналами. Эти сигналы получаютс путем умножени в усилител х 21 двухфазных сигналов, соответствующих истинным токам статора, полученным путем измерени и преобразовани трехфаэных токов статора с помощью измерител 7 и преобразовател 8, на посто нные масщтабные коэффициенты величина каждого из которых определ етс отнощением индуктивности рассе ни ротора к основной индуктив ности асинхронной мащины 1. На выходах сумматоров 4 имеем двухфазную систему сигналов YP и V j., которые вл ютс составл ющими вектора полного потокосцепле- ни ротора. Ориентаци по потокосцеплению ротора представл етс более удобной дл высокоточного , динамического электропривода, чем ориентаци по составл ющим пол в во дущном зазоре. Составл ющие пол ротора Vp и Yi поступают на входные клеммы 11 и 12 формировател 5 гармонических функций, в качестве которого могут быть использованы либо анализатор вектора по фиг. 4, либо фильтр по фиг. 14. На выходе формировател 5 формируетс нормированный вектор пол У е , составл ющие которого вл ютс гармоническими функци ми Sinf и созф . Указанные функции используютс в блоках 6 и 26 преобразовани , при этом блок 6 осупреобразование сигнаществл ет пр мое -, лов j и J а блок 26 - обратное. В приводе по фиг. 2 сигналы на выходах 19 и 20 блока 6 вл ютс сиг налами задани составл ющих тока статора в ос х статора (неподвижных относительно статора ос х Г и J ) и поступают на входы регул торов 9 фазных токов статора, на входы которых поступают также сигналы об истинных токах статора с преобразовател 8. Таким образом, в приводе по фиг. 2 регулировани тока статора производитс в ос х статора с помощью регул торов 9 переменного тока, что не всегда обеспечивает требуемый диапазон регулируемых частот. В приводе по фиг. 3 с целью использовани регул торов 23 посто нного тока, которые в общем случае лучше регул торов переменного тока, применен блок 26 обратного преобразовани составл ющих. На клеммах 17 и 18 этого блока поступают сигналы 1)р и 3; соответствующие инстинным значени м составл ющих тока статора в ос х статора. Полученные на выходных клеммах 19 и 20 истинные составл ющие тока статора 3 7 в ос х пол используютс в качестве сигналов обратной св зи по составл ющим тока статора, на входах регул торов 23, на входы которых поступают также задаваемые сос 3 и :)f Выходтавл ющие тока статора ные сигналы регул торов 23, пройд через пару сумматоров 25, поступают на входы блока 6 пр мого преобразовани , выходные сигналы которого после преобразовани в преобразователе 1О выполн ют роль управл ющих сигналов преобразовател 2 энергии. В отличие от электропривода по фиг. 2 на фиг. 3 показаны устройства, предназначенные дл компенсации запаздывани сигналов в контуре регулировани тока статора, а именно блоки 24 умножени ,сумматоры 25 и определитель 27угловой скорости пол (фиг. 9). Согласно фиг. 3 сигналы компенсации запаздывани поступают на входы блока 6 пр мого преобразовани с выходов сумматоров 25. Однако, в другом варианте сигналы компенсации могут быть сформированы в виде сигналов переменного тока с помощью ков 28 умножени и сумматоров 29. Электропривод по фиг. 11 отличаетс от приводов фиг. 2 и фиг. 3 тем, что в нем применен преобразователь 2 энергии со зве ном посто нного тока, т.е. преобразователь содержит управл емый выпр митель 55 и ин вертор 56. При такой схеме преобразовател 2 можно раздельно регулировать величину и фазу вектора тока статора. Величина тока статора может регулироватьс путем формировани величины посто нного тока на выходе выпр51мител 55, а фаза тока путем выбора момента времени .включени вентилей инвертора 56. Как и в выше описанных приводах на выходе блока 6 пр мого преобразовани получаетс двухфазна система из составл ющих - -. тока статора J и Jp ,котора затем с помощью анализатора 5 9 вектора(фиг.4)превращаетс в двухфазную систему нормированных составл ющих тока статора в ос х статора , т.е. на клеммах 13 и 14 блока 59 получаютс гармонические функции si пр и 005 (Ь На выходной клемме 37 анализатора 5 9 формируетс сигнал, пропорционгшьный требуемой величине тока статора (3). Этот оигнал поступает на вход регул тора 58, :-де сравниваетс с сигналом, поступающим от измерител 57 тока, установленного в цепи тока питани инвертора 56. Благодар описанной обратной св зи ток, питающий инвертор 56, всегда соответствует требуемой величине тока статора ) В блоке 60 управлени инвертором и составл ющих вектора тока статора SinjS и 005 а вырабатываютс импульсы дл уп равлени вентил ми инвертора, обеспечивающие щесть дискретных угловых положений истинного вектора п-ока статора за один обо рот этого вектора. Дл дополнительного регу шровани фазы вектора тока статора предусмотрен фазокор- ректирующий блок 61. Входы этого блока подключены к измерител м 7 токов, к выходам анализатора 59 и к опреде штелю скоростд пол V (на фиг. 11 определитель скорости пол не показан), а его выходы через сумматоры 62 подключены ко входам блока 6О управлени инвертором. Фазокорректирующий блок 61 определ ет отклонение фазы вектора тока статора от предписанных шести дискретных угловых величин и формирует соответствующие импульсы управлени инвертором дл устранени указанного отклонени , В приводе по фиг. 11 регулирование тока статора ведетс с представлением этого тока в пол рных координатах . 54
преобразовани и через масштабные усилители к первой паре сумматоров.
2. Электропривод по п. 1, отличающийс тем, что, с целью улучшегни регулировочных характеристик, электро0 Дл всех приводов (фиг. 2 , 3 и 11) характерна ориентаци сигналов , и J. по полю ротора машины 1. Если приводы с р&гулируемым моментом и полем предназначены дл регулировани числа оборотов нагрузки , то контур регулировани момента будет подчиненным контуром регулировани по отношегшю к контуру регулировани скорости. На фиг. 2 и фиг. 3 показаны регул торы 22 скорости, на входах которых сравниваютс сигналы задани скорости Т1 и сигнал истинной скорости Т) . Выходна величина регул тора 22 определ ет составл ющую тока статора J ., определ ющую величину вращающего момента привода. Сигнал J; формируетс в этом случае от независимого источника, который на фигурах не показан, и определ ет величину потокосцеплени ротора . Электропривод согласно изобретению имеет высокие регулировочные характеристики, независ щие от параметров роторной цепи в случае применени короткозамкнутой асинхронной машины, обладает высокими показател ми качества регулировани и потому может конкурировать с электроприводом посто нного тока в общеизвестных област х применени электропривода. Однако основное применение предлагаемого электропривода св зано с преимуществами бесколлекторной машины переменного тока, каковой вл етс асинхронна мащина.