CN113872488B - 复合准比例谐振电流控制器控制方法和装置 - Google Patents

复合准比例谐振电流控制器控制方法和装置 Download PDF

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Abstract

本公开涉及电机驱动及控制技术领域，尤其涉及一种复合准比例谐振电流控制器控制方法和装置。本公开实施例所提出的推力矢量控制用六相永磁容错电机系统电流控制方法在开路及短路容错运行工况下表现出良好的稳态及动态跟踪控制性能，对幅值及频率的变化有较强的鲁棒性，显著提高了高性能永磁容错电机系统动态控制性能。

Description

复合准比例谐振电流控制器控制方法和装置
技术领域
本公开涉及电机驱动及控制技术领域，尤其涉及一种复合准比例谐振电流控制器控制方法和装置。
背景技术
可重复使用运载器(Reusable Launch Vehicle,RLV)作为一种能够往返太空与地球之间、重复发射使用的多用途航天器，具有非常重要的战略意义。推力矢量控制系统作为可重复使用运载器姿态控制的核心动力装置，其性能优劣直接影响着可重复使用运载器的飞行品质和作战性能。
在多电/全电技术的不断引领和推动下，可重复使用运载器可以采用电动伺服作动机构。多相永磁容错电动机以其高功率密度、高效率、高转矩惯量比、容错性能强等突出优势，成为电动伺服作动机构的优选之一。研究适用于永磁容错电机系统的电流控制策略，实现永磁容错电机在正常运行工况及容错运行工况下对正弦电流指令及非正弦电流指令的无静差跟踪控制，是推力矢量控制用永磁容错电机系统研究中亟需解决的关键问题。
发明内容
为了提高多相永磁容错电机电流控制性能，本公开实施例提供了一种复合准比例谐振电流控制器控制方法和装置。
一方面，本公开实施例提供了一种复合准比例谐振电流控制器控制方法，所述方法应用于六相永磁容错电机系统，所述方法包括：
计算六相永磁容错电机系统中六相永磁容错电机当前的电流跟踪控制误差；
实时计算六相永磁容错电机系统中复合准比例谐振电流控制器的系数；
根据所述电流跟踪控制误差和所述系数，基于复合准比例谐振控制算法计算复合准比例谐振电流控制器的输出变量；
根据所述六相永磁容错电机的实时转速、转子实时位置角、反电势系数和电流采样周期，计算所述六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量；
根据所述复合准比例谐振电流控制器的输出变量和所述六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量，经过限幅计算后得到所述六相永磁容错电机各相带前馈补偿的复合准比例谐振电流控制器的输出变量。
一方面，本公开实施例提供了一种复合准比例谐振电流控制器控制装置，所述装置包括：
第一计算模块，所述第一计算模块被配置为计算六相永磁容错电机系统中六相永磁容错电机当前的电流跟踪控制误差；
第二计算模块，所述第二计算模块被配置为实时计算六相永磁容错电机系统中复合准比例谐振电流控制器的系数；
与所述第一计算模块和所述第二计算模块连接的第三计算模块，所述第三计算模块被配置为根据所述电流跟踪控制误差和所述系数，基于复合准比例谐振控制算法计算复合准比例谐振电流控制器的输出变量；
第四计算模块，所述第四计算模块被配置为根据所述六相永磁容错电机的实时转速、转子实时位置角、反电势系数和电流采样周期，计算所述六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量；
与所述第三计算模块和所述第四计算模块连接的第五计算模块，所述第五计算模块被配置为根据所述复合准比例谐振电流控制器的输出变量和所述六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量，经过限幅计算后得到所述六相永磁容错电机各相带前馈补偿的复合准比例谐振电流控制器的输出变量。
一方面，本公开实施例提供了一种电子设备，包括处理器和存储器，所述存储器中存储有适于所述处理器执行的计算机程序指令，所述计算机程序指令被所述处理器运行时执行任一上述方法。
一方面，本公开实施例提供了一种计算机可读存储介质，所述存储介质中存储有计算机程序指令，当所述计算机程序指令由用户设备的处理器执行时，使得用户设备执行任一上述方法。
本公开实施例提供的技术方案带来的有益效果至少可以包括：
在推力矢量控制用电机伺服系统中，电机的控制通常采用位置环、速度环、电流环的三闭环控制方法，作为最内环的电流环决定了电流的跟踪控制性能，对电机的伺服控制有着直接影响。本公开实施例所提出的推力矢量控制用六相永磁容错电机系统电流控制方法在开路及短路容错运行工况下表现出良好的稳态及动态跟踪控制性能，对幅值及频率的变化有较强的鲁棒性，显著提高了高性能永磁容错电机系统动态控制性能。
附图说明
为了更清楚地说明本公开实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图包括在本说明书中并构成本说明书的一部分，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。为了便于描述，附图中仅示出了与本公开相关的部分。
图1是本公开实施例提供的一种六相永磁容错电机控制系统的示意图；
图2示出了一种数字控制电路的内部模块示意图；
图3示出了一种六相H桥架构容错功率驱动电路的示意图；
图4示出了一种六相永磁容错电机开路容错运行工况下非故障相电流指令波形的示意图；
图5示出了一种六相永磁容错电机开路容错运行工况下非故障相电流指令频谱分析结果的示意图；
图6示出了一种复合准比例谐振电流控制器控制方法的流程图；
图7示出了一种复合准比例谐振电流控制器的结构示意图；
图8示出了一种复合准比例谐振电流控制器控制装置的示意图。
具体实施方式
为使本公开实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本公开实施例中的附图，对本公开实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本公开一部分实施例，而不是全部的实施例，且在不冲突的情况下，本公开中的实施方式及实施方式中的特征可以相互组合。基于本公开中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。
在更加详细地讨论示例性实施例之前应当提到的是，一些示例性实施例被描述成作为流程图描绘的处理或方法。虽然流程图将各项操作或步骤描述成顺序的处理，但是其中的许多操作可以被并行地、并发地或者同时实施。此外，各项操作或步骤的顺序可以被重新安排。当其操作完成时所述处理可以被终止，但是还可以具有未包括在附图中的附加步骤。所述处理可以对应于方法、函数、规程、子例程、子程序等等。
本公开一些实施例提供的方法可以由处理器执行，且下文均以处理器作为执行主体为例进行说明。其中，执行主体可以根据实际应用进行调整，如执行主体可以为服务器、电子设备、计算机等。更具体的，本公开实施例提供的方法中的一条或多条步骤可以由适于处理器执行的计算机程序指令执行。
本公开一实施例提供了一种六相永磁容错电机控制系统，该系统用于可重复使用运载器的推力矢量控制。如图1所示，该六相永磁容错电机控制系统包括六相永磁容错电机、信号检测电路、数字控制电路和容错功率驱动器；
信号检测电路与六相永磁容错电机和数字控制电路分别连接，信号检测电路被配置为采集六相永磁容错电机的运行信息，将六相永磁容错电机的运行信息发送至数字控制电路；
数字控制电路与信号检测电路和容错功率驱动器分别连接，数字控制电路被配置为根据上位机指令和六相永磁容错电机的运行信息生成对六相永磁容错电机的控制信号；
容错功率驱动器与数字控制电路和六相永磁容错电机分别连接，容错功率驱动器被配置为根据数字控制电路生成的对六相永磁容错电机的控制信号控制六相永磁容错电机。
在本公开实施例中，六相永磁容错电机主要可以包括定子、转子组件、位置传感器及其它零部件。其中，电机定子可以是十二槽结构，且可以采用抗短路槽型设计，各相绕组隔齿嵌放；电子转子组件永磁体可以是五对极表面式结构。
在一种可能的实现方式中，信号检测电路主要可以包括电流传感器、旋转变压器、轴角变换器、信号调理电路和A/D转换电路，以采集六相永磁容错电机的运行信息。其中，六相永磁容错电机的运行信息可以包括电机相电流信号、电机转速信号及电机转子位置角信息。电流传感器可以被配置为采集电机的相电流信号，轴角变换器可以被配置为采集电机转速信号及电机转子位置角信息，旋转变压器可以被配置为将电机转子位置角信息变换成高频调制的电压信号，信号调理电路可以被配置为将旋转变压器输出的电压信号进行电平转换以及将轴角变换器产生的激磁信号功率放大。其中，信号调理电路可以包括运算放大器和电阻、电容，且信号调理电路可以包括输入信号调理电路和输出信号调理电路。输入信号调理电路可以对电流传感器得到的电机相电流信号进行滤波和电平转换处理，输出信号调理电路可以对轴角变换器产生的一组共模的正弦波激磁信号EXC和EXC_N进行驱动放大，EXC和EXC_N通过差分推挽电路之后功率得到抬升，从而可以满足旋转变压器激磁电路的需求，另外信号调理电路还可以对旋转变压器产生的正余弦感应电压信号进行滤波、电平平移后送入轴角变换器。轴角变换器可以对输入的正余弦信号进行处理后解析得到需要的电机转速信息和电机转子位置角信息。A/D转换电路用于将调理后的电流模拟信号转化为数字信号，以送入数字控制电路中的FPGA系统。
在实际应用时，电流传感器可以选用LEM公司的高精度、开环电压型霍尔电流传感器HO 50-S，额定电流为50A，最大电流测量范围达±125A，测量精度为1％，频响为100kHz，工作环境温度为-40℃到+105℃。旋转变压器可以选用日本多摩川公司的内置无刷型旋转变压器TS2620N21E11，其电气误差最大为±10弧分，最大转速测量范围为0～10000r/min，结构简单、体积较小，且具有较高的精度。轴角变换器可以选用ADI公司的AD2S1210，该轴角变换器具有可选择的10～16位分辨率，用户可自主配置的正弦振荡器并产生旋转变压器需要的正弦波激励，正余弦接收端的最大输入电压为3.15Vp-p，输入电压频率范围为2kHz到20kHz，转换精度为±2.5′，最大跟踪速率为187500RPM(10位分辨率)，工作环境温度范围为-40℃到+125℃。A/D模数转换器芯片可以采用ADI公司的8通道同步采样双极性输入型A/D转换器AD7607，该芯片采用5V单电源供电支持±5V和±10V的双极性模拟电压输入，各通道采样速率可高达200KSPS，具有14位的转换精度片内集成了2.5V基准电压，同时也可以选择采用外部基准电压。在采用外部基准电压时，2.5V基准电压源可以选用ADI公司的ADR421芯片，该芯片输出电压噪声仅1.75uV，是一种超精密、第二代外加离子注入场效应管基准电压源，具有低噪声、高精度和低温漂的优点。
在一种可能的实现方式中，基于六相永磁容错电机的运行信息，数字控制电路可以根据电机转速信号和上位机发送至数字控制电路的速度指令经速度环控制的计算，得到给定电机电磁转矩指令；之后，可以根据给定电磁转矩指令、电机转子位置角信息以及电机控制系统的故障状态，经容错控制策略模块计算得到电机非故障相电流的给定指令；然后可以根据该电流给定指令和电流反馈值，完成电流环控制的计算，得到电机各相给定电压；最后可以根据电机各相给定电压及电机控制系统的故障状态，经PWM模块生成PWM控制信号，并将生成的PWM控制信号发送至容错功率驱动器。在容错功率驱动器中，可以通过隔离驱动电路对PWM控制信号进行功率放大，然后可以根据放大后的PWM控制信号实现对容错功率驱动器中H桥逆变电路的功率开关管的导通、关断控制，进而实现对六相永磁容错电机的控制，保证电机控制系统在正常和故障工况下的平稳运行。电机控制系统的故障状态包括六相永磁容错电机的绕组开路故障或短路故障。
例如，数字控制电路主要可以包括DSP(digital signal processing，数字信号处理)系统和FPGA(Field Programmable Gate Array，现场可编程逻辑门阵列)系统。
FPGA系统可以包括数据传输模块、A/D采样控制模块、电流控制器模块、PWM生成模块和旋变控制模块。A/D采样控制模块可以被配置为控制信号检测电路中的A/D转换电路采集电机相电流反馈信号，且A/D采样控制模块可以接收A/D转换电路发送的电机相电流反馈信号。例如，A/D采样控制模块可以生成A/D控制信号并发送至信号检测电路中的A/D转换电路，以控制A/D转换电路采集电机相电流反馈信号，例如，A/D转换电路可以将电机相电流模拟信号转化为最终的数字信号。旋变控制模块可以被配置为根据信号检测电路中轴角变换器发送的电机转速信号和电机转子位置角信息生成电机转速反馈值和电机位置角反馈值。例如，旋变控制模块可以产生对轴角变换器的RDC(Resolver to Digital Converter，旋转变压器数字转换器)控制信号，以控制轴角变换器采集电机转速信号和电机转子位置角信息，且旋变控制模块可以接收轴角变换器发送的电机转速信号和电机转子位置角信息，并根据电机转速信号和电机转子位置角信息生成电机转速反馈值和电机位置角反馈值。电流控制器模块可以被配置为根据DSP系统发送的电流给定指令、A/D采样控制模块发送的电流反馈信号、旋变控制模块发送的电机转速反馈值和电机位置角反馈值，得到对被控对象(例如电机相绕组)的给定电压指令。例如，电流控制器模块可以通过带前馈补偿的复合准比例谐振电流环控制的计算得到给定电压指令。PWM生成模块可以被配置为根据电流控制器模块发送的各相电压指令和DSP系统发送的电机故障状态生成控制容错功率驱动器中的H桥逆变电路的PWM信号。
示例性的，FPGA系统可以采用美国ALTERA公司Cyclone II系列FPGAEP2C35F484C8N。EP2C35F484C8N具有低功耗、低成本等特点，总功率不到1.5W，主频高达100MHz，片内的33216个逻辑单元可以满足系统的组合逻辑及时序控制，70个嵌入式9*9乘法器可以提高FPGA内部的数字信号处理能力，并能够提供最多328个可配置I/O接口，且支持多种电平标准，工作时钟频率可高达400MHZ。
DSP系统可以包括速度控制器模块、容错控制器模块和故障诊断模块。其中，故障诊断模块可以被配置为根据FPGA系统发送的电机相电流反馈信号检测容错功率驱动器中H桥逆变电路的功率开关管的开路故障，以分析六相永磁容错电机控制系统中六相永磁容错电机的实时故障状态。例如，故障诊断模块可以接收FPGA系统发送的电机相电流反馈信号，且可以根据电机相电流反馈信号检测容错功率驱动器中H桥逆变电路的功率开关管的开路故障，并可以将系统的实时故障状态发送至FPGA系统。速度控制器模块可以被配置为根据上位机发送的对六相永磁容错电机的速度指令和FPGA系统发送的电机速度反馈，得到电机电磁转矩给定值。例如，速度控制器模块可以通过速度环控制计算得到电机电磁转矩给定值。容错控制器模块可以被配置为根据速度控制器模块发送的电磁转矩给定值、FPGA系统发送的电机位置角反馈值以及故障诊断模块发送的系统实时故障状态，生成电机非故障绕组的电流给定值，并可以将该电流给定值发送至FPGA系统。例如，容错控制器模块可以进行容错控制策略的计算得到电机非故障绕组的电流给定值。
示例性的，DSP系统可以选用浮点型高速DSP TMS320F28335，该芯片采用高性能的静态CMOS技术，指令周期为6.67ns，主频达150MHz，拥有一个单精度浮点运算单元，最多支持18通道PWM输出，支持CAN、UART、SPI和I2C通讯接口。
如图2所示，DSP系统发送至FPGA系统的各数据信号，可以通过FPGA系统的数据传输模块发送至FPGA系统的各组件，且FPGA系统发送至DSP系统的各数据信号，也可以通过FPGA系统的数据传输模块发送至DSP系统的各组件。
容错功率驱动器可以包括隔离驱动电路和H桥逆变电路。其中，隔离驱动电路可以包括栅极隔离驱动芯片及其外围电路。隔离驱动电路可以被配置为将数字控制电路发送的PWM控制信号与容错功率驱动器的信号进行隔离，从而可以提高电机控制器的可靠性，且隔离驱动电路还可以将数字控制电路产生的PWM信号的功率进行放大。数字控制电路发送的PWM控制信号通常为弱电控制信号，容错功率驱动器的信号通常为强电信号，隔离驱动电路可以将PWM弱电控制信号与容错功率驱动器的强电信号进行隔离。H桥逆变电路可以是六相H桥逆变电路，且可以被配置为对六相永磁容错电机的每一相绕组单独驱动供电，使各相绕组之间形成电气隔离。隔离驱动芯片可以选用美国英飞凌公司的磁隔离驱动芯片1ED020I12-B2，该芯片采用无磁芯变压器技术，具有2A的驱动能力，同时集成了包括欠压锁定、有源米勒钳位和过流保护等功能。六相H桥逆变电路的功率开关管可以选用美国英飞凌公司的FS200R07PE4六单元IGBT模块，其额定工作电压和额定电流分别为650V、200A，反复峰值电流可达400A(1ms)，具有结构紧凑、开关损耗低、可靠性高等优点。由于FS200R07PE4内部集成了3个半桥模块，因此六相H桥逆变电路可以由4个FS200R07PE并联连接组成。
图3示出了一种六相H桥架构容错功率驱动器的结构示意图。本公开实施例中的六相H桥架构容错功率驱动器可以由六组H全桥结构的驱动电路组成，这种结构可以为电机各相绕组单独供电，当电机发生相绕组开路故障或短路故障时，故障相绕组不会对其它正常相绕组造成影响，从而可以实现永磁容错电动机各相绕组之间的电气隔离。图3中A+、A-表示A相绕组的端部，B+、B-表示B相绕组的端部，C+、C-表示C相绕组的端部，D+、D-表示D相绕组的端部，E+、E-表示E相绕组的端部，F+、F-表示F相绕组的端部。逆变电路中的每个H桥由四个功率管Sn1、Sn2，Sn3，Sn4组成，其中Sn1与Sn4组成H桥正向桥臂，Sn2与Sn3组成H桥负向桥臂，n为A、B、C、D、E或F。
本公开实施例提供了一种六相永磁容错电机驱动控制器中带前馈补偿的复合准比例谐振电流控制方法，该方法包括：
S101，计算六相永磁容错电机系统中六相永磁容错电机非故障相绕组中的电流值。
在一种可能的实现方式中，根据最优转矩控制策略，可以计算得到六相永磁容错电机非故障相绕组中的电流值Ii。其中，Ii满足式(1)。
式中，t表示六相永磁容错电机的实际运行时间，θei表示六相永磁容错电机第i相绕组初始电气角度，θej表示六相永磁容错电机第j相绕组初始电气角度，下标j表示第j相故障绕组，下标i表示第i相非故障绕组，km表示六相永磁容错电机峰值反电势系数(V/rad·s-1)，ωe表示六相永磁容错电机转子电角速度，SN表示六相永磁容错电机发生绕组故障后非故障相绕组的集合，Te表示六相永磁容错电机电磁转矩，TF表示六相永磁容错电机故障相绕组产生的电磁转矩。其中，六相永磁容错电机的绕组故障可以包括开路故障或短路故障。TF为不可控电磁转矩部分，且TF大小与故障类型有关，TF可以表示为：
式中，kj表示第j相故障绕组的瞬时反电势系数，Ij表示第j相故障绕组短路电流。
由式(1)可知，在故障发生后，最优转矩控制策略通过在自然静止坐标系下控制剩余非故障相绕组电流，实现对故障相绕组所产生转矩的补偿。如图4和图5所示，通过利用傅里叶法对非故障相绕组电流进行频谱分析，谐波成分表明在开路故障及短路故障容错运行时，电流主要包括基波、三次谐波和五次谐波成分。其中，五次谐波幅值远小于基波和三次谐波幅值。
S102，对六相永磁容错电机非故障相绕组中的电流的基波和三次谐波进行控制。
根据步骤S101中电机容错运行工况下电流的频谱分析结果，可以得到其中基波含量约为86％，三次谐波含量约为11％，其余次谐波总含量小于3％，因此选择对基波和三次谐波进行控制。本公开实施例可以采用复合准比例谐振电流控制器，其经典结构直接将单个的谐振电流控制器通过并列进行叠加。并联式复合结构包含一个比例环节以及多个谐振电流控制器，每个谐振电流控制器对应一个特定的谐振频率。复合准比例谐振电流控制器在s域的传递函数GmQPR(s)满足式(3)。
式中，Kp表示比例系数，ωc表示谐振电流控制器的带宽，s为s域(复频域)的复数变量，ωx表示第x次谐振频率，Krx表示对应x次谐振频率处的谐振增益。
由于谐振电流控制器最终需要在数字控制器中实现，因此连续s域下的复合准比例谐振电流控制器需要进行离散化处理。为了实现小稳态误差，本公开实施例采用了带频率预畸变的双线性变换法，该方法能够提供有效的离散时间延迟补偿。带频率预畸变的双线性变换法可表示为式(4)：
式中，Ts为六相永磁容错电机相电流采样周期，ω0为谐振角频率，z表示z域中的复变量。将式(4)带入式(3)可以得离散域复合准比例谐振电流控制器表达式为：
式中，复合准比例谐振电流控制器的系数包括分母一次项系数a1i，分母常数项系数a2i，分子常数项系数bi，离散变换系数Ci，各项系数分别满足：
式中，ωi表示谐振电流控制器第i次谐振频率，ωc表示谐振电流控制器的带宽，Ts表示六相永磁容错电机相电流采样周期。根据电流频率ωe可计算得到复合准比例谐振电流控制器的谐振频率ωi，将ωi带入表达式(6)即可实时计算得到复合比例谐振控制器各项系数a1i，a2i，bi，Ci。
在正常运行工况下系数n设置为1，在容错运行工况下系数n设置为3，即表示在正常运行工况下仅对基波进行控制，在容错运行工况下需对电流指令的一次和三次谐波成分进行控制。根据式(5)和式(6)，电流环开环传递函数OLTF满足式(7)。
式中，Gm表示六相永磁容错电机传递函数，R表示六相永磁容错电机相电阻，L表示六相永磁容错电机相电感。
S103，根据电流闭环传递函数，计算控制器参数ωc，Kp，Kr1与Kr3。kr1为1次谐振系数，kr3为3次谐振系数。
参数的主要限制要求如下：
(1)ωc需要与谐振频率相匹配，从而保证谐振频率处的合理带宽。
(2)电流控制系统闭环传递函数CLTF在设计谐振频率处的幅值响应需尽量接近0dB，同时频率响应需要尽量接近0°：
式中，ω是六相永磁容错电机的角频率。
(3)需要保证系统闭环传递函数CLTF在其它任意高次谐波频率处的幅值响应远小于0dB，从而抑制电流中的其它高次谐波：
(4)由于六相永磁容错电机相电流的基波频率会随转速的变化而变化，因此所设计的复合准比例谐振控制器必须适用于六相永磁容错电机的整个调速范围。
基于以上限制，利用根轨迹法即可确定六相永磁容错电机整个调速范围内其它不同基波频率处参数Kp，Kr1与Kr3的有效范围。
S104，电流跟踪误差的传递函数可以表示为：
如果要实现最小稳态误差，跟踪误差ER(z)及扰动项误差ED(z)均需要尽量接近于零。由于六相永磁容错电机的反电势DbEmf(z)并非随机干扰项，因此可以通过在电流控制器中引入前馈补偿从而极大的减小反电势对电流跟踪误差的影响。理想情况下，通过测量六相永磁容错电机的转速及转子位置角，即可得到六相永磁容错电机各相绕组前馈补偿。然而由于注入的反电势补偿值是基于六相永磁容错电机转速n(t)及转子位置角θe(t)的测量，因此在实际数字控制器中会不可避免的受到延时带来的影响。转速及位置角的检测误差必然会对前馈补偿电压造成影响，且随电机转速的提升，其影响会随之加剧。因此，需要对瞬时变量n(t)与θe(t)进行修正才能实现更准确的补偿电压。
假设n(k)与θe(k)分别为t(k)时刻电机转速和转子位置角的采样值，然后电流控制器的周期计算在Tcp时间内完成，且Tcp小于电流环周期。等到了下一个采样时刻t(k+1)，根据前一时刻t(k)的电流控制器计算结果对PWM的输出电压进行更新。与此同时，数字系统会继续进行t(k+1)时刻的采样及电流控制器计算。从上述时序过程可以看出，采样时刻与相应的PWM输出时刻之间存在一个周期的延时，因此反电势前馈补偿需要考虑延时环节的影响。
在一个采样周期Ts内，因为转动惯量的作用，电机转速的变化小于1rpm，因此可近似认为电机转速未发生变化，则有：
n(k+1)≈n(k)#(11)
然而转子位置角在一个采样周期Ts内有较大变化，因此在计算中不可被忽视，可以表示为：
根据式(12)即可得考虑延时环节后的优化补偿电压：
可以看出，第i相绕组在t(k+1)时刻的补偿电压不仅与采样周期Ts有关，还与电机的瞬时转速n(k)有关。
本公开实施例提供的六相永磁容错电机驱动控制器中带前馈补偿的复合准比例谐振电流控制方法中的电流控制器是基于六相永磁容错电机在正常及容错运行工况下的电流频谱特性而设计的，首先，基于六相永磁容错电机最优转矩控制策略，分别对开路故障容错运行及短路故障容错运行时的相电流进行频谱分析。然后，在对目前永磁同步电机驱动控制系统中最常用电流控制策略对比分析的基础上，根据电流频谱特性提出采用一种并联型复合准比例谐振电流控制器。其次，在考虑数字控制器中延时环节对输出电压影响的前提下，提出了反电势前馈补偿优化方法，完成离散域下的推力矢量控制用高性能永磁容错电机系统电流控制器的设计。利用根轨迹法，可以证明在电机全调速范围内电流闭环传递函数的极点均位于z域单位圆内，从而验证了控制器的稳定性，因此能够在电机全调速范围内实现对正弦和非正弦电流指令的精确跟踪控制，有效的减小了电流控制器的硬件实现难度。
图6示出了一种复合准比例谐振电流控制器控制方法的流程图，图7示出了一种复合准比例谐振电流控制器结构示意图，下面结合图6和图7对本公开实施例提供的一种复合准比例谐振电流控制方法做进一步说明。本公开实施例提供的一种复合准比例谐振电流控制方法可以包括：
S1：计算六相永磁容错电机系统中六相永磁容错电机当前的电流跟踪控制误差。
在一种可能的实现方式中，根据最优转矩控制策略，可以计算得到六相永磁容错电机非故障相绕组中的电流指令其中，/>满足：
式中，km表示六相永磁容错电机峰值反电势系数(V/rad·s-1)，ωe表示六相永磁容错电机转子电角速度，t表示六相永磁容错电机的实际运行时间，SN表示六相永磁容错电机发生绕组故障后非故障相绕组的集合，下标k表示第k相故障绕组，下标n表示第n相非故障绕组，Te表示六相永磁容错电机电磁转矩，TF表示六相永磁容错电机故障相绕组产生的电磁转矩，θen表示六相永磁容错电机第n相绕组初始电气角度，θek表示六相永磁容错电机第k相绕组初始电气角度。其中，六相永磁容错电机的绕组故障可以包括开路故障或短路故障。TF为不可控电磁转矩部分，且TF大小与故障类型有关，TF可以表示为：
式中，kk表示第k相故障绕组的瞬时反电势系数，ik表示第k相故障绕组短路电流。
在计算六相永磁容错电机系统中六相永磁容错电机当前的电流跟踪控制误差en时，可以将六相永磁容错电机非故障相绕组中的电流指令与六相永磁容错电机绕组相电流反馈值in的差值作为电流跟踪控制误差en。其中，六相永磁容错电机绕组相电流反馈值in可以通过上述实施例中的信号检测电路采集得到。示例性的，电流跟踪控制误差en可以满足式(16)。
S2：实时计算六相永磁容错电机系统中复合准比例谐振电流控制器的系数。其中，复合准比例谐振电流控制器的系数可以包括分母一次项系数a1i，分母常数项系数a2i，分子常数项系数bi，离散变换系数Ci。
示例性的，离散域复合准比例谐振电流控制器表达式GmQPR(z)满足式(17)。
式中，Kp表示比例系数，Kri表示对应i次谐振频率处的谐振增益，z表示z域中的复变量。各项系数表达式分别为：
式中，ωi表示复合准比例谐振电流控制器第i次谐振频率，ωc表示复合准比例谐振电流控制器的带宽，Ts表示六相永磁容错电机相电流采样周期。根据电流频率ωe可计算得到复合准比例谐振电流控制器的谐振频率ωi，将ωi带入表达式(18)即可实时计算得到复合比例谐振控制器各项系数a1i，a2i，bi，Ci。
S3：根据电流跟踪控制误差和复合准比例谐振电流控制器的系数，基于复合准比例谐振控制算法计算复合准比例谐振电流控制器的输出变量。
在一种可能的实现方式中，六相永磁容错电机系统中复合准比例谐振电流控制器的系数是实时计算的，所以可以实时计算复合准比例谐振电流控制器的输出变量。
示例性的，复合准比例谐振控制算法可以满足式(19)。
式中，umQPR(k)表示第k个采样时刻复合准比例谐振电流控制器的输出变量，e(k)、e(k-1)和e(k-2)分别表示第k个采样时刻、第k-1个采样时刻和第k-2个采样时刻六相永磁容错电机的电流偏差值；ui-QR(k)、ui-QR(k-1)和ui-QR(k-2)分别表示第i阶准谐振电流控制器第k个采样时刻、第k-1个采样时刻和第k-2个采样时刻的输出值；ui-QR1(k)、ui-QR2(k)和ui-QR3(k)分别表示第1阶准谐振电流控制器第k个采样时刻的输出值，第2阶准谐振电流控制器第k个采样时刻的输出值，第3阶准谐振电流控制器第k个采样时刻的输出值；up(k)表示第k个采样时刻比例控制输出值；umQPR(k)表示第k个采样时刻输出占空比；uQPR_out(k)表示经过限幅后的第k个采样时刻实际输出占空比；k为采样时刻；Kp表示比例系数；Kri表示对应i次谐振频率处的谐振增益；a1i为分母一次项系数，a2i为分母常数项系数，bi为分子常数项系数。
S4：根据六相永磁容错电机的实时转速、转子实时位置角、反电势系数和电流采样周期，计算六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量。
示例性的，六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量满足式(20)。
式中，uncomp(k+1)表示第k+1个采样时刻六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量，n(k)表示第k个采样时刻六相永磁容错电机的转速，θe(k)表示第k个采样时刻六相永磁容错电机绕组初始电气角度，ke表示六相永磁容错电机反电势系数(V/rpm)，Ts表示六相永磁容错电机相电流采样周期，k表示采样时刻，p表示六相永磁容错电机极对数，θen表示六相永磁容错电机第n相绕组初始电气角度。其中，六相永磁容错电机的实时转速、转子实时位置角、反电势系数和电流采样周期可以通过上述实施例提供的六相永磁容错电机控制系统获得。
S5：根据复合准比例谐振电流控制器的输出变量和六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量，经过限幅计算后得到六相永磁容错电机各相带前馈补偿的复合准比例谐振电流控制器的输出变量。
示例性的，在计算六相永磁容错电机各相带前馈补偿的复合准比例谐振电流控制器的输出变量unout(k)时，可以对复合准比例谐振电流控制器的输出变量umQPR与六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量uncomp求和后，经过限幅计算最终得到六相永磁容错电机第n相带前馈补偿的复合准比例谐振电流控制器的输出变量unout。例如，六相永磁容错电机各相带前馈补偿的复合准比例谐振电流控制器的输出变量可以满足式(21)。
式中，uncomp(k)为第k个采样时刻六相永磁容错电机各相绕组的前馈补偿值；un(k)为第k个采样时刻六相永磁容错电机各相的输出电压指令；unout(k)为经过限幅后的第k个采样时刻六相永磁容错电机各相的实际输出电压指令；下标n表示六相永磁容错电机第n相绕组；k表示采样时刻；umin和umax分别表示六相永磁容错电机各相的输出电压指令的最小值和最大值。
在计算得到得到六相永磁容错电机各相带前馈补偿的复合准比例谐振电流控制器的输出变量之后，可以由PWM生成模块，根据输入的各相给定电压信号求解出各相绕组功率开关管的PWM控制信号，从而实现对六相永磁容错电机电流的控制。
在推力矢量控制用电机伺服系统中，电机的控制通常采用位置环、速度环、电流环的三闭环控制方法，作为最内环的电流环决定了电流的跟踪控制性能，对电机的伺服控制有着直接影响。本发明所提出的推力矢量控制用六相永磁容错电机系统电流控制方法在开路及短路容错运行工况下表现出良好的稳态及动态跟踪控制性能，对幅值及频率的变化有较强的鲁棒性，显著提高了高性能永磁容错电机系统动态控制性能。
在考虑数字控制器中延时环节对输出电压影响的前提下，对转子位置角/速度采样、PWM更新以及电流环周期计算时序进行了详细分析，在此基础上对反电势前馈补偿量进行了优化，所提出的反电势前馈补偿方法有效减小了相反电势扰动引起的电流跟随误差。
本公开实施例提供了一种复合准比例谐振电流控制器控制装置，如图8所述，所述装置800包括：
第一计算模块801，所述第一计算模块被配置为计算六相永磁容错电机系统中六相永磁容错电机当前的电流跟踪控制误差；
第二计算模块802，所述第二计算模块被配置为实时计算六相永磁容错电机系统中复合准比例谐振电流控制器的系数；
与所述第一计算模块801和所述第二计算模块802连接的第三计算模块803，所述第三计算模块被配置为根据所述电流跟踪控制误差和所述系数，基于复合准比例谐振控制算法计算复合准比例谐振电流控制器的输出变量；
第四计算模块804，所述第四计算模块被配置为根据所述六相永磁容错电机的实时转速、转子实时位置角、反电势系数和电流采样周期，计算所述六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量；
与所述第三计算模块803和所述第四计算模块804连接的第五计算模块805，所述第五计算模块被配置为根据所述复合准比例谐振电流控制器的输出变量和所述六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量，经过限幅计算后得到所述六相永磁容错电机各相带前馈补偿的复合准比例谐振电流控制器的输出变量。
可选地，第一计算模块包括第一计算子模块和第一确定子模块。
第一计算子模块被配置为计算六相永磁容错电机非故障相绕组中的电流指令；
第一确定子模块被配置为将所述六相永磁容错电机非故障相绕组中的电流指令与所述六相永磁容错电机绕组相电流反馈值的差值作为所述电流跟踪控制误差。
可选地，所述六相永磁容错电机非故障相绕组中的电流指令满足：
式中，表示所述六相永磁容错电机非故障相绕组中的电流指令，km表示六相永磁容错电机峰值反电势系数(V/rad·s-1)，ωe表示六相永磁容错电机转子电角速度，t表示六相永磁容错电机的实际运行时间，SN表示六相永磁容错电机发生绕组故障后非故障相绕组的集合，下标k表示第k相故障绕组，下标n表示第n相非故障绕组，Te表示六相永磁容错电机电磁转矩，TF表示六相永磁容错电机故障相绕组产生的电磁转矩，θen表示六相永磁容错电机第n相绕组初始电气角度，θek表示六相永磁容错电机第k相绕组初始电气角度。
可选地，所述复合准比例谐振电流控制器的系数包括分母一次项系数a1i，分母常数项系数a2i，分子常数项系数bi，离散变换系数Ci，且满足：
式中，ωi表示复合准比例谐振电流控制器第i次谐振频率，ωc表示复合准比例谐振电流控制器的带宽，Ts表示所述六相永磁容错电机相电流采样周期。
可选地，所述复合准比例谐振控制算法满足：
式中，umQPR(k)表示第k个采样时刻复合准比例谐振电流控制器的输出变量，e(k)、e(k-1)和e(k-2)分别表示第k个采样时刻、第k-1个采样时刻和第k-2个采样时刻六相永磁容错电机的电流偏差值；ui-QR(k)、ui-Qz(k-1)和ui-QR(k-2)分别表示第i阶准谐振电流控制器第k个采样时刻、第k-1个采样时刻和第k-2个采样时刻的输出值；ui-QR1(k)、ui-QR2(k)和ui-QR3(k)分别表示第1阶准谐振电流控制器第k个采样时刻的输出值，第2阶准谐振电流控制器第k个采样时刻的输出值，第3阶准谐振电流控制器第k个采样时刻的输出值；up(k)表示第k个采样时刻比例控制输出值；umQPR(k)表示第k个采样时刻输出占空比；uQPR_out(k)表示经过限幅后的第k个采样时刻实际输出占空比；k为采样时刻；Kp表示比例系数；Kri表示对应i次谐振频率处的谐振增益；a1i为分母一次项系数，a2i为分母常数项系数，bi为分子常数项系数。
可选地，所述六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量满足：
式中，uncomp(k+1)表示第k+1个采样时刻六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量，n(k)表示第k个采样时刻六相永磁容错电机的转速，θe(k)表示第k个采样时刻六相永磁容错电机绕组初始电气角度，ke表示六相永磁容错电机反电势系数(V/rpm)，Ts表示六相永磁容错电机相电流采样周期，k表示采样时刻，p表示六相永磁容错电机极对数，θen表示六相永磁容错电机第n相绕组初始电气角度。
可选地，六相永磁容错电机各相带前馈补偿的复合准比例谐振电流控制器的输出变量满足：
式中，un(k)表示第k个采样时刻六相永磁容错电机各相的输出电压指令；umQPR(k)表示第k个采样时刻复合准比例谐振电流控制器的输出变量；uncomp(k)表示第k个采样时刻六相永磁容错电机各相绕组的前馈补偿值；unout(k)为经过限幅后的第k个采样时刻六相永磁容错电机各相的实际输出电压指令；下标n表示六相永磁容错电机第n相绕组；k为采样时刻；umin和umax分别表示六相永磁容错电机各相的输出电压指令的最小值和最大值。
需要说明的是，上述实施例提供的复合准比例谐振电流控制器控制装置仅是以上述各功能模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能模块完成，即将装置的内部结构或程序划分成不同的功能模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。另外，上述实施例提供的复合准比例谐振电流控制器控制装置与复合准比例谐振电流控制器控制方法实施例属于同一构思，其具体实现过程详见方法实施例，这里不再赘述。
本公开实施例还提供了一种计算机可读存储介质，所述存储介质中存储有计算机程序指令，当所述计算机程序指令由用户设备的处理器执行时，使得用户设备执行上述任一实施例公开的方法。
本公开任一实施例提供的计算机可读存储介质包括永久性和非永久性、可移动和非可移动媒体，可以由任何方法或技术来实现信息存储。信息可以是计算机可读指令、数据结构、程序的模块或其他数据。计算机的存储介质的例子包括，但不限于相变内存(PRAM)、静态随机存取存储器(SRAM)、动态随机存取存储器(DRAM)、其他类型的随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)、快闪记忆体或其他内存技术、只读光盘只读存储器(CD-ROM)、数字多功能光盘(DVD)或其他光学存储、磁盒式磁带，磁带磁盘存储或其他磁性存储设备或任何其他非传输介质，可用于存储可以被计算设备访问的信息。
本公开实施例还提供了一种电子设备，包括处理器和存储器，所述存储器中存储有适于所述处理器执行的计算机程序指令，所述计算机程序指令被所述处理器运行时执行上述任一实施例公开的方法。
本公开任一实施例提供的电子设备可以是手机、电脑、平板电脑、服务器、网络设备等，或者也可以是U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read OnlyMemory)、磁碟或者光盘等。
举例来说，该电子设备可以包括：处理器、存储器、输入/输出接口、通信接口和总线。其中处理器、存储器、输入/输出接口和通信接口通过总线实现彼此之间在设备内部的通信连接。
处理器可以采用通用的CPU(Central Processing Unit，中央处理器)、微处理器、应用专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、或者一个或多个集成电路等方式实现，用于执行相关程序，以实现本说明书实施例所提供的技术方案。
存储器可以采用ROM(Read Only Memory，只读存储器)、RAM(Random AccessMemory，随机存取存储器)、静态存储设备，动态存储设备等形式实现。存储器可以存储操作系统和其他应用程序，在通过软件或者固件来实现本说明书实施例所提供的技术方案时，相关的程序代码保存在存储器中，并由处理器来调用执行。
输入/输出接口用于连接输入/输出模块，以实现信息输入及输出。输入输出/模块可以作为组件配置在设备中，也可以外接于设备以提供相应功能。其中输入设备可以包括键盘、鼠标、触摸屏、麦克风、各类传感器等，输出设备可以包括显示器、扬声器、振动器、指示灯等。
通信接口用于连接通信模块，以实现本设备与其他设备的通信交互。其中通信模块可以通过有线方式(例如USB、网线等)实现通信，也可以通过无线方式(例如移动网络、WIFI、蓝牙等)实现通信。
总线包括一通路，在设备的各个组件(例如处理器、存储器、输入/输出接口和通信接口)之间传输信息。
需要说明的是，尽管上述设备仅示出了处理器、存储器、输入/输出接口、通信接口以及总线，但是在具体实施过程中，该设备还可以包括实现正常运行所必需的其他组件。此外，本领域的技术人员可以理解的是，上述设备中也可以仅包含实现本说明书实施例方案所必需的组件，而不必包含全部所述组件。
通过以上的实施方式的描述可知，本领域的技术人员可以清楚地了解到本说明书实施例可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现。基于这样的理解，本说明书实施例的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本说明书实施例各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。
上述实施例阐明的系统、方法、模块或单元，具体可以由计算机芯片或实体实现，或者由具有某种功能的产品来实现。一种典型的实现设备为计算机，计算机的具体形式可以是个人计算机、膝上型计算机、蜂窝电话、相机电话、智能电话、个人数字助理、媒体播放器、导航设备、电子邮件收发设备、游戏控制台、平板计算机、可穿戴设备或者这些设备中的任意几种设备的组合。
本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。以上所描述的方法实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的模块可以是或者也可以不是物理上分开的，在实施本说明书实施例方案时可以把各模块的功能在同一个或多个软件和/或硬件中实现。也可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例/方式”、“一些实施例/方式”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例/方式或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本申请的至少一个实施例/方式或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例/方式或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例/方式或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例/方式或示例以及不同实施例/方式或示例的特征进行结合和组合。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
本领域的技术人员应当理解，上述实施方式仅仅是为了清楚地说明本公开，而并非是对本公开的范围进行限定。对于所属领域的技术人员而言，在上述公开的基础上还可以做出其它变化或变型，并且这些变化或变型仍处于本公开的范围内。

Claims (8)

1.一种复合准比例谐振电流控制器控制方法，其特征在于，所述方法应用于六相永磁容错电机系统，所述方法包括：
计算六相永磁容错电机系统中六相永磁容错电机当前的电流跟踪控制误差；
实时计算六相永磁容错电机系统中复合准比例谐振电流控制器的系数；
根据所述电流跟踪控制误差和所述系数，基于复合准比例谐振控制算法计算复合准比例谐振电流控制器的输出变量；
根据所述六相永磁容错电机的实时转速、转子实时位置角、反电势系数和电流采样周期，计算所述六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量，所述六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量满足：
式中，表示第k+1个采样时刻六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量，n(k)表示第k个采样时刻六相永磁容错电机的转速，/>表示第k个采样时刻六相永磁容错电机绕组初始电气角度，ke表示六相永磁容错电机反电势系数（V/rpm），Ts表示六相永磁容错电机相电流采样周期，k表示采样时刻，p表示六相永磁容错电机极对数，/>表示六相永磁容错电机第n相绕组初始电气角度；
根据所述复合准比例谐振电流控制器的输出变量和所述六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量，经过限幅计算后得到所述六相永磁容错电机各相带前馈补偿的复合准比例谐振电流控制器的输出变量，六相永磁容错电机各相带前馈补偿的复合准比例谐振电流控制器的输出变量满足：
式中，表示第k个采样时刻六相永磁容错电机各相的输出电压指令；/>表示第k个采样时刻复合准比例谐振电流控制器的输出变量；/>表示第k个采样时刻六相永磁容错电机各相绕组的前馈补偿值；/>为经过限幅后的第k个采样时刻六相永磁容错电机各相的实际输出电压指令；下标n表示六相永磁容错电机第n相绕组；k为采样时刻；umin和umax分别表示六相永磁容错电机各相的输出电压指令的最小值和最大值。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述计算六相永磁容错电机系统中六相永磁容错电机当前的电流跟踪控制误差，包括：
计算六相永磁容错电机非故障相绕组中的电流指令；
将所述六相永磁容错电机非故障相绕组中的电流指令与所述六相永磁容错电机绕组相电流反馈值的差值作为所述电流跟踪控制误差。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述六相永磁容错电机非故障相绕组中的电流指令满足：
式中，表示所述六相永磁容错电机非故障相绕组中的电流指令，km表示六相永磁容错电机峰值反电势系数/>，/>表示六相永磁容错电机转子电角速度，t表示六相永磁容错电机的实际运行时间，SN表示六相永磁容错电机发生绕组故障后非故障相绕组的集合，下标k表示第k相故障绕组，下标n表示第n相非故障绕组，Te表示六相永磁容错电机电磁转矩，TF表示六相永磁容错电机故障相绕组产生的电磁转矩，/>表示六相永磁容错电机第n相绕组初始电气角度，/>表示六相永磁容错电机第k相绕组初始电气角度。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述复合准比例谐振电流控制器的系数包括分母一次项系数a1i，分母常数项系数a2i，分子常数项系数bi，离散变换系数Ci，且满足：
式中，表示复合准比例谐振电流控制器第i次谐振频率，/>表示复合准比例谐振电流控制器的带宽，TS表示所述六相永磁容错电机相电流采样周期。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述复合准比例谐振控制算法满足：
式中，表示第k个采样时刻复合准比例谐振电流控制器的输出变量，e（k）、e（k-1）和e（k-2）分别表示第k个采样时刻、第k-1个采样时刻和第k-2个采样时刻六相永磁容错电机的电流偏差值；/>、/>和/>分别表示第i阶准谐振电流控制器第k个采样时刻、第k-1个采样时刻和第k-2个采样时刻的输出值；/>、/>和/>分别表示第1阶准谐振电流控制器第k个采样时刻的输出值，第2阶准谐振电流控制器第k个采样时刻的输出值，第3阶准谐振电流控制器第k个采样时刻的输出值；/>表示第k个采样时刻比例控制输出值；/>表示第k个采样时刻输出占空比；/>表示经过限幅后的第k个采样时刻实际输出占空比；k为采样时刻；Kp表示比例系数；Kri表示对应i次谐振频率处的谐振增益；a1i为分母一次项系数，a2i为分母常数项系数，bi为分子常数项系数。
6.一种复合准比例谐振电流控制器控制装置，其特征在于，所述装置包括：
第一计算模块，所述第一计算模块被配置为计算六相永磁容错电机系统中六相永磁容错电机当前的电流跟踪控制误差；
第二计算模块，所述第二计算模块被配置为实时计算六相永磁容错电机系统中复合准比例谐振电流控制器的系数；
与所述第一计算模块和所述第二计算模块连接的第三计算模块，所述第三计算模块被配置为根据所述电流跟踪控制误差和所述系数，基于复合准比例谐振控制算法计算复合准比例谐振电流控制器的输出变量；
第四计算模块，所述第四计算模块被配置为根据所述六相永磁容错电机的实时转速、转子实时位置角、反电势系数和电流采样周期，计算所述六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量，所述六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量满足：
式中，表示第k+1个采样时刻六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量，n(k)表示第k个采样时刻六相永磁容错电机的转速，/>表示第k个采样时刻六相永磁容错电机绕组初始电气角度，ke表示六相永磁容错电机反电势系数（V/rpm），Ts表示六相永磁容错电机相电流采样周期，k表示采样时刻，p表示六相永磁容错电机极对数，/>表示六相永磁容错电机第n相绕组初始电气角度；
根据所述复合准比例谐振电流控制器的输出变量和所述六相永磁容错电机各相绕组反电势前馈优化补偿变量，经过限幅计算后得到所述六相永磁容错电机各相带前馈补偿的复合准比例谐振电流控制器的输出变量，六相永磁容错电机各相带前馈补偿的复合准比例谐振电流控制器的输出变量满足：
式中，表示第k个采样时刻六相永磁容错电机各相的输出电压指令；/>表示第k个采样时刻复合准比例谐振电流控制器的输出变量；/>表示第k个采样时刻六相永磁容错电机各相绕组的前馈补偿值；/>为经过限幅后的第k个采样时刻六相永磁容错电机各相的实际输出电压指令；下标n表示六相永磁容错电机第n相绕组；k为采样时刻；umin和umax分别表示六相永磁容错电机各相的输出电压指令的最小值和最大值。
7.一种电子设备，其特征在于，包括处理器和存储器，所述存储器中存储有适于所述处理器执行的计算机程序指令，所述计算机程序指令被所述处理器运行时执行上述权利要求1-5任一所述的方法。
8.一种计算机可读存储介质，所述存储介质中存储有计算机程序指令，当所述计算机程序指令由用户设备的处理器执行时，使得用户设备执行上述权利要求1-5任一所述的方法。
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