SU1336265A1

SU1336265A1 - Цифровой частотный модул тор

Info

Publication number: SU1336265A1
Application number: SU864051138A
Authority: SU
Inventors: Владимир Кузьмич Волков; Владимир Иванович Цапин; Инна Александровна Саранчова
Original assignee: Предприятие П/Я Р-6208
Priority date: 1986-04-08
Filing date: 1986-04-08
Publication date: 1987-09-07

Abstract

Изобретение м.б. использовано в передающих устр-вах синхронных систем св зи. Цель изобретени - повышение точности формировани частотно-модулированного сигнала. Устройство содержит опорный г-р-1, двоичный счетчик 2, реверсивный счетчик 3, ЦАП 6, фильтр 7 нижних частот. Вновь введены двоичный сумматор 4, блок 5 посто нной пам ти. 3 ил. (Л со со О5 го Oi от (Pu2.1 6(}/ход

Description

Изобретение относитс к радиотехнике и может быть использовано в передающих устройствах синхронных систем св зи.

Цель изобретени - повышение точности формировани частотно-модулированного сигнала.

На фиг. 1 изображена структурна электрическа схема предлагаемого модул тора; на фиг. 2 и 3 - временные диаграммы .

Цифровой частотный модул тор содержит опорный генератор 1, двоичный счетчик 2, реверсивный счетчик 3, двоичный сумматор 4, блок 5 посто нной пам ти, циф- роаналоговый преобразователь 6, фильтр 7 нижних частот.

Модул тор работает следующим образом.

Опорный генератор 1 и двоичный счетчик 2 представл ют собой канал формировани кода фазы средней частоты выходных колебаний, а опорный генератор 1 и реверсивный счетчик 3 - канал формировани кода фазы сдвига средней частоты, т.е. величины девиации.

В двоичном сумматоре 4 из упом нутых кодов формируютс коды фаз характеристических частот, отличающихс от средней частоты на величину девиации.

Блок 5 посто нной пам ти, цифро- аналоговый преобразователь (ЦАП) 6 и фильтр 7 нил уних частот представл ют собой устройство формировани синоусидального сигнала на выходе частотного модул тора.

Дл удобства рассмотрени процессов формировани модулированных колебаний с помощью временных диаграмм предположим , что блок 5 посто нной пам ти отсутствует и двоичный сумматор 4 св зан непосредственно с ЦАП 6.

При таком упрощении на выходе ЦАП 6 вместо синусоидальных сигналов наблюдаютс сигналы линейно измен ющегос напр жени , соответствующего фазе выходного сигнала, позвол ющие проследить формирование модулированных сигналов.

В действительности на выходе ЦАП 6 напр жение возрастает не по линейному закону , а ступенчато. Однако уже при колич ест- ве разр дов ЦАП 6, равном восьми, число ступенек за период может быть сделано равным 256, что дает величину отношени сигнал/помеха около 40 дБ. При этом закон изменени напр жени можно считать линейным .

Рассмотрим в отдельности процессы формировани сигналов средней частоты, сигналов сдвига частоты и характеристических частот.

Выходы разр дов реверсивного счетчика 3 отсоединены от соответствующих входов двоичного сумматора 4. Сигналы с выхода опорного генератора 1 поступают на вход двоичного счетчика 2. В результате заполнени двоичного счетчика 2 на выходе сумматора 4 вырабатываетс двоичный код чис0

5

0

5

0

5

0

5

0

5

ла, соответствующего текущей фазе выходного сигнала средней частоты. Так как значение кода с выходов двоичного счетчика 2 нарастает по линейному закону по мере поступлени на вход счетчика тактовых импульсов с выхода опорного генератора 1, то сигналы с выхода ЦАП 6 в этом случае можно представить треугольной аппроксимацией. Выходные сигналы генерируемой частоты дл этого случа изображены сплошной линией (фиг. 2а), где моменты t, ik+i, ..-,+« соответствуют заполнению двоичного счетчика 2.

Выходы разр дов двоичного счетчика 2 отсоединены от соответствующих входов двоичного сумматора 4, а выходы реверсивного счетчика подсоединены к соответствующим входам двоичного сумматора 4.

Управление направлением счета реверсивного счетчика 3 осуществл етс поступающими на вход «Направление счета сигналами информации (фиг. 2в). При поступлении логической единицы осуществл етс пр мой счет, а при поступлении логического нул - обратный счет. Так как при пр мом счете значение кода с разр дов реверсивного счетчика 3 нарастает, а при обратном убывает по линейному закону по мере поступлени на вход счетчика 3 тактовых импульсов с выхода опорного генератора 1, сигналы с выхода ЦАП 6 можно представить треугольной аппроксимацией (фиг. 26): в промежутке времени t, при поступлении на вход «Направление счета логической единицы, а в моменты времени после im - при поступлении логического нул . Момент t/+i соответствует заполнению реверсивного счетчика 3 при пр мом счете, а момент tp - при обратном счете.

Восстановим св зи двоичного счетчика 2 и двоичного сумматора 4. Об зательным условием работы модул тора должно быть равенство максимальных амплитуд напр жени на выходе ЦАП 6 в каналах двоичного счетчика (фиг. 2а) и реверсивного счетчика 3 (фиг. 26). Это достигаетс выбором одинакового количества разр дов чисел, подаваемых на сумматор 4 как с двоичного, так и с реверсивного счетчиков 2 и 3.

На выходе сумматора 4 формируютс коды фаз характеристических частот: к числам, поступающим с разр дов двоичного счетчика 2, добавл ютс возрастающие или убывающие по линейному закону числа с разр дов реверсивного счетчика 3 при пр мом и обратном счете 3 соответственно.

В результате фаза колебаний на выходе ЦАП 6 в первом случае линейно обгон ет , а в другом линейно отстает от фазы средней частоты. При этом происходит сдвиг средней частоты на величину, определ емую набегом фазы:

A- ±i|Покажем процесс набега фазы несущих колебаний (фиг. 2а) при воздействии модулирующего колебани (фиг. 2в) в момент времени tr. В этот момент осуществл етс пр мой счет, происходит добавление чисел с реверсивного счетчика 3 (величина т, фиг. 26) к числам с двоичного счетчика 2. Заполн ютс все разр ды сумматора 4 и в нем происходит сброс. Сумматор 4 обнул етс . Этот сигнал (фиг. 2а) обозначен пунктирной линией . С момента t, вновь начинаетс заполнение сумматора. Длительность периода новых колебаний меньше длительности периода несущих колебаний, т.е. частота становитс выше (фиг. 2а).

С момента tm осуществл етс обратный счет. Длительность периода новых колебаний становитс больше длительности периода несущей,т.е. частота понижаетс .

Покажем, что сдвиг частоты равен частоте колебаний в канале реверсивного счетчика , т.е.

где fi - частота опорного генератора;

П2 - коэффициент пересчета (делени ) реверсивного счетчика 3.

Дл этого рассмотрим фиг. 3, где представлена часть временных диаграмм, изображенных на фиг. 2а и 26. Периоду колебаний средней частоты на выходе ЦАП 6 соответствует отрезок АВ. Периоду колебаний на выходе ЦАП 6, возникающих при работе только канала реверсивного счетчика, соответствует отрезок СЕ. Перид колебаний характеристической частоты изображен отрезком АВ на фиг. 3, где обозначено: М - максимальное число с выхода разр дов двоичного сумматора 4; m - величина, определ ема числом, добавл емым в сумматоре 4 из канала реверсивного счетчика 3 дл осуществлени сброса в ЦАП 6; Т| - длительность периода средней частоты выходных колебаний модул тора; Т2 - длительность периода характеристической частоты модул ..- тора при передаче логической единицы; тз - длительность периода колебаний канала реверсивного счетчика 3.

Заданными величинами вл ютс :

45

т,

i,/u,

ОВ DE М и D,E, O|L .

Величина Т2 вл етс искомой.

Из подоби треугольников CDE и СО|Е1Имеем

Цифровой частотный модул тор, содержащий опорный генератор, выход которого соединен со счетным входом двоичного счетчика и со счетным входом реверсивного счетчика, цифроаналоговый преобразователь, 50 выход которого подключен к входу фильтра нижних частот, отличающийс тем, что, с целью повышени точности формировани частотно-модулированного сигнала, введены последовательно соединенные двоичный сумматор и блок посто нной пам ти, выходы

Из подоби треугольников АОВ и LOP имеем которого соединены с входами цифроаналового преобразовател , выходы двоичного

ОВ AB JV счетчика соединены с первыми входами

ОР LF TFTдвоичного сумматора, вторые входы котоСЕ

М тз

Здесь АВ т,, LP В,В т,- то.

Отсюда

т, М TI-Т2 m

Поэтому

Т|

Т|-Т2

В результате

TI Тз

тз

То

хар

Л JitiL

Т2

TI Тз

15

l/fo+ 1/ДР f l/fol/AF f«+AF.

Аналогично легко определить, что характеристическа частота при передаче логического нул (с момента 1,„, фиг. 2) равна

f.vap§ fo- Др.

Восстановим св зи блока 5 посто нной

пам ти, в который предварительно в двоичной системе через определенный угол записаны дискретные отсчеты косинусоидального сигнала. Путем опроса адресов блока 5 посто нной пам ти числами, поступающими с разр дов двоичного сумматора 4, происходит считывание и формирование на выходе ЦАП 6 синусоидального сигнала. Фильтр 7 нижних частот сглаживает имеющие место коммутационные выбросы.

Так как набег фазы выходных колебаний при модул ции определ етс числом,

записанным в сумматоре 4 с разр дов реверсивного счетчика 3, а в момент перехода от логической единицы к логическому нулю. Это число остаетс неизменным (фиг. 26, точка t,,,), переход от одной характеристической частоты к другой осуществл етс без разрыва фазы, благодар чему информаци передаетс без искажений и с высокой стабильностью частоты.

Claims

Формула изобретени

45

50

5 1336265

рого подключены к выходам реверсивного ционным входоммодул тора, выходом косчетчика , при этом дополнительный вход торого вл етс выход фильтра нижних реверсивного счетчика вл етс информа- частот.

и,

т

/

/

/

L

о I йл+/ z-n

а

tK

n

it+1 tfTj tp

6

Фиг.г

tm

Фиг.З