SU1320883A1 - Device for recovering time intervals of digital signals received from channel with limited bandwidth - Google Patents
Device for recovering time intervals of digital signals received from channel with limited bandwidth Download PDFInfo
- Publication number
- SU1320883A1 SU1320883A1 SU853853145A SU3853145A SU1320883A1 SU 1320883 A1 SU1320883 A1 SU 1320883A1 SU 853853145 A SU853853145 A SU 853853145A SU 3853145 A SU3853145 A SU 3853145A SU 1320883 A1 SU1320883 A1 SU 1320883A1
- Authority
- SU
- USSR - Soviet Union
- Prior art keywords
- input
- output
- block
- unit
- inputs
- Prior art date
Links
Abstract
Изобретение относитс к импульсной технике, в частности к устройствам дл вьделени цифровых сигналов из каналов цифровой передачи с ограниченной полосой пропускани , и Фив. 2 может быть использовано дл воспроизведени цифровых сигналов с магнитного носител с частотной модул цией - модул цией в цифровых системах видеозаписи, звукозаписи, накопител х информации в ЭВМ. Цель изобретени - повышение точности восстановлени временных интервалов цифровых сигналов, принимаемых из канала с ограниченной полосой пропускани . Устройство содержит шину 1 входного сигнала, согласующий блок 2, блоки 3 и 4 задержки, блок 5 относительного усреднени , блоки 6 и 7 сравнени , блок 8 формировани импульсов , триггерный блок 9. Точность выделени временных интервалов, обес- JS печиваема данным устройством, определ етс характеристиками блока сравнени 6. 4 ил. (Л со to о 00 00 соThe invention relates to a pulse technique, in particular to devices for extracting digital signals from digital transmission channels with limited bandwidth, and Thebes. 2 can be used to reproduce digital signals from a magnetic carrier with frequency modulation — modulation in digital video recording systems, audio recordings, information accumulators in a computer. The purpose of the invention is to improve the accuracy of the recovery of time intervals of digital signals received from a channel with a limited bandwidth. The device comprises an input signal bus 1, a matching unit 2, a delay block 3 and 4, a relative averaging block 5, a comparison block 6 and 7, a pulse shaping block 8, a trigger block 9. The accuracy of the time interval allocation provided by this device is determined by the characteristics of the unit of comparison 6. 4 Il. (L with to about 00 00 with
Description
Изобретение относитс к импульсной технике и может быть использовано дл выделени цифровых сигналов из каналов цифровой передачи с огра- ни 1енной полосой пропускани , в.ча- отнести дл воспроизведени цифровых сигналов с магнитного носител с ЧМ- модул цией в цифровых системах видеозаписи , звукозаписи, накопител х информации в ЭВМ.The invention relates to a pulse technique and can be used to extract digital signals from digital transmission channels with a limit of 1 bandwidth, which can be used to reproduce digital signals from FM magnetic modulation magnetic media in digital video recording, sound recording, storage systems. x information in the computer.
Цель изобретени - повышение точности восстановлени временных интервалов цифровых сигналов, принимаемых из канала с ограниченной полосой пропускани .The purpose of the invention is to improve the accuracy of the recovery of time intervals of digital signals received from a channel with a limited bandwidth.
На фиг, 1 представлены временные диаграммы сигналов; на фиг. 2 - функциональна схема устройства; на фиг. 3 - соответствующа принципиальна схема; на фиг. 4 - аналитические построени вершин импульсов, показывающие свойства и ограничени сигналов устройства восстановлени .Fig, 1 shows the timing diagram of the signals; in fig. 2 - functional device diagram; in fig. 3 - the corresponding schematic diagram; in fig. 4 shows analytical plotting of the vertices of the pulses showing the properties and limitations of the signals of the recovery device.
Устройство содержит (фиг. 2) шинуThe device contains (Fig. 2) bus
1 входного сигнала, согласующий блок 25 мента ИЛИ 35, выход которого вл ет2 , блоки 3 и 4 задержки, блок 5 относительного усреднени , блоки 6 и 7 сравнени , блок 8 формировани импульсов и триггерный блок 9. Шина 1 входного сигнала соединена с входом согласующего блока 2, выполненного (см. фиг. 3) из последовательно соединенных входного усилител 10, согласующего резистора 11 с первым .выходом блока 2 и вьфавнивающей цепи 12 на делителе напр жени , выполненном на резисторах 13 и 14 и имеющем второй выход блока 2, Первый выход блока 2 соединен с входом первого блока 3 задержки, включающего линию 15 задержки, и с первым входом блока 5 относительного усреднени , содержащего делитель напр жени на резисторах 16 и 17, второй вход блок 5 соединен с выходом второго блока 4 задержки, включающего последовательно соединенные линию 18 задержки и нагрузочный резистор 19, вход блока 4 задержки соединен с в ыходом блока 3 задержки и с первыми входами блока 7 сравнени и блока 6 сравнени , который выполнен на компараторах 20 и 21 с разнопол рко объединенными входами. Первый и второй выходы блока 6 сравнени соединены с соответствующими информационными входами блока 8 формирователей импульсов содержащего цепи 22 и 23 формировани импульсов по заднему фронту информационного сигнала. Второй выход согласующего блока 2 с выравнивающей цепи 12 соединен с вторым входом сравнивающего блока 7, в котором соединены с вторым входом общей шиной отрицательна цепь 24 смещени , включающа параллельно соединенные отрицательный источник 25 опорного напр жени и делитель напр жени на резисторах 26 и 27, и положительна цепь 28 смещени , включающа параллельно соединенные положительньй источник 29 опорного напр жени и делитель напр жени на резисторах 30 и 31. Выход делител цепи 24 смещени соединен с первым инвертирующим входом компаратора 32 сравнивающей цепи 33, а выход делител цепи 28 смещени соединен с первым инвертирующим входом компаратора 34 сравнивающей цепи 33, вторые входы компараторов 32 и 34 сое; лнены с первым входом блока 7 сравнени , выходы цепи 33 сравнени соединены с входами эле51 input signal, matching unit 25 of OR 35, whose output is 2, delay blocks 3 and 4, relative averaging block 5, comparison blocks 6 and 7, pulse shaping unit 8 and trigger block 9. Input bus 1 is connected to the input of matching block 2, made (see fig. 3) of the input amplifier 10 connected in series, the matching resistor 11 with the first output of the block 2 and the alphabet 12 on the voltage divider made on the resistors 13 and 14 and having the second output of the block 2, First the output of block 2 is connected to the input of the first second delay unit 3 including delay line 15 and a first input of relative averaging unit 5 containing a voltage divider on resistors 16 and 17; second input unit 5 is connected to the output of a second delay unit 4 including serially connected delay line 18 and a load resistor 19, the input of the delay unit 4 is connected to the output of the delay unit 3 and to the first inputs of the comparison unit 7 and the comparison unit 6, which is made on the comparators 20 and 21 with differently combined inputs. The first and second outputs of the comparison unit 6 are connected to the corresponding information inputs of the pulse shaper unit 8 comprising a pulse shaping circuit 22 and 23 on the falling edge of the information signal. The second output of matching unit 2 with equalizing circuit 12 is connected to a second input of comparison block 7, in which a negative bias circuit 24 is connected to the second input of a common bus, including a parallel-connected negative voltage source 25 and a voltage divider on resistors 26 and 27, and a positive bias circuit 28 comprising in parallel a positive voltage reference source 29 and a voltage divider across resistors 30 and 31. The output of the bias circuit divider 24 is connected to the first inverting input of the comp Rathore 32 comparing circuit 33, and output divider bias circuit 28 is connected to a first inverting input of comparator 34, comparing circuit 33, second inputs of the comparators 32 and 34 soy; They are connected to the first input of the comparison unit 7, the outputs of the comparison circuit 33 are connected to the inputs 5
с вьпсодом блока 7 сравнени и соединен с шиной запрета формирователей 22 и 23 блока 8 формировани импульсов , выходы которого соединены с ши- 0 нами 36 и 37., предназначенными дл дальнейшей обработки в цеп х само- синхронизации, и с входами триггерно- го блока 9, содержащего триггер 38, выход которого соединен с шиной 39, вл ющейс выходом восстановленной двоичной информации с исходными временными интервалами.The transmitter of the comparator unit 7 is connected to the prohibition bus of the formers 22 and 23 of the pulse shaping unit 8, the outputs of which are connected to bus 36 and 37. intended for further processing in the self-synchronization circuits, and to the inputs of the trigger block 9, comprising a trigger 38, the output of which is connected to the bus 39, which is the output of the recovered binary information at the original time intervals.
В устройстве восстановлени временных интервалов (а также двоичцой информации) цифровых сигналов, принимаемых из канала с ограниченной полосой пропускани , входной сигнал (фиг. 1 6 ) дважды одинаково .задерживают (фиг. 1 г , сплошна лини - входной сигнал, точечна - однажды задержанный, пунктирна - дважды задержанный ) без искажений и с одинаковой амплитудой, производ т относительное усреднение по амплитуде (например, делителем напр жени наIn the device for restoring time intervals (as well as binary information) of digital signals received from a channel with a limited bandwidth, the input signal (Fig. 16) is twice delayed equally (Fig. 1 g, the solid line is the input signal, and the point is once delayed , dotted - twice delayed, without distortion and with the same amplitude, relative amplitude is performed over the amplitude (for example, by a voltage divider
00
5five
00
резисторах) между входным сигналомresistors) between the input signal
и дважды задержанным сигналом (фиг.1 г, штрихпунктирна лини ),выдел ют разностные сигналы при помощи сравнивающих устройств, а именно разностный сигнал между относительно усредненным и однажды задержанньп (фиг. 1 е ) и разностный сигнал между входным и однажды задержаннымand twice the delayed signal (FIG. 1 g, dash-dotted line), separate the difference signals using comparing devices, namely the difference signal between a relatively average and once delayed (figure 1 f) and the difference signal between the input and once delayed
(фиг. 1 ). Выделенные сигналы от первого сравнивающего устройства (фиг. 1 ,и) подают на входные ши- иы управлени формировател ми импульсов по заднему фронту, а от второго сравнивающего устройства (фиг, 1е ,jt, j) на информационные входы формирователей, в результате ложные импульсы, возникающие на выходе второго сравнивающего устройства (фиг. 1 ,.) при наличии на входном сигнале прот женных- импульсов , по длительности превышающих вре7 сравнени , который с задан ными порогами (фиг. 1 ) цепей 24 и 28 смещени выдел ет разностный сигнал между выравненным на выравнивающей цепи 12 входным сигналом и сигналом на выходе блока 3 задерж ки и Объедин ет сигналы цепи 33 сравнени на элементе ИЛИ 35 (фиг. так как управл ющий сигнал на вход JQ управлени блока 8 отсутствует,..С выхода блока формировани на шинЫ. 36 и 37 поступают очищенные соотве ствую.щие исходным временным интервалам строб-импульсы единицы и нул поэтому двоична информаци легко вьщел етс обычным RS-триггером 38 Точность выделени временных интервалов определ етс характеристиками блока 6 сравнени , что докам нарастани фронта канала (фиг.1 , 6,8, третий единичный и следующий j за ним нулевой с меткой, превышающей амплитуду цифровых сигналов), не проход т на выходе формирователей (фиг. 1 к , ).(Fig. 1). The selected signals from the first comparing device (Fig. 1, I) are fed to the input busbars of the pulse formers on the falling edge, and from the second comparing device (Figs, 1e, jt, j) to the information inputs of the formers, as a result of false pulses arising at the output of the second comparing device (Fig. 1,.) when there are long pulses on the input signal that are longer than the comparison time, which with a given threshold (Fig. 1) of the bias circuits 24 and 28 separates the difference signal leveled at you The open circuit 12 is an input signal and a signal at the output of the block 3 delay and combines the signals of the comparison circuit 33 on the OR element 35 (Fig. because the control signal to the control input JQ of the block 8 is missing ... From the output of the shaping unit to the busbar. 36 and 37, the units are cleared corresponding to the initial time intervals of the strobe pulses, and zero therefore the binary information is easily supplied by the usual RS trigger 38 The accuracy of the time interval allocation is determined by the characteristics of the comparison unit 6 that the docks of the channel front rise (Fig .1, 6.8, the third unit and the next j followed by zero with a label exceeding the amplitude of the digital signals, do not pass at the output of the drivers (Fig. 1 to , ).
Сигналы формирователей используют Q зываетс следующей теоремой, дл дальнейшей обработки в цеп х са- Рассматрива одновременно эпюрыThe shaper signals use Q as the following theorem, for further processing in the chains. Consider simultaneously plots.
мосинхронизации и подают на триггер- ные устройства, с выхода которых снимают исходньй двоичный сигнал с восстановленными временными соотношени ми (фиг. 1 м ,«).mosynchronization and serves to trigger devices, the output of which removes the original binary signal with the restored temporal relations (Fig. 1 m, ").
Восстановление временных интервалов и двоичной информации происходит следующим образом.Restoring time intervals and binary information is as follows.
С шины 1 на вход согласующего блока 2 поступает составной цифровой сигнал, прин тый из канала с ограниченной полосой пропускани (фиг.1 б ) Дп примера показан сигнал видаFrom the bus 1 to the input of the matching unit 2 a composite digital signal is received, received from a channel with a limited bandwidth (Fig. 1b). An example of the signal is shown.
10100111 101011010100111 1010110
имеющий импульсы having impulses
прот женностью t, большей времени нарастани фронта канала, т.е (в данном случае врем нарастани равно длительности двух бит, т.е.the length t, the longer the rise time of the channel front, i.e. (in this case, the rise time is equal to the duration of two bits, i.e.
т, 2Tg). С входного усилител 10 через согласующий резистор 11 сигнал поступает на блоки 3 и 4 задержки и делитс пополам в блоке 5 относительного усреднени на резисторах 16 и 17 относительно задержанного сигнала на выходе блока 4 задержки. На сравнивающем блоке 6 разность сигналов между сигналами на выходе блока 5 относительного усреднени и сигналом на выходе блока 3 задержки воздействует на компараторы 20 и 21 и на их выходах выдел ютс сигналы по пересечению относительно го нул разностного сигнала, которые поступают на информационные входы блока 8 формировани импульсов по заднему фронту. Ложные импульсы (фиг. 1 ,J-) подавл ютс сигналамиt, 2Tg). From the input amplifier 10, through the terminating resistor 11, the signal goes to delay blocks 3 and 4 and is halved in block 5 relative averaging on resistors 16 and 17 relative to the delayed signal at the output of delay block 4. In the comparison block 6, the difference between the signals at the output of the relative averaging block 5 and the output signal of the delay block 3 affects the comparators 20 and 21 and at their outputs the signals are intersected relative to the differential signal horn, which arrive at the information inputs of the formation block 8 pulses on the falling edge. False pulses (Fig. 1, J-) are suppressed by signals.
2088320883
блокаblock
7 сравнени , который с заданными порогами (фиг. 1 ) цепей 24 и 28 смещени выдел ет разностный сигнал между выравненным на выравнивающей цепи 12 входным сигналом и сигналом на выходе блока 3 задержки и Объедин ет сигналы цепи 33 сравнени на элементе ИЛИ 35 (фиг.1 и), так как управл ющий сигнал на входе JQ управлени блока 8 отсутствует,..С выхода блока формировани на шинЫ. 36 и 37 поступают очищенные соответ- ствую.щие исходным временным интервалам строб-импульсы единицы и нул , поэтому двоична информаци легко вьщел етс обычным RS-триггером 38. Точность выделени временных интервалов определ етс характеристиками блока 6 сравнени , что дока j 7, which, with predetermined thresholds (FIG. 1) of the bias circuits 24 and 28, separates the difference signal between the input signal equalized on the equalization circuit 12 and the output signal of the delay unit 3 and Combines the comparison circuit signals 33 on the OR element 35 (FIG. 1 and), since the control signal at the input JQ of control of block 8 is absent, .. From the output of the formation unit to the buses. 36 and 37, the unit and zero are cleared corresponding to the initial time intervals of the strobe-pulses, therefore the binary information is easily transmitted by the usual RS flip-flop 38. The accuracy of the selection of the time intervals is determined by the characteristics of the comparison unit 6, which is dock j
30thirty
. .
3535
pp
вершин импульсов входного, однажды и дважды задержанного сигнала одной амплитуды при времени нараста ш 25 фронта канала, равном или большем длительности бита (Сф / Tg), и примен линейную аппроксимацию нарастани фронта, имеем (фиг. 4 «) три параллельные ломаные пр мые: ABC - дл входного сигнала, DEF - дл однажды задержанного и HI - дл дважды задержанного сигнала, у которых параллельные пр мые АВ, DE, Н, имеющие наклон oi относительно временной оси абсцисс, взаимно пересекаютс с трем параллельными пр мыми ВС, EF, HI с наклоном к оси абсцисс. В точках В и Н произведем сечени , параллель- ные оси ординат, которые согласно теореме о пересекаю1цихс параллельных пр мых образуют подобные треугольники BIN и KKN. Проведем в этих треугольниках линию LNM, равноотсто щую от линий BNK и INH. Лини LNM есть не что иное, как медиана треугольников BIN и NHM, дел ща стороны BI и НК пополам, но треугольники BLN и HMN, лежащие на медиане LNM, также подобны и имеют медианами пр мые LE и ЕМ, следовательно, при любых наклонах d и fl точки L и М всегда будут принадлежать сечени м BI и НК соответственно ,the vertices of the input signal, once and twice delayed signal of one amplitude with a rise time w 25 of the channel front equal to or longer than a bit (Cf / Tg), and using a linear approximation of the rising edge, we have (Fig. 4) three parallel broken straight lines: ABC is for the input signal, DEF is for once delayed and HI is for double delayed signal, in which parallel direct AB, DE, H, having a slope oi relative to the time axis of the abscissa, intersect with three parallel direct waves, EF, HI inclined to the x-axis. At points B and H, we make sections that are parallel to the ordinate axis, which, according to the theorem on the intersection of parallel lines, form similar triangles BIN and KKN. Let us draw in these triangles the line LNM, equidistant from the lines BNK and INH. The LNM lines are nothing more than the median of the BIN and NHM triangles, which divide the BI and NK sides in half, but the BLN and HMN triangles lying on the LNM median are also similar and have the medians straight LE and EM, therefore, for any inclinations d and fl points L and M will always belong to BI and NK sections, respectively
4040
4545
5050
Аналогично дл ломаных пр мых, соответствующих прот женным импульсам АВР, DEP, GHP и ОВС, OEF, OHI, которые соответственно образуют треугольники BHL и ВНК, у которых средние линии LH и ВМ также вл ютс ме 513Similarly, for broken straight lines corresponding to extended impulses ABP, DEP, GHP and OBC, OEF, OHI, which respectively form triangles BHL and OWC, in which the middle lines LH and VM are also 513
дианами, но в треугольниках BHL и ВНМ пр мые LE- и ЕМ тоже вл ютс медианами , следовательно, и в этих случа х точки L и М принадлежат сечени м BI и НК независимо от накло- новd и ft. Таким образом, точки пересечени L и М средней линии LM, соответствующей относительно усредненному сигналу, и пр мых LE и ВМ, вл ющихс частью однажды задержанно- го сигнала, независимо от крутизны нарастани и. спада импульсов неподвйл - ны на временной оси и вл ютс опорными точками дл восстановлени исходных интервалов цифрового сигнала, При этом I и К должны об зательно присутствовать в зоне действующей, амплитуды, в противном случае, при увеличении крутизны фронтов (фиг.4 5 точки пересечени S линий бтноси- тапьного усреднени и однажды задержанного сигнала смещаютс в глубину зоны между сечени ми BI и НК, а лини относительного усреднени приобретает дополнительный излом RT. Ког- да крутизна фронта импульса становитс равной бесконечности (фиг.48), т.е. когда на вход поступают пр моугольные импульсы, точки пересечени S и S ломаной линии относитель- :ного усреднени UARTHB К т IQ между ломаными лини ми UABB CQ входного сигнала и UGHH IQ дважды задержанного сигнала ложатс непосредствен- но на ломаную линию UDEb) FQ однажды задержанного сигнала. Таким образом, дл сохранени неподвижности точек пересечени L и М независимо от изменени крутизны импульсов необходимо превышение или равенство длитель- ности времени нарастани фронта канала 7 относительно суммарной задержки сигналов 2Tj , т.е. С ф 2Т , и, следовательно, при непосредственном приеме цифровых сигналов, мину канал , входной сигнал пропускают через эквивалент канала, например через интегрирующую цепь.dianes, but in the triangles BHL and VNM, the direct LE and EM are also medians, therefore, in these cases, the points L and M belong to the sections BI and NK, regardless of the slopes d and ft. Thus, the intersection points L and M of the middle line LM corresponding to a relatively averaged signal, and the direct LE and VM, which are part of the once delayed signal, regardless of the steepness of and. the pulse decays are not connected on the time axis and are reference points for restoring the original digital signal intervals. At the same time, I and K must be present in the active zone, amplitudes, otherwise, with increasing steepness of the fronts (Fig.4.4 S lines of the near-average averaged and once delayed signal are shifted to the depth of the zone between the BI and NK sections, and the relative averaging line acquires an additional break RT. When the steepness of the pulse front becomes equal to infinity (Fig.48), i.e., when rectangular pulses arrive at the input, the intersection points S and S of the polyline are relative averaging: UARTHB K t IQ between the UAB CQ input line and UGHH IQ broken lines are twice delayed - but to the broken line UDEb) FQ once the delayed signal. Thus, in order to preserve the immobility of the intersection points L and M, regardless of the change in the steepness of the pulses, it is necessary to exceed or equal the duration of the rise time of the channel 7 with respect to the total delay of the 2Tj signals, i.e. With f 2T, and, therefore, with the direct reception of digital signals, a mine channel, the input signal is passed through the channel equivalent, for example, through an integrating circuit.
Claims (1)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU853853145A SU1320883A1 (en) | 1985-02-06 | 1985-02-06 | Device for recovering time intervals of digital signals received from channel with limited bandwidth |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU853853145A SU1320883A1 (en) | 1985-02-06 | 1985-02-06 | Device for recovering time intervals of digital signals received from channel with limited bandwidth |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
SU1320883A1 true SU1320883A1 (en) | 1987-06-30 |
Family
ID=21161942
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SU853853145A SU1320883A1 (en) | 1985-02-06 | 1985-02-06 | Device for recovering time intervals of digital signals received from channel with limited bandwidth |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
SU (1) | SU1320883A1 (en) |
Cited By (36)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7916624B2 (en) | 2000-09-13 | 2011-03-29 | Qualcomm Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
US8045512B2 (en) | 2005-10-27 | 2011-10-25 | Qualcomm Incorporated | Scalable frequency band operation in wireless communication systems |
US8446892B2 (en) | 2005-03-16 | 2013-05-21 | Qualcomm Incorporated | Channel structures for a quasi-orthogonal multiple-access communication system |
US8462859B2 (en) | 2005-06-01 | 2013-06-11 | Qualcomm Incorporated | Sphere decoding apparatus |
US8477684B2 (en) | 2005-10-27 | 2013-07-02 | Qualcomm Incorporated | Acknowledgement of control messages in a wireless communication system |
US8565194B2 (en) | 2005-10-27 | 2013-10-22 | Qualcomm Incorporated | Puncturing signaling channel for a wireless communication system |
US8582509B2 (en) | 2005-10-27 | 2013-11-12 | Qualcomm Incorporated | Scalable frequency band operation in wireless communication systems |
US8582548B2 (en) | 2005-11-18 | 2013-11-12 | Qualcomm Incorporated | Frequency division multiple access schemes for wireless communication |
US8599945B2 (en) | 2005-06-16 | 2013-12-03 | Qualcomm Incorporated | Robust rank prediction for a MIMO system |
US8611284B2 (en) | 2005-05-31 | 2013-12-17 | Qualcomm Incorporated | Use of supplemental assignments to decrement resources |
US8644292B2 (en) | 2005-08-24 | 2014-02-04 | Qualcomm Incorporated | Varied transmission time intervals for wireless communication system |
US8693405B2 (en) | 2005-10-27 | 2014-04-08 | Qualcomm Incorporated | SDMA resource management |
US8831607B2 (en) | 2006-01-05 | 2014-09-09 | Qualcomm Incorporated | Reverse link other sector communication |
US8879511B2 (en) | 2005-10-27 | 2014-11-04 | Qualcomm Incorporated | Assignment acknowledgement for a wireless communication system |
US8885628B2 (en) | 2005-08-08 | 2014-11-11 | Qualcomm Incorporated | Code division multiplexing in a single-carrier frequency division multiple access system |
US8917654B2 (en) | 2005-04-19 | 2014-12-23 | Qualcomm Incorporated | Frequency hopping design for single carrier FDMA systems |
US9088384B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-07-21 | Qualcomm Incorporated | Pilot symbol transmission in wireless communication systems |
US9130810B2 (en) | 2000-09-13 | 2015-09-08 | Qualcomm Incorporated | OFDM communications methods and apparatus |
US9137822B2 (en) | 2004-07-21 | 2015-09-15 | Qualcomm Incorporated | Efficient signaling over access channel |
US9136974B2 (en) | 2005-08-30 | 2015-09-15 | Qualcomm Incorporated | Precoding and SDMA support |
US9144060B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-09-22 | Qualcomm Incorporated | Resource allocation for shared signaling channels |
US9143305B2 (en) | 2005-03-17 | 2015-09-22 | Qualcomm Incorporated | Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system |
US9148256B2 (en) | 2004-07-21 | 2015-09-29 | Qualcomm Incorporated | Performance based rank prediction for MIMO design |
US9154211B2 (en) | 2005-03-11 | 2015-10-06 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for beamforming feedback in multi antenna communication systems |
US9172453B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-10-27 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for pre-coding frequency division duplexing system |
US9179319B2 (en) | 2005-06-16 | 2015-11-03 | Qualcomm Incorporated | Adaptive sectorization in cellular systems |
US9184870B2 (en) | 2005-04-01 | 2015-11-10 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for control channel signaling |
US9209956B2 (en) | 2005-08-22 | 2015-12-08 | Qualcomm Incorporated | Segment sensitive scheduling |
US9210651B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-12-08 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for bootstraping information in a communication system |
US9225488B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-12-29 | Qualcomm Incorporated | Shared signaling channel |
US9225416B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-12-29 | Qualcomm Incorporated | Varied signaling channels for a reverse link in a wireless communication system |
US9246560B2 (en) | 2005-03-10 | 2016-01-26 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for beamforming and rate control in a multi-input multi-output communication systems |
US9307544B2 (en) | 2005-04-19 | 2016-04-05 | Qualcomm Incorporated | Channel quality reporting for adaptive sectorization |
US9461859B2 (en) | 2005-03-17 | 2016-10-04 | Qualcomm Incorporated | Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system |
US9520972B2 (en) | 2005-03-17 | 2016-12-13 | Qualcomm Incorporated | Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system |
US9660776B2 (en) | 2005-08-22 | 2017-05-23 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for providing antenna diversity in a wireless communication system |
-
1985
- 1985-02-06 SU SU853853145A patent/SU1320883A1/en active
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
Гитлиц М.В. и др фоны и их применение. 1980, с. 145. За вка JP № 57-40700, кл. Н 04 N 5/14, Н 03 К 3/02, 1982. * |
Cited By (64)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8098568B2 (en) | 2000-09-13 | 2012-01-17 | Qualcomm Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
US8199634B2 (en) | 2000-09-13 | 2012-06-12 | Qualcomm Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
US7990843B2 (en) | 2000-09-13 | 2011-08-02 | Qualcomm Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
US7990844B2 (en) | 2000-09-13 | 2011-08-02 | Qualcomm Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
US8014271B2 (en) | 2000-09-13 | 2011-09-06 | Qualcomm Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
US7916624B2 (en) | 2000-09-13 | 2011-03-29 | Qualcomm Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
US7924699B2 (en) | 2000-09-13 | 2011-04-12 | Qualcomm Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
US8098569B2 (en) | 2000-09-13 | 2012-01-17 | Qualcomm Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
US10313069B2 (en) | 2000-09-13 | 2019-06-04 | Qualcomm Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
US8218425B2 (en) | 2000-09-13 | 2012-07-10 | Qualcomm Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
US8223627B2 (en) | 2000-09-13 | 2012-07-17 | Qualcomm Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
US8295154B2 (en) | 2000-09-13 | 2012-10-23 | Qualcomm Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
US9426012B2 (en) | 2000-09-13 | 2016-08-23 | Qualcomm Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
US11032035B2 (en) | 2000-09-13 | 2021-06-08 | Qualcomm Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
US9130810B2 (en) | 2000-09-13 | 2015-09-08 | Qualcomm Incorporated | OFDM communications methods and apparatus |
US10849156B2 (en) | 2004-07-21 | 2020-11-24 | Qualcomm Incorporated | Efficient signaling over access channel |
US9137822B2 (en) | 2004-07-21 | 2015-09-15 | Qualcomm Incorporated | Efficient signaling over access channel |
US10237892B2 (en) | 2004-07-21 | 2019-03-19 | Qualcomm Incorporated | Efficient signaling over access channel |
US10194463B2 (en) | 2004-07-21 | 2019-01-29 | Qualcomm Incorporated | Efficient signaling over access channel |
US9148256B2 (en) | 2004-07-21 | 2015-09-29 | Qualcomm Incorporated | Performance based rank prediction for MIMO design |
US10517114B2 (en) | 2004-07-21 | 2019-12-24 | Qualcomm Incorporated | Efficient signaling over access channel |
US11039468B2 (en) | 2004-07-21 | 2021-06-15 | Qualcomm Incorporated | Efficient signaling over access channel |
US9246560B2 (en) | 2005-03-10 | 2016-01-26 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for beamforming and rate control in a multi-input multi-output communication systems |
US9154211B2 (en) | 2005-03-11 | 2015-10-06 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for beamforming feedback in multi antenna communication systems |
US8446892B2 (en) | 2005-03-16 | 2013-05-21 | Qualcomm Incorporated | Channel structures for a quasi-orthogonal multiple-access communication system |
US8547951B2 (en) | 2005-03-16 | 2013-10-01 | Qualcomm Incorporated | Channel structures for a quasi-orthogonal multiple-access communication system |
US9461859B2 (en) | 2005-03-17 | 2016-10-04 | Qualcomm Incorporated | Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system |
US9520972B2 (en) | 2005-03-17 | 2016-12-13 | Qualcomm Incorporated | Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system |
US9143305B2 (en) | 2005-03-17 | 2015-09-22 | Qualcomm Incorporated | Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system |
US9184870B2 (en) | 2005-04-01 | 2015-11-10 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for control channel signaling |
US9408220B2 (en) | 2005-04-19 | 2016-08-02 | Qualcomm Incorporated | Channel quality reporting for adaptive sectorization |
US9307544B2 (en) | 2005-04-19 | 2016-04-05 | Qualcomm Incorporated | Channel quality reporting for adaptive sectorization |
US9036538B2 (en) | 2005-04-19 | 2015-05-19 | Qualcomm Incorporated | Frequency hopping design for single carrier FDMA systems |
US8917654B2 (en) | 2005-04-19 | 2014-12-23 | Qualcomm Incorporated | Frequency hopping design for single carrier FDMA systems |
US8611284B2 (en) | 2005-05-31 | 2013-12-17 | Qualcomm Incorporated | Use of supplemental assignments to decrement resources |
US8462859B2 (en) | 2005-06-01 | 2013-06-11 | Qualcomm Incorporated | Sphere decoding apparatus |
US8599945B2 (en) | 2005-06-16 | 2013-12-03 | Qualcomm Incorporated | Robust rank prediction for a MIMO system |
US9179319B2 (en) | 2005-06-16 | 2015-11-03 | Qualcomm Incorporated | Adaptive sectorization in cellular systems |
US8885628B2 (en) | 2005-08-08 | 2014-11-11 | Qualcomm Incorporated | Code division multiplexing in a single-carrier frequency division multiple access system |
US9693339B2 (en) | 2005-08-08 | 2017-06-27 | Qualcomm Incorporated | Code division multiplexing in a single-carrier frequency division multiple access system |
US9246659B2 (en) | 2005-08-22 | 2016-01-26 | Qualcomm Incorporated | Segment sensitive scheduling |
US9209956B2 (en) | 2005-08-22 | 2015-12-08 | Qualcomm Incorporated | Segment sensitive scheduling |
US9860033B2 (en) | 2005-08-22 | 2018-01-02 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for antenna diversity in multi-input multi-output communication systems |
US9240877B2 (en) | 2005-08-22 | 2016-01-19 | Qualcomm Incorporated | Segment sensitive scheduling |
US9660776B2 (en) | 2005-08-22 | 2017-05-23 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for providing antenna diversity in a wireless communication system |
US8644292B2 (en) | 2005-08-24 | 2014-02-04 | Qualcomm Incorporated | Varied transmission time intervals for wireless communication system |
US9136974B2 (en) | 2005-08-30 | 2015-09-15 | Qualcomm Incorporated | Precoding and SDMA support |
US9144060B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-09-22 | Qualcomm Incorporated | Resource allocation for shared signaling channels |
US9225488B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-12-29 | Qualcomm Incorporated | Shared signaling channel |
US8693405B2 (en) | 2005-10-27 | 2014-04-08 | Qualcomm Incorporated | SDMA resource management |
US8045512B2 (en) | 2005-10-27 | 2011-10-25 | Qualcomm Incorporated | Scalable frequency band operation in wireless communication systems |
US9088384B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-07-21 | Qualcomm Incorporated | Pilot symbol transmission in wireless communication systems |
US9172453B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-10-27 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for pre-coding frequency division duplexing system |
US9210651B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-12-08 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for bootstraping information in a communication system |
US8879511B2 (en) | 2005-10-27 | 2014-11-04 | Qualcomm Incorporated | Assignment acknowledgement for a wireless communication system |
US9225416B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-12-29 | Qualcomm Incorporated | Varied signaling channels for a reverse link in a wireless communication system |
US8842619B2 (en) | 2005-10-27 | 2014-09-23 | Qualcomm Incorporated | Scalable frequency band operation in wireless communication systems |
US8477684B2 (en) | 2005-10-27 | 2013-07-02 | Qualcomm Incorporated | Acknowledgement of control messages in a wireless communication system |
US8582509B2 (en) | 2005-10-27 | 2013-11-12 | Qualcomm Incorporated | Scalable frequency band operation in wireless communication systems |
US8565194B2 (en) | 2005-10-27 | 2013-10-22 | Qualcomm Incorporated | Puncturing signaling channel for a wireless communication system |
US10805038B2 (en) | 2005-10-27 | 2020-10-13 | Qualcomm Incorporated | Puncturing signaling channel for a wireless communication system |
US8582548B2 (en) | 2005-11-18 | 2013-11-12 | Qualcomm Incorporated | Frequency division multiple access schemes for wireless communication |
US8681764B2 (en) | 2005-11-18 | 2014-03-25 | Qualcomm Incorporated | Frequency division multiple access schemes for wireless communication |
US8831607B2 (en) | 2006-01-05 | 2014-09-09 | Qualcomm Incorporated | Reverse link other sector communication |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
SU1320883A1 (en) | Device for recovering time intervals of digital signals received from channel with limited bandwidth | |
KR940008306A (en) | Signal transmission method and signal transmission circuit | |
US4382298A (en) | Binary digit or bit restoration circuit | |
US3289082A (en) | Phase shift data transmission system with phase-coherent data recovery | |
US4287596A (en) | Data recovery system for use with a high speed serial link between two subsystems in a data processing system | |
GB1234608A (en) | ||
EP0037260B1 (en) | Data regenerative system for nrz mode signals | |
US3864583A (en) | Detection of digital data using integration techniques | |
GB2047052A (en) | Synchronizing a quadphase receiver | |
JPS6324340B2 (en) | ||
US3593140A (en) | Pcm transmission system employing pulse regenerators | |
US3496557A (en) | System for reproducing recorded digital data and recovering data proper and clock pulses | |
US4165491A (en) | Circuit for detecting zero crossing points for data signal | |
GB2114832A (en) | A pulse count fm detector | |
US20230026005A1 (en) | Data transmitting and receiving device | |
US3588714A (en) | System for reconstructing a digital signal | |
US3623078A (en) | Information handling system especially for magnetic recording and reproducing of digital data | |
US4198663A (en) | Digital signal recording system | |
US3665327A (en) | Noise discriminator for digital data detection system | |
US3569948A (en) | High bit density record and reproduce system with selected frequency band component dispersal | |
US4612508A (en) | Modified Miller data demodulator | |
US3133274A (en) | Ternary recording and reproducing apparatus | |
US4536740A (en) | Doublet detector for data recording or transmission | |
US3564411A (en) | Pulse detection by means of pattern recognition | |
KR102478263B1 (en) | Hybrid transmitter, operation method thereof and transmitting and receving system |